一種接收機混頻器的製作方法

2023-10-11 02:13:29

專利名稱：一種接收機混頻器的製作方法
技術領域：
本發明涉及非接觸式的自動識別技術領域，特別涉及射頻識別讀寫器中的接收機混頻器。
背景技術：
高集成度、低成本、低功耗的射頻識別(RFID，Radio Frequency Identification) 讀寫器對建設智能化社會有重要的作用。如果將其集成到手機和其他各類移動終端，不僅可進一步拓展目前已逐步實施的眾多射頻識別應用領域，而且會產生許多全新應用領域。 例如，使用者可通過手機網際網路聯接方便地掌握感興趣的產品信息，集成有RFID讀寫器和 GPS接收功能的手機可無縫隙地監督、定位和跟蹤產品，從而提高消費者選擇產品的靈活性以及產品供應鏈的管理效率。目前，一些主要的手機廠商(如諾基亞)已帶頭在其主要產品中採納RFID功能，其他廠商也必將跟進。如圖1所示，ABI Research預測2015年單在亞太地區市場就將有5千5百多萬的RFID手機消費量。目前實用的RFID技術存在五個標準體系1. ISO (International Standard Organization)標準體系，包括 IS0/IEC 18000、 IS0/IEC 14443、IS0/IEC 15693 系列標準；2. EPC Global (Electronic Product Code)標準體系；3.源於日本的Ubiquitous ID標準體系；4.中國信息產業部的800/900MHZ頻段射頻識別RFID技術應用規定[5]；5.中國聯通手機2. 4G頻率NFC應用業務規範和中國移動通信企業標準手機支付 RFID-SIM卡片基礎技術方案。按應用頻率的不同，RFID技術可分為低頻(LF)、高頻(HF)、超高頻(UHF)、微波 (MW)四類；相對應的代表性頻率分別為低頻135KHz以下、高頻13. 56MHz、超高頻860M 960MHz、微波 2. 4GHz 及 5. 8GHz。RFID的應用前景廣闊，是全球競爭激烈的高技術行業之一。但由於RFID全球標準、頻段不統一，產品不兼容，地阻礙了各類應用的推廣，因此，多頻段、多標準、可攜式的 RFID讀寫器市場即將應運而生。目前，基於分立元件的RFID讀寫器已經全面開發，但是設備一般比較龐大、昂貴而且功耗高。最近兩年，RFID讀寫器射頻前端系統集成晶片和標籤的研究，吸引了眾多國內外研究人員的注意，但基本上全部是局限於單一頻段和單一標準的， 主要可分為HF和UHF兩大陣營。一方面，世界經濟、技術正朝著全球化迅速發展，另一方面，不同國家和地方存在著日益嚴重的保護主義和技術/貿易壁壘；這兩種因素的存在，使得開發以不變應萬變的兼容產品勢在必行。因此，需要提供多標準、多頻段RFID讀寫器的關鍵技術，尤其是低噪聲放大器的多頻段共享技術，使用利於大規模推廣的廉價CMOS工藝製程，開發低功耗的射頻收發器前端，為促進物聯網技術和應用的發展、建設智能社會體系作出一份貢獻。

發明內容
本發明解決的問題是，提供一種接收機混頻器的電路，以簡化射頻識別讀寫器的設計、進而節約設計成本。為解決上述問題，本發明提供一種接收機混頻器，包括接收機混頻器第一輸入端，用於輸入待混頻信號；接收機混頻器第二輸入端，用於輸入本振混頻信號；接收機混頻器輸出端，用於輸出處理後的信號；混頻單元，用於將所述待混頻信號和所述本振混頻信號混頻後輸出；緩衝單元，用於將所述待混頻信號緩衝後輸出；所述混頻單元，包括所述緩衝單元。可選的，所述待混頻信號，是差分信號。可選的，所述本振混頻信號，至少包括模式一和模式二 所述模式一適於所述混頻單元進入工作模式；所述模式二適於所述緩衝單元進入工作模式。可選的，所述接收機混頻器第一輸入端，包括低噪聲放大器第一輸出端，低噪聲放大器第二輸出端。可選的，所述接收機混頻器第二輸入端，包括接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端和接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端；當所述本振混頻信號模式一時，所述接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端輸入高電平，所述接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端輸入低電平；當所述本振混頻信號模式二時，所述接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端和所述接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端，基於工作頻率周期輪換輸入高電平或低電平。可選的，所述接收機混頻器輸出端，包括接收機混頻器第一輸出端，和接收機混頻
器第二輸出端。可選的，所述緩衝單元，包括第三組第一 NMOS管，具有源極，與所述低噪聲放大器第二輸出端連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端連接；具有漏極，與所述接收機混頻器第一輸出端連接；第三組第二 NMOS管，具有源極，與所述低噪聲放大器第一輸出端連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端連接； 具有漏極，與所述接收機混頻器第二輸出端連接。可選的，所述混頻單元，包括所述第三組第一 NMOS管；所述第三組第二 NMOS管； 第三組第三NMOS管，具有源極，與所述低噪聲放大器第二輸出端連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端連接；具有漏極，與所述接收機混頻器第二輸出端連接；第三組第四NMOS管，具有源極，與所述低噪聲放大器第一輸出端連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端連接；具有漏極，與所述接收機混頻器第一輸出端連接。可選的，還包括，混頻主動負載單元。所述混頻主動負載單元，接收機混頻器第三輸入端，用於輸入直流偏置信號；第三組第五PMOS管，具有漏極，與所述接收機混頻器第三輸入端K連接；具有柵極，柵漏連接；具有源極；第三組第六PMOS管，具有漏極，與所述第三組第二 NMOS管的漏極連接，同時與所述接收機混頻器第一輸出端連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第三輸入端連接；具有源極；第三組第七PMOS管，具有漏極，與所述第三組第一 NMOS管的漏極連接，同時與所述接收機混頻器第二輸出端連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第三輸入端連接；具有源極；所述第三組第五PMOS管的源極、第三組第六PMOS管的源極和第三組第七PMOS管的源極連接。與現有技術相比，上述接收機混頻器適於處理不同頻段的接收信號，最大限度共享器件。所述接收機混頻器與低噪聲放大器配合工作，省去了低噪聲放大器的輸出級與接收機混頻器的輸入級，將電流-電 壓-電壓-電流的模式簡化成了電流-電流的模式，即低噪聲放大器的輸入級直接與接收機混頻器的輸出級連接，從而簡化了設計，進而降低成本。


圖1是本發明所應用的多頻段射頻識別讀寫器的系統硬體結構示意圖；圖2是本發明所應用的多頻段射頻識別讀寫器的頻率合成器硬體結構示意圖；圖3是本發明所應用的多頻段射頻識別讀寫器的接收機硬體結構示意圖；圖4是本發明所應用的多頻段射頻識別讀寫器的發射機硬體結構示意圖；圖5是本發明所應用的多頻段射頻識別讀寫器的系統框圖；圖6是與本發明配合的低噪聲放大器的實施例一；圖7是與本發明配合的低噪聲放大器的實施例二 ；圖8是與本發明配合的低噪聲放大器的實施例三；圖9是與本發明配合的低噪聲放大器的實施例四；圖10是與本發明配合的低噪聲放大器的電路實現圖；圖11是與本發明配合的低噪聲放大器1111-1114等效電路圖；圖12是與本發明配合的低噪聲放大器的傳遞函數示意圖；圖13是本發明的接收機混頻器的實施例一；圖14是本發明的接收機混頻器的實施例二 ；圖15是本發明的接收機混頻器的實施例二的電路實現圖；圖16A是現有的接收機混頻器與低噪聲放大器配合的效果示意圖；圖16B是現有的接收機混頻器與低噪聲放大器配合的效果示意圖。
具體實施例方式下面結合附圖和具體實施例對本發明的射頻識別讀寫器的具體實施方式
做詳細的說明。請參考圖1，其顯示了本發明所應用的射頻識別RFID讀寫器的系統硬體結構。所述射頻識別RFID讀寫器用於處理接收到的射頻信號，並輸出射頻信號。其包括射頻收發器前端模塊10、接收機11、發射機12、頻率合成器13、數位訊號處理器14。可選的，還包括能源管理器15。射頻收發器前端模塊10分別與接收機11、發射機12耦接。接收機11的第一端與射頻收發器前端模塊10耦接，第二端與數位訊號處理器14耦接，第三端與頻率合成器13 耦接。發射機12的第一端與射頻收發器前端模塊10耦接，第二端與數位訊號處理器14耦接，第三端與頻率合成器13耦接。頻率合成器13的一端與數位訊號處理器14耦接，另一端分別與接收機11、發射機12耦接。數位訊號處理器14的一端與接收機11耦接，另一端與發射機12耦接。能源管理器15分別與接收機11、發射機12、頻率合成器13、數位訊號處理器14耦接。
所述射頻收發器前端模塊10，用於接收和發射射頻信號。其是耦合電感或是天線。 在接收、發射0. 135-13. 56MHz頻率信號時，使用耦合電感；在接收、發射非0. 135-13. 56MHz 頻段信號時使用天線。所述數位訊號處理器14，用於處理數位化的所述射頻收發器前端模塊10接收的射頻信號，輸出待對外發射的數位訊號。所述頻率合成器13，用於在至少一個工作頻段向所述接收機11或發射機12提供混頻信號；所述混頻信號是根據所述射頻收發器前端模塊10的接收信號的頻率或所述數位訊號處理器14的輸出信號對應的頻率生成的。當射頻信號輸入到所述接收機11時，所述頻率合成器13對所有頻段進行搜索後鎖定最強信號頻率，確定為當前工作頻段，並輸出與當前工作頻段相應的混頻信號。比如，頻率合成器13首先輸出工作頻段為13. 56MHz時對應的本振混頻信號，後， 由數位訊號處理器14判斷是否能通過接收機11接收到13. 56MHz的射頻信號，如果能接收到所述對應頻段的接收信號，則由發射機12輸出同一信號進行接收和發射通訊；如果數位訊號處理器14判斷沒有13. 56MHz的射頻信號，則通過頻率合成器13輸出下一頻段對應的本振混頻信號，比如433MHz，並由數位訊號處理器14判斷是否能通過接收機11接收到對應頻段的射頻信號，直到能收到所述對應頻段的射頻信號為止。所述接收機11，用於處理所述射頻收發器前端模塊10接收到的各種頻段的射頻信號，將處理後的信號輸出到所述數位訊號處理器14。特定頻率的射頻信號，通過對應的低噪聲放大後與所述頻率合成器13輸出的對應的混頻信號下變頻混頻，濾波去除幹擾並數位化後，輸出至數位訊號處理器14。所述發射機12，用於處理所述數位訊號處理器14輸出的與各種頻率相對應的數位訊號，將處理後的信號輸出到所述射頻收發器前端模塊10。特定頻率的數位訊號從數位訊號處理器14輸出後，轉換成模擬信號再濾波去除幹擾，當發射信號對應為433MHz及以上頻率時，與頻率合成器13輸出的對應混頻信號一起上變頻混頻，然後功率驅動放大並輸出到對應的射頻收發器前端模塊10 ；當發射信號對應為0. 135-13. 56MHz頻率時，轉化成模擬信號並濾波後，直接功率驅動放大後輸入射頻收發器前端模塊10。可選的，所述能源管理器15，負責給接收機11、發射機12、頻率合成器13、數位訊號處理器14提供能源。所述射頻識別RFID讀寫器工作原理是接收並處理各頻段信號時，其通過射頻收發器前端模塊10接收的各種頻段的信號，按頻率低噪聲放大後，與頻率合成器13輸出的相應的混頻信號下變頻混頻，隨後濾波消除幹擾，將模擬信號轉換成數位訊號，輸入數位訊號處理器14。處理並發射各頻段信號時，其通過數位訊號處理器14輸出待發射特定頻率數位訊號，轉換成模擬信號後，濾波去除幹擾，當發射頻段是433MHz及以上頻段時，按頻率與頻率合成器13輸出的相應混頻信號上變頻混頻後，按頻率功率驅動放大，最後輸出到射頻收發器前端模塊10 ；當發射頻段是0. 135-13. 56MHz時，因為調製信號的載波波形由數位訊號處理器14直接合成，所以模擬信號濾波後直接進行功率驅動放大，最後輸出到射頻收發器前端模塊10。
可選的，不同頻率信號不同時接收、發射及處理，在確保性能的前提下最大限度的參考圖2，本發明所應用的多頻段射頻識別讀寫器的頻率合成器硬體結構。所述頻率合成器13用於根據所述射頻收發器前端模塊的接收信號的頻率或所述數位訊號處理器的輸出信號對應的頻率，生成相應的混頻信號，並至少在一種頻率信號的接收、發射模式下向接收機11、發射機12提供混頻信號，其包括壓控振蕩器132、小數分頻頻率合成器131、本振除法器134、本振接收機混頻器133和除法器135。小數分頻頻率合成器131的輸入端與數位訊號處理器14的輸出端耦接，小數分頻頻率合成器131的輸出端與壓控振蕩器132的輸入端耦接，壓控振蕩器132的輸出端分別與本振接收機混頻器133、本振除法器134的輸入端耦接，本振除法器134的輸出端與本振接收機混頻器133耦接，本振接收機混頻器133的輸出端與除法器135的輸入端耦接，除法器135的輸出端分別與接收機混頻器112，發射機接收機混頻器123的耦接。所述的壓控振蕩器132和小數分頻頻率合成器131用於配合以產生本振信號。所述本振除法器134，用於分頻或緩衝所述本振信號。所述本振接收機混頻器133，用於混頻或緩衝所述本振信號和所述本振除法器 134分頻或緩衝後的信號。所述除法器135，用於分頻或緩衝所述本振接收機混頻器133混頻或緩衝後的信號，產生所述頻率合成器13輸出的混頻信號。以下參考圖5詳細說明各接收/發射波段情況下頻率合成器13的工作原理當接收/發射波段為5800MHz，壓控振蕩器132的頻率設置為3867MHz。相應，本振除法器134設置為2分頻，除法器135設置為緩衝，本振接收機混頻器133設置為混頻。 其本振信號產生方法為壓控振蕩器132的輸出與自己的2分頻上變頻混頻。當接收/發射波段為2450MHz，壓控振蕩器132的頻率設置為3267MHz。相應，本振除法器134設置為2分頻，除法器135設置為2分頻，本振接收機混頻器133設置為混頻。 其本振信號產生方法為壓控振蕩器132的輸出與自己的2分頻上變頻混頻，然後2分頻。當接收/發射波段為900MHz，壓控振蕩器132的頻率設置為3600MHz。相應，本振除法器134設置為2分頻，除法器135設置為6分頻，本振接收機混頻器133設置為混頻。 其本振信號產生方法為壓控振蕩器132的輸出與自己的2分頻上變頻混頻，然後6分頻。當接收/發射波段為433MHz，壓控振蕩器132的頻率設置為3464MHz。相應，本振除法器134設置為2分頻，除法器135設置為12分頻，接收機混頻器133設置為混頻。其本振信號產生方法為壓控振蕩器132的輸出與自己的2分頻上變頻混頻，然後12分頻。當接收/發射波段為13. 56MHz，壓控振蕩器132的頻率設置為3471MHz。相應，本振除法器134設置為2分頻，接收機混頻器設置為緩衝，除法器設置為128分頻。其本振信號產生方法為壓控振蕩器132的輸出2分頻，然後128分頻。當接收/發射波段為0. 135MHz，壓控振蕩器132不工作。請參考圖3，其顯示了本發明所應用的多頻段射頻識別讀寫器的接收機硬體結構。 所述接收機11，用於處理所述射頻收發器前端模塊接10收到的各種頻段的射頻信號，將處理後的信號輸出到所述數位訊號處理器14。其包括低噪聲放大器111、接收機混頻器112、 接收機濾波器113、模數轉換器114。
低噪聲放大器111的輸入端與射頻收發器前端模塊10的輸出端耦接，低噪聲放大器111的輸出端與接收機混頻器112輸入端耦接，接收機混頻器112另一輸入端與頻率合成器13的輸出端耦接，接收機混頻器112輸出端與接收機濾波器113的輸入端耦接，接收機濾波器113的輸出端與模數轉換器114的輸入端耦接，模數轉換器114的輸出端與數位訊號處理器14的輸入端耦接。 所述低噪聲放大器111，用於放大所述射頻收發器前端模塊10接收到的各頻段的射頻信號。低噪聲放大器一般位於放大鏈路的輸入端，針對給定的增益要求，引入儘可能小的內部噪聲，並在輸出端獲得最大可能的信噪比。不同頻段的射頻信號，通過各自的低噪聲放大器放大後輸出到接收器接收機混頻器112。參考附圖5，在本實施例中，所述低噪聲放大器111包括，第一低噪聲放大器1115、 第二低噪聲放大器1114，第三低噪聲放大器1113、第四低噪聲放大器1112、第五低噪聲放大器1111。第一低噪聲放大器1115的輸入端與耦合電感耦接，第二低噪聲放大器1114，第三低噪聲放大器1113、第四低噪聲放大器1112、第五低噪聲放大器1111的輸入端與天線接口耦接，以上各低噪聲放大器的輸出端均與接收機濾波器的輸入端耦接。所述第一低噪聲放大器1115，用於放大0. 135-13. 56MHz頻段的接收信號。所述第二低噪聲放大器1114，用於放大433MHz頻段的接收信號。所述第三低噪聲放大器1113，用於放大900MHz頻段的接收信號。所述第四低噪聲放大器1112，用於放大2450MHz頻段的接收信號。所述第五低噪聲放大器1111，用於放大5800MHz頻段的接收信號。在本實施例中選用了 5個低噪聲放大器，在其它實施方式中，可以根據實際的頻段數需求調整低噪聲放大器的個數。所述接收機混頻器112，用於將放大後的射頻信號與所述頻率合成器13生成的本振混頻信號混頻或緩衝放大後的射頻信號。所述接收機濾波器113，用於對混頻後的信號去除幹擾。接收頻段的不同，用於獲得與特定接收頻段相同的特定頻率而濾除其它頻率，接收信號被進一步放大和濾除幹擾， 而且由於自阻塞、自混頻以及不對稱引起的直流偏置也可被抑制，輸出正交信號I和Q。所述模數轉換器114，用於將去除幹擾後的信號數位化，並將數位化後的信號輸出到所述數位訊號處理器。所述接收機的工作原理是，低噪聲放大器111將放大後的信號的輸出到接收機混頻器112。接收機混頻器112根據頻率合成器鎖定的頻率設置模式，當接收到的信號為 0. 135MHz時，接收機混頻器112設置為緩衝模式，不混頻直接輸出信號；當接收到的信號為非0. 135MHz時，接收機混頻器112根據頻段與相應的頻率合成器13輸出混頻信號混頻後， 將輸入信號轉換成低頻信號輸出。接收機混頻器112將處理後的信號輸出到接收機濾波器 113。接收機濾波器的參數根據頻率合成器13鎖定的頻率設置。經過低通濾波器後，信號同時被進一步放大和濾除幹擾，而且由於自阻塞、自混頻以及不對稱引起的直流偏置也可被抑制。接收機濾波器113輸出正交信號I和Q，經由模數轉換器轉114換成數位訊號後發送到數位訊號處理器14。模數轉換器114的參數根據頻率合成器13鎖定的頻率設置。請參考圖4，是本發明所應用的多頻段射頻識別讀寫器的發射機硬體結構。所述發射機用於處理來自數位訊號處理器14的信號，並向射頻收發器前端模塊10提供輸入信號。其包括數模轉換器121、發射機濾波器122、發射機接收機混頻器123與驅動功率放大器 124。
數模轉換器121的輸入端與數位訊號處理器14的輸出端耦接，數模轉換器121的輸出端與發射機濾波器122輸入端耦接，發射機濾波器122另一輸入端與頻率合成器13耦接，發射機濾波器122輸出端與發射機接收機混頻器123輸入端耦接，發射機接收機混頻器 123輸出端與發射功率驅動放大器124的輸入端耦接。發射功率驅動放大器125的輸出端與射頻收發器前端模塊10耦接。所述發射機功率驅動器124，用於將待發射的信號放大到與所述數位訊號處理器輸出的數位訊號內容相應的功率值，並將放大後的信號輸出到所述射頻收發器前端模塊。 當要求發射信號頻段為0. 135-13. 56MHz時，接收從發射機濾波器122直接輸出的信號；當要求發射信號頻段為433MHz頻段時，接收從第四發射機接收機混頻器1234輸出的信號；當要求發射信號頻段為900MHz頻段時，接收從第三發射機接收機混頻器1233輸出的信號；當要求發射信號頻段為2450MHz頻段時，接收從第二發射機接收機混頻器1232輸出的信號； 當要求發射信號頻段為5800MHz頻段時，接收從第一發射機接收機混頻器1231輸出的信號。所述發射機接收機混頻器123，用於將濾波消除幹擾後的信號與所述頻率合成器 13生成的混頻信號混頻，並將混頻後的信號輸出到所述功率驅動放大器。用於根據發射頻率的頻段指令要求，將發射機濾波器122的輸出頻率與頻率合成器13輸出的相應的頻率混頻後，向發射功率驅動放大器124輸出該信號。所述發射機濾波器122，用於對數模轉換後的模擬信號消除幹擾，並向發射極接收機混頻器123輸出該信號，或直接向發射功率驅動放大器124輸出該信號。當發射頻率的頻段為0. 135-13. 56MHz時，直接向發射功率驅動放大器124輸出該信號；當發射頻率的頻段為433MHz及以上時，向發射極接收機混頻器123輸出該信號。所述模數轉化器121，用於將所述數位訊號處理器14輸出的數位訊號轉化成模擬信號，並輸出到所述發射機濾波器122。參考圖5，在本發明的應用中，所述發射機接收機混頻器123，包括第一發射機接收機混頻器1231，第二發射機接收機混頻器1232，第三發射機接收機混頻器1233，第四發射機接收機混頻器1234。上述發射機接收機混頻器的輸入端均與發射機濾波器122耦接，輸出端與發射機功率驅動器124耦接。所述第一發射機接收機混頻器1231，用於5800MHz發射信號頻段的混頻。所述第二發射機接收機混頻器1232，用於2450MHz發射信號頻段的混頻。所述第三發射機接收機混頻器1233，用於900MHz發射信號頻段的混頻。所述第四發射機接收機混頻器1234，用於433MHz發射信號頻段的混頻。在本實施例中，選用了 4個發射機接收機混頻器，在其它實施例中，可以根據頻段數的要求調整發射機接收機混頻器的個數。所述發射機的工作原理是，待對外發射的數位訊號，從由數位訊號處理器14輸出到所述數模轉換器121，將該數位訊號轉換成的相應的模擬信號輸出到發射機濾波器122，針對該頻段濾波，消除幹擾。當發射頻段為433MHz及以上時，發射機接收機混頻器123將發射機濾波器122的輸出信號與頻率合成器輸出的相應頻段的混頻信號上變頻混頻後，由功率驅動放大器124將該頻段的信號功率放大，並向射頻收發器前端模塊10的輸出該頻段的發射信號；當發射頻段要求為0. 135-13. 56MHz時，因為調製信號的載波波形由數位訊號處理器14直接合成，所以發射機濾波器122將處理後的信號直接輸出到功率驅動放大器124。 功率驅動放大後的信號輸出到射頻收發器前端模塊10。圖6是本發明的低噪聲放大器的實施例一。 所述低噪聲放大器，包括第一輸入端A，第一輸入選擇端母端Al，第一輸出端B ；還包括第一低通電流鏡1，第一放大電路2和選擇電路3。所述第一輸入端A，可用於輸入直流偏置信號；所述第一輸入選擇端母端Al，可用於輸入射頻信號；所述第一輸出端B，用於輸出處理後的信號。所述第一低通電流鏡1，用於處理第一輸入端A輸入的直流偏置信號；其第一端是所述第一輸入端A，第二端接地。所述第一放大電路2，用於與所述第一低通電流鏡1配合，放大所述第一輸入選擇端母端Al輸入的射頻信號；其第一端與所述第一低通電流鏡第三端，並與所述第一輸入選擇端母端Al連接，其第二端是第一輸出端B。所述第一放大電路2至少包括第一子放大電路和第二子放大電路，所述第一子放大電路和第二子放大電路的第一端連接並與所述第一輸入選擇端母端Al連接，第二端連接並與第一輸出端B連接。所述選擇電路3，用於使所述子放大電路適於處理所述第一輸入選擇端母端Al輸入的射頻信號；其第一端與所述第一放大電路2連接，第二端接地；所述選擇電路3與所述第一放大電路2連接的第一端，包括至少兩個子端，所述子端分別與所述第一子放大電路和第二子放大電路的第三端單獨連接。實施例一中，所述低噪聲放大器可用於放大13. 56MHz以上各頻段單端射頻信號。 第一輸入端A輸入直流偏置信號，第一輸入選擇端母端Al輸入射頻信號。第一放大電路20 至少包括第一子放大電路和第二子放大電路，所述第一子放大電路和第二子放大電路分別適於與第一低通電流鏡10配合放大兩種不同頻段的射頻信號，由選擇電路30的參數決定其適用的頻段。進而使得低噪聲放大器適於放大多頻段射頻信號。圖7是本發明的低噪聲放大器的實施例二。所述低噪聲放大器，包括第一輸入端A，第一輸入選擇端母端Al，第一輸出端B ；還包括第一低通電流鏡1，第一放大電路2和選擇電路3 ；還包括第一低頻放大電路4。所述第一輸入端A，可用於輸入直流偏置信號，還可用於輸入低頻信號；所述第一輸入選擇端母端Al，可用於輸入射頻信號；所述第一輸出端B，用於輸出處理後的信號。所述第一低通電流鏡1，用於處理第一輸入端A輸入的直流偏置信號；其第一端是所述第一輸入端A，第二端接地。所述第一放大電路2，用於與所述第一低通電流鏡1配合，放大所述第一輸入選擇端母端Al輸入的射頻信號；其第一端與所述第一低通電流鏡第三端，並與所述第一輸入選擇端母端Al連接，其第二端是第一輸出端B。所述第一放大電路2至少包括第一子放大電路和第二子放大電路，所述第一子放大電路和第二子放大電路的第一端連接並與所述第一輸入選擇端母端Al連接，第二端連接並與第一輸出端B連接。所述選擇電路3，用於使所述子放大電路適於處理所述第一輸入選擇端母端Al輸入的射頻信號；其第一端與所述第一放大電路2連接，第二端接地；所述選擇電 路3與所述第一放大電路2連接的第一端，包括至少兩個子端，所述子端分別與所述第一子放大電路和第二子放大電路的第三端單獨連接。所述第一低頻放大電路4，用於與所述第一低通電流鏡1配合，放大所述第一輸入端A輸入的射頻信號；其第一端與所述第一低通電流鏡1連接，第二端接地，第三端是所述第一輸出端B。實施例二中，所述低噪聲放大器不但可用於放大13. 56MHz以上各頻段單端射頻信號，還可用於放大13. 56MHz及以下頻段單端射頻信號。當射頻信號是13. 56MHz以上頻段時，第一輸入端A輸入直流偏置信號，第一輸入選擇端母端Al輸入射頻信號。第一放大電路20至少包括第一子放大電路和第二子放大電路，所述第一子放大電路和第二子放大電路分別適於與第一低通電流鏡10配合放大兩種不同頻段的射頻信號，由選擇電路30的參數決定其適用的頻段。進而使得低噪聲放大器適於放大多頻段射頻信號。當射頻信號是13. 56MHz及以下頻段時，第一輸入端A輸入直流偏置信號和射頻信號。選擇電路30的參數決定第一放大電路20不處理13. 56MHz及以下頻段的信號。此時， 第一低頻放大電路4與第一低通電流鏡1配合，放大所述第一輸入端A輸入的13. 56MHz及以下頻段射頻信號。圖8是本發明的低噪聲放大器的實施例三。實施例三中的低噪聲放大器按差分對稱結構設計，包括第一輸入端A，第一輸入選擇端母端Al，第一輸出端B ；還包括第一低通電流鏡1，第一放大電路2和選擇電路3。差分對稱的，還包括第二輸入端D，第二輸入選擇端母端Dl，第二輸出端E ；第二低通電流鏡5和第二放大電路6。 所述第一輸入端A，可用於輸入直流偏置信號；所述第一輸入選擇端母端Al，可用於輸入射頻信號；所述第一輸出端B，用於輸出處理後的信號。所述第一低通電流鏡1，用於處理第一輸入端A輸入的直流偏置信號；其第一端是所述第一輸入端A，第二端接地。所述第一放大電路2，用於與所述第一低通電流鏡1配合，放大所述第一輸入選擇端母端Al輸入的射頻信號；其第一端與所述第一低通電流鏡第三端，並與所述第一輸入選擇端母端Al連接，其第二端是第一輸出端B。所述第一放大電路2至少包括第一子放大電路和第二子放大電路，所述第一子放大電路和第二子放大電路的第一端連接並與所述第一輸入選擇端母端Al連接，第二端連接並與第一輸出端B連接。所述選擇電路3，用於使所述子放大電路適於處理所述第一輸入選擇端母端Al輸入的射頻信號；其第一端與所述第一放大電路2連接，第二端接地；所述選擇電路3與所述第一放大電路2連接的第一端，包括至少兩個子端，所述子端分別與所述第一子放大電路和第二子放大電路的第三端單獨連接。
所述第二輸入端D，可用於輸入與所述第一輸入端A相應的直流偏置信號；所述第二輸入選擇端母端D1，可用於輸入與所述第一輸入選擇端母端Al極性相反數值相等的射頻信號；所述第二輸出端E，用於輸出處理後的信號。所述第二低通電流鏡5，用於處理直流偏置信號；其第一端是所述第二輸入端D， 第二端接地。所述第二放大電路6，用於與所述第二低通電流鏡5配合，按所述第一放大電路2 相應的倍數，放大所述第一輸入選擇端母端Dl輸入的射頻信號；其第一端與所述第二低通電流鏡5第三端連接，並與所述第二輸入選擇端母端Dl連接，其第二端是第二輸出端E。所述第二放大電路6至少包括第三子放大電路和第四子放大電路，所述第三子放大電路和第四子放大電路的第一端並聯並與所述第二輸入選擇端母端Dl連接，第二端並聯並與第一輸出端E連接。 所述選擇電路3的第三端與所述第二放大電路6的第三端連接，所述選擇電路3 的第三端包括至少兩個子端，所述子端分別與所述第三子放大電路和第四子放大電路的第三端單獨連接。實施例三中，所述低噪聲放大器可用於放大13. 56MHz以上各頻段全差分射頻信號。第一輸入端A輸入直流偏置信號，第一輸入選擇端母端Al輸入正極射頻信號。第一放大電路20至少包括第一子放大電路和第二子放大電路，所述第一子放大電路和第二子放大電路分別適於與第一低通電流鏡10配合放大兩種不同頻段的正極射頻信號，由選擇電路30的參數決定其適用的頻段。進而使得低噪聲放大器適於放大多頻段射頻信號。差分對稱的，第二輸入端D輸入直流偏置信號，第二輸入選擇端母端Dl輸入負極射頻信號。第二放大電路6至少包括第三子放大電路和第四子放大電路所述第三子放大電路和第四子放大電路分別適於與第一低通電流鏡10配合放大兩種不同頻段的負極射頻信號，由選擇電路30的參數決定其適用的頻段。使得第二輸出端E輸出與第一輸出端B極性相反，數值相等的信號。進而使得低噪聲放大器適於放大多頻段全差分射頻信號，抑制共模的噪聲和幹擾。圖9是本發明的低噪聲放大器的實施例四。實施例四中的低噪聲放大器按差分對稱結構設計，包括第一輸入端A，第一輸入選擇端母端Al，第一輸出端B ；還包括第一低通電流鏡1，第一放大電路2和選擇電路3。差分對稱的，還包括第二輸入端D，第二輸入選擇端母端Dl，第二輸出端E ；第二低通電流鏡5和第二放大電路6。還包括第一低頻放大電路4，和與所述第一低頻放大電路4差分對稱的第二低頻放大電路5。實施例四的低噪聲放大器不但可用於放大13. 56MHz以上各頻段全差分射頻信號，還可用於放大13. 56MHz及以下頻段全差分射頻信號。當射頻信號是13. 56MHz以上頻段時，第一輸入端A輸入直流偏置信號，第一輸入選擇端母端Al輸入正極射頻信號。第一放大電路20至少包括第一子放大電路和第二子放大電路，所述第一子放大電路和第二子放大電路分別適於與第一低通電流鏡10配合放大兩種不同頻段的射頻信號，由選擇電路30的參數決定其適用的頻段。進而使得低噪聲放大器適於放大多頻段射頻信號。
差分對稱的，第二輸入端D輸入直流偏置信號，第二輸入選擇端母端Dl輸入負極射頻信號。第二放大電路6至少包括第三子放大電路和第四子放大電路所述第三子放大電路和第四子放大電路分別適於與第一低通電流鏡10配合放大兩種不同頻段的負極射頻信號，由選擇電路30的參數決定其適用的頻段。使得第二輸出端E輸出與第一輸出端B極性相反，數值相等的信號。進而使得低噪聲放大器適於放大多頻段全差分射頻信號，抑制共模的噪聲和幹擾。當射頻信號是13. 56MHz及以下頻段時，第一輸入端A輸入直流偏置信號和正極射頻信號。選擇電路30的參數決定第一放大電路20不處理13. 56MHz及以下頻段的信號。此時，第一低頻放大電路4與第一低通電流鏡1配合，放大所述第一輸入端A輸入的13. 56MHz 及以下頻段射頻信號。差分對稱的，第二輸入端D輸入直流偏置信號和負極射頻信號。選擇電路30的參數決定第二放大電路60不處理13. 56MHz及以下頻段的信號。此時，第二低頻放大電路7 與第二低通電流鏡5配合，放大所述第二輸入端D輸入的13. 56MHz及以下頻段負極射頻信號。進而使得第二輸出端E輸出與第一輸出端B極性相反，數值相等的信號。進而使得低噪聲放大器適於放大多頻段全差分射頻信號，抑制共模的噪聲和幹擾。圖10是本發明實施例四的低噪聲放大器的電路實現圖。
為了有效地穩定靜態工作點，以放大差模信號抑制共模信號，所述低噪聲放大器， 設計為全差分對稱結構。包括第一輸入端A，第一輸入選擇端母端Al，第一輸出端B ；還包括第一低通電流鏡1，第一放大電路2和選擇電路3 ；還包括第一低頻放大電路4。差分對稱的，還包括第二輸入端D，第二輸入選擇端母端D1，第二輸出端E ；第二低通電流鏡5和第二放大電路6和第二低頻放大電路5。所述第一輸入端A，可用於輸入直流偏置信號，還可用於輸入低頻信號；所述第一輸入選擇端母端Al，可用於輸入射頻信號；所述第一輸出端B，用於輸出處理後的信號。所述第一低通電流鏡1，用於處理第一輸入端A輸入的直流偏置信號；其第一端是所述第一輸入端A，第二端接地。所述第一低通電流鏡1，包括第一組第一 NMOS管Ni，第一電阻Rl和第一電容Cl。所述第一放大電路2，用於與所述第一低通電流鏡1配合，放大所述第一輸入選擇端母端Al輸入的射頻信號；其第一端與所述第一低通電流鏡第三端，並與所述第一輸入選擇端母端Al連接，其第二端是第一輸出端B。所述第一放大電路2至少包括第一子放大電路和第二子放大電路，所述第一子放大電路和第二子放大電路的第一端連接並與所述第一輸入選擇端母端Al連接，第二端連接並與第一輸出端B連接。圖10中的第一放大電路2，包括第一子放大電路，第二子放大電路，第五子放大電路和第六子放大電路。所述第一子放大電路，包括第一輸入選擇端第二子端A12和第一組第三NMOS管 N3。所述第二子放大電路，包括第一輸入選擇端第三子端A13和第一組第四NMOS管 N4。
所述第五子放大電路，包括第一輸入選擇端第四子端A14和第一組第五NMOS管N5。所述第六子放大電路，包括第一輸入選擇端第五子端A15和第一組第六NMOS管
N6。所述第一低頻放大電路4，用於與所述第一低通電流鏡1配合，放大所述第一輸入端A輸入的射頻信號；其第一端與所述第一低通電流鏡1連接，第二端接地，第三端是所述第一輸出端B。所述第一低頻放大電路4，包括第一輸入選擇端第一子端Al和第一組第一 NMOS管Ni。所述第二輸入端D，可用於輸入與所述第一輸入端A相應的直流偏置信號；所述第二輸入選擇端母端D1，可用於輸入與所述第一輸入選擇端母端Al極性相反數值相等的射頻信號；所述第二輸出端E，用於輸出處理後的信號。所述第二低通電流鏡5，用於處理直流偏置信號；其第一端是所述第二輸入端D， 第二端接地。所述第二低通電流鏡5，包括第二組第一 NMOS管附1，第二電阻R11，第二電容 C11。所述第二放大電路6，用於與所述第二低通電流鏡5配合，按所述第一放大電路2 相應的倍數，放大所述第一輸入選擇端母端Dl輸入的射頻信號；其第一端與所述第二低通電流鏡5第三端連接，並與所述第二輸入選擇端母端Dl連接，其第二端是第二輸出端E。所述第二放大電路6至少包括第三子放大電路和第四子放大電路，所述第三子放大電路和第四子放大電路的第一端並聯並與所述第二輸入選擇端母端Dl連接，第二端並聯並與第一輸出端E連接。圖10所示第二放大電路6包括第三子放大電路，第四子放大電路，第六子放大電路和第七子放大電路。所述第三子放大電路，包括第二輸入選擇端第二子端D12和第二組第三NMOS管 N33。所述第四子放大電路，包括第二輸入選擇端第三子端D13和第二組第四NMOS管 N34。所述第六子放大電路，包括第二輸入選擇端第四子端D14和第二組第五NMOS管 N35。所述第七子放大電路，包括第二輸入選擇端第五子端D15和第二組第六NMOS管 N36。所述選擇電路3的第三端與所述第二放大電路6的第三端連接，所述選擇電路3 的第三端包括至少兩個子端，所述子端分別與所述第三子放大電路和第四子放大電路的第三端單獨連接。所述第二低頻放大電路7，用於與所述第二低通電流鏡5配合，按所述第一放大所述第二輸入端D輸入的射頻信號；其第一端與所述第二低通電流鏡5連接，第二端接地，第三端是所述第二輸出端E。所述第二低頻放大電路7，包括第二輸入選擇端第一子端Dl 1，第二組第二 NMOS管N12。所述選擇電路3，用於使所述子放大電路適於處理所述第一輸入選擇端母端Al和第二輸入選擇端母端Dl輸入的射頻信號；其第一端與所述第一放大電路2連接，第二端接地，第三端與所述第二放大電路6連接；所述選擇電路3與所述第一放大電路2連接的第一端，包括至少兩個子端，所述子端分別與所述第一子放大電路和第二子放大電路的第三端單獨連接。所述選擇電路3是9端差分對稱電感H。所述9端差分對稱電感H，包括第一端，
第二端，第三端。所述第一端包括4個子端，分別是第一端第一子端Hl，第一端第二子端H2，第一端第三子端H3，第一端第四子端H4。所述，第一端第一子端Hl與第一組第三NMOS管N3的源極連接，；第一端第二子端 H2與第一組第四NMOS管N4的源極連接；第一端第三子端H3與第一組第五NMOS管N5的源極連接；第一端第四子端H4與第一組第六NMOS管N6的源極連接。所述第二端H20，接地。所述第三端，包括4個子端，分別是第三端第一子端H31，第三端第二子端H32，第三端第三子端H33，第三端第四子端H34。所述第三端第一子端H31與第二組第三NMOS管附3的源極連接，；第三端第二子端H32與第二組第四NMOS管附4的源極連接，第三端第三子端H33與第二組第五NMOS管 N15的源極連接，第三端第四子端H34與第二組第六NMOS管附6的源極連接。所述9端差分對稱電感H，其第一端和第三端的各子端與第二端間的關係可以等效為8個獨立電感。因接收機10的工作頻段每次只能鎖定一個頻率，所以將8個獨立電感設計為9端對稱差分電感，以節省晶片物理面積。 所述第一組第一 NMOS管附的漏極是第一輸入端A，源極接地，柵極與第一電阻Rl 連接。所述第一組第二 NMOS管N2的柵極是第一輸入選擇端第一子端All，源極接地，漏極是第一輸出端B。所述第一組第三NMOS管N3的柵極是第一輸入選擇端第二子端A12，源極與9端差分對稱電感H的Hl端連接，漏極是第一輸出端B。所述第一組第四NMOS管N4的柵極是第一輸入選擇端第三子端A13，源極與9端差分對稱電感H的H2端連接，漏極是第一輸出端B。所述第一組第五NMOS管N5的柵極是第一輸入選擇端第四子端A14，源極與9端差分對稱電感H的H3端連接，漏極是第一輸出端B。所述第一組第六NMOS管N6的柵極是第一輸入選擇端第五子端A15，源極與9端差分對稱電感H的H4端連接，漏極是第一輸出端B。所述第二組第一 NMOS管mi的漏極是第二輸入端D，源極接地，柵極與第二電阻 R2連接。所述第二組第二NMOS管N12的柵極是第二輸入選擇端第一子端Dl 1，源極接地，漏極是第二輸出端E。所述第二組第三NMOS管附3的柵極是第二輸入選擇端第二子端D12，源極與9端差分對稱電感H的H31端連接，漏 極是第二輸出端E。所述第二組第四NMOS管附4的柵極是第二輸入選擇端第三子端D13，源極與9端差分對稱電感H的H32端連接，漏極是第二輸出端E。所述第二組第五NMOS管附5的柵極是第二輸入選擇端第四子端D14，源極與9端差分對稱電感H的H33端連接，漏極是第二輸出端E。所述第二組第六NMOS管附6的柵極是第二輸入選擇端第五子端D15，源極與9端差分對稱電感H的H34端連接，漏極是第二輸出端E。所述第一電阻Rl的一端與第一組第一 NMOS管附的柵極連接，另一端與第一電容 Cl連接，同時也是第一輸入選擇端母端Al。所述第二電阻Rll的一端與第二組第一 NMOS管mi的柵極連接，另一端與第二電容Cll連接，同時也是第二輸入選擇端母端A2。所述第一電容Cl與所述第一電阻Rl和所述第一組第一 NMOS管附的源極並聯。所述第二電容Cll與所述第二電阻Rll和所述第二組第一 NMOS管mi的源極並聯。當射頻收發器10輸出的信號在13. 56MHz及以下時，所述低噪聲放大器111的第一輸入端A和第二輸入端D輸入全差分射頻信號，同時輸入直流偏置信號，埠 B和埠 E 輸出經處理的全差分信號。通過調整第一電容Cl的電容值，使得所述低噪聲放大器111適於放大13. 56MHz及以下頻段的各頻率。當射頻收發器10輸出的信號在13. 56MHz以上時，第一輸入選擇端母端Al和第二輸入選擇端母端Dl輸入全差分射頻信號，第一輸入端A和第二輸入D輸入直流偏置信號， 第一輸出B和第二輸出端E輸出經處理的全差分信號。13. 56MHz以上頻段中的不同的頻率的信號通過9端差分電感的不同接口輸入，實現相應頻率的信號的處理。參考圖5，第一低噪聲放大器1115，用於放大所述射頻收發器10輸出的13. 56MHz 及以下頻段射頻信號。參考圖10，所述第一低噪聲放大器1115包括，第一低通電流鏡1，第一低頻放大電路4，第二低通電流鏡5和第二低頻放大電路7。13. 56MHz及以下頻段正極射頻信號和直流偏置信號通過第一輸入端A輸入第一低噪聲放大器1115，處理後的信號通過第一輸出端B輸出。所述第一電容Cl的電容值能根據頻段調整，使第一低噪聲放大器1115適於接收13. 56MHz及以下頻段正極射頻信號。通過選擇所述第一組第一 NMOS管附和第一組第二 NMOS管N2的跨導係數(Gm)，使第一低噪聲放大器1115適於放大13. 56MHz及以下頻段正極射頻信號和保證噪聲性能。差分對稱的，13. 56MHz及以下頻段負極射頻信號和直流偏置信號通過第二輸入端 D輸入第一低噪聲放大器1115，處理後的信號通過第二輸出端E輸出。所述第二電容Cll 的電容值能根據頻段調整，使第一低噪聲放大器1115適於接收與所述第一輸入端A輸入的全差分對稱射頻信號。通過選擇所述第二組第一 NMOS管Nll和第二組第二 NMOS管W2的跨導係數(Gm)，使第一低噪聲放大器1115適於放大第二輸入端D輸入的，與所述第一輸入端A輸入的全差分對稱射頻信號並保證噪聲性能。參考圖5，所述第二低噪聲放大器1111-1114，用於放大所述射頻收發器10輸出的 13. 56MHz以上頻段信號。其包括第一低通電流鏡1，第一放大電路2，第二低通電流鏡5，第二放大電路6和選擇電路3。
所述低噪聲放大器1111-1114工作原理相同，以下以所述低噪聲放大器1114以 433MHz頻段射頻信號為工作頻段時為例。所述低噪聲放大器1114從第一輸入選擇端母端Al輸入433MHz正極射頻信號，從第一輸入端A輸入直流偏置信號，並從第一輸入端B輸出處理後的信號。9端差分電感第一端第四子端H4 口到第二端H20間可以等效為一個獨立的片內電感(Ls)，使所述低噪聲放大器適於處理433MHz正極射頻信號。所述低噪聲放大器114，對所述射頻收發器10輸入的 433MHz的射頻信號的放大倍數(Gmeff)和噪聲性能(NF)，通過設置第一組第一 NMOS管附和第二組第六NMOS管N6的參數gm和Cgs實現。差分對稱的，所述低噪聲放大器1114從第二輸入選擇端母Dl輸入433MHz負極射頻信號，從第二輸入端D輸入直流偏置信號，並從第二輸出E輸出處理後的信號。9端差分電感第三端第四子端H34 口到第二端H20 口可以等效為一個獨立的片內電感，電感值與第一端第四子端H4 口到第二端H20 口間的電感值相同(Ls)，使所述低噪聲放大器適於處理 433MHz負極射頻信號。所述低噪聲放大器1114對433MHz負極射頻信號的放大倍數(Gmeff) 和噪聲性能(NF)，通過設置第二組第一 NMOS管Nll和第二組第六NMOS管附6的參數gm和 Cgs實現。放大倍數的公式是，

權利要求
1.一種接收機混頻器，包括接收機混頻器第一輸入端(BE)，用於輸入待混頻信號；接收機混頻器第二輸入端(GH)，用於輸入本振混頻信號；接收機混頻器輸出端(IJ)，用於輸出處理後的信號；混頻單元(1121)，用於將所述待混頻信號和所述本振混頻信號混頻後輸出；緩衝單元(1122)，用於將所述待混頻信號緩衝後輸出；所述混頻單元(1121)，包括所述緩衝單元(1122)。
2.如權利要求1的接收機混頻器，其特徵在於，所述待混頻信號，是差分信號。
3.如權利要求1的接收機混頻器，其特徵在於，所述本振混頻信號，至少包括模式一和模式二 所述模式一適於所述混頻單元(1121)進入工作模式；所述模式二適於所述緩衝單元(1122)進入工作模式。
4.如權利要求1的接收機混頻器，其特徵在於，所述接收機混頻器第一輸入端，包括低噪聲放大器第一輸出端(B)，低噪聲放大器第二輸出端(E)。
5.如權利要求1的接收機混頻器，其特徵在於，所述接收機混頻器第二輸入端，包括接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端(G)和接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端(H)；當所述本振混頻信號模式一時，所述接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端(G)輸入高電平，所述接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端(H)輸入低電平；當所述本振混頻信號模式二時，所述接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端(G)和所述接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端(H)，基於工作頻率周期輪換輸入高電平或低電平。
6.如權利要求1的接收機混頻器，其特徵在於，所述接收機混頻器輸出端(IJ)，包括接收機混頻器第一輸出端(I)，和接收機混頻器第二輸出端(J)。
7.如權利要求1的接收機混頻器，其特徵在於，所述緩衝單元(1122)，包括第三組第一 NMOS管(Ml)，具有源極，與所述低噪聲放大器第二輸出端(E)連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端(G)連接；具有漏極，與所述接收機混頻器第一輸出端(I)連接；第三組第二 NMOS管(M2)，具有源極，與所述低噪聲放大器第一輸出端(B)連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第二輸入端第一子輸入端(G)連接；具有漏極，與所述接收機混頻器第二輸出端(J)連接。
8.如權利要求1的接收機混頻器，其特徵在於，所述混頻單元(1121)，包括 所述第三組第一 NMOS管(Ml)；所述第三組第二 NMOS管(M2)；第三組第三NMOS管(M3)，具有源極，與所述低噪聲放大器第二輸出端(E)連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端(H)連接；具有漏極，與所述接收機混頻器第二輸出端(J)連接；第三組第四NMOS管(M4)，具有源極，與所述低噪聲放大器第一輸出端(B)連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第二輸入端第二子輸入端(H)連接；具有漏極，與所述接收機混頻器第一輸出端(I)連接。
9.如權利要求1的接收機混頻器，其特徵在於，還包括，混頻主動負載單元(1123)，用於提高所述混頻單元的線性性能。
10.如權利要求9的接收機混頻器，其特徵在於，所述混頻主動負載單元(1123)，包括接收機混頻器第三輸入端(K)，用於輸入直流偏置信號；第三組第五PMOS管(M5)，具有漏極，與所述接收機混頻器第三輸入端K連接；具有柵極，柵漏連接；具有源極；第三組第六PMOS管(M6)，具有漏極，與所述第三組第二 NMOS管(M2)的漏極連接，同時與所述接收機混頻器第一輸出端(I)連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第三輸入端(K) 連接；具有源極；第三組第七PMOS管(M7)，具有漏極，與所述第三組第一 NMOS管(M2)的漏極連接，同時與所述接收機混頻器第二輸出端(J)連接；具有柵極，與所述接收機混頻器第三輸入端(K) 連接；具有源極；所述第三組第五PMOS管(M5)的源極、第三組第六PMOS管(M6)的源極和第三組第七 PMOS管(M7)的源極連接。
全文摘要
一種接收機混頻器，包括接收機混頻器第一輸入端，用於輸入待混頻信號；接收機混頻器第二輸入端，用於輸入本振混頻信號；接收機混頻器輸出端，用於輸出處理後的信號；混頻單元，用於將所述待混頻信號和所述本振混頻信號混頻後輸出；緩衝單元，用於將所述待混頻信號緩衝後輸出；所述混頻單元，包括所述緩衝單元。所述接收機混頻器適於處理不同頻段的接收信號，最大限度共享器件，與低噪聲放大器配合工作時，將電流-電壓-電壓-電流的模式簡化成了電流-電流的模式，從而簡化了設計，進而降低成本。
文檔編號H03D7/16GK102291088SQ20111020881
公開日2011年12月21日 申請日期2011年7月25日 優先權日2011年7月25日
發明者慄星星, 慄晶晶, 葛莉華, 趙巖 申請人:無錫裡外半導體科技有限公司