Ofdm系統中的初始參數估計的製作方法

2023-10-18 07:10:09 2

專利名稱：Ofdm系統中的初始參數估計的製作方法
技術領域：
本發明涉及採用正交頻分復用(OFDM)的數字通信，更具體來說，涉及使用保護間隔的屬性來確定初始定時同步。

背景技術：
正交頻分復用(OFDM)是一種越來越普遍用於發射數字信息的方法。例如，它目前用於數字音頻廣播(DAB)、數字視頻廣播(DVB)以及用於如IEEE 802.11a和IEEE 802.11g之類的一些無線區域網(WLAN)標準。使用OFDM的原因之一在於，它允許在接收器側使用適當的複雜度通過高時間分散信道的通信。
處理基於OFDM的系統的大延遲擴展的方式是利用保護間隔(GI)。GI(在本文獻中又稱作「循環前綴」或「CP」)只是在實際符號前發射的OFDM符號的最後部分的副本。這種情況在圖1中示意說明了，其中示出多個符號。符號101的一個示範符號包括作為前導保護間隔105發射的最後部分103(圖中的時間從左至右移動)。其它保護間隔類似地從其緊接隨後符號的尾部形成。
眾所周知，對於基於OFDM的系統，只要GI的長度TG至少與以下表示為Tm的信道的脈衝響應的(最大)持續時間一樣長，則可避免稱作符號間幹擾(ISI)的時間分散信道的影響。由於OFDM系統處理大延遲擴展的能力，它非常適合於可能用於廣播的所謂單頻率網絡(SFN)。(在單頻率網絡中，地理上分隔的發射器工作在相同頻率。為了減小幹擾，它們彼此在時間上同步。) 這時，如上所述，每當Tm≤TG，無ISI接收是可能的。但是，這需要識別攜帶一部分信號的信息的開始。為此，OFDM接收器包括用於估計所接收信號的定時和頻率的裝置。圖2是示範OFDM接收器的框圖。將通過對射頻信號進行接收和下變頻所產生的模擬信號r(t)提供給模數(A/D)轉換器201。然後，將數位訊號r(k)提供給粗略定時和頻率估計單元203，它產生所接收信號的定時和頻率偏移的粗略估計。(頻率偏移是所發射信號的頻率與所接收信號的頻率之間的差。)將這個信息提供給頻率連接單元205以及GI消除單元207。GI消除單元207還接收頻率校正單元205的輸出。基於可用的最佳定時和頻率信息，GI消除單元207消除GI，並將所接收信號的信息部分提供給FFT單元209，將FFT單元209的輸出提供給接收器的其餘部分，包括精確定時和頻率估計單元211，精確定時和頻率估計單元211能夠從FFT輸出信號中產生更準確的定時和頻率信息。將更準確的頻率信息反饋到頻率校正單元205以改進接收器的性能。類似地，將更準確的定時信息反饋到GI消除單元207以改進接收器的性能。
現在集中於粗略定時和估計單元203，找到符號的開始的一般方式是，將所接收信號與其自身的延遲和復共軛形式相關，然後識別相關器的輸出的絕對值達到其最大值的位置。圖3是可用於這個用途的傳統相關器的框圖。將所接收信號r(n)直接提供給乘法器301的一個輸入，並且還提供給延遲單元303的輸入。延遲單元303使該信號延遲量Tu(其中Tu是攜帶一個符號的一部分的信息的持續時間)。在以下論述中，N是與持續時間Tu關聯的多個樣本。N通常可以是與持續時間Tu對應的樣本數，其中N等於FFT的大小。但是應當注意，本發明不限於那種特定情況。延遲單元303的輸出的復共軛被形成(在圖3中由「*」表示)，並提供給乘法器301的另一個輸入。將在乘法器301的輸出上產生的乘積(表示為y(n))提供給求和單元305，求和單元305產生乘積的移動總和。移動和表示相關的量，表示為「corr(n)」，以數學方式可表示為 其中r*(n-k-N)是r(n-k-N)的復共軛，以及NUM_TERMS是移動和中的項數。
復值相關項corr(n)的相位可用來確定頻率偏移。為了確定達到最大相關的那點，將求和單元305的輸出提供給絕對值單元307，絕對值單元307的輸出表示相關值的大小|corr(n)|。
復共軛和相乘的結果y(n)將表現為隨機噪聲，但在r(n-N)包含GI並且r(n)包含複製到GI的數據時除外。圖4是時序圖，說明在其中信道沒有關聯延遲擴展的理想情況的所接收信號r(n)、延遲信號r(n-N)與移動和|corr(n)|之間的關係。
在圖4中可以看到，如果攜帶一部分信號的信息在t＝0開始，則相關峰值在t＝-TG出現。因此，對於在其中峰值完全在預計位置出現並且Tm＝0的情況，可決定將快速傅立葉變換(FFT)窗口的開始置於發現峰值的點上，或者可能決定稍後將窗口的開始視為與TG同樣大。實際上，根據峰值位置上的誤差的表現方式，應將某個偏置TB添加到發現相關峰值的位置上，以免過早定位FFT窗口。TB的正常選擇是TG/2，因為這提供了最大的誤差容限(即，以避免在GI之外開始FFT窗口)。
如果信道是時間分散的，則相關器的輸出不會顯示明顯的峰值，而是表現為坪。這種情況如圖5所示，圖5是時序圖，說明在其中信道具有適當量的延遲擴展的情況的所接收信號r(n)、延遲信號r(n-N)與移動和|corr(n)|之間的關係。
同樣，假定OFDM的信息部分在t＝0處開始。如果信道具有最大延遲擴展Tm，則對FFT窗口的開始的要求表示為 -TG+Tm≤t≤0(1) 這樣，只要Tm≤TG，就可能在t根據式(1)來選取時避免ISI。但是，如果Tm＞TG，則問題是選擇t，使得ISI的影響最小。對於設計用於SFN的系統，保護間隔通常很大，使得第一種情況是更可能的情況。
時間分散信道的影響是，與非分散情況相比，延遲了相關器峰值的位置。此外，峰值位置的差異明顯增大。在SFN中情況變得更壞，在其中信道的脈衝響應可能包含來自同步但處於與接收器相隔不同距離的兩個發射器的射線。假定，一個發射器與該接收器之間的信道的延遲擴展與接收器遇到的總延遲擴展相比很小。信道然後可建模為兩個射線信道，在其中射線之間的距離使延遲擴展等於Tm。在A.Palin和J.Rinne的「Enhanced symbol synchronization method for OFDMsystem in SFN channnels」(Globecom』98，Sydney，pp.3238-3243，1998(以下稱作「Palin和Rinne」))中看到，對於這樣一種信道，同步基於相關器輸出的峰值位置將不適用。具體來說，如果定時基於相關器的峰值，則可由系統處理的最大延遲擴展將減小到Tm＝TG/2。
在Palin和Rinne中通過使用兩個相關器來解決這個問題，其中第二個相關器具有等於包含GI在內的整個OFDM符號的長度的延遲。將來自第一相關器的輸出饋送到另一個相關器，來自後一個相關器的輸出顯示出比來自第一相關器的輸出更明顯的峰值。如果假定在上述坪的中間、即在-TG+Tm/2處發現峰值，則可能選擇TB＝TG-Tm/2。顯然，假定Tm是TG將始終提供無ISI的取樣時間。但是，在複雜度方面，這個方法更差，因為它需要具有等於包含GI在內的整個OFDM符號的長度的延遲的另一個相關器。另外，如果Tm遠遠小於TG，則將在t＝-TG/2而不是在t＝0處發現取樣點。雖然這會保證無ISI接收，但是對接收器中的信道估計施加了不必要的苛刻要求。
因此，需要使用對於Tm的大小兩種值可行並且在計算上不複雜的算法來實現粗略同步。


發明內容
應當強調的是，在本說明中，術語「包括」用來說明存在所述的特徵、整數、步驟或組件；但這些術語的使用並不排除存在或附加有一個或多個其它特徵、整數、步驟、組件或其組合。
根據本發明的一個方面，通過產生電信系統中攜帶所接收信號中一部分符號的信息的位置的粗略估計的裝置和方法來實現上述目的和其它目的。這包括通過將所接收信號與延遲接收信號相關來產生相關值。識別相關值中的最大相關值，並識別相關值大於或等於最大相關值的預定百分比的持續時間，其中持續時間在第一時刻開始並在第二時刻結束。例如，預定百分比X可滿足50％≤X＜100％。峰值相關值位置的粗略估計設置為等於第一時刻與第二時刻之間的時刻。
例如，在一些實施例中，第一時刻與第二時刻之間的時刻是第一時刻與第二時刻之間的中點。
在另一個方面，峰值相關值的位置的粗略估計可用來確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點。所接收信號然後用具有在所確定起始點開始的FFT窗口的FFT來處理。
本文公開的各個方面在以下系統中極為有用在這些系統中，所接收信號包括保護間隔，後面是符號；符號包括最初部分和最後部分；以及保護間隔包括符號的最後部分。在這類系統中，並根據另一個方面，偏項TB可根據TB＝x·TG來確定，其中TG是保護間隔的持續時間，並且0≤x≤0.5。FFT窗口的起始點tFFT則根據下式確定 tFFT＝Tpeak+TB 其中Tpeak是峰值相關值的位置的粗略估計。
在備選實施例中，與所接收信號關聯的估計延遲擴展Tm根據下式確定 Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX 其中PW100-ΔX是表示相關值大於或等於最大相關值的預定百分比X時的第一時刻與相關值大於或等於最大相關最大值的預定百分比X時的第二時刻之間的持續時間的長度的第一峰值寬度；且PW100-2ΔX是表示相關值大於或等於最大相關值的100-2ΔX％時的第一時刻與相關值大於或等於最大相關值的100-2ΔX％時的第二時刻之間的持續時間的長度的第二峰值寬度，其中ΔX＝100-X。
在又一個方面，偏項TB可根據TB＝TG-x·Tm來確定，其中0.5≤x≤1；以及FFT窗口的起始點tFFT根據下式確定 tFFT＝Tpfeak+TB 其中Tpeak是峰值相關值的位置的粗略估計。
在又一個方面，確定電信系統中的所接收信號的粗略定時估計，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；符號包括最初部分和最後部分；以及保護間隔包括符號的最後部分。這包括通過根據下式對所接收信號的每個樣本r(n)產生相關值corrmod(n)來產生相關值 其中NUM_TERMS是移動和中的項數，並且N是與攜帶一部分符號的信息的持續時間關聯的樣本數。識別相關值的最小坪，其中最小坪是相關值與最小相關值關聯的持續時間。確定與相關器值從與最小相關值關聯的相關值開始增大相關聯的時刻，並且所確定的時刻用來確定下一個所接收符號的開始的粗略估計。
在一些實施例中，確定與相關器值從與最小相關值關聯的相關值開始增大相關聯的時刻包括確定相關值中的最小相關值；以及確定相關值開始超過最小相關值所確定量的時刻。在一些實施例中，所確定量是預定值。在備選實施例中，通過確定相關值中的最大相關值，以及確定最大相關值與最小相關值之間的差，來確定所確定量。將該差與預定小數相乘。
在又一個方面，確定與相關器值從與最小相關值關聯的相關值開始增大相關聯的時刻包括確定相關值中的最小相關值；以及確定相關值中的最大相關值。確定小於或等於一個值的相關值的坪corrplateau。值corrplateau定義為 corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin) 其中corrmin是最小相關值，corrmax是最大相關值，並且X是0＜X＜1的數。例如，在一些實施例中，X＝0.1。確定與相關值的坪的最初出現值關聯的第一時刻；以及確定與相關值的坪的最後出現值關聯的第二時刻。然後確定在第一時刻與第二時刻之間出現的第三時刻。例如，第三時刻可以是第一時刻與第二時刻之間的中點。
在又一個方面，確定所接收信號的信噪比，其中所接收信號包括符號。這包括根據下式確定多個值corrmod(n) 其中r(n)是所接收信號的樣本，並且N是與攜帶一部分符號的信息的持續時間關聯的樣本數。相關值的數量通常可對應於一個符號中的樣本數，但是本發明不限於那種情況。確定最大值corrmax，使得corrmax＝max(corrmod(n))； 以及確定最小值corrmin，使得corrmin＝min(corrmod(n))。所接收信號的信噪比SNR根據下式確定 其中x1為0或1。
在又一個方面，實現對電信系統中的所接收信號中的頻率誤差的補償，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；符號包括最初部分和最後部分；以及保護間隔包括符號的最後部分。這類實施例包括產生所接收信號的第一量化樣本，基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部。通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值。峰值相關值的估計從所產生相關值中確定。初始相位偏移從峰值相關值的估計中確定。相位偏移補償基於相位偏移並基於量化引入的偏置來確定。所接收信號的第一量化樣本然後基於相位偏移補償來調整。
在一個備選方案中，對所接收信號中的頻率誤差的補償包括產生所接收信號的第一量化樣本，基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部。通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值。峰值相關值的估計從所產生相關值中確定。初始相位偏移從峰值相關值的估計中確定。頻率偏移則從初始相位偏移中確定。頻率偏移補償基於頻率偏移並基於量化引入的偏置來確定。所接收信號的第一量化樣本則基於頻率偏移補償來調整。
在又一些實施例中，對所接收信號中的頻率誤差的補償包括產生所接收信號的第一量化樣本，基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部。通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值。峰值相關值的初始估計從所產生相關值中確定。初始相位偏移從峰值相關值的初始估計中確定。將所接收信號的第一量化樣本基於初始相位偏移調整某個頻率，以及所接收信號的已調整第二量化樣本基於已調整第一量化樣本來產生。通過將所接收信號的已調整第二量化樣本與延遲接收信號的已調整第二量化樣本相關，來產生新相關值。峰值相關值的新估計從所產生的新相關值中確定。新相位偏移從峰值相關值的新估計中確定。然後基於新的相位偏移將所接收信號的第一量化樣本調整某個頻率。



通過閱讀以下結合附圖的詳細說明，將會了解本發明的目的和優點，附圖包括 圖1是在正交頻分復用(OFDM)系統中通過保護間隔所分隔的符號的示意說明。
圖2是示範OFDM接收器的框圖。
圖3是可用於找到符號的開始的傳統相關器的框圖。
圖4是時序圖，說明在其中信道沒有關聯的延遲擴展的理想情況的所接收信號、延遲信號與移動和|corr(n)|之間的關係。
圖5是時序圖，說明在其中信道具有適當量的延遲擴展的情況的所接收信號、延遲信號與移動和|corr(n)|之間的關係。
圖6說明傳統相關器的示範輸出|corr(n)|。
圖7是根據本發明的一個方面的相關器的框圖。
圖8是流程圖，說明根據本發明的另一個方面用於利用圖7的相關器的示範技術。
圖9說明當沒有時間分散時來自圖7的相關器的示範輸出。
圖10說明當信道的時間分散等於保護間隔的長度的一半時來自圖7的相關器的示範輸出。
圖11說明表示作為真實相位偏移函數的估計相位偏移的第一曲線圖以及表示作為自身函數的真實相位偏移的第二曲線圖。
圖12說明表示繪製成當存在偏置補償、SNR＝30dB時的相位偏移函數的相位誤差的標準偏差的第一曲線圖以及用於當沒有偏置補償時的情況的第二曲線圖。
圖13說明表示繪製成當存在偏置補償、SNR＝5dB時的相位偏移函數的相位誤差的標準偏差的第一曲線圖以及用於當沒有偏置補償時的情況的第二曲線圖。
圖14a和圖14b是可執行以實現可編程處理器或其它專用電路中的粗略定時估計的步驟的示範流程圖，以及圖14c是示範OFDM接收器的框圖。
圖15說明作為實際SNR的某些相干值的頻率誤差的函數的估計SNR。

具體實施例方式 現在參照

本發明的各種特徵，附圖中，相似的部分用相同的參考標號來標識。
現在結合多個示範實施例更詳細地描述本發明的各個方面。為了便於理解本發明，按照將由計算機系統的部件執行的動作順序來描述本發明的多個方面。要認識到，在每個實施例中，可通過專用電路(例如經過互連以執行專門功能的分立邏輯門)、一個或多個處理器運行的程序指令或者它們的組合來執行各種動作。此外，本發明還可以考慮完全在包含使處理器執行本文所述技術的計算機指令的適當集合的諸如固態存儲器、磁碟、光碟或載波(例如射頻、音頻或光頻載波)之類的任何形式的計算機可讀載體中實施。因此，本發明的各個方面可根據不同的形式來實施，並且所有這些形式均被認為在本發明的範圍之內。對於本發明的各個方面中的每個方面，任何這種形式的實施例在本文中都可稱作「邏輯配置用於」執行所述動作，或者稱作執行所述動作的「邏輯」。
本文所述的是與實現Tm的小和大兩種值的粗略同步相干的方法和裝置。還公開了用於估計Tm的方法和裝置。對Tm的了解可用於設置FFT窗口以及用於信道估計的算法。本文還描述了用於準確估計信道上的信噪比(SNR)的方法和裝置。對SNR的了解可用於數字域，例如用於計算不同的加權函數。在接收器的模擬部分，對SNR的了解可用於自動增益控制(AGC)。
更具體來說，公開了用於實現接收到OFDM發射時的若干參數的初始估計的多種技術。第一種技術可用來估計時間和頻率偏移。必要時，這種技術還使信道的最大延遲擴展能夠被估計。第二種技術可(在首先應用或沒有應用第一種技術的情況下)用來產生同步時間和延遲擴展的改進估計，以及用於估計信道上的SNR。每當頻率偏移不需要估計和調整時，可在沒有首先應用第一種技術(或者它的等效技術)的情況下使用第二種技術。
對於應用了兩種技術的實施例，兩種技術之間的相似性允許第二種技術僅包含有最低限度的增加複雜度。公開了附加實施例，即使在同相(I)和正交相位(Q)信道的每個中對這些技術的輸入被量化為1位時，也提供了準確結果。後面的這些實施例允許需要最低限度的存儲器並且是計算上有效的實現。
為了便於進行論述，針對根據取自陸地數字視頻廣播(DVB)的標準的數據的實施例來描述各個方面。這些標準在ETSI EN 300 744V.1.4.1(2001-01)、數字視頻廣播(DVB)；數字陸地電視的組幀結構、信道編碼和調製中闡述了。這些具體參數僅用來更易於說明實施例，而不是限制性的。
因此，在以下實施例中假定，攜帶一部分OFDM符號的信息的持續時間Tm等於896μs，以及GI的長度為Tu/4＝224μs。為了突出本發明的優點，將若干所公開算法的性能與傳統方法、即把同步基於相關器的輸出的峰值的方法的性能進行比較。在下文中，傳統方法(它設x＝1/2＝0.5)的一般形式(即TB＝x·TG，其中TG是保護間隔的持續時間，並且0≤x≤0.5)表示為「算法0」，而本文所述的兩種技術分別表示為「算法1」和「算法2」。
對於要描述的第一種算法(算法1)，假定，信道的脈衝響應包括相等強度的兩條主要路徑，它們在時間上的間隔為Tm。傳統相關器(即圖3所示的相關器)的輸出601如圖6所示。
為了改進同步性能，各個實施例不是只依靠相關器輸出的峰值，而是還利用相關峰值相對地對稱的事實。設PWX表示其中相關器輸出大於峰值的X％的峰值寬度。峰值寬度PWX表示在第一時刻開始並在第二時刻結束的持續時間。(這裡所用的術語「第一」和「第二」只是列舉的而不是時間上的，並且不表示在第一與第二時刻之間是否存在中間時刻。)參照圖6，可以看到，對於一般情況 Tm′≈2PW100-ΔX-PW100-2ΔX(2) 其中X＞50％。對於其中X設置為使得PW100-2ΔX處於相關器輸出601的斜率改變的那點處或者之上的情況，式(2)變成等式而不是近似(即Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX)。這樣，式(2)使能夠估計信道的延遲擴展。
根據另一個方面，沿在期間相關值超過預定等級(例如80％)的間隔的某個點(如中點)被作為相關峰值的估計位置。這提供了相當低的差異，特別是在SFN中。
為了了解X的什麼值對於根據式(2)來估計峰值位置以及估計Tm是合理的，對於兩個不同的信道模型運行一些模擬兩抽頭模型(對應於如上所述的SFN)以及其多路徑特性呈現均勻延遲分布圖的信道。一些不同信道條件的結果在表1和表2中給出了。平均值以及標準偏差(在括號中指示)以μs給出。

表1在使用峰值寬度的不同定義進行估計時的相關峰值位置。SNR＝10dB。
表2X的兩個不同選擇的估計最大延遲擴展。SNR＝10dB。
基於表1和表2所提供的結果，將選擇80％和90％等級用於估計峰值位置和Tm。在表2中可以看到，Tm的估計在均勻延遲分布圖的情況下很差。原因是因為相關器的輸出沒有顯示明顯的坪，而是更像一個峰值。因此，對Tm嚴重估計不足。
這時，即使可能估計Tm，但這在設置FFT窗口時可能使用或者可能不使用。如果不使用Tm的估計，則偏項與對於算法0相同，即x·TG，其中0≤x≤0.5。包括基於在期間相關值超過預定等級的間隔的中點來估計相關峰值的位置並然後使用TB＝x·TG(0≤x≤0.5，例如TB＝TG/2)作為用於確定同步定時(例如用於設置FFT窗口)的偏項的算法以下在本文中表示為「算法1a」。如果估計Tm，則通過在估計OFDM符號的起始點時設TB＝TG-x·Tm(0.5≤x≤1，例如TB＝TG-Tm/2)可能更為主動。包括基於在期間相關值超過預定等級的間隔的中點來估計相關峰值的位置並使用TB＝TG-Tm/2作為偏項的算法在本文中表示為算法1b。
在又一個備選方案中，通過已修改相關器、如圖7所示的已修改相關器700來獲得改進的性能。一種利用已修改相關器700的方法如圖8的流程圖所示。
從新的已修改相關器700與例如圖3所示的傳統相關器的比較可以看出，減法器701代替了乘法器301。延遲單元703和求和單元707通過以上針對延遲單元303和求和單元305所述的方式進行操作。絕對值單元705插在減法器701與求和單元707之間，使得求和單元707對減法器701的輸出的絕對值進行運算。會看到，在已修改相關器700中，不需要產生在延遲單元703的輸出上提供的信號的復共軛。
為了使已修改相關器700最有效，應當從所接收信號中丟棄(例如通過補償)小數頻率偏移。當然，如果所接收信號已知沒有小數頻率偏移，則可省略這個步驟。頻率偏移與小數頻率偏移之間的差如下。頻率誤差可寫作n·ΔF+ΔfF，其中ΔF是OFDM信號中載波之間的距離，ΔfF是小數頻率偏移，n為整數，以及-ΔF/2＜ΔfF≤ΔF/2。在FFT之前執行頻率估計時(即，使用例如算法0進行的操作)，估計ΔfF並消除它。這足以防止FFT洩漏。如果n不為零，則這意味著，在FFT之後，在符號顯現的位置存在位移。如果n＝1，則意味著存在1的位移，如果n＝2，則意味著存在2的位移，依此類推。因此，需要估計n，但這使用在FFT之後運行的並與本發明各個方面無關的算法來進行。關於與這類算法有關的更多信息，有興趣的讀者可參閱Speth等人的「Optimum Receiver Design for OFDM-Based Broadband Transmission-Part IIA Case Study」(IEEE TRANSACTIONS ONCOMMUNICATIONS，vol.49，no.4，April 2001)。
現在參照圖8，所接收信號的小數頻率偏移應當被估計以及補償(801)。這可通過傳統技術來執行。或者，與頻率偏移有關的必要信息可通過算法1a或1b中的任一個來獲得，如上所述。
在已經從所接收信號中消除小數頻率偏移之後，將所得信號提供給已修改相關器700。移動和中的項數不應對應於大於TG-Tm的時間間隔，而應仍對應於大到足以確保噪聲足夠最終得到平衡的時間間隔。因此，對於每個樣本r(n)，根據下式產生已修改相關值corrmod(n)(803) 其中NUM_TERMS是移動和中的項數。
圖9和圖10分別示出新的已修改相關器700的輸出對於Tm＝0和Tm≈TG/2的情況下可能的外表特徵。
對於新的已修改相關器700，目標是定位其中輸出為最小的坪901、1001(805)，以及優選地定位其中相關器輸出從其最小值開始增大的那點，因為這是新符號的GI進入相關器的時間點。在圖9和圖10中，這些優選點在時間tcorr_min示出。然後，稍後在時間TG只是找到設置FFT窗口的最佳位置(807)，而不管Tm的實際值。
存在用於確定相關器的輸出何時開始增大的多種可能技術。一種技術是找到最小相關值並將增大的開始作為相關器值已經增大某個量或者最小值的某個百分比的那點。然後，可能例如通過運行模擬來確定適當的量或百分比。FFT窗口的起始點的位置則可例如作為相關器輸出開始增大的那點加上xTG，其中0.5≤x≤1。
用於定位坪901、1001的一種備選技術包括找到corrmod(n)(即已修改相關器700的輸出)的最小值和最大值。相關器的輸出比最小值超出最大值與最小值之間差的預定百分比X的位置用來定義「X％坪」，在本文中表示為PWX。找到這個坪的中點，例如取FFT窗口的起始點的位置作為PWX坪的中點加上xTG，其中1.0≤x≤1.5。在下面提供的數值實例中，將X選作10，從而定位已修改相關器700的輸出比最小值超出0.1·(max(corrmod(n))-min(corrmod(n)))的位置。這個「10％坪」的寬度以下表示為PW10。要認識到，在其它實施例中，可使用不同於10％的百分比X。
將FFT窗口的位置作為X％坪的中點加上TG。用於確定FFT窗口位置的這個技術在本文中表示為「算法2a」。
還可能使用新的已修改相關器700的輸出來估計延遲擴展，以便進一步改進FFT窗口的設置。具體來說，要認識到，當這些信號值(在理想情況下)相等時，TG對應於r(n)與r(n-N)之間的時間跨度。如果相關器的總和中的項數對應於時間TNum_Terms，則這是從r(n)和r(n-N)相等時開始使corrmod(n)達到其最小值所花的時間。這時，延遲擴展Tm具有減少r(n)和r(n-N)相等的時間的作用，因為來自保護間隔外部的信息外溢到保護間隔中。因此，可以看到，坪的寬度等於TG-Tm-TNum_Terms。由PW0表示實際坪901、1001的寬度，則可得出延遲擴展可估計為 對於TG＝224μs和TNum_Terms＝TG/4＝56μs的具體情況，式(4)變為 將X％坪(例如PW10)用來估計Tm的上述技術在本文中表示為「算法2b」。現在來分析使用PW10而不是PW0的具體情況。另外，由於式(5)基於沒有噪聲的假設，所以，可通過對於雙射線信道的情況(它在大Tm值的情況中似乎是最佳模型)評估Tm的不同值的PW10，然後進行最小平方(LS)擬合，來建立延遲擴展與PW10之間的關係。因此，發現，如果總和的長度對應於TG/4，則 然後以類似於算法2a中情況的方式設置FFT窗口，但使用取決於PW10的校正因子，即有效地利用信道的延遲擴展的知識。然後，可將FFT窗口的起始點的位置例如視為坪的中點加上TB，其中並且0.5≤x≤1.0。
新相關技術(例如使用圖7的已修改相關器700)的另一個良好屬性是輸出可比較容易用來估計信道上的SNR。為了明白這點，注意 y(n)＝r(n)-r(n-N)＝s(n)+n(n)-s(n-N)-n(n-N)(7) 其中s(n)表示所接收信號r(n)中的預期信號，以及n(n)表示所接收信號r(n)中的噪聲分量。
有兩種不同的情況要考慮，即s(n)＝s(n-N)和s(n)≠s(n-N)。為了繼續進行，可將信號準確地建模為復高斯函數，因為所發射信號包含大量獨立信息流的組合。設σs2表示預期信號的功率，並設σn2表示噪聲功率。由於所有項都為高斯，所以得出y(n)也是這樣，因而|y(n)|將為瑞利分布。由於y(n)具有零平均值，所以它的功率等於其方差。
可以示出，對於復高斯變量z，方差為σ2 因此，對於s(n)＝s(n-N)的情況，得出 而在s(n)≠s(n-N)的情況中，得出 因此，設ymax和ymin表示E[|y|]的值，其中分別為s(n)≠s(n-N)和s(n)＝s(n-N)，得出 注意，對於大的SNR值，「-1」項變得可忽略，從而得到又一個近似 只是將一個樣本分別用於ymax和ymin通常就會提供對SNR的非常有噪聲的估計。現在來看已修改相關器，因此易於看到，相關器的輸出可用來找到更準確的SNR估計，因為加了NUM_TERMS項。具體來說，設corrmax和corrmin表示其中所有輸入分別對應於ymax和ymin的情況。則SNR可估計為
或者使用近似
在下表3-7中比較了在不同信道條件下的算法0、1a、1b、2a和2b的各個性能。在各表中，將FFT窗口的最佳位置選為在t＝0處。因此，參照式(1)，如果FFT窗口位置的誤差如下式，則實現無ISI接收 -TG+Tm≤FFTpos error≤0(12) 在表3-7中的每一個中，TG＝224μs。每個表條目基於1000個模擬。產生100個不同的信道，並且對於那些信道中的每一個，執行與關聯估計的10次相關。
考慮延遲分布圖的兩個不同模型。第一個是雙射線信道，其中抽頭之間的距離為Tm。兩個抽頭具有相同功率，但相位從均勻分布中隨機選取。在第二個信道模型中，假定均勻的延遲分布圖，即，在0與Tm之間設置了較大數量(例如40左右)的抽頭。相信，這對於小的Tm值是可接受的模型，但是對於較大的Tm值則不理想。但它仍然提供了算法魯棒性的指示。
對於算法0以及算法1a，得出FFT的設置中的預計誤差表示為 很容易看出，這對應於將FFT窗口設置在GI的無ISI部分的中間。
對於算法2a，假定找到坪的中心，可以示出，FFT的設置中的預計誤差表示為 其中因子3/4是與1/4·TG對應的求和結果。
現在將在表3-7中提供模擬結果。在下表3中，信道是平坦的(即Tm＝0μs)，並且SNR＝10dB。
表3設置FFT窗口的位置與最佳位置比較的統計。
信道是平坦的(即Tm＝0μs)，並且SNR＝10dB。
在下表4中，信道具有兩個抽頭，Tm＝10μs，並且SNR＝10dB。
表4設置FFT窗口的位置與最佳位置比較的統計。
信道具有兩個抽頭，Tm＝10μs，並且SNR＝10dB。
在下表5中，信道具有兩個抽頭，Tm＝100μs，並且SNR＝10dB。
表5設置FFT窗口的位置與最佳位置比較的統計。
信道具有兩個抽頭，Tm＝100μs，並且SNR＝10dB。
在下表6中，信道具有均勻延遲分布圖，Tm＝10μs，且SNR＝10dB。
表6設置FFT窗口的位置與最佳位置比較的統計。
信道具有均勻延遲分布圖，Tm＝10μs，且SNR＝10dB。
在下表7中，信道具有均勻延遲分布圖，Tm＝100μs，並且SNR＝10dB。
表7設置FFT窗口的位置與最佳位置比較的統計。
信道具有均勻延遲分布圖，Tm＝100μs，並且SNR＝10dB。
基於以上提供的表3-7中包含的信息，可得到以下觀察 ·頻率估計的準確性非常好，並且這應當沒有問題。
·算法1a的執行明顯好於算法0。
·算法1b以及算法2b顯示出極好的性能，對於後一種算法具有輕微優勢。FFT窗口的位置誤差僅為GI長度的1-2％。
·使用算法2來估計SNR提供了極好的結果，並且這實質上與信道的延遲擴展無關。
實際上，算法必然使用適當數量的位以有限精度來實現。顯然，在使用許多位來獲得良好性能與使用少量位來獲得具有低複雜度的實現之間存在折衷。在另一方面，現在顯示出可如何在I和Q相位的每個中僅使用1位解析度僅以小實現損失的代價來實現上述算法(包括傳統方式算法0)中的任一個。對於僅以1位來量化信息的情況，量化輸入rq等於 rq(n)∈{±1±i}(15) 其中為方便起見僅選擇r(n)的量化等級。
考慮頻率估計，其中可使用算法0或者算法1，設 yq(n)＝0.5·(rq(n)·(rq(n-N))*)(16) 其中引入因子0.5僅為了對yq(n)進行標準化。它得出yq(n)∈{1，i，-1，-i}。
現在，假定不存在噪聲，以及小數頻率偏移表示為ΔfF。則得出，對於非量化信號，令 r(n)＝r(n-N)e1Δ(17) 其中Δ＝2πΔfFTu，並且Tu是與N個樣本對應的延遲。因此，得出，要估計ΔfF，只使用這個關係式和Δ。
假定，同樣的情況使用rq(n)來進行，並暫時假定0≤Δ＜π/2。則易於看出，yq(n)將為1或者i(記住假定目前不存在噪聲)，這取決於r(n-N)的相位。更準確來說，得出
以及
其中Re(X)和Im(X)分別表示X的實部和虛部。設Δq表示corrq(n)的相位，這得出 為了繼續進行，假定，產生corrq(n)的項數很大，使得∑Im(yq(n))/∑Re(yq(n))的方差足夠小到使反正切函數在所關注區域被看作是線性的。則可寫作
(21)
也就是說，根據Δ(0≤Δ＜π/2)的值，估計將具有取決於Δ實際值的偏置。考慮Δ的不同可能性，Δ與Δq之間的關係示於表8中。

表8在將輸入量化為1位時的真買相位偏移Δ 與相位偏移的預計值之間的關係E[Δq]。
圖11說明表示作為真實相位偏移Δ的函數的估計相位偏移E[Δq]的第一曲線圖1101。為了便於比較，圖11中還示出了說明作為自身函數的真實相位偏移Δ的第二曲線圖1103。對於水平軸上的真實相位偏移的任何給定值，曲線圖1101和1103之間的距離表示估計誤差。直接顯示出，例如對於下式獲得最大偏置
並且偏置處於0.071與-0.071弧度之間，對於在ETSI EN 300 744V.1.4.1(2001-01)的「數字視頻廣播(DBV)；數字陸地電視的組幀結構、信道編碼和調製」中所規定的8k操作模式，這分別等於12.6Hz和-12.6Hz。
如果SNR很大，使得噪聲的影響可忽略不計，因此可能在估計頻率誤差時考慮到這個偏置。但是，對於範圍為5-10dB的SNR，結果是偏置減小了。因此，無偏置估計實際上將在這些類型的SNR上進行改進，而通過(錯誤地)消除預計偏置所得到的估計實際上將提供更壞的結果。影響性能的另一個參數是總和中的項數，即保護間隔的長度。考慮估計誤差的標準偏差(「std」)，得到表9中的值(以Hz表示的最壞情況頻率偏移)。無括號的值對應於沒有偏置補償的情況，而有括號的值對應於有偏置補償的情況。
表9頻率誤差的標準偏差(最壞情況頻率偏移)。
沒有偏置補償以及有偏置補償(括號內)。
基於表9中的結果，得到以下觀察 ·如果SNR為10dB或以上，則通過偏置補償獲得了改進的頻率估計，而如果SNR低至5dB，則偏置的模型很差，使得補償的嘗試實際上產生了更壞的估計。
·對於涉及最短保護間隔的情況(對於8k模式，Tu/32對應於8192/32＝256個樣本)，項數足以提供良好結果。
表9中的結果針對其中偏置為12.6Hz的最壞情況的頻率偏移。從圖11中清楚看到，準確度將取決於Δ的實際值。在圖12和圖13中，相位誤差的標準偏差表示為Δ的函數。圖12對應於SNR＝30dB的情況。曲線圖1201說明有偏置補償的情況，而曲線圖1203說明沒有偏置補償的情況。圖13對應於SNR＝5dB的情況。曲線圖1301說明有偏置補償的情況，而曲線圖1303說明沒有偏置補償的情況。可以看到，當Δ很小時獲得良好結果，不管SNR如何。
圖14a是可被執行以實現可編程處理器或其它專用電路中的粗略定時估計和頻率誤差補償的多個上述方面的步驟的示範流程圖。示範實施例由產生所接收信號的第一組量化樣本(「第一量化樣本」)開始。例如，再參照圖2，這類樣本可由A/D轉換器201產生，並且可具有適當的大小(例如10位量化)。為了進行粗略定時估計和頻率估計，這些第一量化樣本然後可用作產生所接收信號的第二組量化樣本(「第二量化樣本」)的基礎，其中每個樣本包括1位實部和1位虛部(框1403)。然後，通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值(框1405)。
峰值相關值的估計從所產生相關值中確定(框1407)，以及相位偏移從峰值相關值的估計中確定(框1409)。第一量化樣本則基於相位偏移和對應偏項來調整(框1411)。偏項可基於表8中提供的關係來確定。對頻率誤差的轉換可容易地基於以上結合式(17)所述的相位偏移(Δ)與小數頻率偏移(ΔfF)之間的關係來執行。通過使用查找表來提供用於確定頻率偏移的一個有效實施例，該查找表其中已經存儲了一些值，使得當將所存儲值中的任一個選作輸出時，它與查找表的輸入值的關係實質上基於表8所提供的關係。當然，在備選實施例中，頻率偏移可通過其它方式來確定，例如基於表8所提供的關係以及如式(17)所述的相位偏移與頻率偏移之間的關係對它進行計算。
如前面所述，圖14a說明一種用以直接確定頻率誤差的補償量的技術。在備選實施例中，可通過用以通常使用所執行的各迭代來改進頻率誤差的補償量的估計的迭代技術，來避免使用查找表和/或直接計算。該技術概述如下首先獲得Δ的初始估計。初始估計的質量基於其值以及對偏置如何隨所獲得估計而變化的知識(參見圖11)可以知道。例如，如果Δ的第一估計為0.4，則已知的是，這個估計相當差，不管SNR如何。然後，用這個第一估計來補償所接收信號，並執行Δ的重新估計。Δ的下一個估計應當更小，因而經歷更小偏置。然後，可基於新估計的值進一步補償所接收信號。這個迭代過程可執行設定次數，或者可執行到Δ小於因量化而已知為具有可忽略不計(或者至少可接受等級的)偏置的預定值(例如0.05)為止。
圖14b是可被執行以實現在可編程處理器或其它專用電路中執行粗略定時估計和頻率誤差補償的這個迭代技術的步驟的示範流程圖。示範實施例由以下步驟開始產生所接收信號的第一量化樣本(如以上針對圖14a所述)；以及將它們用作產生所接收信號的第二量化樣本的基礎，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部(框1451)。然後，通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值(框1453)。
峰值相關值的初始估計從所產生相關值中確定(框1455)，以及初始相位偏移從峰值相關值的初始估計中確定(框1457)。基於頻率偏移將所接收信號的第一量化樣本調整某個頻率(框1459)。
然後，確定第一量化樣本是否是足夠無偏置的(例如通過比較調整量與預定閾值)(判定框1461)。如果是的話(來自判定框1461的「是」路線)，則例程可結束。或者，(要描述的)循環可設計成始終執行預定次數，而不是基於相位/頻率偏移補償的值。
但是，如果剛確定的調整量不夠好(或者如果並非執行了所有預定數量的迭代)，則基於已調整第一量化樣本來產生已調整第二量化樣本(框1463)。然後，通過將所接收信號的已調整第二量化樣本與延遲接收信號的已調整第二量化樣本相關，來產生新相關值(框1465)，以及從所產生的新相關值中確定峰值相關值的新估計(框1467)。
接下來，新相位偏移從峰值相關值的新估計中確定(框1469)。然後，基於新的相位偏移將所接收信號的第一量化樣本調整某個頻率(框1471)。處理然後返回到框1461，使得循環可被重複，直到滿足判定框1461的「完成」條件為止。
圖14c是用於執行例如圖14b的方法步驟的示範OFDM接收器的框圖。將通過對射頻信號進行接收和下變頻所產生的模擬信號r(t)提供給模數(A/D)轉換器1481。然後，將數位訊號r(k)提供給頻率校正單元1485，頻率校正單元1485的輸出又提供給粗略定時和頻率估計單元1483以及GI消除單元1487。頻率估計單元1483產生所接收信號的定時和頻率偏移的粗略估計，這個粗略估計被提供給頻率校正單元1485以及GI消除單元1487。然後，頻率校正單元1485基於定時和頻率偏移的粗略估計來調整數位化信號的頻率。基於可用的最佳定時和頻率信息，GI消除單元1487消除GI，並將所接收信號的信息部分提供給FFT單元1489，FFT單元1489的輸出被提供給接收器的其餘部分，包括精確定時和頻率估計單元1491，它能夠從FFT輸出信號中產生更準確的定時和頻率信息。將更準確的頻率信息反饋到頻率校正單元1485以改進接收器的性能。類似地將更準確的定時信息反饋到GI消除單元1487以改進接收器的性能。
到這時，一直假定模數轉換器(ADC)在判定邊界處於零的意義上是完美的。實際上可能存在會影響性能的偏移。為了了解這種DC偏移的影響，用ADC中的不同偏移來進行模擬。測試考慮了只有一個ADC(用於信號的實部)經歷偏移時以及兩個ADC(即一個用於信號的實部且另一個用於信號的虛部)經歷偏移時的兩種情況。DC偏移相對於預期信號來設置，使得例如-10dB的比率表示為
在表10中給出對於NUM_TERMS＝2048和SNR＝20dB時情況的頻率誤差的標準偏差(最壞情況頻率偏移)。無括號的值對應於沒有偏置補償的情況，而括號中的值對應於有偏置補償的情況。
表10頻率誤差的標準偏差(最壞情況頻率偏移)。
沒有偏置補償以及有偏置補償(括號內)。
對於不存在量化的情況，在以下方面，通過修改相關操作來估計SNR y(n)＝r(n)-r(n-N)＝s(n)+n(n)-s(n-N)-n(n-N)(24) 對於1位ADC的情況，設 yq(n)＝0.5(rq(n)-rq(n-N))(25) 從式(15)和式(25)中，可以得出，yq(n)的實部和虛部可彼此無關地取值-1，0，1。考慮r(n)＝s(n)+n(n)的實部(或虛部)，如果rq(n)s(n)＜0，即如果噪聲已經改變了預期信號的符號，則可認為rq(n)有誤差。很顯然，這種誤差的可能性將隨著SNR的增大而減小。類似地，很顯然，E[|Re(yq(n))|]將作為SNR的函數減小。
具體來說，如果s(n)≠s(n-N)，則E[|Re(yq(n)|]＝0.5，它沒有提供關於SNR的信息。如果s(n)＝s(n-N)，則發現E[|Re(yq(n))|]的良好近似為 因此，如果設 並且corrqmin為最小值，使得corrqmin＝min corrqmod(n)，則SNR可估計為 更一般地說，這可表示為 其中K為常數，使得K＝x2·NUM_TERMS，其中0＜x2≤1。在以上提供的推導中，已經顯示出，x2的較大容許值特別適用。但是，在其它實施例中，設計人員可發現使用較低值是有利的，它仍然可用來產生SNR的指示。應當理解，在這個具體非限制性實例中，為了標準化的目的而選擇式(25)中的常數0.5。該常數完全可選擇成等於其它值，諸如1。還應當理解，x2可取決於式(25)中的常數選擇。
通過考慮y(n)＝r(n)-r(n-N)來估計SNR假定不存在頻率誤差。易於看出，在頻率誤差的情況下，所估計SNR將會太小。還直觀地清楚看到，頻率誤差當存在大SNR時具有更大影響。在圖15中，估計的SNR表示為實際SNR的某些相干值的頻率誤差的函數。曲線圖1501對應於真實SNR為5dB的情況；曲線圖1503對應於真實SNR為10dB的情況；曲線圖1505對應於真實SNR為20dB的情況；以及曲線圖1507對應於真實SNR為30dB的情況。參照考慮了頻率估計的所得結果(參見表3-7和表9)，可以看到，以這種方式估計SNR應當沒有問題。
還相對於SNR估計來考慮DC偏移的影響。對於小於-10dB的DC偏移，實際上看到SNR估計中沒有差。因此推斷出，該算法對於DC偏移的任何合理的值都是可行的。
用時間分散信道來執行模擬，其中通過考慮下式來實現時間同步 對於峰值的估計位置，則如前面部分所述的來估計頻率偏移。在使用算法0時，進行類似的修改，因為|y(n)|由|Re(y(n))|+|Im(y(n))|取代。
表11示出使用1位ADC與浮點的性能之間的差別的一個典型實例。更具體來說，表11示出使用1位ADC時FFT窗口位置與最佳位置相比的統計(在括號中示出與浮點結果的比較)。在適應的情況下，還給出頻率誤差Tm估計和SNR估計的統計。信道具有兩個抽頭，Tm＝10μs，並且SNR＝10dB。頻率偏移為50Hz，並且沒有應用偏置補償。
表11在使用1位ADC時設置FFT窗口的位置與 最佳位置相比的統計(圓括號中是與浮點的比較)。
已經參照具體實施例描述了本發明。然而，本領域的技術人員非常清楚，能夠以不同於上述實施例的具體形式來實現本發明。所述的實施例只是說明性的，而決不應當看作是限制性的。本發明的範圍由所附權利要求書、而不是上述說明書來提供，並且落入本權利要求書範圍之內的所有變型及等效方案均包含在其中。
權利要求
1.一種產生電信系統中攜帶所接收信號中一部分符號的信息的位置的粗略估計的方法，所述方法包括
通過將所接收信號與延遲接收信號相關來產生相關值；
識別所述相關值中的最大相關值；
識別所述相關值大於或等於所述最大相關值的預定百分比的持續時間，其中所述持續時間在第一時刻開始並在第二時刻結束；以及
設置峰值相關值的位置的粗略估計等於第一時刻與第二時刻之間的時刻。
2.如權利要求1所述的方法，其中第一時刻與第二時刻之間的所述時刻是第一時刻與第二時刻之間的中點。
3.如權利要求1所述的方法，其中
所接收信號包括保護間隔，後面是符號；
所述符號包括最初部分和最後部分；
所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分；以及
所述方法包括通過將所接收信號延遲與所述符號的長度對應的量來產生所述延遲接收信號。
4.如權利要求1所述的方法，包括
使用所述峰值相關值的位置的所述粗略估計來確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點；以及
用具有在所確定起始點開始的所述FFT窗口的FFT來處理所接收信號。
5.如權利要求4所述的方法，其中
所接收信號包括保護間隔，後面是符號；
所述符號包括最初部分和最後部分；
所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分；以及
所述方法包括
根據TB＝x·TG來確定偏項TB，其中TG是所述保護間隔的持續時間，並且0≤x≤0.5；以及
根據下式確定所述FFT窗口的起始點tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是所述峰值相關值的位置的所述粗略估計。
6.如權利要求5所述的方法，其中TB＝TG/2。
7.如權利要求4所述的方法，其中
所接收信號包括保護間隔，後面是符號；
所述符號包括最初部分和最後部分；
所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分；以及
所述方法包括
確定與所接收信號關聯的估計延遲擴展Tm；
根據TB＝TG-x·Tm來確定偏項TB，其中0.5≤x≤1；以及
根據下式確定所述FFT窗口的起始點tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是所述峰值相關值的位置的所述粗略估計。
8.如權利要求7所述的方法，其中TB＝TG-Tm/2。
9.如權利要求7所述的方法，其中與所接收信號關聯的所述估計延遲擴展Tm根據下式確定
Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX
其中
PW100-ΔX是表示所述相關值大於或等於所述最大相關值的所述預定百分比X時的第一時刻與所述相關值大於或等於所述最大相關最大值的所述預定百分比X時的第二時刻之間的持續時間的長度的第一峰值寬度；以及
PW100-2ΔX是表示所述相關值大於或等於所述最大相關值的100-2ΔX％時的第一時刻與所述相關值大於或等於所述最大相關值的100-2ΔX％時的第二時刻之間的持續時間的長度的第二峰值寬度，其中ΔX＝100-X。
10.如權利要求1所述的方法，包括
根據下式確定與所接收信號關聯的估計延遲擴展Tm
Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX
其中
PW100-ΔX是表示所述相關值大於或等於所述最大相關值的所述預定百分比X時的第一時刻與所述相關值大於或等於所述最大相關最大值的所述預定百分比X時的第二時刻之間的持續時間的長度的第一峰值寬度；以及
PW100-2ΔX是表示所述相關值大於或等於所述最大相關值的100-2ΔX％時的第一時刻與所述相關值大於或等於所述最大相關值的100-2ΔX％時的第二時刻之間的持續時間的長度的第二峰值寬度，其中ΔX＝100-X。
11.如權利要求1所述的方法，其中所接收信號是正交頻分復用信號。
12.一種產生電信系統中的所接收信號的粗略定時估計的方法，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述方法包括
通過根據下式對所接收信號的每個樣本r(n)產生相關值corrmod(n)來產生相關值
其中NUM_TERMS是移動和中的項數，並且N是與攜帶一部分所述符號的信息的持續時間關聯的樣本數；
識別所述相關值的最小坪，其中所述最小坪是所述相關值與最小相關值關聯的持續時間；
確定與相關器值從與所述最小相關值關聯的所述相關值開始增大相關聯的時刻；以及
使用所確定時刻來確定下一個所接收符號的開始的粗略估計。
13.如權利要求12所述的方法，其中確定與相關器值從與所述最小相關值關聯的所述相關值開始增大相關聯的時刻包括
確定所述相關值中的最小相關值；以及
確定所述相關值開始超過所述最小相關值所確定量的時刻。
14.如權利要求13所述的方法，其中所確定量通過以下步驟來確定
確定所述相關值中的最大相關值；
確定所述最大相關值與所述最小相關值之間的差；以及
將所述差與預定小數相乘。
15.如權利要求12所述的方法，其中確定與相關器值從與所述最小相關值關聯的所述相關值開始增大相關聯的時刻包括
確定所述相關值中的最小相關值；
確定所述相關值中的最大相關值；
確定小於或等於一個值的相關值的坪corrplateau，定義為
corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin)
其中corrmin是所述最小相關值，corrmax是所述最大相關值，並且X是0＜X＜1的數；
確定與相關值的所述坪的最初出現值關聯的第一時刻；
確定與相關值的所述坪的最後出現值關聯的第二時刻；以及
確定在第一時刻與第二時刻之間出現的第三時刻。
16.如權利要求15所述的方法，其中第三時刻是第一時刻與第二時刻之間的中點。
17.如權利要求16所述的方法，包括
根據TB＝x·TG來確定偏項TB，其中TG是所述保護間隔的持續時間，並且1.0≤x≤1.5；
根據下式確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是在第一時刻與第二時刻之間出現的所確定第三時刻；以及
用具有在所確定起始點開始的所述FFT窗口的FFT來處理所接收信號。
18.如權利要求16所述的方法，還包括
根據下式估計所接收信號的延遲擴展
其中
TG是所述保護間隔的持續時間；
TNum_Terms是與移動和中的項數NUM_TERMS對應的持續時間；
PWX是所述相關值的所述最小坪的持續時間的量度；以及
通過識別所述相關值中小於或等於一個值的那些相關值來確定所述相關值的所述最小坪corrplateau，定義為
corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin)
其中corrmin是最小相關值，corrmax是最大相關值，並且0≤X＜1。
19.如權利要求18所述的方法，包括
根據來確定偏項TB，其中0.5≤x≤1.0；及
根據下式確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的所述起始點tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是在第一時刻與第二時刻之間出現的所確定第三時刻；以及
用具有在所確定起始點開始的所述FFT窗口的FFT來處理所接收信號。
20.如權利要求12所述的方法，包括
根據TB＝x·TG來確定偏項TB，其中TG是所述保護間隔的持續時間，並且0.5≤x≤1；
根據下式確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是與相關器值開始增大關聯的所確定時刻；以及
用具有在所確定起始點開始的所述FFT窗口的FFT來處理所接收信號。
21.如權利要求12所述的方法，其中所接收信號是消除頻率偏移的初始處理的結果。
22.如權利要求12所述的方法，包括
根據下式確定一組值corrmod(n)
確定最大值corrmax，使得corrmax＝max(corrmod(n))；
確定最小值corrmin，使得corrmin＝min(corrmod(n))；以及
根據下式確定所接收信號的信噪比SNR
其中x1為0或1。
23.如權利要求12所述的方法，其中所接收信號是正交頻分復用信號。
24.一種確定所接收信號的信噪比的方法，其中所接收信號包括符號，所述方法包括
根據下式確定多個值corrmod(n)
其中r(n)是所接收信號的樣本，並且N是與攜帶一部分所述符號的信息的持續時間關聯的樣本數；
確定最大值corrmax，使得corrmax＝max(corrmod(n))；
確定最小值corrmin，使得corrmin＝min(corrmod(n))；以及
根據下式確定所接收信號的所述信噪比SNR
其中x1為0或1。
25.一種補償電信系統中的所接收信號中頻率誤差的方法，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述方法包括
a)產生所接收信號的第一量化樣本；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的估計；
e)從所述峰值相關值的所述估計中確定初始相位偏移；
f)基於所述相位偏移並基於通過執行步驟b)所引入的偏置來確定相位偏移補償；以及
g)基於所述相位偏移補償來調整所接收信號的第一量化樣本。
26.一種補償電信系統中的所接收信號中頻率誤差的方法，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述方法包括
a)產生所接收信號的第一量化樣本；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的估計；
e)從所述峰值相關值的所述估計中確定初始相位偏移；
f)基於所述初始相位偏移來確定頻率偏移；
g)基於所述頻率偏移並基於通過執行步驟b)所引入的偏置來確定頻率偏移補償；以及
h)基於所述頻率偏移補償來調整所接收信號的第一量化樣本。
27.一種補償電信系統中的所接收信號中頻率誤差的方法，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述方法包括
a)產生所接收信號的第一量化樣本；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的初始估計；
e)從所述峰值相關值的所述初始估計中確定初始相位偏移；
f)基於所述初始相位偏移來調整所接收信號的第一量化樣本；
g)基於已調整第一量化樣本產生所接收信號的已調整第二量化樣本，其中每個已調整第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
h)通過將所接收信號的已調整第二量化樣本與所述延遲接收信號的已調整第二量化樣本相關，來產生新相關值；
i)從所產生的新相關值中確定所述峰值相關值的新估計；
j)從所述峰值相關值的所述新估計中確定新相位偏移；以及
k)基於所述新相位偏移來調整所接收信號的第一量化樣本。
28.如權利要求27所述的方法，包括
重複步驟g)至步驟k)，直到所述新相位偏移與預定值的比較指示已經實現足夠的頻率誤差補償為止。
29.如權利要求27所述的方法，包括
重複步驟g)至步驟k)預定次數。
30.一種估計傳送符號的所接收信號的信噪比的方法，包括
產生所接收信號的多個量化樣本，其中每個樣本包括1位實部和1位虛部；
根據下式確定多個值yq(n)
yq(n)＝x·(rq(n)-rq(n-N))
其中rq(n)是所接收信號的樣本，N是與攜帶一部分所述符號的信息的持續時間關聯的樣本數，並且x是常數；
根據下式產生相關值corrmod(n)
以及
根據下式估計所述信噪比SNR
其中K為常數，且corrmin是最小值，使得corrmin＝min(corrmod(n))。
31.如權利要求30所述的方法，其中K＝x2·NUM_TERMS，並且0＜x2≤2x。
32.如權利要求30所述的方法，其中所接收信號是正交頻分復用信號。
33.一種產生電信系統中攜帶所接收信號中一部分符號的信息的位置的粗略估計的裝置，所述裝置包括
通過將所接收信號與延遲接收信號相關來產生相關值的邏輯；
識別所述相關值中的最大相關值的邏輯；
識別所述相關值大於或等於所述最大相關值的預定百分比的持續時間的邏輯，其中所述持續時間在第一時刻開始並在第二時刻結束；以及
設置峰值相關值的位置的粗略估計等於第一時刻與第二時刻之間的時刻的邏輯。
34.如權利要求33所述的裝置，其中第一時刻與第二時刻之間的所述時刻是第一時刻與第二時刻之間的中點。
35.如權利要求33所述的裝置，其中
所接收信號包括保護間隔，後面是符號；
所述符號包括最初部分和最後部分；
所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分；以及
所述裝置包括通過將所接收信號延遲與所述符號的長度對應的量來產生所述延遲接收信號的邏輯。
36.如權利要求33所述的裝置，包括
使用所述峰值相關值的位置的所述粗略估計來確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點的邏輯；以及
用具有在所確定起始點開始的所述FFT窗口的FFT來處理所接收信號的邏輯。
37.如權利要求36所述的裝置，其中
所接收信號包括保護間隔，後面是符號；
所述符號包括最初部分和最後部分；
所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分；以及
所述裝置包括
根據TB＝x·TG來確定偏項TB的邏輯，其中TG是所述保護間隔的持續時間，並且0≤x≤0.5；以及
根據下式確定所述FFT窗口的起始點tFFT的邏輯
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是所述峰值相關值的位置的所述粗略估計。
38.如權利要求37所述的裝置，其中TB＝TG/2。
39.如權利要求36所述的裝置，其中
所接收信號包括保護間隔，後面是符號；
所述符號包括最初部分和最後部分；
所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分；以及
所述裝置包括
確定與所接收信號關聯的估計延遲擴展Tm的邏輯；
根據TB＝TG-x·Tm來確定偏項TB的邏輯，其中0.5≤x≤1；以及根據下式確定所述FFT窗口的起始點tFFT的邏輯
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是所述峰值相關值的位置的所述粗略估計。
40.如權利要求39所述的裝置，其中TB＝TG-Tm/2。
41.如權利要求39所述的裝置，其中與所接收信號關聯的所述估計延遲擴展Tm根據下式確定
Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX
其中
PW100-ΔX是表示所述相關值大於或等於所述最大相關值的所述預定百分比X時的第一時刻與所述相關值大於或等於所述最大相關最大值的所述預定百分比X時的第二時刻之間的持續時間的長度的第一峰值寬度；以及
PW100-2ΔX是表示所述相關值大於或等於所述最大相關值的100-2ΔX％時的第一時刻與所述相關值大於或等於所述最大相關值的100-2ΔX％時的第二時刻之間的持續時間的長度的第二峰值寬度，其中ΔX＝100-X。
42.如權利要求33所述的裝置，包括
根據下式確定與所接收信號關聯的估計延遲擴展Tm的邏輯
Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX
其中
PW100-ΔX是表示所述相關值大於或等於所述最大相關值的所述預定百分比X時的第一時刻與所述相關值大於或等於所述最大相關最大值的所述預定百分比X時的第二時刻之間的持續時間的長度的第一峰值寬度；以及
PW100-2ΔX是表示所述相關值大於或等於所述最大相關值的100-2ΔX％時的第一時刻與所述相關值大於或等於所述最大相關值的100-2ΔX％時的第二時刻之間的持續時間的長度的第二峰值寬度，其中ΔX＝100-X。
43.如權利要求33所述的裝置，其中所接收信號是正交頻分復用信號。
44.一種產生電信系統中的所接收信號的粗略定時估計的裝置，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述裝置包括
通過根據下式對所接收信號的每個樣本r(n)產生相關值corrmod(n)來產生相關值的邏輯
其中NUM_TERMS是移動和中的項數，並且N是與攜帶一部分所述符號的信息的持續時間關聯的樣本數；
識別所述相關值的最小坪的邏輯，其中所述最小坪是所述相關值與最小相關值關聯的持續時間；
確定與相關器值從與所述最小相關值關聯的所述相關值開始增大相關聯的時刻的邏輯；以及
使用所確定時刻來確定下一個所接收符號的開始的粗略估計的邏輯。
45.如權利要求44所述的裝置，其中確定與相關器值從與所述最小相關值關聯的所述相關值開始增大相關聯的時刻的邏輯包括
確定所述相關值中的最小相關值的邏輯；以及
確定所述相關值開始超過所述最小相關值所確定量的時刻的邏輯。
46.如權利要求45所述的裝置，包括通過以下步驟來確定所確定量的邏輯
確定所述相關值中的最大相關值；
確定所述最大相關值與所述最小相關值之間的差；以及
將所述差與預定小數相乘。
47.如權利要求44所述的裝置，其中確定與相關器值從與所述最小相關值關聯的所述相關值開始增大相關聯的時刻的邏輯包括
確定所述相關值中的最小相關值的邏輯；
確定所述相關值中的最大相關值的邏輯；
確定小於或等於一個值的相關值的坪corrplateau的邏輯，所述坪定義為
corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin)
其中corrmin是所述最小相關值，corrmax是所述最大相關值，並且X是0＜X＜1的數；
確定與相關值的所述坪的最初出現值關聯的第一時刻的邏輯；
確定與相關值的所述坪的最後出現值關聯的第二時刻的邏輯；及確定在第一時刻與第二時刻之間出現的第三時刻的邏輯。
48.如權利要求47所述的裝置，其中第三時刻是第一時刻與第二時刻之間的中點。
49.如權利要求48所述的裝置，包括
根據TB＝x·TG來確定偏項TB的邏輯，其中TG是所述保護間隔的持續時間，並且1.0≤x≤1.5；
根據下式確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點tFFT的邏輯
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是在第一時刻與第二時刻之間出現的所確定第三時刻；以及
用具有在所確定起始點開始的所述FFT窗口的FFT來處理所接收信號的邏輯。
50.如權利要求48所述的裝置，還包括
根據下式估計所接收信號的延遲擴展的邏輯
其中
TG是所述保護間隔的持續時間；
TNum_Terms是與移動和中的項數NUM_TERMS對應的持續時間；
PWX是所述相關值的所述最小坪的持續時間的量度；以及
通過識別所述相關值中小於或等於一個值的那些相關值來確定所述相關值的所述最小坪corrplateau的邏輯，所述最小坪定義為
corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin)
其中corrmin是最小相關值，corrmax是最大相關值，並且0≤X＜1。
51.如權利要求50所述的裝置，包括
根據來確定偏項TB的邏輯，其中0.5≤x≤1.0；以及
根據下式確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點tFFT的邏輯
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是在第一時刻與第二時刻之間出現的所確定第三時刻；以及
用具有在所確定起始點開始的所述FFT窗口的FFT來處理所接收信號的邏輯。
52.如權利要求44所述的裝置，包括
根據TB＝x·TG來確定偏項TB的邏輯，其中TG是所述保護間隔的持續時間，並且0.5≤x≤1；
根據下式確定快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點tFFT的邏輯
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是與相關器值開始增大關聯的所確定時刻；以及
用具有在所確定起始點開始的所述FFT窗口的FFT來處理所接收信號的邏輯。
53.如權利要求44所述的裝置，包括通過消除頻率偏移的初始處理來產生所接收信號的邏輯。
54.如權利要求44所述的裝置，包括
根據下式確定一組值corrmod(n)的邏輯
確定最大值corrmax使得corrmax＝max(corrmod(n))的邏輯；
確定最小值corrmin使得corrmin＝min(corrmod(n))的邏輯；以及
根據下式確定所接收信號的信噪比SNR的邏輯
其中x1為0或1。
55.如權利要求44所述的裝置，其中所接收信號是正交頻分復用信號。
56.一種確定所接收信號的信噪比的裝置，其中所接收信號包括符號，所述裝置包括
根據下式確定多個值corrmod(n)的邏輯
其中r(n)是所接收信號的樣本，並且N是與攜帶一部分所述符號的信息的持續時間關聯的樣本數；
確定最大值corrmax使得corrmax＝max(corrmod(n))的邏輯；
確定最小值corrmin使得corrmin＝min(corrmod(n))的邏輯；以及
根據下式確定所接收信號的所述信噪比SNR的邏輯
其中x1為0或1。
57.一種補償電信系統中的所接收信號中的頻率誤差的裝置，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述裝置包括
a)產生所接收信號的第一量化樣本的邏輯；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本的邏輯，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關來產生相關值的邏輯；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的估計的邏輯；
e)從所述峰值相關值的所述估計中確定初始相位偏移的邏輯；
f)基於所述相位偏移並基於通過執行步驟b)所引入的偏置來確定相位偏移補償的邏輯；以及
g)基於所述相位偏移補償來調整所接收信號的第一量化樣本的邏輯。
58.一種補償電信系統中的所接收信號中的頻率誤差的裝置，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述裝置包括
a)產生所接收信號的第一量化樣本的邏輯；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本的邏輯，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關來產生相關值的邏輯；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的估計的邏輯；
e)從所述峰值相關值的所述估計中確定初始相位偏移的邏輯；
f)基於所述初始相位偏移來確定頻率偏移的邏輯；
g)基於所述頻率偏移並基於通過執行步驟b)所引入的偏置來確定頻率偏移補償的邏輯；以及
h)基於所述頻率偏移補償來調整所接收信號的第一量化樣本的邏輯。
59.一種補償電信系統中的所接收信號中的頻率誤差的裝置，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述裝置包括
a)產生所接收信號的第一量化樣本的邏輯；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本的邏輯，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關來產生相關值的邏輯；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的初始估計的邏輯；
e)從所述峰值相關值的所述初始估計中確定初始相位偏移的邏輯；
f)基於所述初始相位偏移來調整所接收信號的第一量化樣本的邏輯；
g)基於已調整第一量化樣本產生所接收信號的已調整第二量化樣本的邏輯，其中每個已調整第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
h)通過將所接收信號的已調整第二量化樣本與所述延遲接收信號的已調整第二量化樣本相關來產生新相關值的邏輯；
i)從所產生的新相關值中確定所述峰值相關值的新估計的邏輯；
j)從所述峰值相關值的所述新估計中確定新相位偏移的邏輯；及
k)基於所述新相位偏移來調整所接收信號的第一量化樣本的邏輯。
60.如權利要求59所述的裝置，包括
重複調用g)至k)直到所述新相位偏移與預定值的比較指示已經實現足夠的頻率誤差補償為止的邏輯。
61.如權利要求59所述的裝置，包括
重複調用g)至k)預定次數的邏輯。
62.一種估計傳送符號的所接收信號的信噪比的裝置，包括
產生所接收信號的多個量化樣本的邏輯，其中每個樣本包括1位實部和1位虛部；
根據下式確定多個值yq(n)的邏輯
yq(n)＝x·(rq(n)-rq(n-N))
其中rq(n)是所接收信號的樣本，N是與攜帶一部分所述符號的信息的持續時間關聯的樣本數，並且x是常數；
根據下式產生相關值corrmod(n)的邏輯
以及
根據下式估計所述信噪比SNR的邏輯
其中K為常數，且corrmin是最小值，使得corrmin＝min(corrmod(n))。
63.如權利要求62所述的方法，其中K＝x2·NUM_TERMS，並且0＜X2≤2x。
64.如權利要求62所述的方法，其中所接收信號是正交頻分復用信號。
65.一種其上存儲有程序指令集合的機器可讀存儲介質，所述程序指令集合使處理器產生電信系統中攜帶所接收信號中一部分符號的信息的位置的粗略估計，所述程序指令集合包含使所述處理器執行以下步驟的指令
通過將所接收信號與延遲接收信號相關來產生相關值；
識別所述相關值中的最大相關值；
識別所述相關值大於或等於所述最大相關值的預定百分比的持續時間，其中所述持續時間在第一時刻開始並在第二時刻結束；以及
設置峰值相關值的位置的粗略估計等於第一時刻與第二時刻之間的時刻。
66.一種其上存儲有程序指令集合的機器可讀存儲介質，所述程序指令集合使處理器產生電信系統中的所接收信號的粗略定時估計，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述程序指令集合包括使所述處理器執行以下步驟的指令
通過根據下式對所接收信號的每個樣本r(n)產生相關值corrmod(n)來產生相關值
其中NUM_TERMS是移動和中的項數，並且N是與攜帶一部分所述符號的信息的持續時間關聯的樣本數；
識別所述相關值的最小坪，其中所述最小坪是所述相關值與最小相關值關聯的持續時間；
確定與相關器值從與所述最小相關值關聯的所述相關值開始增大相關聯的時刻；以及
使用所確定時刻來確定下一個所接收符號的開始的粗略估計。
67.一種其上存儲有程序指令集合的機器可讀存儲介質，所述程序指令集合使處理器確定所接收信號的信噪比，其中所接收信號包括符號，所述機器可讀存儲介質其上存儲有使處理器執行以下步驟的程序指令集合
根據下式確定多個值corrmod(n)
其中r(n)是所接收信號的樣本，並且N是與攜帶一部分所述符號的信息的持續時間關聯的樣本數；
確定最大值corrmax，使得cormax＝max(corrmod(n))；
確定最小值corrmin，使得corrmin＝min(corrmod(n))；以及
根據下式確定所接收信號的所述信噪比SNR
其中x1為0或1。
68.一種其上存儲有程序指令集合的機器可讀存儲介質，所述程序指令集合使處理器補償電信系統中的所接收信號中的頻率誤差，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述程序指令集合使所述處理器和關聯邏輯執行以下步驟
a)產生所接收信號的第一量化樣本；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的估計；
e)從所述峰值相關值的所述估計中確定初始相位偏移；
f)基於所述相位偏移並基於通過執行步驟b)所引入的偏置來確定相位偏移補償；以及
g)基於所述相位偏移補償來調整所接收信號的第一量化樣本。
69.一種其上存儲有程序指令集合的機器可讀存儲介質，所述程序指令集合使處理器補償電信系統中的所接收信號中的頻率誤差，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述程序指令集合使所述處理器和關聯邏輯執行以下步驟
a)產生所接收信號的第一量化樣本；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的估計；
e)從所述峰值相關值的所述估計中確定初始相位偏移；
f)基於所述初始相位偏移來確定頻率偏移；
g)基於所述頻率偏移並基於通過執行步驟b)所引入的偏置來確定頻率偏移補償；以及
h)基於所述頻率偏移補償來調整所接收信號的第一量化樣本。
70.一種其上存儲有程序指令集合的機器可讀存儲介質，所述程序指令集合使處理器補償電信系統中的所接收信號中的頻率誤差，其中所接收信號包括保護間隔，後面是符號；所述符號包括最初部分和最後部分；並且所述保護間隔包括所述符號的所述最後部分，所述程序指令集合使所述處理器和關聯邏輯執行以下步驟
a)產生所接收信號的第一量化樣本；
b)基於第一量化樣本產生所接收信號的第二量化樣本，其中每個第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
c)通過將所接收信號的第二量化樣本與延遲接收信號的第二量化樣本相關，來產生相關值；
d)從所產生相關值中確定峰值相關值的初始估計；
e)從所述峰值相關值的所述初始估計中確定初始相位偏移；
f)基於所述初始相位偏移來調整所接收信號的第一量化樣本；
g)基於已調整第一量化樣本產生所接收信號的已調整第二量化樣本，其中每個已調整第二量化樣本包括1位實部和1位虛部；
h)通過將所接收信號的已調整第二量化樣本與所述延遲接收信號的已調整第二量化樣本相關，來產生新相關值；
i)從所產生的新相關值中確定所述峰值相關值的新估計；
j)從所述峰值相關值的所述新估計中確定新相位偏移；以及
k)基於所述新相位偏移來調整所接收信號的第一量化樣本。
全文摘要
產生電信系統中攜帶所接收信號中一部分符號的信息的位置的粗略估計。這涉及通過將所接收信號與延遲接收信號相關來產生相關值。識別相關值中的最大相關值，並識別相關值大於或等於最大相關值的預定百分比的持續時間，其中持續時間在第一時刻開始並在第二時刻結束。峰值相關值的位置的粗略估計設置為等於第一時刻與第二時刻之間的時刻，例如第一時刻與第二時刻之間的中點。
文檔編號H04L27/26GK101204056SQ200680021942
公開日2008年6月18日 申請日期2006年4月7日 優先權日2005年4月21日
發明者A·伯克曼, J·史文森, L·威廉森 申請人:艾利森電話股份有限公司