帶有直流變壓器的無損耗開關變換器的製作方法

2023-10-28 04:23:57 4

專利名稱：帶有直流變壓器的無損耗開關變換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及直流—直流的開關功率轉換的領域，特別涉及使用兩種新方法的新一類開關變換器無損耗開關方法和用於新型磁性結構的方法。無損耗開關大大提高了轉換效率，同時新型直流變壓器結構或最小化，或完全消除了磁芯結構中的直流能量存儲，因此使磁性元件的體積非常緊湊，效率得到提高。其它的性能收益是增加了直流負載電流容量，並且在提高了可靠性的同時減少了EMI噪聲。
背景技術：
定義和分類為了便於在各種量之間比較容易的進行描述，本文從頭到尾始終使用下面的符號1.DC-歷史上是表示直流的簡化符號，但現在具有更廣的含義，通常指帶有直流量電路；2.AC-歷史上是表示交流的簡化符號，但現在具有更廣的含義，指所有交變電量(電流和電壓)；3.i1，v2-用小寫字母標記的瞬時時域量，如i1表示電流，v2表示電壓；4.i1，V2-使用對應的大寫字母表示的瞬時周期時域量的直流成分，如I1和V2；5.Δi1-用Δ表示瞬時和直流成分之間的差，因此Δi1表示電流i1的脈動成分或交流成分；6.iCC-複合電流，等於通過輸入開關和互補輸入開關的電流的和，即iCC＝iS1+iS』1。
下面關於磁路描述的通用定義的關係式和符號是從頭到尾始終使用的1.磁鏈λ是連接所有N個線圈的總磁通，定義為λ＝NΦ，其中Φ是磁芯中的總磁通；2.電感L定義為λ-i特性曲線的斜率，即L＝λ/i；3.磁通密度B是單位面積的磁通，定義為B＝Φ/S，其中S是磁芯截面面積；本發明還需要完整介紹用於兩個主要的新方法的新術語，兩者在現有技術的開關變換器術語中都是不存在的1.使用特殊的開關變換器結構和對應的磁路結構可以得到提及大為減少、效率得到提高的新磁性設備；2.新的開關方法，可以完全消除開關損耗(除門驅動損耗之外)，從而得到最大可能的效率提高。
新的磁性設備形成兩個基本變型，名稱如下1.直流變壓器，在共用磁芯上具有多重電感繞組的特殊磁芯，其中由本發明非隔離開關變換器施加的每個繞組的直流電流和每個繞組的交流電壓極性是這樣的，能夠減少所有繞組的總直流安培匝數，從而減少公用磁芯中的直流磁通，在一些情況下總安培匝數甚至大致為零，且共用磁芯中的直流磁通大致為零。
2.隔離直流變壓器，是一個有電感和性能與直流變壓器相同的隔離變壓器繞組的特殊磁性結構，但另外還有一個電源和負載之間的電隔離。
無損耗開關方法需要它們創造的開關、開關間隔和轉換間隔的新定義，以及各自的負荷比D，如下所示1.S1，S2，S』1，S』2-分別是輸入開關、輸出開關、互補輸入開關和互補輸出開關的開關表示，同時各個有源、可控開關的開關狀態表示如下高電平表示有源開關指向-ON，低(零)電平表示有源開關指向-OFF；2.D-負荷比，定義為D＝tON/TS，其中tON是輸入開關閉合(指向ON)期間ON的時間間隔，TS是開關周期，定義為TS＝1/fS，其中fS是開關頻率；3.D』-互補負荷比D』，定義為D＝tOFF/TS，其中tOFF是輸入開關斷開(指向OFF)期間OFF的時間間隔；4.狀態1間隔—輸入開關S1和輸出開關S2都指向ON(閉合)，而互補輸入開關S』1和互補輸出開關S』2都指向OFF(斷開)期間的時間間隔；5.狀態2間隔—輸入開關S1和輸出開關S2都指向OFF(斷開)，而互補輸入開關S』1和互補輸出開關S』2都指向ON(閉合)期間的時間間隔；6.(1-2)轉換間隔—狀態1間隔和狀態2間隔之間的時間間隔，在此期間按精確定義的時序和定時，輸入開關S1和輸出開關S2將它們的狀態從ON反轉到OFF，同時互補輸入開關S』1和互補輸出開關S』2將它們的狀態從OFF反轉到ON；7.(2-1)轉換間隔—狀態2間隔和狀態1間隔之間的時間間隔，在此期間按精確定義的時序和定時，輸入開關S1和輸出開關S2將它們的狀態從OFF反轉到ON，同時互補輸入開關S』1和互補輸出開關S』2將它們的狀態從ON反轉到OFF；8.CR2，CR』2-表示作為整流(CR)二極體的輸出開關和互補輸出開關及它們對應的開關時序圖。因為二極體是雙端無源開關，所示開關時序圖也將二極體開關狀態表示如下高電平表示二極體處於ON，低電平表示OFF；9.I-表示第一象限裡的一個象限開關操作；在一個框住理想開關的矩形框裡的羅馬數字(I到IV)表示限制於特定的一個象限操作；10.CBS-與框住理想開關的矩形框一起出現，這個符號表示電流雙向開關(CBS)，如三端可控半導體開關設備，當指向ON時可以以任一方向傳導電流，但是當指向OFF時會阻塞只有一個極性的電壓。
開關變換器的分類在過去的二十年裡，發明了大量的直流—直流開關變換器，主要的目標是提高轉換效率，減少變換器體積。過去同時滿足這兩個目標的努力受阻於兩個主要問題，直到現在看來還是所有直流—直流開關變換器的固有問題1.由於必須要在交流磁通路徑中插入與直流偏流成正比的氣隙以防止磁芯飽和，所以在變換器輸入或輸出端的濾波電感中存在大的直流偏流(在一些隔離變換器的隔離變壓器中也存在直流偏壓電流)，導致磁性元件體積大。這也導致磁性材料的使用效率非常低，浪費很大。即使是約為1mm(40密耳)的較小氣隙，也會大大減少總電感。這種電感損耗或通過無限大的增加開關頻率(從而增加了損耗)，或通過增加磁芯的體積，或通過兩者來補償。
2.減少增加的開關頻率上有效開關損耗的軟開關方法的實現取決於直流負載電流，其工作需要一個不希望有的大輸出電感器交流脈動電流(大於兩倍的最大直流負載電流量)，從而減少了大部分因為由該大交流脈動電流導致增加的電感損耗而產生的回收能量。其它的軟開關方法還導致另外不希望有的損耗機理。
磁路分類過去為解決第一個問題並減少磁性元件、電感器和變壓器大體積、大重量的努力，結合本發明的新方法，得到三個關於磁性元件實現的主要類別1.獨立磁性元件類，其中所有的磁性元件用作獨立的磁性設備，每個都有直流偏流的一個或多個電感，和有或沒有直流偏流的隔離變壓器。這種實現得到體積和重量最大的磁性元件，並且由於各個磁性元件中的直流偏流會產生大的能量存儲。
2.耦合電感和集成磁性元件類，其中磁性元件組合成一個單磁結構，其中總直流能量存儲完全等於獨立磁性元件直流能量存儲之和。這種磁性元件實現使體積和重量減少並提高了一些效率，但與直流能量存儲相關的主要問題仍然存在。
這無疑推動了對本發明具有新型磁結構的開關變換器形式的解決方法的研究。
3.直流變壓器類，其中磁性元件是以減少且在一些情況下完全消除總直流能量存儲這樣的方式組合成一個單磁結構的。
開關方法分類對減少電功率處理設備的體積和重量使其與不斷減少體積的電信號處理設備相適應的需要導致不斷向增加直流—直流開關變換器工作的開關頻率的方向推進從開始時的20kHz水平到200kHz及更高的開關頻率。這反過來導致開關功率損耗的增加。因此，過去用於減少變換器傳導率和開關損耗的努力得到了很多開關方法，這些方法與本發明的新型無損耗開關方法一起構成了三種主要類別1.硬開關方法，沒有試圖減少開關損耗；2.軟開關方法，其中採取了減少開關損耗的措施。不幸的是，在大多數情況下，減少開關損耗的同時都伴隨著其它損耗的增加，例如，由於需要增加交流脈動電流而產生的開關設備傳導損耗或與變壓器漏電感或附加外部諧振電感器中與能量存儲有關的損耗。這些附產功率損耗無疑導致較小的淨損耗減少和不大的效率提高。因此，需要第三種關於開關機理的方法，如在本發明中介紹的3.無損耗開關方法，完全消除了軟開關方法的附加損耗(除了門驅動損耗)，因此得到了很大的效率提高。
按開關數量分類開關變換器還可以根據使用的電源開關的數量分成三個主要變換器類，如1.雙開關變換器類，其例子是現有技術中的反向變換器。
2.三開關變換器類，例如現有技術中的前向變換器；3.四開關變換器類，例如現有技術中的前向、半橋、推挽式直流—直流開關變換器。
本發明使用四個開關，所以屬於四開關變換器類。
現有技術中關於直流偏流和磁芯飽和的問題參照

圖1a所示的典型現有技術的反向變換器及圖1b伴隨的輸出電感器電流波形可以最好的理解關於磁性元件(電感器和變壓器)的直流偏壓問題。因為變換器輸出為負載提供直流電源，所以反向變換器中的電感必須通過負載電流的直流成分，即IDC。因此，它顯然不能設計成交流(AC)應用中使用的普通電感，如圖2a中的電感。
交流電感器纏繞在磁芯材料上，以充分增加其電感值。例如，典型的鐵氧體磁芯材料在室溫下具有大約μr＝3000的相對磁導率。因此僅僅通過插入如圖2a所示沒有任何氣隙的磁芯材料，線圈的電感就放大3000倍。對應的磁漏入與電流i的特性曲線如圖2b，斜率高表示電感值L高(用磁芯材料可達到的最大值)。交流電流引起的磁漏振幅在磁芯工作特性曲線的中心周圍對稱分布(圖2b)。即使是圖2b中所示的非常小的直流電流IDC通過線圈，磁芯材料也會飽和，而不是所希望的大感抗，電感器看起來象短路。因此，為了避免磁芯飽和，所有現有的開關變換器通過在磁通路中插入一個氣隙，以「強力」的方式「解決」了這個直流偏壓問題，如圖3a所示。從圖3b無縫隙磁芯(虛線)和有縫隙磁芯(實線)的磁漏特性曲線及它們對應的電感L和Lg可以看出，這顯然減少了與插入氣隙大小成正比的電感值(直流電流越大，需要的氣隙就越大，因此得到的電感值就越小)。顯然存在三個非常有害的因素1.通過插入氣隙，大大減少了電感值。通過包含氣隙，看到初始的無縫隙電感L減少α＝100或α＝1000倍是不稀奇的。為了補償這種電感減少，必須要增加開關頻率或使用體積更大的磁芯，或者兩者組合使用。
2.對於鐵氧體材料，由於0.3T(特斯拉)的低飽和磁通密度BSAT而已經很小的可用交流磁漏振幅由於磁芯中存在直流偏壓而進一步降低了。例如，在典型應用中，直流偏壓可以對應0.25T的磁通密度，因此只為疊加的交流磁通密度留下0.05T。交流磁通密度振幅如圖3b中粗線所示。為了增加交流磁通密度振幅，需要體積更大的磁芯或增加開關頻率，或者兩者都要。
3.由於存在負直流偏壓，所以只利用了一部分飽和特性曲線，另一部分ΔB＝BSAT＝0.3T浪費掉了。
直流偏壓問題不只限於所有到目前為止在直流—直流變換器中使用的電感器中，而且還在很多隔離變壓器中存在，例如圖4a中所示的流行的反饋變換器。這種變換器提供了電隔離，能夠通過變壓器匝數比來調高或調低電壓，但是與普通的交流線變壓器相比，直流偏壓大，需要一個如圖4b中所示的對應大小的氣隙。因此磁芯在一個方向上偏置，從而限制了疊加的交流磁通振幅，如圖4c所示。
現在讓我們也對設計用於5V、100W反向變換器輸出電感器上的直流偏壓影響進行量化。對於I2＝20A的直流負載電流，在飽和磁通密度BSAT＝0.3T(特斯拉)的鐵氧體磁芯上纏繞的繞組匝數N＝6，BDC＝0.2T可用於直流偏壓，剩餘的0.1T用於疊加的交流磁通振幅。為了支持NI＝120的安培匝數，要從(1g＝μ0NI/BDC＝30mil＝0.75mm)計算所需的氣隙，其中(μ0＝4π10-7H/m)是自由空間的磁導率。如果L是沒有氣隙的電感，Lg是有1g＝0.75mm氣隙的電感，那麼由L/Lg＝μr1g/1m＝50可得到兩個電感之比，其中μr是鐵氧體材料的相對磁導率，對於開關變換器中使用的典型材料來說是μr＝3000，1m＝45mm是使用的磁芯磁路徑平均長度。因此，所給磁芯的最大可用電感減少了50倍。在更高的功率和特別高的直流負載電流水平，這會逐漸變得更為嚴重。對於一些千瓦幅度的大功率直流變換器而言，由於需要大氣隙來防止飽和，所以看到電感在插入鐵磁材料之後只在沒有任何磁性材料的電感之上增加了2到3倍是不稀奇的。顯然這對磁性材料是巨大的浪費，這些材料能夠在空心線圈的電感上增加3000倍。這也是為什麼在隔離變壓器沒有直流偏壓的開關變換器中，例如隔離Cuk變換器，變壓器在體積和重量上與輸入和輸出電感器所需要的體積和重量相比小了幾倍的原因，輸入和輸出電感器到目前為止支配著開關變換器的體積和重量，還導致損耗增加。
由於在磁路中插入氣隙而產生的電感損耗或通過增加磁芯的截面，或通過增加開關頻率，或會迅速降低總效率的兩者組合來補償。因此，非常希望減少磁芯中的直流偏壓，或，如果可能，完全消除直流偏壓。
在過去，進行了很多修正這個直流—直流變換器基本限制的努力，但取得了非常有限的成功。有一種方法為磁性製造商所使用，例如Hitachi和TDK。在(Hitachi的)作者Shiraki於1979年5月在Powercon第6次會議的會議論文集中發表的「用反向偏置的鐵氧體磁芯來減少磁性元件體積」一文中，提出在氣隙中加入永久磁鐵，從而通過永久磁鐵的適當方向在磁芯中與磁性繞組電流產生的直流偏壓相反的方向上產生反向偏壓，如圖5a所示。實際結果是交流磁通振幅現在擴展到負的磁芯磁通擺幅區域，如圖5b和圖5c所示，使得磁芯截面和體積的減少高達50％。TDK公司基於他們的反向偏壓磁芯變型，由TDK公司的Nakamura和Ohta於1982年7月在Powercon第9次會議的會議論文集中的「一種新型反向偏壓扼流圈」一文中發表的，開發了一種PCH磁芯陣。
但是請注意，兩種方法還包含有氣隙，並且根據圖5b和圖5c中所示的下降的「粗線」斜率工作。因此，從其無縫隙磁芯的最大電感性能(圖5b和圖5c中的虛線)仍然有大的電感減少。另一種缺點是磁芯只能支持設計好的最大直流安培匝數。如果超過了，那麼磁芯會飽和，失去過載能力。因為永久磁鐵提供了與直流負載電流無關的固定反向偏壓，所以在沒有負載電流情況下，磁通是完全順著磁芯磁通飽和特性曲線的負部分的(圖5c)。實際上，永久磁鐵產生了最大容許偏壓，但是在負(反)方向上。這在後面可與本發明的新型直流變換器相比，本發明的新型直流變換器有一個自動的自平衡，這樣在任意直流負載電流的情況下，所有繞組的總安培匝數都為零。
其它的應用限制，如插入永久磁鐵的特殊磁芯增加了成本、由於永久磁鐵增加的磁芯損耗而產生的額外損耗等，使這種方法沒有吸引力，現在已被這兩家公司放棄。
另一種減少或消除直流偏壓問題的嘗試是使用特殊的變換器電路結構，而不是特殊的磁芯結構。美國專利號5,166,869中提出了這樣一種方法，是由Bryce L.Hesteman在「輔助電子電源變換器」中發表的，文中介紹了一種「輔助變換器」。這種變換器將輸入和輸出電感器組合成一個耦合電感結構，其中由輸入電感器直流電流產生的直流磁通被輸出電感器直流電流產生的磁通所抵消。所提出的變換器的主要缺點在於它只能夠產生固定的輸入到輸出電壓轉換比，由兩個繞組固定的匝數比確定。因此它不能提供通過開關的脈衝寬度調製來調節電壓，即使是在有限的輸入電壓範圍上。從另一個角度看，有其它固定轉換比的變換器，例如50％的從動橋型變換器，其對輸入或輸出進行濾波都不需要帶有直流偏壓電流的電感器，因此不存在直流偏壓問題。因此，最希望的目標是有一個轉換比可變、能夠處理寬範圍的輸入電壓、提供可調節輸出，同時完全消除直流偏壓或使其大大減少的開關變換器。
另一種可能的方法是將輸入和輸出電感器繞組組合成一個普通的耦合電感器結構，如圖6a所示，這是S.Cuk和R.D.Middlebrook在美國專利號4,184,197「直流—直流開關變換器」和S.Cuk在美國專利號4,257,087「具有零輸入和輸出脈動電流和集成磁電路的直流—直流開關變換器」中提出的。如在上面專利中所述的，將兩個繞組組合在一個共用磁芯上的基本先決條件是在耦合之前有相同的交流電壓通過兩個電感器，並在負荷比為D的寬工作範圍內保持交流電壓匹配，如圖6b中用於圖6a變換器的相同的交流電壓波形(負荷比為D1和D2)所示。在實際應用中，象下面要解釋的，由於在兩個繞組之間總是存在漏電感，所以能夠適當承受少量的交流電壓失配。因為交流電壓是相同的，所以在同一磁芯上以耦合電感器結構放置兩個繞組提出的要求是要有相同的匝數N(交流電壓比等於理想變壓器中的匝數比)，原因是簡化模型中沒有包含漏電感。正確理解在耦合電感器和集成磁結構中標定的交流電壓極性(圖6a中用點標記端標記的極性)以及瞬時電流和直流電流(圖6a中的電流i1、i2和它們的直流成分I1、I2)相對於這些點標記的實際方向，不僅對理解以前的發明是非常重要的，而且對於理解本發明也是至關重要的。
請注意這種耦合電感器結構和變壓器之間的差別。圖6a中耦合電感器中的輸出電感器瞬時電流i2流入點標記端，而在交流變壓器中，次級電流i2流出點標記端。因此，耦合電感器結構中負載電流的對應直流成分I2也流入點標記端。所以，產生的直流磁通Φ1和Φ2加到一起(圖7c)，得到圖7f的合磁通—安培匝數特性曲線。
顯然，圖7a和圖7b兩個對應的獨立電感器的氣隙g1和g2相加，得到用於圖7c耦合電感器磁芯結構的較大的氣隙g1+g2。請注意，由於總氣隙較大，圖7f中總有效磁導P(以及對應的電感)還較圖7d和圖7e中獨立磁芯的磁導進一步減少了。
耦合電感器結構的主要優點是它可以大大減少輸出端的脈動電流，甚至產生零輸出脈動電流，如在美國專利號4,184,197中首次提出的。如在美國專利號5,790,005「低剖面耦合電感器和集成磁性元件」中所述，發明人E.Santi和S.Cuk揭示氣隙的位置在零脈動電流調整中起到關鍵性的作用。當氣隙象圖8a一樣單獨放置在輸入電感器端時，總漏電感LL實際上只出現在輸出電感器端，如在圖8b的模型中。因為圖6a的變換器在輸入和輸出電感器產生相同的交流電壓，所以通過這個漏電感的淨交流電壓為零(Δv＝vL1-vL2＝0)，使得輸出電感器中的脈動電流為零(Δi2＝0)。
請注意，由於氣隙的存在，輸入電感器上的脈動電流仍然相當大。減小此脈動的唯一方法是減小氣隙。因此，可以嘗試將圖7c耦合電感器故意連接成圖6a的變換器，使得輸出電感器的點標記端反向，象在圖9a中連接到二極體CR1和電容C1之間的節點。請注意，通過這樣的連接，輸出電感器的直流電流I2將流出點標記端。因此，至少對一個負荷比D＝0.5，且假設兩個繞組上使用的匝數相等，那麼在耦合電感器磁芯中可以實現直流磁通的完全消除。所以由於去掉了兩個繞組的直流安培匝數，就可以去掉氣隙。但是，即使是對這種單工作點也不可能消除脈動電流，因為圖9b中的模型清楚的指出小的剩餘漏電感現在將受一個比輸入電感器交流電壓vL1大兩倍的交流電壓控制，導致在輸入和輸出兩個電感器中存在巨大的循環脈動電流。
顯然，所需要的是一個特殊的開關變換器，本質上它在輸入和輸出電感器繞組中的直流電流流動方向相反(分別是流入點標記端和流出點標記端)，但是兩個電感器繞組處的各個交流電壓波形在各自的點標記端應該是彼此同相的。進一步的約束是交流電壓和直流電流兩者都具有相同或近似匹配的量值。還有另外的約束是在一個寬工作範圍內，即負荷比D的寬範圍內保持上面的相互關係。請注意，實際是第一個約束，相反的直流電流流向(用於減少淨直流安培匝數，如果沒有完全消除的話)和各個交流電壓波形同相，在圖6a現有技術的變換器以及過去提出的所有其它耦合電感器和集成磁結構中都可以實現。
在大量可能開關變換器之外，使用輸入和輸出電感器，只有少數恰好滿足將它們耦合到一個共用磁芯上的首要條件，即具有相同的交流電壓波形，既是在它們的同相關係上，又是在它們的幅度上。因此，加以額外的甚至更為嚴格的約束，例如相反的直流電流流向以及它們的幅度匹配，最初可能顯得太限制了，根本就不能達到。但是事實並非如此，找到的解決方案形式是直流變壓器實現，在概述一節和詳細工作一節中進行說明。
現有技術中關於硬開關和軟開關變換器的問題C.Henze、H.C.Martin和D.W.Parsley在文章「使用脈衝寬度調製的高頻電源變換器中的零電壓開關」，IEEE Applied PowerElectronics Conference，(IEEE Publication 88CH2504-9)pp33-40，1998，介紹了一種能夠減少開關損耗的第一類軟體開關方法。記錄了一個屬於雙開關變換器類的基本反向變換器，如圖10(a-e)現有技術所示。
為了在恆定開關頻率上獲得零電壓的開關，兩個開關通常的電晶體二極體實現用兩個MOSFET電晶體替代，每個開關的模型都是一個理想開關並聯一個反並聯寄生體二極體和一個漏極到源極的寄生電容，得到圖10(a-d)的電路模型。總開關周期TS由兩個開關S和S』適當的驅動定時分成四個間隔，如圖10e所示。請注意，使用兩個可控開關，在兩個開關都OFF期間引入兩個定義好的轉換間隔。第一個轉換間隔(圖10e中的tN)，開始於開關S指向OFF的時候(如圖10a中)，也就是「自然」轉換。通過將開關S指向OFF，電感器電流IP以所需要的方向自然流動(在圖10a-d中以電流源IP表示)。這個電流源IP將開關S的寄生電容CS充電，為開關S』的寄生電容CS』放電，直到電容CS』被完全放電，在這一時刻開關S』的體二極體將電壓鉗位在零，防止了對開關S』的寄生電容CS』反向充電。在這一時刻，因為CS』的電荷已經遷移到開關S的電容CS上(充電到Vg)，所以開關S』可以以零開關損耗指向ON(圖10b)。因此得到了圖10c對於間隔D』TS的變換器狀態。為了在第二個轉換間隔期間進行反向操作，需要負的電感器電流IN。完成這一目標的最簡單方法是設計輸出電感器具有大的脈動電流，使其峰—峰值脈動電流大於兩倍的最大直流負載電流。如圖10e中電感器電流波形所示，瞬間電感器電流iL會在D』TS間隔期間的某些點反轉方向，變成負向，幅度為IN。就在互補間隔D』TS結束之前，開關S』指向OFF，開始所謂的「強力」轉換(因為現在用為大脈動設計的變換器電路有意的將電感器電流強迫變成負值)。在該強迫轉換間隔期間(圖10e中的tF)，圖10(c-d)的變換器狀態起作用，開始了與tN間隔相反的過程這個負向電感器電流IN為開關S』的寄生電容CS』充電，為開關S的寄生電容CS放電，直到S的電壓VS為零。在這一時刻，體二極體將開關S上的電壓鉗位到零，強迫開關以無損耗的方式在零電壓處指向ON。因此提供了存儲在寄生電容CS和CS』中電荷的再循環，而不是象在「硬開關」中浪費了每次再循環。
雖然是可以以這種非常簡單的方式用兩個有源開關S和S』來實現軟開關，而且加在開關上的電壓與原來硬開關反向變換器中的一樣低，但一個很大的缺點是輸出電感器脈動電流的幅度必須大於兩倍的最大直流負載電流，而且必須要在工作負荷比D的寬範圍內滿足這個條件，這使得對輸出電感器脈動電流的要求更高。這又顯著增加了傳導損耗，減少了由開關損耗減少得到的節省。此外，為了得到這個大脈動電流並將輸出交流脈動電壓減小到可接受的水平，需要增加輸出電容的體積。
另一種減少開關損耗的現有技術中的方法屬於三開關變換器類，如P.Vinciarelli在美國專利號4,415,959「零電流處的前向變換器開關」中提出的。為了在這種準諧振變換器中強迫主輸入電源開關在零電流處開關，使用電抗元件、小的諧振電感器和小的諧振電容來將主開關類似方波的電流波形變成一個類似正弦波的電流波形。這使主開關在零電流上能夠指向ON和OFF，並減少由開關電流與開關電壓重疊和由半導體開關器件的有限開關時間特性產生的開關損耗。不幸的是，增加的開關電流RMS值增加了傳導損耗，因此減少了一些由零電流開關得到的開關損耗降低。但是更為嚴重的事實是，由於存儲在主開關寄生電容上的CV2能量而產生的主要開關損耗仍然存在，並在開關指向ON時消失。特別聲明這種開關損耗在工作於高輸入直流電壓，例如離線應用中的300V額定直流輸入電壓，和使用整流交流線作為直流源的應用中存在。
P.Vinciarelli在美國專利號4,441,146「單端前向變換器中變壓器磁芯的最優化復位」中提出的變換器屬於四開關變換器類。包括輔助開關和存儲電容的支路放置在變壓器的次級，只用於一個目的，形成一個「磁化電流反射鏡」來復位變壓器的磁芯，而沒有其它的目的。與之相反，在本發明中，支路包括一個輔助開關和一個輔助電容，放置在新型開關變換器拓撲結構的初級端，不僅完成變壓器磁芯的復位，而且更重要的是消除開關損耗。
Issac Cohen在美國專利號5,291,382「具有減少的脈動電流分應力和零電壓開關性能的脈衝寬度調製直流/直流變換器」中提出的變換器也屬於四開關變換器類。在該變換器中，零電壓上的軟體開關是以類似於圖10(a-e)反向變換器的方法實現的。它是以產生大的磁化脈動電流的隔離變壓器小磁化電感為基礎的，因此具有與軟開關反向變換器中一樣的軟開關和效率限制。但是，因為軟開關是由大的變壓器磁化脈動電流，而不是象反向變換器中由大的輸出電感器脈動電流實現的，所以消除了反向變換器在輸出脈動電壓上不希望有的大輸出電感器脈動電流的影響。
還有另一個四開關變換器類的例子是現有技術中由John Basset在美國專利號5,066,900「零電壓處的直流/直流變換器開關」中提出的變換器。在此變換器中，變壓器的漏電感用作一個諧振電感器來強制減少開關損耗。但是，不是象在本發明中一樣使用具有最佳開關定時控制的可控開關，而是使用無源整流二極體用作變換器輸出(次級端)上的兩個開關，嚴重限制了可以用這種軟開關技術實現的損耗減少。
所有上面引用的現有技術中的軟開關變換器的共同點是，雖然它們使用了不同的、涉及三開關和四開關變換器類元件的軟開關方法，但對於兩個輸出開關，它們都只使用了無源電流整流開關。即使是在實現了同步整流器的時候，它們的開關與替換了整流二極體的開關一致，產生類似的開關損耗特性曲線。與之相反，屬於四開關變換器類的本發明除輸入端的兩個有源開關之外還在輸出次級端使用了兩個有源可控開關，即電流雙向開關(CBS)半導體器件。結合所有四個可控開關器件特殊的開關時序和定時控制，本發明能夠減少損耗而不是象使用現有技術中的軟開關方法的情況一樣，增加其它的損耗，例如傳導損耗、漏磁損耗等。
本發明介紹了新型無損耗開關方法，該方法需要特殊的變換器拓撲結構、適當類型的半導體開關和四個可控開關的精確時序和驅動定時。
發明概述注意在結束部分加入！！！附圖簡述圖1a說明了現有技術中的反向變換器拓撲結構，圖1b說明了S開關和輔助開關S』及輸出電感器電流。
圖2a說明了一種沒有直流電流成分、通過在磁芯材料中不包含氣隙來實現的純交流電感器，圖2b給出了圖2a交流電感器的磁鏈—電流特性曲線。
圖3a說明了一種具有直流偏壓電流的電感器，為了防止鐵磁體磁芯材料飽和，在磁路中必須包含一個氣隙，圖3b顯示無氣隙的磁芯電感L大大減少到有氣隙g的電感Lg。
圖4a是一種現有技術中的反饋變換器，圖4b說明了該反饋變換器的變壓器必須有一個氣隙，圖4c顯示了圖4a反饋變換器由於磁芯中所需的氣隙而導致的變壓器磁感大量減少。
圖5a顯示了一種在特殊磁芯結構上實現的電感器，該電感器除了氣隙和鐵磁體材料之外，還在磁通路中插入了一個小的永久磁鐵以提供一個固定的反向偏壓。圖5b說明了永久磁鐵反向偏壓由於繞組中的高直流電流而對正直流偏壓產生的影響。圖5c說明，磁通振幅被限制在電感器繞組中小或零直流電流的磁通飽和特性曲線的負部分。
圖6a是現有技術中的耦合電感器Cuk變換器，圖6b顯示了耦合之前兩個電感器上相同的交流電壓波形(對於兩個不同的負荷比D1和D2)，這是它們集成到一個共用磁芯上的條件。
圖7a和圖7b顯示了當圖6a中的各個電感器分開使用時，必須有適當的氣隙，圖7d和圖7e反應了各個電感器由於它們各自的氣隙而產生的電感值下降。圖7c說明了耦合電感器實現必須要有一個氣隙，是原來圖7a和圖7b兩個分離電感器的氣隙的和，圖7f顯示了總磁通—安培匝數特性曲線，由於氣隙增加而具有更高的電感值下降。
圖8a顯示了一種氣隙集中在輸入電感器繞組一端的耦合電感器實現，這形成了漏電感完全集中在輸出電感器繞組端的電路模型，因此說明輸出電感器繞組中脈動電流為零。
圖9a顯示了一種和極性與圖6a中相反的輸出電感器繞組相連，使直流安培匝數減少的耦合電感器磁性元件，圖9b顯示圖9a中連接的大的電壓失配導致在輸入和輸出電感器中都產生了巨大的脈動電流。
圖10(a-d)說明了現有技術中軟開關反向變換器的四個電路模型，圖10e是一個時序圖，說明需要一個具有所需負峰值IN的高脈動電流iL來實現圖1a反向變換器中的軟開關。
圖11a是本發明使用單極雙擲開關的簡化電路圖，圖11b顯示了那些開關作為輸入開關S1、互補輸入開關S』1、輸出開關S2和互補輸出開關S』2的實現，圖11c顯示了它們的同步工作，在時序圖中定義了圖11b電路圖中理想開關的相互狀態。
圖12a說明了一種本發明的非隔離實施方案。圖12b顯示了一種在磁場中沒有直流能量存儲的無氣隙直流變壓器結構。
圖13a說明了一種本發明的隔離實施方案。圖13b顯示了一種在磁場中沒有直流能量存儲的無氣隙隔離直流變壓器。
圖14a說明了本發明用二極體整流器實現輸出開關和互補輸出開關的變換器形式。圖14b說明了圖14a兩個可控有源MOSFET開關的硬開關開關定時控制。
圖15顯示了開關斷開時存儲在開關寄生電容上的能量在開關閉合時是如何以硬開關方式全部消失的。
圖16a說明了本發明一種帶有隔離變壓器和次級整流二極體的軟開關實施方案。圖16b顯示圖16a變換器中開關設備的開關時序和定時控制。
圖17a說明了本發明一種帶有三個可控MOSFET開關和一個整流二極體的無損耗開關實施方案。圖17b顯示了圖17a變換器中開關設備的開關時序和定時控制。
圖18a以1000ns/div的時間刻度顯示了使用硬開關的(2-1)轉換的試驗變換器的波形。圖18b以50ns/div的時間刻度顯示了圖18a中波形的(2-1)轉換和對應的硬開關時間控制的擴大視圖。
圖19a以1000ns/div的時間刻度顯示了使用新型無損耗開關(2-1)轉換的試驗變換器的波形，圖19b以50ns/div的時間刻度顯示了圖19a中波形的(2-1)轉換和對應的無損耗開關時間控制的擴大視圖。
圖20a說明了所得到的圖11a變換器對於狀態1間隔的開關網絡，圖20b說明了所得到的圖11a變換器對於狀態2間隔的開關網絡。
圖21是一幅顯示了圖11a本發明的線性直流電壓轉換比的圖表。
圖22a說明了一個用於圖11a變換器的閉環調節器，圖22b顯示了電控調節圖22a中變換器輸出直流電壓而提供的可變負荷比D。
圖23說明了狀態2間隔的開關網絡，用於建立本發明三個電感器電流間基本的相互關係。
圖24a說明了圖11a變換器在狀態1間隔期間電感器電流的方向和電感器電壓的正極性，圖24b顯示了完整周期TS期間存在於圖24a三個電感器上的交流電壓。
圖25a說明了導致零直流磁通的兩個相反方向的直流電流，圖25b說明了帶有兩個繞組的磁路，磁路中有使磁芯中直流磁通為零的相反的直流電流，而圖25c說明了流入點標記端的直流電流如何產生正支流安培匝數和正直流磁通。圖25d說明了流出點標記端的直流電流如何產生負支流安培匝數和負直流磁通。
圖26a說明了確定交流電壓同相的點標記端的電測試，圖26b說明了關於圖27本發明直流變壓器繞組的點標記端確定。
圖27說明了本發明的第一實施方案。
圖28a是圖27中直流變壓器直流磁阻模型的示意圖。圖28b是對於圖28c電感器繞組匝數不同且磁芯中有大量直流磁通的情況的直流磁阻模型的示意圖，由於繞組匝數失配，磁芯有一個大的氣隙。
圖29a說明了用於圖11a變換器的一個輸入電感器和一個中間電感器，它們組合成一個必須有一個氣隙的磁性元件，圖29b是一幅顯示對於圖29a磁性元件在磁性材料飽和特性曲線正部分上工作的曲線圖。圖29c說明用於圖11a變換器的分離輸出電感器必須要有一個氣隙，圖29d是一幅顯示負載電流I2的方向要使負安培匝數工作在磁性材料飽和特性曲線的負部分上的曲線圖。圖29e說明了本發明另一種使用沒有任何氣隙的單迴路磁芯直流變壓器實現的實施方案，圖29f顯示了無氣隙材料的大斜率和工作集中於磁性材料飽和特性曲線的中間。
圖30說明了一個圖27直流變壓器的模型，每個電感器繞組傳導各自的直流偏壓電流。
圖31顯示了圖30的直流變壓器模型的新符號。
圖32(a-1)說明了圖27中顯示的本發明的十二個等效變換，所有變換都有一個共同特性互補輸入開關中的電流總是等於i1+im-i2，其中單個電感器電流的方向在圖27中給出。注意在每個圖形中包括輔助電容和互補輸入開關S』1的支路用粗線突出顯示。
圖33a說明了在輸入端使用雙極NPN電晶體和在輸出端使用電流整流器的圖27變換器。請注意附加的二極體接在S』1兩端，使電流在該開關中雙向流動。圖33b說明輸入端的PNP雙極電晶體便於用兩個雙極電晶體的接地發射極直接驅動。圖33c說明圖27的輸入開關和互補輸入開關由MOSFET電晶體替換。圖33d說明了兩個N溝道MOSFET電晶體的高端驅動配置。圖33e說明了圖27中本發明的所有MOSFET電晶體實現。圖33f說明了便於直接驅動的輸入端PNP-MOSFET電晶體。
圖34a顯示了圖27本發明的直流變壓器的另一種實施方案，使用帶有小氣隙的直流變壓器在電感器中調整到零脈動電流，圖34b顯示了圖34a直流變壓器電路的簡化等效磁路模型，而圖34c說明了進一步簡化的圖34a的模型，圖34d說明了一個表明輸出端脈動電流為零的等效電路模型。
圖35a說明了本發明的另一種實施方案，用於減少輸出電感器脈動電流。請注意，輸入和中間電感器的匝數是輸出電感器匝數的兩倍。圖35b是一幅圖35a中變換器工作範圍的曲線圖，集中在負荷比D＝1/2附近，D＝1/2時脈動電流為零。
圖36a說明了本發明的另一種實施方案，使用小的外部電感器Lext來減少輸出電感器脈動電流。請注意輸入、中間和輸出電感器繞組的匝數相同。圖36b說明了本發明的另一種實施方案，使用兩個匝數不同的小外部電感器Lext來減少輸出電感器脈動電流。請注意輸入和中間電感器的匝數是輸出電感器匝數的兩倍。
圖37a是本發明一個實施方案的電路圖，其中直流變壓器是用附加的磁漏臂LL構成的。圖37b用立體圖說明用於本發明的磁芯結構的實施方案，其中對於圖37a的變換器，磁漏臂LL是使用定製的磁芯配置構成的。
圖38是本發明另一種實施方案的電路圖，其中輸出電感器L2分成兩個相同的N匝串聯繞組L2a和L2b，在無氣隙的EE磁芯上與直流變壓器共同使用。
圖39a說明了本發明的另一種實施方案，在圖39b中顯示了另一個實施方案，其中圖39a中的中間電感器替換成一個1∶1匝數比的隔離變壓器。
圖40a說明了N1＝N2特殊情況下圖40b變換器中的電流。圖40b說明具有N1∶N2匝數比的隔離直流變壓器的一般情況。
圖41說明了圖40的變換器在狀態2間隔期間的等效電路模型。
圖42說明了用於圖40隔離變換器的隔離直流變壓器上繞組的實際放置位置。
圖43a說明了圖40隔離直流變壓器的模型，其中隔離變壓器由其磁電感和直流偏壓電流Im來表示，圖43b顯示了圖43a隔離直流變壓器模型的新符號。
圖44(a-h)說明了從非隔離變換器相對物得到的本發明八個不同的隔離變換器等效形式。
圖45說明了圖36b中變換器的隔離形式。
圖46說明了圖37a中變換器的隔離形式。
圖47說明了圖38中變換器的隔離形式。
圖48說明了全部使用MOSFET實現的圖44e變換器的另一種實施方案。
圖49a說明了圖48中變換器的一個自驅動實施方案，圖49b說明了圖48中變換器的一個自驅動實施方案，在隔離變壓器上附加了驅動繞組Nd。
圖50說明了圖48中變換器的一個雙輸出實施方案。
圖51說明了使用一個自耦變壓器的本發明的另一個實施方案。
圖52顯示互補輸入開關的電流等於三個彼此同相的電感器脈動電流的和。
圖53a說明了三個耦合電感器繞組脈動電流的和。圖53b顯示出互補輸入開關的電流在狀態1間隔為零，在狀態2間隔等於三個耦合電感器脈動電流的和。
圖54a說明了輸入開關電流的時序圖。圖54b說明了互補輸入開關電流的時序圖。圖54c是由得自圖54a和圖54b時序圖的輸入開關和互補輸入開關之和構成的和電流的時序圖。
圖55a說明了本發明的一種非隔離變換器，輸出開關和互補輸出開關都沒有使用諧振電感器和整流二極體。圖55b顯示了圖55a中變換器的特性波形。
圖56a顯示了圖55a中變換器在(1-2)轉換間隔的第一子間隔期間的等效電路模型。圖56b顯示了圖56a中電路的簡化模型。圖56c顯示了圖55a中變換器在(1-2)轉換間隔的第二子間隔期間的等效電路模型。
圖57a顯示了圖56b的簡化模型。圖57b顯示了圖56c的簡化模型。圖57c顯示了所有開關在(1-2)轉換間隔的詳細順序和時序圖以及電壓波形。
圖58a顯示了圖55a中變換器用於(2-1)轉換間隔的第一子間隔的模型。圖58b顯示了在兩個二極體整流器指向ON期間用於(2-1)轉換間隔的第二子間隔的模型。圖58c顯示了電路模型，該模型顯示輸入開關指向ON使得互補輸出整流開關指向OFF。圖58d顯示了圖55a變換器在(2-1)轉換間隔期間特性波形的時序圖。
圖59a顯示了本發明帶有諧振電感器Lr的實施方案。圖59b顯示了圖59a中變換器用於(2-1)轉換間隔的諧振子間隔的電路模型。圖59c顯示了圖59b中電路的簡化模型。
圖60a顯示了用於(2-1)轉換間隔的線性子間隔的電路模型。圖60b顯示了用於(2-1)轉換間隔的諧振子間隔的簡化電路模型。圖60c顯示了圖59a變換器在(2-1)轉換間隔的特性波形的時序圖。
圖61a顯示了本發明一個使用隔離變壓器的實施方案，圖61b顯示了無損耗開關順序和定時控制(粗線)及其與另一個使用軟開關控制(虛線)的實施方案的對比。
圖62a說明了使用CBS輸出開關和隔離變壓器n∶1下降匝數比的隔離變壓器。圖62b中的波形顯示圖62a隔離變壓器的匝數比n減少了輸出開關的硬開關電壓。
圖63a顯示了互補輸出開關使用整流二極體和三個CBS開關的本發明，圖63b顯示了用於圖63a變換器的無損耗開關定時控制的一種可能的特定實現。
圖64a說明了帶有附加諧振電感器Lr的變換器。圖64b說明了當輸出開關S2指向ON時在轉換間隔根據開關驅動信號的順序和時間發生的四個不同的(2-1)轉換情形。
圖65(a-d)顯示了描述諧振子間隔的電路模型的發展。
圖66a說明了用於圖64b情形1、帶有CBS輸出開關和諧振電感器的變換器。圖66b顯示了圖66a變換器當輸出開關在互補輸入開關指向OFF開始升壓子間隔之前指向ON時的相關波形。
圖67a說明了圖66a變換器對於(2-1)轉換期間升壓子間隔的等效電路模型。圖67b顯示了圖66a變換器對於(2-1)轉換期間諧振子間隔的等效電路模型。圖67c在一個時序圖上顯示了三個諧振電壓成分和輸入開關的總電壓，在另一個時序圖上顯示了三個諧振電流成分和加起來的總諧振電流，以及(2-1)轉換期間的特定開關順序和定時控制。
圖68a說明了一個對於(2-1)轉換期間電流反向子間隔的電路模型。圖68b說明了描述在隨後的狀態1間隔開始階段處振蕩的電路模型。圖68c說明了在電流反向子間隔和狀態1間隔開始階段期間的特性波形。
圖69a說明了對於圖64b情形2的、使用CBS輸出開關和諧振電感器的變換器。圖69b說明了情形2在輸出開關S2指向ON，同時互補輸入開關S』1指向OFF時的特性波形。
圖70a顯示了D＝0.5且輸入開關在零電壓處指向ON情況下輸入開關寄生電容的完全放電。圖70b顯示了輸入開關指向ON中的延遲，在延遲的時候開關會造成很大的硬開關損耗。圖70c說明在負荷比高於0.5的時候，也進行了完全放電，但諧振電流不像在圖70a中一樣減小到零。圖70d說明了諧振放電的效率嚴重取決於負荷比在D＝0.25時，存在大的硬開關電壓。
圖71a說明了對於圖64b的情形3、使用CBS輸出開關和諧振電感器的變換器。圖71b說明了當輸出開關S2在互補輸入開關指向OFF之後指向ON時情形3的特性波形，但在輸出開關體二極體指向ON之前，形成直到V12電壓的線性子間隔，後跟一個諧振子間隔。
圖72a說明了一種隔離變換器，其輸出開關包括低功率MOSFETs2和高功率外部電流整流器CR2(二極體)。圖72b顯示了在諧振轉換子間隔期間使用輸出MOSFET開關S2來消除開關損耗，開關在外部二極體接管傳導之後為OFF。
圖73a說明了圖59a中變換器包括一個輸出開關寄生電容CS2的等效電路模型。圖73b說明了對於三個情形的特性波形1)α＝0；β＝0.8；δ＝1、2)α＝1；β＝0.8；δ＝1、3)α＝1；β＝0.8；δ＝1.64。
圖74a說明對於不同的參數β的值，減少因子r是電容比α的函數。圖74b顯示電流增加因子δ是α和β的函數。
圖75a說明了對於包含有諧振電感器的(1-2)轉換和對於互補輸出開關指向OFF的子間隔的等效電路。圖75b說明了對於互補輸出開關指向ON的等效電路。圖75c說明了上述兩個子間隔期間的特性波形。
圖76a說明了附加諧振電容Cra如何象圖76b粗線波形所顯示的那樣增加轉換間隔，並消除由半導體開關的短轉換間隔(圖76b中的虛線)和快開關時間引起的損耗。
圖77(a-d)說明了圖33e變換器與(1-2)轉換有關的四個電路狀態。
圖78a顯示了與(1-2)轉換有關的電感器電流關係的曲線圖，圖78b顯示了與由圖77(a-d)四個變換器電路狀態作模型的(1-2)轉換有關的特性開關時間控制波形和各個開關電壓的曲線圖。
圖79(a-d)說明了圖33e變換器與(2-1)轉換有關的四個變換器電路狀態。
圖80a顯示了與(2-1)轉換有關的電感器電流關係的曲線圖，圖80b顯示了與由圖79(a-d)四個變換器電路狀態作模型的(2-1)轉換有關的特性開關時間控制波形和各個開關電壓的曲線圖。
圖81(a-e)說明了使用諧振電感器的圖66a變換器與(1-2)轉換有關的五個變換器電路狀態。
圖82顯示了在由圖81(a-e)五個變換器電路狀態描述的(1-2)轉換期間的特性開關時間控制波形、各個開關電壓和輸入電容電流的曲線圖。
圖83(a-e)說明了使用諧振電感器的圖66a變換器與圖66b中情形1的(2-1)轉換有關的五個變換器電路狀態。
圖84說明了在由圖83(a-e)五個變換器電路狀態描述的(2-1)轉換期間的特性開關時間控制波形、各個開關電壓和輸入電容電流的曲線圖。
圖85(a-d)說明了圖69a中變換器與圖69b中情形2的(2-1)轉換有關的四個變換器電路狀態。
圖86說明了在由圖85(a-d)四個變換器電路狀態描述的(2-1)轉換期間的特性開關時間控制波形、各個開關電壓和輸入電容電流的曲線圖。
圖87(a-e)說明了圖71a中變換器與圖71b中情形3的(2-1)轉換有關的五個變換器電路狀態。
圖88說明了在由圖87(a-e)五個變換器電路狀態描述的(2-1)轉換期間的特性開關時間控制波形、各個開關電壓和輸入電容電流的曲線圖。
圖89(a-e)說明了圖71a中變換器與圖60c中情形4的(2-1)轉換有關的五個變換器電路狀態。
圖90說明了在由圖89(a-e)五個變換器電路狀態描述的圖71a中變換器的(2-1)轉換期間的特性開關時間控制波形、各個開關電壓和輸入電容電流的曲線圖。
圖91a顯示了在5A額定負載電流條件下，在使用了一個沒有任何氣隙的直流變壓器的50W、20V到10V變換器的樣機上測量的三個電感器電流波形的示波器描跡，圖91b顯示了在除了輸出以1Hz重複頻率承受2ms 118A負載電流的大脈衝過載之外，與圖91a中相同的條件下三個電感器電流波形的示波器描跡。
圖92a顯示了在使用無氣隙直流變壓器的S1和S2上測量的VDS波形的示波器描跡，圖92b顯示了在帶有輸出電感器的直流變壓器臂上有6mil氣隙的S1和S2開關上測量的VDS波形的示波器描跡。
圖93a顯示的示波器描跡中，上面的描跡是5A滿負載電流，中間的描跡是輸出脈動電流，放大顯示了當變換器對於13.3V輸入工作在零脈動時剩餘的230mA脈動電流，圖93b顯示的示波器描跡中，上面的描跡顯示了當工作在14V輸入電壓並遠離零脈動條件時的1A峰—峰值輸出脈動電流。
圖94a顯示了對於270VDC輸入電壓的輸入和輸出電感器脈動電流的示波器描跡，圖94b顯示了對於380VDC輸入電壓的輸入和輸出電感器脈動電流的示波器描跡。
圖95a顯示了軟開關波形的示波器描跡，圖95b顯示了放大的(1-2)間隔的示波器描跡，圖95c顯示了放大的(1-2)間隔的示波器描跡。
圖96是試驗樣機在從210V到360V的輸入直流電壓範圍上的效率曲線圖。
圖97是試驗樣機在從38V到66V的輸入直流電壓範圍上的效率曲線圖。
發明詳述基本硬開關變換器拓撲結構本發明獨特的直流變壓器配置和無損耗開關特性一起提供了一種克服了現有技術變換器的問題，並具有高效率、增加了過載能力和增加了功率密度的直流—直流開關變換器。但是出於便於理解的目的，首先介紹一下圖11a中開關變換器的基本工作，該變換器沒有詳細的直流變壓器結構，使用理想的單極雙擲開關，每個開關有兩個位置S1和S』1以及S2和S』2。變換器包括輸入電感器L1和輸出電感器L2，它們保持輸入和輸出電流在所有工作條件下的連續性，從而達到無脈動輸入和輸出電流。此外，在變換器的中間，又有一個所謂的中間電感器Lm(給出這個術語是為了便於區分和因為它在變換器的中間)。後面將在一些展現其性質的分析之後解釋其作用。變換器還以三個電容為特色，輸入電容C1、輔助電容C和輸出電容C2。請注意，輸出電容C2直接接在輸出電壓兩端，包含它只是為了進行更有效率的二級輸出濾波以進一步減少開關脈動。因此，雖然在實際實現中一直包含電容C2來減少脈動電壓，但是對於變換器開關工作來講不是必須的，因此從這裡的分析和進一步的討論中省去了。這樣就剩下了輔助電容C和輸入電容C1，它們是包含在開關過程中的。
圖11a兩個單極雙擲開關中的每一個都用兩個單極單擲開關替換，從而得到了圖11b具有四個開關的變換器輸入開關S1、互補輸入開關S』1、輸出開關S2和互補輸出開關S』2。如圖11b所示，S1和S2開關同相工作，即在這個理想的方案中，它們這樣工作同時指向ON，維持時間間隔DTS，然後同時指向OFF，保持互補間隔D』TS，其中D』＝1-D是互補負荷比。互補開關S』1和S』2如其名稱所示，以互補的方式工作，即相對於它們的對立方是異相的，開關S1和S2還各自由圖11c的時序圖來加強。請注意，這種理想的開關會造成變換器的「硬開關」工作，對於後面介紹的軟開關和無損耗開關方法而言將需要更為複雜的驅動。
新的開關變換器主要特性回顧這裡簡要總結了本發明提供的、對兩個現有技術的開關變換器面臨的關鍵問題的解決方法1.從變換器磁路中消除直流偏壓；2.消除開關損耗。
後面在兩個詳細的節中提供了對關鍵性能特性的工作和認證的詳細描述，一個是關於直流變壓器磁性元件的，另一個是關於無損耗開關的，而這裡只是給出了主要特性的概述。
磁飽和問題和過量能量存儲的解決方法如果圖12a變換器中的三個電感器不是耦合的，而是作為電感值為L的獨立電感器使用，那麼每個電感器將不得不使用一個與其直流電流成正比的氣隙來防止磁芯飽和。這又將導致在氣隙中存儲能量，以WM表示，根據標準公式它與直流電流的平方和電感值L的乘積成正比。因為所有三個電感器都有自己的直流電流值I1、Im和I2，總直流能量存儲由公式WM＝LI12+LIm2+LI22(1)計算。圖12a變換器的獨特性質是所有三個繞組的直流安培匝數可以放置在如圖12b中的共用磁芯上，這樣可以取消所有三個繞組的直流安培匝數，在公用磁芯中得到零直流磁通。這使得可以使用無縫共用磁芯。因此存儲在共用磁芯中的直流能量由WM＝L(I1+Im-I2)2＝0 (2)計算。另一個重要的特性是磁芯在寬範圍的工作負荷比範圍內沒有存儲直流能量，而且沒有任何直流負載電流。
在圖13a所示的變換器隔離方案中保留著相同的基本特性，其中只是用1∶1匝數比的隔離變壓器替換了中間電感器。在這種情況下，隔離變壓器的磁化電感具有與前面中間電感器所具有的相同的直流偏壓電流Im。
消除存儲在磁芯中的直流能量有下列好處1.可以用達到正負飽和極限值的全部磁芯磁通能力來進行交流磁通激勵。
2.減少了磁性設備的體積和損耗。
使用無損耗開關方法消除開關損耗硬開關實現和硬開關損耗圖11c的開關時序圖對應於變換器的「硬開關」工作，當如圖14a所示用四個理想半導體開關器件替換四個理想開關並使用圖14b的開關時間控制時將造成很大的開關損耗1.輸入開關和互補輸入開關是三端可控開關設備(MOSFET)，可以由象圖14b中那樣的適當的門驅動信號從外部進行控制；2.輸出開關和互補輸出開關是兩端無源開關設備(二極體)，只有當變換器電路工作將特定的條件加在其兩端，它們才會指向ON和OFF。
圖14a中的每個半導體開關，不管是MOSFET電晶體或是二極體，都可以用一個並聯有一個充電到器件OFF電壓VC的寄生電容CS的斷開開關來表示它處在OFF狀態，如圖15所示。一旦如圖15所示閉合開關S，存儲在寄生電容上的能量WB全部耗散，得到硬開關功率損耗PB，與開關頻率成正比WE=1/2CSVC2----(3)]]>PE=fSWE=1/2fSCSVC2----(4)]]>對於典型的高電壓開關VC＝595V和對於CS＝237pF，我們得到對於fS＝200kHz的存儲能量WE＝42W/MHz和PE＝8.4W的損耗。即使在四個開關中只有一個工作在硬開關狀態，得到的8.4W開關損耗也高於這種100W變換器情形中7.8％的功率損耗。
軟開關方法通過使用軟開關方法可以獲得一定的開關損耗減少，其中諧振電感器Lr是與輸入能量傳遞電容C1一起串聯插入的，如圖16a所示。現在為圖16a變換器中的兩個可控開關器件提供了改進的、有一個稱作「空載定時」的開關定時控制，如圖16b所示，在此期間兩個有源開關，輸入開關和互補輸入開關都指向OFF。這形成了兩個轉換間隔，在這些間隔內所有開關的狀態改變。這種軟開關方法是使用無源整流二極體作為輸出開關和互補輸出開關來實現的，兩個開關在轉換間隔內自動改變它們的狀態以適應變換器的條件，造成象在後面的「無損耗開關詳述」一節中敘述的只能有限的減少損耗。具有可能的開關順序和定時控制的可控開關沒有用作輸出開關和互補輸出開關，所以這是可以預計到的。
無損耗開關方法對於無損耗開關方法，使用圖17a中的可控MOSFET開關來替代圖16a中的輸出整流器開關CR2。這在轉換間隔內的開關順序和定時之上引入了一個附加控制度，這將象軟開關方法一樣消除所有的開關損耗而不增加額外的損害。雖然第一個(1-2)轉換的定時與軟開關方法中的一樣，但是第二個(2-1)轉換的開關定時控制完全改變了，如圖17b所示。就是這個開關的順序和定時使得完成(2-1)轉換期間的無損耗開關。請注意輸出開關S2是如何在互補輸入開關指向OFF而開始(2-1)轉換間隔之前指向ON的。但是軟開關方法中的轉換(2-1)是開始於互補輸入開關指向ON的時候的，如圖16b所示。請注意這樣一種對用於輸出開關的開關順序和定時控制的選擇只是很多用於完全消除開關損耗或與軟開關方法相比大為減少開關損耗的可能做法中的一種。例如，如後面所示，輸出有源開關可以在其寄生體電容適應電路條件而指向ON之前的任意時間或那一時刻指向ON。在後面的章節中討論了很多這樣的情況。因此，是(2-1)轉換期間四個開關正確的開關順序和定時提供了無損耗開關。在本發明中第一次遇到的如此複雜的開關順序和定時控制需要對轉換間隔和變換器狀態進行完整的重新定義，如在「定義和分類」一節中介紹的。
請注意典型的開關將會是這樣的，(1-2)和(2-1)轉換間隔比狀態1和/或狀態2間隔短。例如，狀態1和狀態2間隔對於200kHz開關頻率每個可能大約為2500ns，而轉換間隔可能大約是50ns到200ns。但是引入的、如這裡所述的無損耗開關方法即使是當轉換時間比得上狀態1和/或狀態2間隔的時候也可以良好工作。因此，沒有大多數方法的損耗，作出短轉換間隔的假定是為了簡化對新型無損耗開關方法的分析和理解。
硬開關和無損耗開關試驗比較在工作在固定的200kHz開關頻率(5000ns的開關周期TS)和50％負荷比D的400V到5V，20A開關直流—直流變換器的試驗樣機上比較了(2-1)轉換的傳統硬開關和新型無損耗開關的性能。在這個例子中，具有27∶1下降匝數比的隔離變壓器產生反應到初級端的Lr＝27μH變壓器漏電感。(1-2)轉換通過正確的開關順序和定時控制來保持無損耗。另一方面，(2-1)轉換在一種情況下是用圖18b簡單的開關定時控制進行硬開關的，在另一種情況下，是用圖19b特殊的開關順序和定時控制達到無損耗的。
從關於硬開關方案的圖18a中和關於新變換器的新型無損耗開關方案的圖19a中顯示的輸出開關漏極到源極電壓的試驗電壓波形，由於每刻度1000ns那麼大的時間刻度，幾乎不能看出它們(2-1)轉換間隔之間的差別。但是一旦將時間刻度擴大20倍達到每刻度50ns，如圖18b和圖19b的(2-1)轉換，可以看到巨大的差別。在此試驗例子中無損耗開關(2-1)轉換是通過使用可控MOSFET開關作為輸出開關和圖19b的開關順序和定時控制來完成的，這得到了一種最有效的、輸入開關和互補輸入開關寄生電容之間的無損耗諧振電荷交換。
圖18b的硬開關是簡單硬開關定時控制的順序同時將互補輸入開關S』1和互補輸出開關CR』2指向ON，輸入開關S1和輸出開關S2指向OFF。輸入開關柵極到源極電壓波形VGS(S1)顯示，輸入開關在其最大阻塞電壓VC＝595V處指向ON，造成如前所述的8.4W硬開關損耗。儘管輸入開關開關速度高，僅在20ns之後就完全指向ON，但(2-1)轉換造成另一個缺點從輸入開關漏極到源極電流iDS(1)可以看出，高電流尖峰噪聲比滿負載時的峰值開關電流高3倍。這在開關損耗大之外還造成了高EMI噪聲。
圖19b的無損耗開關試驗波形是圖19b更為複雜的開關順序和定時控制模式的結果。請注意輸入開關柵極到源極電壓是如何在輸入開關兩端電壓已經減少到零的那一時刻升到「高」的(將MOSFET輸入開關指向ON)。這也可以通過測量損耗來確認，用輸入開關上的少量溫度升高來證實。此外由於(2-1)轉換時間從硬開關情形的20ns擴大到無損耗開關情形的180ns，輸入開關電流沒有超程，非常平滑，沒有尖峰，從而減少了EMI噪聲。因此，不穩定的、有噪聲和損耗的硬開關轉換由通過使用具有圖19b的正確開關順序和定時控制的可控CBS輸出開關實現的平滑和有效的無損耗開關(2-1)轉換所替代。
這個例子清楚的指出在250ns，只佔總開關周期5000ns的0.5％，的短(2-1)轉換間隔內可控MOSFET開關的開關定時控制的正確順序和定時的重要性。在(1-2)轉換期間也實現了適當的開關順序和定時控制，以同樣達到轉換的無損耗開關性能。但是，因為這種達到無損耗工作的轉換的機理更為容易理解，所以詳細的轉換定時留到後面的章節進行分析。
直流變壓器詳述穩態分析象圖1a現有技術的反向變換器那樣的簡單開關變換器易於分析和理解。本發明即使是圖11a和圖11b的簡化形式也是更為複雜的。作為第一步，必須要證明穩態工作的存在即在以恆定開關頻率fs的多次重複開關之後，電路中所有的電容必須充電到限定直流電壓，所有的電感器必須傳導對應的限定直流電流。因此為了證明存在這樣的穩態工作，並找出作為穩態負荷比D、輸入電壓Vg和直流負載電流I2的函數的、實際的電容上的直流電壓和電感器中的直流電流，使用了狀態空間平均的方法，在S.Cuk和R.D.middlebrook的「開關模式功率變換進階」，vol.I、vol.II和vol.III，的書中，或在相同作者於1976年六月在電源電子學專家會議(PESC)的會議論文集中發表的技術論文「一種將開關變換器電源級模型化的通用的統一方法」中有詳細描述。
圖11a和圖11b中正確互耦合的三個電感器繞組是變換器的主要部分，主要負責其一個獨特性能。但是，為了使用狀態空間平均方法來計算穩態(直流)量，不需要實際的繞組之間的互耦合。分析從寫出得到的兩個開關網絡的完整狀態空間方程開始一個關於圖20a中顯示的狀態1間隔，另一個關於圖20b中顯示的狀態2間隔。再重複一次，那些圖形中顯示的磁耦合可看作不是為穩態計算而存在的。在圖20a和圖20b的兩個開關網絡中，標出了假定的電感器電流方向和電容上直流電壓的極性。如果實際計算得到，例如，負的直流電壓，那麼上面假定的極性是不正確的，相反的電壓極性是實際的電容電壓極性。接下來用各自作為強加的權重因子和穩態判據的負荷比D和D』來平均狀態空間方程。接下來根據已知量，負荷比D、輸入電壓Vg和負載電流I2來求解得到的有五個未知量，直流電壓V1、V2和VC以及直流電流I1和Im，的五個方程V1＝VgVC＝Vg/(1-D) V2＝DVg(5)I1＝DI2Im＝(1-D)I2(6)方程(5)和(6)給出的穩態解也證實這個變換器確實有一個有限的穩態，它也可以通過製造試驗樣機和從定性和定量兩方面驗證上面的穩態條件來證實。還請注意，因為方程(5)和(6)中得到的所有解是正的，所以電感器電流的方向和電容電壓的極性與圖20a和圖20b中的假定是一致的。同樣對於電容電壓也是正確的，因此電容直流電壓的實際極性與開始假定的一樣，所以輸入端和共用輸入端之間的正直流電壓源在輸出端和共用輸出端之間產生正直流輸出電壓，其中在非隔離變換器的這種情況中輸入和輸出共用端連接成一個節點，通常表示為地。因此，圖11b的變換器是非反相的極性，具有與現有技術中傳統反向變換器相同的轉換比，即V2/Vg＝D，如圖21所示。在很多實際應用中，直流輸入電壓源和直流負載之間的電隔離是不需要的，常常選擇比較簡單的非隔離結構。但是，在大多數非隔離變換器就足夠的應用中，需要有正輸入到正輸出的電壓轉換，因此本發明的非反相極性的特性是一個獨特的優點。
顯然本發明具有與反向變換器相同的限制，即變換器只能夠下降轉換，不能提供高於輸入直流電壓的電壓。但是這不是問題，通過引入本發明的隔離擴展部分，去掉了這個限制，如圖13a、圖16a和圖17a所示。
在大多數實際應用中，輸出電壓需要調整並保持恆定，不管輸入直流源電壓大的變化和輸出直流負載電流大的變化。通過閉合環繞直流—直流變換器的傳統反饋控制迴路可以承受這兩個變化並調整輸出電壓，得到圖22a中的已調整直流電源。反饋控制迴路調整負荷比D，如圖22b所示，這是提供已調整輸出電壓所需要的。因此，重要的是開關變換器工作及其關鍵特性在寬範圍的工作負荷比D內有效，例如對於2∶1輸入直流電壓範圍從D＝0.33到D＝0.66，或對於4∶1輸入電壓範圍從D＝0.2到D＝0.8。下面描述的本發明的三個基本性質在寬範圍的工作負荷比範圍內要確實保持。
三個基本性質三個電感器直流電流之間的關係從(6)中兩個直流電流方程可以輕鬆的得到三個直流電感器電流之間的一個非常簡單且最為顯著的關係，是此變換器獨特性能的根本。即，根據(6)將輸入電感器直流電流I1和中間電感器直流電流Im相加，我們得到這個輸入電感器、中間電感器和輸出電感器直流電流之間的主要關係式I1+Im＝I2(7)我們得到了一個十分意外的結果雖然按照(6)，輸入電感器直流電流I1和中間電感器直流電流Im兩者中每一個都嚴重取決於工作負荷比D，但基本關係式(7)與工作負荷比D無關。還請注意，中間電感器起到的重要作用只是提供所需的直流電流Im，因此對於任意的負荷比D關係式(7)都會保持正確。不識別出這個關係式，就既不能實現非常緊湊而且高效的磁性元件，沒有它也不能獲得無損害開關方法。
這個非常特殊且關鍵的關係式也可以用一個替代的、簡單的方法來證實，只要通過在圖23顯示的狀態2間隔內觀察開關網絡即可。圖23中節點A處瞬時電流(直流電流和疊加的交流脈動電流)的和得到互補輸入開關電流iS』1(t)，用三個電感器電流i1、im和i2來表示iS』1(t)＝i1(t)+im(t)-i2(t) (8)這個方程還可以分成兩個關係式，一個涉及電感器電流的直流成分(在這裡和本文的其它地方用大寫字母表示)，一個涉及交流脈動成分(在這裡和本文的其它地方用Δ符號表示)。因此我們得到IS』1＝I1+Im-I2(9)ΔiS』1(t)＝Δi1(t)+Δim(t)-Δi2(t) (10)但是請注意，互補輸入開關S』1中電流的直流成分IS』1必須為零IC＝0 (11)以平衡狀態2時間間隔內輔助電容C的電荷。因此，狀態2期間的互補輸入開關必須有一個淨零直流電流IS』1＝0。否則，正直流電流IC，例如，會每個周期都對這個電容充電，從而會持續的增加其直流電壓VC直到無窮。可是狀態空間平均法證實這個電容有一個由(5)中VC＝Vg/(1-D)得到的有限直流電壓。因此根據(11)，方程(9)減少到與方程(7)一樣的結果。
三個電感器交流電壓間的關係式所有直流電感器的實際方向已經由方程(6)確定，如圖24a所示。對於完全理解這種變換器獨特性能特性至關重要的是，也要確定三個電感器上交流電壓的極性。然後三個電感器繞組的實際交流電壓與它們各自直流電流實際方向的相互關係會得到一些確實令人非常吃驚的結果。為了便於確定電感器上交流電壓的極性，在圖24a中根據Vg和負荷比D明確的顯示了所有三個電感器的直流電壓。電感器上的交流電壓以vL1、vL2和vm表示，它們的正極用正號(+)標出，如圖24a所示，也就是與點標記端表示一致。在圖24a原理圖中輸入開關S1和輸出開關S2閉合的時候以及在輸入開關S1和輸出開關S2斷開的時候，只通過觀察時間間隔內電感器電壓電平，就可以推算出這些電感器上的實際時域電壓波形與圖24b中的一樣。因此，可以肯定的確定所有三個電感器相對於圖24a中標記的正極表示(和對應的點標記表示)是同相的。此外，可以確定下列它們幅度間的重要關係式vL1＝vm(12)vL2＝Dvm(13)第一個關係式(12)也是從Vg、L1、C1和Lm構成的迴路輕鬆得到的，迴路中輸入電容C1和直流電壓電源Vg對於交流(AC)是短路的，交流狀態使輸入電感器L1與中間電感器Lm並聯，因此它們具有相同的交流電壓。此外，重要的是看到由於(12)與負荷比D無關，所以這個關係式對於任意負荷比D都是正確的。
同樣當輸入開關S1和輸出開關S2閉合時，從狀態1間隔內的電壓波形可以輕鬆推導出關係式(13)。對於S1閉合，vL1＝Vg；對於S2閉合，vL2＝DVg＝DvL1，因此對於狀態1間隔有vL2＝DvL1＝Dvm。因為電壓vL1和vL2必須是伏—秒平衡的，所以它們在狀態2間隔中的幅度分別是Vb和DVb，其中Vb計算如下Vb＝VgD/(1-D)(14)
三個電感器直流電流和交流電壓之間的關係式前面兩節已經研究了三個電感器間的兩個基本關係式1.三個電感器直流電流幅度間的關係式；2.三個電感器交流電壓幅度間的關係式以及它們的相位關係(它們相對於點標記端是同相還是反相的)。
首先，這個子標題可能顯得不清楚在討厭的物理量，到現在為止在電路理論中單獨的直流和交流分析中使用的直流電流和交流電壓之間會存在什麼類型的關係式？如前面在方程(5)和(6)所示，新的開關變換器不僅強制確定變換器每個電感器繞組中的直流電流幅度，而且強制確定電感器繞組中直流電流的實際方向(圖24a變換器中的箭頭顯示直流電流的正向)。此外，開關變換器不但還強制確定(5)中所有電容上的直流電壓的幅度，而且強制確定電感器上包含由圖24b波形確定的特定極性交流電壓在內的交流電壓。
現在讓我們將繞組中的直流電流與放置在共用單環路磁芯上的同一繞組的交流電壓分離開來考慮。為了簡化討論，我們首先只將考慮限制在圖24a中的輸入電感器和輸出電感器上，假定它們只承載直流電流。然後後面再考慮交流電壓的存在。
是什麼將繞組中的直流電流及其方向與載流直導線周圍的直流磁通方向聯繫起來，要追溯到基本電磁原理和Oersted在1820年建立恆定電流和磁力之間直接聯繫的發現。導線周圍直流磁通方向的確定只取決於線中的直流電流方向。如果另一個直導線就放置在第一個導線附近，但反方向傳導電流，如圖25a所示，那麼兩個相反的直流電流產生相互抵消的直流磁通，在導線周圍造成零直流磁通。
如果兩條導線象圖25b中由鐵磁體材料製成的共用磁芯上兩個繞組一樣排列，那麼同樣適用。由於磁性材料比空氣高得多的磁導率，所以幾乎所有由每個繞組中直流電流產生的直流磁通都包含在磁芯之中，因此空氣中的漏磁通在第一次近似中可以忽略。如果圖25b中的每個繞組具有相同的匝數N，傳導相同的直流電流(I)，但是象圖25a的直接分析一樣，直流電流以相反的方向流動，磁芯中的總磁通為零。但是我們怎麼知道什麼是相反的電流方向？這裡我們使用經典的右手法則。將右手的手指按電流流過繞組線圈的方向環繞繞組，拇指將指向直流磁通的實際方向。現在讓我們選定圖25b上部繞組的磁通方向為正，讓我們也用點標記來表示該繞組電流流入的那一端。如果放置在同一磁芯上的另一個繞組中的電流產生相同方向的磁通，那麼直流電流流入第二個繞組的那一端也用點標記端來表示。因此，在確定了繞組的點標記端之後，我們可以建立下列簡單的法則流入點標記端的電流產生正直流磁通，而流出點標記端的電流產生負直流磁通。
這個法則只與直流電流及其產生的直流磁通的方向有關，但與它們的幅度無關。但是安培電路定律也給出了定量關係以及方向關係。根據安培定律，直流磁通與直流安培匝數NI，即匝數N與直流電流I的乘積，成正比。因此，圖25b的兩個繞組相等的匝數N將得到相等的幅度，但是所產生的直流磁通方向相反，在圖25b的磁芯中得到零直流磁通。
現在我們可以將這些法則應用於圖24a變換器的輸入和輸出繞組，分別如圖25c和圖25d所示。如圖25c中所示，輸入電感器直流電流流入點標記端，形成正的直流安培匝數N1I1，在磁芯中產生正的直流磁通。輸出電感器直流電流流出點標記端，因此形成負的直流安培匝數(-N2I2)，在磁芯中產生負的直流磁通。如果兩個電感器的兩個繞組放置在類似於圖25b的共用磁芯上，那麼總直流安培匝數由∑NI＝NI1-NI2＝-N(1-D)I2(15)計算，其中使用(6)來去掉對I1的依賴。顯然根據(15)，總直流安培匝數減少了，但是仍然沒有消除。此外它們取決於負荷比D。
請注意，上面的分析完全只基於直流電流，還沒有引入得電感器繞組上的交流電壓。但是，為了達到如上所述的直流安培匝數減少，輸入和輸出電感器必須放置在一個共用磁芯上。一旦兩個繞組在一個共用磁芯上，交流電壓必須在遵守法拉利電磁感應定律之外強加一個另外的要求，每個繞組的每一個線圈上交流電壓相同。因為為了滿足直流磁通標準，已經為兩個繞組選擇了相同的匝數，這要求兩個繞組的交流電壓在幅度以及相對於點標記端的極性相互匹配(因此是同相的)。但是，圖24b中三個電感器波形除了輸出電感器和輸入電感器交流電壓幅度的輕微不匹配之外，這將在後面討論，已經滿足了這一點。
前面的右手法則已經確定了繞組的點標記端。現在我們可以通過一個基於根據圖26a的簡單交流電測試的替代方法來確認這些標記。圖26a中的一個繞組用一個交流電壓波形來激勵，例如正弦電壓。然後測量另一個繞組中的感應電壓。施加電壓並且感應電壓同相的繞組端定義了如圖26a中的點標記端。這種測試方法可以擴展用於確定共用磁芯上任意數量繞組的點標記端。圖26b顯示了三個繞組的情況。
但是請注意，還有一個直流電流為Im的中間電感器繞組，如圖24a。根據(12)，中間電感器的交流電壓波形與輸入電感器的相同，因此可以放置在共用磁芯上。在這種情況下，圖24a變換器的所有三個繞組每一個繞組都有相同的匝數N，可以放置在共用磁芯上，得到圖26b的直流變壓器。但是中間電感器直流電流也是流入點標記端的，根據上面的法則產生負直流安培匝數，根據(6)它們等於NIm＝N(1-D)I2(16)根據(15)和(16)，總直流安培匝數由∑NI＝N(I1+Im-I2)＝0 (17)計算，使總直流安培匝數等於零，因此使共用磁芯中的總直流磁通為零。請注意，中間電感器直流電流是任何提供恰好正確的直流電流以確保總直流安培匝數和總直流磁通對於任何工作負荷比都為零的。
直流變壓器參考前面的圖24b，輸入電感器L1和中間電感器Lm的交流電壓是相同的(完全匹配)，而輸出電感器L2的交流電壓在負荷比D＝0.9時在幅度上90％匹配，因此與其它兩個輕微不匹配。如前面所示，所有三個電感器電壓在圖24a中點標記端表示處是同相的，而且所有三個繞組具有相同的匝數N。因為三個電壓在幅度上近似匹配，因此伏/匝近似匹配，我們可以將它們耦合成一個沒有任何氣隙的單磁電路結構，如圖26b所示，這形成了一個全新的磁性元件，因為其獨特的工作，這裡命名為直流—直流變壓器或簡稱為直流變壓器。
第一步——確定點標記端從上面的描述中，三個電感器交流電壓的絕對極性是關鍵性的。因此第一步是通過將中間電感器加上測試交流電壓，然後測量所有三個繞組上的交流電壓來確定這些電壓的絕對極性，如圖26b的測試裝置所示。交流電壓同相的電感器繞組端用點標記端來表示，因此標上一個圓點符號，可以看作是參考交流電壓為正的繞組端。流入點標記端的直流電流也可以看作是正向。每個繞組的另一端從這裡起將稱作各個繞組的未標記端，可以看作是參考交流電壓為負的繞組端。請注意，為了簡化測試，在圖26b中選擇相同的輸入、輸出和中間電感器繞組的匝數，得到了相同的感應電壓。下面將證明特別選擇相同的匝數對於變換器工作的重要性。
第二步——連接輸入和輸出端下一步是將直流變壓器繞組正確連接到輸入直流電源、輸出直流負載和共用端。有八種不同可能的繞組連接，其中只有兩種是正確的。因此，為了確保正確連接繞組端，應該遵照下面的簡單過程將輸入電感器的點標記端連接到輸入直流電壓電源的正端，輸出電感器的點標記端連接到輸出直流負載的正端，最後中間電感器的點標記端連接到直流輸入電源的共用端和輸出直流負載的共用端。直流變壓器正確連接到輸入電源和輸出負載端將確保輸入電感器和中間電感器的直流安培匝數是正的，原因是它們各自的直流電流流入它們各自繞組的點標記端，因此在磁芯中產生正的直流磁通。另一方面，輸出電感器直流電流流出點標記端，因此將得到負的直流安培匝數，在磁芯中產生負的直流磁通。因此，確定了在磁芯中減少直流磁通的可能。
第三步——選擇相同的匝數頭兩步只是建立了必要的先決條件，但是它們自身不足以保證直流變壓器的成功實現和工作。第三個要求是輸入電感器、中間電感器和輸出電感器必須具有相同的匝數N，如圖27所示，因此N1＝N2＝Nm＝N (18)結合(7)、(18)給出的基本關係式，得到∑NI＝N1I1+NmIm-N2I2＝N(I1+Im-I2)＝0 (19)根據(19)，圖27中本發明的單迴路磁路中的淨直流安培匝數為零，使磁芯中的直流磁通為零，因此由於完全去掉了磁路中的氣隙，可以完全的利用磁性材料。請注意，由於關係式(19)與負荷比D無關，所以這種直流安培匝數的完全消除對於任何工作負荷比D都是有效的。實際上，只要所有三個繞組具有相同的匝數，直流磁通消除對於任意匝數N也是有效的。
請注意，相同匝數條件(18)同時滿足了兩個必要的要求1.沒有氣隙的磁芯中的淨直流安培匝數必須為零；2.由變換器強加在直流變壓器三個繞組上的交流電壓應該具有與它們各自匝數相同的比值。
顯然第二個條件在就像它們繞組圈數比所要求的，具有1∶1電壓比(見圖24b)的輸入電感器和中間電感器之間很容易滿足。因為對於負荷比D＝0.9，例如，為了最佳匹配輸出電感器繞組應該有0.9N個線圈，所以輸出電感器交流電壓有一點不匹配。但是，輸出電感器繞組也使用N個線圈所造成的交流電壓不匹配可以通過正確放置直流變壓器單迴路磁芯結構中的電感器來稍加補償，如下面所解釋的。
第四步——最優放置直流變壓器繞組為了適應輸出電感器和中間電感器繞組交流電壓的不匹配，它們最好放置在UU磁芯相反的臂上，以獲得這兩個繞組之間高的相對漏電感，從而減少輸出電感器的脈動電流。在後面的節中將介紹這種和其它幾種在一個工作負荷比上將輸出電感器中的這種脈動電流降低到最低，甚至達到脈動電流近似為零的方法。同樣的，輸入電感器和中間電感器也象圖29e中一樣並排放置在一起，以增加這兩個繞組之間的相對漏電感。但是，因為它們的交流電壓已經是最佳匹配的，所以輸入電感器中的脈動電流會與中間電感器中的一樣。通過稍稍增加輸入電感器繞組的匝數，輸入電流脈動會轉到中間電感器中。在圖27的電路圖中以虛線顯示了這種情況。由於是稍稍增加了匝數，所以安培匝數失衡非常小，可能很容易的忽略。
圖27中直流變壓器的直流磁阻模型如圖28a中所示，具有零淨直流磁通，原因是由輸入電感器和中間電感器產生的正磁通完全被輸出電感器的負直流磁通抵消了，如(19)預先計算的一樣。
下面兩個條件的重要性不用過分強調1.所有的繞組必須具有相同的匝數；2.繞組中直流電流的流動方向和各個繞組的交流電壓極性相對於點標記端必須一致。
例如，如果不管特殊關係式(7)，為三個電感器使用了不同的匝數N1、N2和Nm，那麼會象圖28b中看到的一樣直流安培匝數可能大為失配，在圖28c中的磁路實現中必須使用大縫隙來阻止由於大總直流安培匝數而造成的飽和。顯然線圈比中這樣大的可能的不匹配還會造成交流電壓大的不匹配，因此會在所有繞組上產生大脈動電流，使其完全不能實用。
現在讓我們給出一種逐步組合出直流變壓器的替代方法，如圖29a-f畫出的草圖。首先象圖29a中將具有相同匝數N的電感器L1和Lm並排放置，形成共用耦合電感器結構。因為圖27中的直流電流I1和Im都流入它們各自繞組的點標記端，所以它們的直流安培匝數NI1和NIm相加，得到圖24b顯示複合直流磁通的磁通—安培匝數特性曲線。還請注意，因為直流電流流入點標記端(正直流安培匝數)，磁芯按照磁性材料飽和特性曲線的正半部分(朝著正飽和端)偏壓。每個獨立繞組對應的各個氣隙g1和gm也相加，得到一個總氣隙g1+gm，如圖29a磁芯中所示。所顯示的單獨用於輸出電感器L2的磁芯有一個氣隙g2以支持總直流安培匝數NI2。重要的是觀察到在這種情況下對應的直流磁通是按照磁性材料飽和特性曲線負半部分變化的。這是因為輸出電感器電流I2是流出其繞組的點標記端的。
現在很容易理解為什麼圖29a和圖29c的磁芯可以用圖29e直流變壓器的沒有任何氣隙的單磁芯來替代了。如在圖29f複合磁通—安培匝數特性曲線中看到的，正直流安培匝數N(I1+Im)完全抵消了負直流安培匝數NI2，使磁芯中的淨直流磁通為零。還請注意，交流磁通振幅現在將按照特性曲線原點處的陡斜率，表示磁芯材料磁導率高以及沒有氣隙的磁芯上的繞組感應係數高。
此外，因為繞組本身有自動補償，所以從理論上可以在不飽和的情況下支持任意數量的直流負載電流。在這個忽略了所有漏磁通的單迴路磁路的理想描述中，直流負載電流I2增加導致直流電流I1和Im成比例的增加，以對它進行補償，仍然保持工作在零直流偏壓和磁芯中的零直流磁通。實際上，總是存在的固有漏磁通會以類似於交流變壓器中限制的方法來限制直流變壓器中的最大直流過載能力。
直流變壓器模型圖27的磁結構無可非議的被命名為直流變壓器是因為1.交流變壓器中不存在氣隙表明由於無氣隙交流變壓器的小磁化電流，只會有小的能量存儲；同樣，圖27不存在氣隙的直流變壓器表明不存在直流能量存儲。這一對直流能量存儲的消除是為什麼新的直流變壓器同時達到大大減少磁芯體積、增加效率和增加過載能力的基本原因。
2.交流變壓器工作不需要氣隙，原因是輸出繞組中的感應交流安培匝數與輸入繞組的交流安培匝數相反並差不多匹配，產生小的交流磁化電流的淨交流安培匝數；同樣，直流變壓器使所有繞組的直流安培匝數為零，因此工作不需要任何氣隙。
3.這種直流變壓器在不飽和的情況下在所有繞組中承受大直流電流，與交流變壓器在不引起磁芯飽和的情況下在其繞組中承受大交流電流比較相像。
圖30中再次顯示了直流變壓器，其中顯示的每個電感器繞組用各自的直流電流源來激勵。結合選定的相同的匝數N，得到磁芯中的零直流磁通。這種新磁性元件，直流變壓器，還需要一個新的、可以用一個簡單的圖形形式讓人想起其基本性質的符號。圖31的符號有一個負擔幅度I1+Im直流電流的輸入繞組，一個傳遞直流電流I2的輸出繞組。繞組上點的放置和這些電流的方向要能使表示匝數N的直流安培匝數抵消。為了符號化表示直流電源從輸入繞組傳遞到輸出繞組，在圖31中畫出了一條通過兩個繞組的直線。這也會派得上用場，用來快速將這個直流變壓器符號與經典的交流變壓器符號區分開來。最後，為了表示與它後面圖43b隔離相對物的差別和缺少電隔離，共用(底)端連接在一起。
替代配置請注意基本關係式(8)及其推論(7)即使對圖11a和圖11b的原始變換器進行多次配置調整也都會保持不變。輔助電容C和互補輸入開關S』1並聯的支路，用粗線突出顯示的，可以在不改變基本性質(7)和(8)的情況下以圖32a-1所示的多種不同方法連接，因此具有相同的直流變壓器和變換器工作以及後面詳細描述的無損耗開關性能。例如，這個支路可以象圖32a一樣與中間電感器Lm並聯，或者象圖32b一樣與輸入電感器L1並聯。在這兩種情況下，輔助電容C上的直流電壓將會改變到由(14)計算的新穩態值Vb。另一種做法是將這個支路連接在輸入電壓電源的正端和中間電感器Lm的未標記端之間，如圖32c所示。還有兩個其它可能性，如圖32d和圖32e所示。
在象圖32f中將輸入電容C移到底部返回電流路徑之後可以得到進一步的修改。這有一個明顯的缺點，即失去了輸入和輸出之間的共用地，電源或負載會漂移。儘管如此，象在後面關於隔離直流變壓器開關變換器一節中看到的，從這樣的非隔離變換器得到的隔離形式將彌補這一不足。接下來輔助電容C和互補輸入開關S』1的支路可以象32f中與中間電感器並聯。這個配置的優點是輔助電容具有由(14)計算的感應直流電壓Vb，而同時如後面所述，開關S1和S』1處在一個對於稱作高端驅動器實現來說最好的位置上。圖32(g-1)中顯示了基本變換器配置其它的可行變化。在所有這些基本變換器配置的等效變化中，儘管帶有互補輸入開關的支路的位置不同，但它總有一個由電壓Vg、Vb、Vc和V2線性組合的直流電壓。
除了圖32(a-1)顯示的那些變型，還有很多方式將這個帶有輔助電容C和互補輸入開關S』1的支路放置在基本變換器電路的其它節點之間，且仍然滿足基本關係式(8)。圖11a和圖11b顯示的基本變換器配置確實有上百種其它的等效變型，是通過重新放置其它元件得到的，例如象圖32j，輸入電感器和/或輸出電感器從變換器上面的支線移到下面的支線(回流路徑)。就像在這種將輸入電容重新放到下面支線的情況中，在這種非隔離變換器情形中將會失去電源和負載之間共地這一所希望有的特性。儘管如此，隔離相對物仍然會彌補這一點，得到兩個分離地的隔離形式。
此外，在圖32j中當將互補輸出開關S』2改線到變換器下面的支線中時，得到了圖32k的非隔離變換器。請注意，在這個變換器中，輸入直流電源和輸出直流負載的正端可以有一個共用地，如圖32k所示，從而得到正輸入到正輸出轉換。圖321中還顯示了另一種變型，其中帶有輔助電容和互補輸入開關的支路與輸出開關並行放置。
但是請注意，所有這些元件在同一迴路內的重新放置只是完全相同的圖11a和圖11b基本的新型開關變換器的變型。通過前面提到的狀態空間平均分析方法可以容易證明這一點。所有這些變換器變型的狀態空間方程與圖11a和圖11b基本的新型開關變換器的狀態空間方程是相同的，因此，所有這些變換器變型得到相同的響應，不管是動態還是穩態。例如，輸入電感器L1象圖32j和圖32k一樣重新放置到下面的支線，得到兩個與圖11a和圖11b基本變換器相同的迴路方程(對於狀態1和狀態2)。
請注意，如上面描述的所有這些輔助電容C和互補輸入開關S』1支路的替代連接和輸入電感器、輸入電容、輸出電感器、互補輸出開關等其它元件的重新放置都具有一個共性(要重新定義！！！)狀態間隔內的互補輸入開關電流iS』1(t)由(8)計算。因為保持著這個關係式(8)，所以保持了基本的新型變換器的所有特有性質，並且存在於其圖32a-1多個等效變型的任一種之中和上面沒有顯示但滿足條件(8)的很多其它配置中。因此我們使用條件(8)作為所有可能變型中關於輔助電容C和互補輸入開關S』1支路的基本描述手段。本技術中的熟練技術人員可以找到其它一些可替代的變換器變化，其工作包含相同的關係式(6)，因此它們都完全是這個初始的變換器配置的其它變型。
應該要強調的是，在所有上面的變型中，因為根據(9)IC＝0，所以通過互補輸入開關S』1和輔助電容C支路的電流只會是交流的。因此，互補輸入開關S』1也將只通過比直流負載電流小的交流脈動電流成分。因此互補輸入開關傳導損耗與輸入開關S1的傳導損耗相比會非常小，輸入開關S1是電源開關，其電流與直流負載電流直接相關。與互補輸入開關S』1一樣，輔助電容C因為也通過同樣小的交流脈動電流成分，所以也是體積小，損耗成分低。因此，輔助電容和互補輸入開關S』1支路對總變換器損耗的作用非常小，但是由於它能夠使兩個基本關係式(7)和(8)存在，所以是非常重要的。
但是因為這個支路電流只是交流的，互補輸入開關S』1必須用一個電流雙向開關來實現，例如象圖33a中一個NPN雙極電晶體與一個二極體並聯。但輸入開關S1不一定是電流雙向的，可以如圖33a所示只使用NPN雙極電晶體實現。開關S2和S』2最簡單的實現是由二極體構成，例如象圖33a中的整流二極體CR2和CR2』。圖33a中的NPN雙極電晶體S』1可以用圖33b中的PNP電晶體S』1替代，現在這是用於圖33a電路所需要直接驅動，而不是浮動驅動最好的接地發射極配置。但是由於輸入開關S1不是CBS開關，所以圖33a和圖33b兩個配置的限制在於既不能實現軟開關，也不能實現無損耗開關。如圖33c和圖33d用MOSFET器件實現輸入開關和互補輸入開關來作為CBS開關，避免了這個問題，它們結合正確的驅動順序和定時控制恢復了軟開關的性能。如圖33e和圖33f的所有四個MOSFET開關器件實現加以正確的開關順序和定時控制實現了本發明的無損耗開關性能。作為新增加的優點，MOSFET實現而不是雙極電晶體使得能夠工作在更高的開關頻率上，從而得到更小的能量存儲電容和電感器件。此外這還簡化了驅動電路。新增的優點是二極體已經做在了MOSFET器件之中，圖33a中不需要外部極管用於互補輸入開關。此外，因為輸入前端整體上是電流雙向的，所以輸入S1MOSFET開關中的寄生體二極體會防止在負載電流小時出現間斷傳導模式。
圖33c的P溝道S』1MOSFET由圖33d中的N溝道S』1MOSFET替換。雖然這個開關象圖33a中的雙極相對物一樣需要浮動驅動，但由於特殊集成電路(IC)驅動晶片的可用性和有效性，在很多應用中仍然是首選，特殊集成電路(IC)驅動晶片即所謂的「高端驅動」，專為這樣的驅動條件設計，甚至為軟開關實現提供了必需的時延。
最後，對於需要減少輸出傳導損耗的低壓應用，輸出端的電流整流器CR2和CR』2由MOSFET器件替換，如圖33e。此外，所有MOSFET器件的使用保證了無損耗開關的有效實現。一些應用可能偏愛圖32a或圖32f中的配置，該配置由Vb＝DVg/(1-D)計算的輔助電容C上的直流電壓低於其在圖11b配置中的電壓VC＝DVg/(1-D)。它們的直流額定電壓之比為Vb/VC＝D。因此，在負荷比D＝0.5時，當將輔助電容放置在如圖32a中的位置時，其額定電壓與如11b中的位置相比低兩倍。後面的隔離實施方案將利用這兩點輔助電容的高額定電壓和高端驅動配置。輔助電容的其它位置可得到甚至更低的電容C的額定電壓。
交流電壓失配除前面描述的很多相同點之外，在經典交流變壓器和圖27的直流變壓器之間有一個重要的不同。在交流變壓器中，交流電壓加在初級繞組上，次級繞組只有感應交流電壓源，但沒有外加交流電源。但是在直流變壓器中，所有繞組都由外部施加的交流電壓源驅動。因此，在感應的和施加的交流電壓之間可能存在不匹配。在這種情況下，將會產生與失配電壓成正比、與固有的漏電感成反比的脈動電壓。
具有與圖29e中相同的匝數N但在磁路中加入了一個小氣隙的圖34a直流變壓器是一個更好匹配交流電壓並進一步減少輸出電感器中脈動電流的方法。在圖34a的直流變壓器中，通過電感器繞組之間的磁耦合，輸出電感器中的感應電壓為vm，而由變換器開關動作產生並加到同一輸出電感器的交流電壓為Dvm。現在讓我們展示是如何因為圖34a磁芯中有意增加的漏磁通和通過在圖34a磁芯上戰略上放置三個繞組來適度的消除相同輸出電感器上的交流電壓失配的。
圖34a的電感器繞組L1和Lm放置在UU磁芯結構的同一個臂上，並有意的並排放置(不是在彼此的上面)以在兩者之間產生一些漏電感。因為它們的交流電壓在整個工作範圍內是相同的，所以象前面討論的，通過輕微調整輸入電感器繞組的線圈比可以在輸入電感器中得到接近為零的脈動電流，因此將會減少電磁幹擾(EMI)。
另一方面，輸出電感器繞組L2有意放置在圖34a UU磁芯相反的臂上，以利用這樣在中間電感器和輸出電感器繞組間產生的大漏磁通Φ1。然後這個漏磁通將會象下面描述的提供充足的內在漏電感來減少輸出電感器交流脈動電流。
為了最大限度的利用漏磁通，在輸出電感器L2所在的一端放置了一個小氣隙，如圖34a所示。放置這個氣隙會使大部分漏磁通與繞組L1和Lm相關，小部分或微不足道的漏磁通與繞組L2相關，得到如圖34b所示、在繞組L1和Lm端有一個大的漏電感LL的等效電路模型。請注意，在此分析中忽略了繞組L1和Lm之間小的漏電感以簡化模型併集中在主要的影響上。因此由相同電壓vL1＝vLm＝vm激勵的繞組L1和Lm在圖34b的模型中合成了一個繞組。由LL和LM(LM是電感器Lm的磁化電感，其中Lm＝LL+LM)組成的分壓器按電感分割比r＝LM/Lm將輸入電壓vm降低到電壓rvm。因此，對於r＝0.8，D＝0.8，圖34c模型中的輸入和輸出電壓對於等效漏電感Le＝LL||LM存在相同的零淨交流電壓，因此在輸出電感器上得到零脈動電流。
請注意，同時由於此結構中非常小的總氣隙，中間電感器電感Lm非常大，所以也減少了輸入端上剩餘的脈動電流。因此同時得到輸出電感器中的零脈動電流以及中間電感器Lm非常小的脈動電流。此外，由於輸入電感器L1和中間電感器上的電壓相同，脈動電流也可以轉移到中間電感器繞組之中，因此使輸入和輸出電感器中的脈動電流近似為零，中間電感器中剩餘的脈動電流小，如圖27在這種匹配條件下得到的電流波形所示。這個漏磁通還會在帶有繞組L1和Lm的磁芯臂中得到二階直流磁通，從而在該臂中形成直流偏壓。通過增加該臂的截面，可以減小該臂中的直流磁通密度。
為了提供更好的交流電壓匹配，輸出電感器繞組的匝數可以從匝數N稍稍進行改變，原因是已經存在的小氣隙可以承受小的直流安培匝數不匹配。
輸出電感器脈動電流的計算從圖34d的模型看出，輸出脈動電流顯然取決於非常小的等效漏電感Le，不取決於大的輸出電感器電感L2。因此，看起來當工作負荷比遠離零脈動條件時，脈動電流幅度似乎會快速增加。但是事實並非如此。不管等效漏電感Le值多小，通過它的電壓不是滿輸出電壓V，而是象圖34d中的少量失配的電壓，在計算負荷比D時最大輸出電感器脈動電流的公式中進行了量化Δi2M＝(D-DZR)VTS/Le(20)其中DZR是達到零脈動電流時的負荷比，V是規定的輸出直流電壓，TS是開關周期，Le是反應到輸出電感器端的等效漏電感。顯然電壓失配是由(D-DZR)V計算的，只是輸出直流電流V的一小部分。如果調整輸出電感器匝數，通過磁芯中增加的直流磁通的一些綜合和引入小的氣隙可以比較容易的將關於零脈動電流的負荷比移動到DZR＝0.5。如果需要輸入電壓從40V變成60V(1∶1.5動態範圍)，這將對應於負荷比從0.6變成0.4。因此，(20)將減小到Δi2M＝0.1VTS/Le，其中電壓失配為輸出直流電壓的10％。例如，如果在V＝5V時調整100W的變換器，Ts＝10μs，即使是非常小的、只有Le＝1μH的等效漏電感也會產生5A可接受的最大脈動電流。因為變換器能夠在不飽和的情況下輸送40A、60A以及更高的高直流負載電流，所以這個脈動電流相當小，對總效率影響很小。
圖35a中還顯示了本發明的另一種實施方案，其中輸出電感器匝數相對於中間電感器和輸入電感器的匝數進行調整，使得對於2∶1的中間電感器對輸出電感器匝數比在D＝0.5時得到零脈動電流，如圖35b所示。圖35b中vEXT＝Dvm繪製成一個線性函數，同時因為使用了2∶1的中間電感器對輸出電感器比，在圖35b中vIND＝0.5vm是一條不變的虛線。它們在D＝0.5的交叉點說明感應交流電壓vINT與施加的交流電壓vEXT匹配，因此脈動為零。顯然因為沒有象前面討論的那樣使用相同的匝數，失去了零直流磁通的特性，但是局部直流偏壓抵消有效。然而，這仍然會使氣隙比直流安培匝數增加而不是象在這種情況中減少的傳統設計的氣隙大為減少，會使輸入和中間電感器中脈動電流大大減少。直流變壓器實現象圖35a一樣。如圖35b所示，這樣的配置會使輸出電感器中零脈動電流靠近D＝0.5工作點。這樣配置的主要優點是對於2∶1電壓範圍，輸出電感器上的最大交流電壓失配最大達到輸出直流電壓的1/6。在一些應用中，磁芯固有的漏電感足夠在工作範圍的末端，從負荷比D＝1/3到負荷比D＝2/3或2∶1轉換比，產生可接受的脈動電流。
另一種減少輸出電感器交流脈動電流的替代方法是增加外部電感器LEXT，如圖36a所示，而使直流變壓器具有相同的匝數N。圖36b中還有另一種選擇是結合圖35a的匝數比調整和圖36a的外部電感器。在任一種情況中，通過增加一個等於直流變壓器磁芯固有漏電感的外部電感器LBXT可以減少一半的脈動電流。請注意，這樣的電感器由於只受16％的中間電感器交流磁通支配，所以減少了交流伏一秒的要求。此外需要其電感值只是輸出電感器電感的一小部分，例如10％。這將直接體現為更小的磁芯和此類外部電感器相對很小的銅和磁芯損耗。此類實現的另一個好處是不需要採用如下所述的特別定製的磁芯，使用標準磁芯體積就可以滿足高設計目標。
本發明的另一個實施方案(如圖37a和圖37b所示)特別適合需要在寬範圍輸入電壓變化上調整輸入電壓，例如2∶1或甚至4∶1，而且還需要在輸出處減少脈動電流以及提高效率，並希望進一步減小體積的應用。圖37a中概念顯示的直流變壓器和在圖37b定製的磁芯中有一個附加的、沒有繞組的漏磁臂，並在其磁通路中有一個大氣隙以驅動一些來自主磁通路的交流磁通和將輸出電感器中感應的交流電壓減小到與變換器外部加到相同輸出電感器繞組上的交流電壓相同的值，vEXT＝Dvm。例如，如果選定的額定工作負荷比是D＝0.7，那麼我們將設計漏臂，使主磁通的30％分流到這個臂中。於是輸出電感器上的感應電壓將是中間電感器Lm上交流電壓的70％，這正好是將這個感應電壓與變換器開關動作從外部加到相同輸出電感器繞組的交流電壓相匹配，從而在輸出電感器中得到零脈動電流所需要的。漏臂還大大增加了總漏電感，從而在負荷比D遠離額定值和零脈動情況時減少輸出脈動電流。
從主交流磁通路中分流出所需要的交流磁通可以通過在磁漏路徑中使用成比例增大的氣隙輕鬆的完成，如在圖37a概念上定做的直流變壓器磁芯中所示。由於在此漏臂中交流磁通較小，也可以將截面做得小一點，相對於主磁通路中的氣隙，這將進一步增加磁漏路徑中所需的氣隙。一種減少輸出電感器繞組中感應電壓以匹配變換器強加的電壓的替代方法是減少輸出電感器繞組的匝數。這對於匝數大的較高輸出電壓特別有效。實現漏臂和使用減少的匝數中的任一種方法，或兩者的組合導致一些直流磁通失衡。因此，不會完全消除直流磁通，會引入一些淨直流偏壓。在實際實現中漏臂輕微增加了直流變壓器磁芯結構總體積，如在圖37b實際定製的直流變壓器磁芯中所示，其中用於一種實際設計的漏臂只佔有大約15％的總磁性元件體積。
圖38中還顯示了本發明的另一種實施方案，其中直流變壓器是使用多迴路、EE磁芯結構構成的。象前面一樣，輸入電感器和中間電感器並排放置在同一個臂上，即EE磁芯結構中間的臂上，如圖38所示，並具有相同的匝數。輸出電感器分成兩個具有相同匝數N、串聯的繞組，因此增加了它們的交流電壓。接下來這些輸出電感器繞組中的每一個放置在一個單獨的EE磁芯外部磁臂上，點標記端的位置要能使兩個外部磁迴路中的直流磁通為零。因此，象前面一樣，可以使用沒有氣隙的磁芯。EE磁芯結構的一個主要優點是與等效的單迴路、UU磁芯結構相比進一步增加了漏電感，並進一步減小了脈動電流。另一個實際優點是安裝了繞組的EE磁芯將具有大大低於UU磁芯的剖面。
本技術領域中的那些熟練技術人員使用以找出關係式(7)和(8)為基礎的本發明特有優點及其關鍵特性可以想像出直流變壓器的其它變型。那些變型只是基於本發明提出的可能擴展形式。
隔離擴展部分出於安全的原因或從系統的角度來看，在大多數實際應用中經常需要輸入直流源和輸出直流負載之間的電隔離。一旦得到變換器的電隔離形式，就得到了其它的好處，例如通過變壓器線圈比可以升高或降低輸出直流電壓，可以提供負的和正的直流輸出電壓，可以輕鬆獲得多個具有不同直流電壓和極性的輸出。
但是，非隔離直流—直流變換器的存在根本不保證電隔離擴展部分的存在。實際上很多非隔離變換器沒有電隔離擴展部分。有一些這樣的實際上有一個相當不明顯的擴展部分，例如前向變換器，是由圖1現有技術的反向變換器演化而來的。還有其它變換器，如現有技術的反饋變換器，有隔離形式，只是通過用隔離變壓器替換電感器得到的。本發明屬於此類。圖39a顯示了本發明的一個非隔離形式。
通過使用初級和次級繞組具有相同的匝數N同時輸入和輸出電感器繞組也具有相同匝數N的隔離變壓器簡單的替換原來的中間電感器得到了圖39b對應的隔離擴展部分。因此，圖39a的非隔離變換器的所有性質都留給了圖39b的隔離相對物。
接下來的修改是使用隔離變壓器通過其次級到初級的匝比N2∶N1來提供附加的直流電壓縮放，如圖40本發明另一個實施方案所示，將輸出直流電壓變為V2＝DVgN2/N1(21)然而非隔離變換器只能有電壓降低功能，圖40的隔離擴展部分還能夠有上升和降低功能。另外在很多應用中，需要有非常大的降低，例如當整流交流線用作初級直流源時，需要有低電壓輸出，例如5V、3.3V或更低。在這樣的應用中，通過變壓器匝比的額外電壓降低是必需的，這也是電隔離的性質。
重要的是要注意圖40隔離擴展部分現在也包括一個沒有任何氣隙的隔離直流變壓器，在以前它是變換器的一個組成部分。為了將這個磁性結構與圖27沒有提供電隔離的直流變壓器進行區分，因為這個新型磁性結構提供了電隔離，所以稱作隔離直流—直流變壓器或簡稱為隔離直流變壓器。假設如圖40所示，輸入電感器匝數N1與初級繞組的匝數NP相同，輸出電感器匝數N2與次級繞組的匝數NS相同，即NP＝N1和NS＝N2(22)則單迴路磁芯中的總磁通為零。
現在讓我們證明(22)確實是完全消除對於任意負荷比D的直流磁通的充分必要條件。在狀態1時間間隔期間，隔離變換器縮減到圖41所示的電路模型，其中隔離變壓器使用其磁化電感Lm和次級到初級匝比為NS∶NP的理想變壓器作為模型。負載電流i2由匝比NS/NP反應到初級端，變成i2』，由i2』＝(NS/NP)i2(23)計算。節點A處的電流和為iS』1＝i1+im-i2』 (24)因為如以前，IS』1＝0，我們從(21)和(22)得到I1+Im＝(NS/NP)i2(25)現在讓我們計算總直流安培匝數。為了計算隔離變壓器的直流安培匝數的貢獻，可以用一個匝數為Np、直流磁化電流為Im的磁化電感Lm來表示它，因此隔離變壓器的直流安培匝數貢獻為NpIm。因為中間電感器及其替代物，隔離變壓器，的點標記端保持相同，所以隔離變壓器的直流安培匝數加上輸入電感器的直流安培匝數，同時減去輸出電感器的直流安培匝數，在由∑NI＝N1I1+NpIm-N2I2＝(N1-Np)I1+(NS-N2)I2(26)計算的總直流安培匝數中使用(23)得到的結果。
請注意，若且唯若同時滿足下面的兩個等式的時候N1-Np＝0和NS-N2＝0 (27)(26)對於任何電流I1和I2都為零，顯然與由(22)計算的一樣。因此，條件(22)或(27)對於完全消除隔離直流變壓器中的直流安培匝數既是必要的，又是充分的。還請注意，為了保持零淨直流安培匝數，不僅必須要輸出電感器與輸入電感器匝數比匹配隔離變壓器次級到初級匝數比，而且實際上需要更加嚴格的條件，即隔離變壓器初級繞組匝數與輸入電感器匝數相等，以及隔離變壓器次級繞組匝數與輸出電感器匝數相等。因為根據(26)和(27)的直流安培匝數消除條件，與傳統解決方法相比不是完全去掉了氣隙，就是幅度減小了一個數量級。
從另一個角度看，在前面使用耦合電感器的技術狀態下的變換器中，例如耦合電感器的Cuk變換器，由於耦合電感器只關心交流電壓匹配，不關心直流安培匝數消除，所以只要輸出電感器到輸入電感器的匝數比與隔離變壓器次級到初級的匝數比匹配就足夠了。在隔離直流變壓器的情況下，除了匹配交流電壓之外，額外的需要是還要有直流安培匝數消除。為了達到後一個目的，根據(22)絕對匝數必須匹配，而不只是匝數比匹配。
此外，這個結果(22)對於輸入電感器中的脈動電流也是需要的。請注意，輸入電感器和隔離變壓器上的交流電壓是相同的。因為現在為輸入電感器和隔離變壓器使用相同的匝數，所以保留了相同的伏/匝，從而使它們直接1∶1耦合。因此由於交流電壓完全匹配，所以甚至一個小漏電感也可以得到近似於零的輸入電感器脈動電流，通過稍稍增加輸入電感器中的匝數就可以達到大大減小所傳導的EMI噪聲。由於該增加而導致的直流磁通不平衡忽略不計。這一點在寬範圍的工作負荷比D上保持不變。
當然，如果假設特殊關係式(22)是先驗的，那麼(25)將直接證明直流安培匝數消除保持不變。但是，這只能證明(22)是一個充分條件，但不能揭示相同的條件(22)也是必要條件。圖40隔離直流變壓器中的瞬時安培匝數波形原顯示了直流安培匝數消除。
這給出了另一種方法來證明變壓器有直流偏流Im，不需要revoke變壓器的磁化電感模型，但是要看直接來自如圖40a初級和次級繞組電流的條件對於圖40b變換器和特殊情況N1＝N2。初級繞組與電容C1串聯，只產生初級交流電流，阻止產生任何通過初級繞組的直流偏流。但是次級繞組中的電流是一個脈衝電流，在互補輸出開關S』2為OFF時的零電流和開關S』2為ON時的負載電流I2之間轉換。這個脈衝的平均值等於(1-D)I2，根據(6)也就是Im。因此，直流偏流Im完全是由次級端變壓器繞組產生的。
在條件(22)下，隔離變壓器在這種情況下為任何工作負荷比，即任何輸入直流電壓Vg和任何直流負載電流I2，提供恰好正確的直流偏流Im，從而在隔離直流變壓器的單迴路磁芯中得到零直流安培匝數。因此具有非常嚴格但是明確選擇了繞著單迴路磁芯的繞組的匝數(22)和位置的隔離直流變壓器是本發明空前性能的根本。很多變換器配置的變型為繞組提供所需要的直流電流以及必需的交流電壓，使得電流方向和電壓極性嚴格定義並參考各自繞組的點標記端，這樣隔離或非隔離直流變壓器可以起到分流的作用，提供相同的所描述的性能提高。
與前面關於圖27非隔離直流變壓器的一樣，用與圖40中一樣的繞組放置來顯示隔離直流變壓器只是為了更好使隔離直流變壓器繞組連接形象化，而不是表示實際的繞組放置。圖42顯示了這樣的一種相對放置。請注意，象以前一樣，輸入電感器和隔離變壓器並排放置(以提高一些它們之間的漏電感)，同時輸出電感器放置在UU磁芯結構相反的臂上以大大增加變壓器和輸出電感器之間的漏電感。最後，圖42所示的隔離變壓器的初級和次級繞組相互遠離，以將它們之間的漏電感減到最小，從而使用與用於任何其它使用緊耦合的隔離變壓器相同的方法。
隔離直流變壓器作為一種新型磁性元件，具有與圖30非隔離相對物相同的特性曲線，除了它增加了電隔離和電壓縮放功能。請注意，隔離變壓器用它的磁化電感表示，如圖43a所示，承載流入點標記端的直流電流Im，有N1匝線圈。因此，隔離直流變壓器可以用圖43b所示的一種新符號來表示，其中磁化電流Im和輸入電感器電流I1合成一個單輸入直流電流源I1+Im。
替代隔離變壓器配置就象我們將圖39a非隔離變換器轉換成圖39b的相對物一樣，現在我們可以使用隔離變壓器替換圖32(a-1)中變換器的中間電感器以得到它們的隔離相對物。但是請注意，不是所有的非隔離變換器變型都有它們的隔離相對物。例如，圖32d和圖32i在這樣的步驟之後仍然沒有電隔離，原因是包括輔助電容C和互補輸入開關S1的支路連接在初級端的一個電路節點和次級端的另一個節點之間。因此，在包含了那些變換器配置之後，仍然可能有很多圖11a和圖11b基本非隔離變換器的等效形式。圖44(a-h)顯示了一些基本變換器的隔離等效形式。請注意，在圖44g和圖44h的變換器中包括輔助電容C和互補輸入開關S』1的支路完全位於次級端。因此，失去了原來該支路位於初級端時的優點存儲在變壓器漏電感中的能量沒有恢復而是失去了，導致總效率降低。此外，這種額外的能量損耗表現為輸入MOSFET開關漏極到源極電壓的無阻尼振蕩或非常輕微的阻尼振蕩。這又使這個器件上產生高的電壓尖脈衝，使其額定電壓更高，以及輻射EMI噪聲大為增加。
圖32f的隔離配置中沒有共用地在圖44e其隔離相對物中解決了，其中變壓器初級是浮動的，而電源和負載有獨立的地。這種配置增加的優點是，初級端開關可以用N溝道MOSFET器件在高端配置實現，如圖48所示，而輔助電容C具有由(14)計算的較低的額定電壓Vb。圖44f的隔離配置是其圖32k非隔離相對物的隔離形式，保留了相同的優點。圖32g中變換器的隔離相對物除了現在在上面臂的輸入電容C1之外與圖44a中的隔離變換器是相同的。顯然兩個變換器明顯是彼此的修改形式。
就象非隔離情況有很多使用等效變換得到的變型一樣，因此有同樣大量的、通過用隔離變壓器簡單的替換中間電感器得到的隔離變換器。它們中只有非常少的將證明象對圖32d和圖32i解釋的那樣沒有隔離。隔離變壓器的插入沒有改變圖11b新型的基本非隔離變換器的基本性質。因此，到現在為止討論的所有直流變壓器相對於非隔離變換器的磁性實現都同樣可應用於隔離相對物。例如，可以加入一個外部電感器與輸出電感器並聯，如圖36a所示，得到與圖45隔離相對物中相同的優點。圖46隔離變換器是以與圖37a其非隔離相對物一樣的方法用磁漏臂實現的。最後在圖47隔離變換器中沒有氣隙的EE形磁芯結構是以與圖38非隔離相對物中一樣的方法實現的。
根據上面的討論，顯然插入隔離變壓器沒有改變變換器的基本工作或主要特性和性能特性曲線。但是那些包含互補輸入開關和輔助電容的支路位於初級和次級端之間的變型應該排除在外。儘管如此，有幾個其它的圖40本發明隔離擴展部分的實施方案，它們或在非隔離配置中不可用，或具有新的令人感興趣的性質。圖48中顯示的是一個隔離變換器的實施方案，其中圖38e的所有四個開關用N溝道半導體MOSFET開關器件替換。初級端開關的連接要使得能使用高端驅動IC電路，這顯然是一個實用優點。同樣，次級端MOSFET開關器件都是有一個接地發射極的N溝道MOSFET，得到實用的、對次級端MOSFET開關器件的直接驅動。還請注意，同時輔助電容C在具有低直流額定電壓的位置上。
注意如果包含開關S』1和電容C的支路與輸入電感器L1並聯，那麼電容C上的電壓甚至會更低。但是，在此解決方案中，輸入電流將包含流入此支路的電流加上輸入電感器電流，因此不再是無脈動的。
如果調節輸入開關負荷比的驅動和控制電路位於初級端，那麼次級端MOSFET開關會出現某些驅動方面的間題對應的驅動信號必須從初級端傳遞到次級端，必須在驅動控制中提供隔離。此外，一旦在次級端提供了驅動信號，那麼必須也提供用於次級端驅動電路的驅動電源，這得到一個複雜而成本高的解決方案。因此，如果次級端開關可以「自驅動」，即在不增加任何控制或電源電路元件的情況下可以使用現有的開關變換器電路來提供正確的驅動，那麼將是一個非常實用的優點。圖49a顯示的本發明的另一個實施方案提供了一個這樣的「自驅動」配置。變壓器的次級端還提供了一個正確的驅動波形，假設連接與圖49a中是相同的輸出MOSFET開關S2的柵極與輔助輸出MSOFET開關S』2的漏極相連，同時輔助輸出MSOFET開關S』2的柵極與輸出MOSFET開關S2的漏極相連。因此，初級開關器件指向ON和OFF將在變壓器次級自動產生正確的驅動波形來驅動輸出MOSFET開關器件。因此，去掉了複雜的驅動和控制電路。
圖49b顯示了本發明的另一個「自驅動」實施方案，其中附加的驅動繞組繞在同一個隔離直流變壓器磁芯上。選擇每一個驅動繞組的匝數Nd和繞組的極性，以提供對兩個輸出MOSFET開關最優的、異相的驅動。這再次去掉了複雜的驅動和控制電路，大大簡化了電路。應該提到的是，儘管電路如此簡化，在下一節討論的大多數軟開關優點在這個比較簡單的驅動實現中仍然是可用的。最後，與圖49a的「自驅動」配置相比，圖49b的配置因為可以選擇驅動匝數來最優化驅動的要求，所以更為靈活。
一旦實現了隔離變壓器，就可以提供多個輸出，通過合適的變壓器匝數比可以按比例確定每個獨立的輸出，如圖50所示。請注意，只要輸出電感器的匝數與第二個輸出的變壓器次級的匝數相同，淨直流安培匝數也會為零。因此，可以再次將沒有任何氣隙的磁芯用於圖50這種多輸出變換器。最後，因為每個輸出是隔離的，所以通過為第二個輸出選擇適當的輸出地，也可以得到負極性的輸出電壓。在一些不需要隔離、需要從正輸入電壓源得到正極性輸出電壓的應用中，最高是使用另一個實施方案，其中一個自耦變壓器替換了隔離變壓器，如圖51所示。象在所有自耦變壓器連接中一樣，初級和次級繞組共享一些共用匝數，例如圖51中的N1。這種配置比完全隔離形式更加有效。如圖51所示，因為初級繞組只使用N1匝線圈上的一個抽頭，所以只需要為自耦變壓器提供一個匝數為N2的繞組。在圖51所示的配置中，N2＞N1，匝數比使電壓升高。但是，當N2＜N1時(次級繞組使用初級繞組上的一個抽頭)，得到額外的電壓降低。此外，由於單自耦變壓器繞組還具有更低的RMS電流，所以減少了交流銅損耗。就象在隔離變壓器的情況中一樣，得到了另外的輸出直流電壓的電壓比例。請注意，圖51自耦變壓器擴展部分在類似於隔離情況的條件下也保持了零總直流安培匝數輸出電感器必須與自耦變壓器次級具有相同的匝數，同時輸入電感器必須與自耦變壓器的初級具有相同的匝數。
無損耗開關詳述變換器的第四個基本性質輸入開關和互補輸入開關電流，特別是它們在兩個轉換間隔中每個間隔的開始和結束時，具有的獨特形狀使新型無損耗開關方法變得可行。為了確定這些值，我們首先要根據圖52所示變換器電路在狀態2間隔期間確定互補輸入開關電流的實際形狀和特性曲線。雖然顯示的變換器電路有三個電感器耦合，但我們開始時將假設三個電感器沒有耦合，接下來在後面討論耦合的效果。
早些時候三個電感器上交流電壓的相對極性是參考三個電感器的點標記端確定的。在圖52中以i1、i2和im表示的三個脈動電流流入點標記端，因此它們同時是同相的(在狀態1間隔增加，在狀態2間隔降低)。圖52中三個脈動電流在節點G(地)處的和i∑為i∑(t)＝Δi1(t)+Δim(t)+Δi2P(t) (28)其中Δi2P(t)＝-Δi2(t)，Δi2(t)是在前面的(8)和(10)中定義的。圖53a顯示了這個和i∑(t)。但是在狀態2間隔期間互補輸入開關電流iS』1隻在這個開關閉合時等於這個電流i∑(t)，而在狀態1間隔期間為零，如圖53b所示。這個波形的關鍵特性是在從狀態1到狀態2的轉換中一直是正值IP，在從狀態2到狀態1的轉換中一直是負值IN，其中它們的幅度相等，即IP＝IN。
這個波形特性對所有工作負荷比D和所有直流負載電流I2保持不變，即使是在所有電感器繞組磁耦合的時候也保持不變。磁耦合可能會改變三個繞組中任一個繞組中脈動電流的相位。在直流變壓器前面的部分中顯示了如何將輸出脈動電流調整到零。顯然，接下來，例如，使輸出脈動電流根據耦合調整將相位調整到與脈動同相或異相。這至少提高了下面的可能性這樣的異相脈動電流幅度大到足夠克服其它兩個同相脈動電流，甚至可以使互補輸入開關脈動電流與圖53b顯示的電流異相，即負值為IP，正值為IN。但是由於下列磁耦合電路的基本性質，這是不可能的對於任何電感器繞組之間的磁耦合來說，耦合電感器結構的磁化電感脈動電流等於三個獨立電感器繞組的脈動電流之和。不同的耦合只會影響各個脈動電流的相位關係和幅度，而不是它們的和，它們的和在任何耦合方式之下都保持不變。
因此，即使一個或兩個繞組產生異相的脈動電流，第三個繞組也會產生這樣的同相脈動電流，使所有三個脈動電流的總和保持不變，等於圖53a中顯示的電流，同時互補輸入開關電流保持與圖53b顯示的電流相同。這也是為什麼圖53b中波形的兩個電流峰值是這樣的表示的IP表示正峰值，IN表示負峰值。互補輸入開關電流這種不變的特性波形對於下面討論的無損耗開關工作是至關重要的，被看作是這種新型變換器的第四個基本性質。
兩個輸入開關的複合電流在圖11b的變換器中定義了輸入開關電流iS1和互補輸入開關電流iS』1的方向。根據圖20a關於狀態1間隔的模型，輸入開關電流iS1等於輸入電感器電流i1和中間電感器電流im的和。因此，圖54a顯示的輸入開關電流具有下列顯著特性1.在狀態1間隔開始時為正值，表示為Imin；2.在狀態1間隔結束時為一個更高的正值，表示為Imax。
圖54b中顯示了互補輸入開關的電流，具有下列顯著特性1.在狀態2間隔開始時為正值，表示為IP；2.在狀態2間隔結束時為負值，表示為IN。
輸入開關電流和互補輸入開關電流的和對於理解無損耗開關工作特別重要，起了一個專門的名稱，複合電流，便於將來引用。圖54c顯示了複合電流iCC＝iS1+iS』1。，它具有下列顯著特性1.在狀態1和狀態2之間的轉換期間從Imax變化到IP；2.在狀態2和狀態1之間的轉換期間從負的IN變化到正的Imin。
為了突出顯示上述轉換變化，在轉換變化期間以粗線顯示複合電流。因此，(1-2)轉換開始於正電流Imax，結束於正電流IP，而轉換(2-1)開始於負電流IN，以正電流Imin結束轉換。
關於兩個轉換間隔的變換器電路模型和模型化假設為了充分理解變換器的開關工作和在硬開關工作上進行提高，需要關於兩個轉換間隔，(1-2)轉換和(2-1)轉換的電路模型。這些電路模型和圖54c的複合電流用於充分描述在兩個轉換期間的變換器電路工作情況。對於一階分析，由於轉換間隔比狀態1和狀態2間隔短，所以可以得到下列假設1.MOSFET電晶體可控開關用一個並聯了一個寄生電容和一個寄生體二極體的理想開關來模型化；2.所有電流整流器(二極體)用四分之一象限開關與它們的寄生電容的並聯來模型化；3.三個電感器的電感值L1、L2和Lm大到足夠在轉換間隔期間保持瞬時電流i1、i2和im恆定；4.電容C、C1和C2大到足夠在整個開關周期保持它們兩端的電壓恆定，因此在轉換間隔期間也是恆定的，並等於它們的直流電壓值。
無諧振電感器和停止情形的工作首先分析最簡單的實現，有兩個電流整流器(二極體)用於輸出開關和互補輸出開關，且沒有諧振電感器，例如圖55a中的變換器。特別的，兩個轉換間隔期間的變換器工作是由可控MOSFET開關之間的空載時間造成的，從圖55b的波形中可以看出兩個開關在兩個轉換期間都是OFF。整流二極體的工作在兩個轉換中驚人的不同，如下面所解釋的。
(1-2)轉換開始於輸入開關S1指向OFF的ta時刻，其特徵在於tb時刻處的平滑轉換，tb時刻兩個二極體幾乎同時、自動轉換了它們前面的狀態(CR2指向OFF，CR』2指向ON)，顯然是對變換器電路情況的響應。這又使輸入開關寄生電容進一步充電，直到輸入開關電壓在tC時刻為VC，使互補輸入開關的寄生電容進一步放電直到電壓為零且其寄生體二極體指向ON，以完成轉換。請注意，圖56b中中間電感器電壓波形vAB與輸入開關電壓波形除了電壓電平變化了Vg之外是相同的，所以在時刻tb處電壓為零。
在(2-1)轉換期間出現了性質不同的工作情況。(2-1)轉換開始於互補輸入開關S』1指向OFF的t1時刻。中間電感器電壓在t2時刻變為零。但是這次中間電感器電壓在t2時刻「停」在了零電壓電平上，因此使兩個二極體整流器保持為ON，如圖55b中中間電感器平的零電壓電平所示。相應的輸入開關停止在電壓Vg。顯然象在下一個小節中通過模型解釋的，防止了二極體傳導在中間電感器電壓達到零時的自動轉換。這種停止沒有有用的作用，必須通過在t3時刻將輸入開關指向ON來結束。這又將輸入電容C1的反向偏壓Vg加到互補整流器CR』2上，使其指向OFF，如圖55b的波形所示。顯然輸入開關在其兩端電壓為Vg時指向ON，這將產生相當大的硬開關損耗，特別是對於較高的輸入電壓。此外，輸入開關也最好是在t2時刻指向ON，這樣可以消除「停止」間隔。
平滑的(1-2)轉換及其模型化下面輸入開關和互補輸入開關上電壓之間的基本關係式不僅在狀態1和狀態2間隔期間保持正確，而且在(1-2)和(2-1)轉換間隔期間也保持正確vS1(t)+vS』1(t)＝VC(29)在(1-2)轉換間隔期間，無損耗開關的目標是將互補輸入開關上的電壓vS』1從電平VC減少到零。根據(29)，輸入開關上的電壓會同時從零增加到VC電壓電平。
根據上面的模型化假設，圖55a所有三個電感器用值為i1、im和i2的恆流源替代，如圖56a的模型，所有三個電容用恆壓源替代，對應的直流電壓由穩態結果(5)得到。接著將輸入電感器和中間電感器的直流電流源組合成一個等於Imax的電流源，如圖56b所示。輸入開關和互補輸入開關在(1-2)轉換期間都指向OFF，分別由它們的寄生電容CS1和CS』1表示。並聯的輸入開關和互補輸入開關的寄生電容始終有效的工作(一個放電，同時另一個充電)。因此，它們可以用一個等效電容Cr替代，計算如下Cr＝CS1+CS』1(30)
(1-2)轉換開始於輸入開關指向OFF的ta時刻，這得到圖56b的等效電路模型。請注意，二極體互補輸出開關CR』2為OFF，因此以細線顯示，同時二極體輸出開關CR2為ON，因此以粗線顯示。象從圖57a缺少了直流源的簡化模型看到的，互補輸入開關的寄生電容和互補輸出開關的寄生電容如圖57c所示以由Imax/(Cr+CCR』2)計算的相同的速度放電，直到互補輸出開關上的電壓在t2時刻達到零，這個CR』2開關以零開關損耗指向ON。根據圖54c(1-2)轉換時的複合電流，在這個轉換中的電流源具有相同的方向，只是它的幅度從Imax變成了IP，得到圖56c的等效電路模型。請注意，具備這種方向的電流源IP是如何將輸出電流整流器CR2指向OFF並為其寄生電容充電的。該等效電路缺少了直流源的簡化形式如圖57b所示，清楚的顯示了這個電流源是如何繼續以由IP/(Cr+CCR2)計算的速度為輸出二極體整流器的寄生電容充電，直到達到最後的OFF電壓VC-Vg。但是互補輸入開關以這個低一些的速度放電(輸入開關電容以同樣低的速度充電，如圖57c中虛線所示)，直到達到零電壓，此時互補輸入開關S』1的寄生體電容以零開關損耗指向ON。結果是，由於三個寄生電容之間電荷的無損耗交換，互補輸入開關和互補輸出開關在零電壓處以零開關損耗指向ON，完成了(1-2)轉換。但是這不是(2-1)轉換的情況，如下所示它不能以這種簡單的方式無損耗的完成。
停止的(2-1)轉換及其模型化首先得到如圖58a中(2-1)轉換的簡化模型。根據圖54c，複合電流為負，在(2-1)轉換開始時等於IN，因此在圖58a中模型化為直流電流源IN。請注意，這個電流源如何已經具有正確的方向，使其可以開始為輸入開關的寄生電容放電。由於互補輸出開關CR』2指向ON，這個電流源也以相同的、由IN/(Cr+CCR2)計算的速度為輸出開關寄生電容放電。因為輸入開關阻塞電壓是VC，所以輸入開關的寄生電容從初始電壓VC開始放電。根據圖58a中的等效電路模型，轉換間隔期間輸入開關瞬時電壓vS1和輸出開關的瞬時電壓vCR2之間的基本關係式是vS1＝vCR2+Vg(31)因此，當輸入開關寄生電容在t1時刻從初始值VC開始放電時，根據(31)輸出開關寄生電容從較低的初始電壓電平(VC-Vg)同時開始放電，如圖58d的波形所示。因為兩個電容以相同的速度IN/(Cr+CS2)線性放電，所以輸出開關電容將在t2時刻放電到零電壓電平且輸出整流器開關指向ON。此時，輸入開關的寄生電容也放電到較低的電壓電平Vg，使得中間電感器電壓vAB等於零，vAB將停留在零上，保持輸出整流二極體為ON並處在「停止」條件下。請注意，這次不像在(1-2)轉換中，沒有裝置自動將互補輸出整流器指向OFF，原因是圖58b的模型中電流源的方向與將該二極體指向OFF所需的電流源的方向相反。再次根據圖54c(2-1)轉換期間的複合電流，一旦輸出開關指向ON，複合電流從負的IN變成正電流Imin。正電流的方向如圖58b所示，將為互補輸出開關的寄生電容充電，因此其陽極端子為正，這又會保持該二極體為ON。顯然這陷入了僵局，為了破壞這個停止條件，需要有外部的控制動作。通過在t3時刻將輸入開關指向ON提供了這一動作，如圖58c，在互補輸出開關上加了一個負電壓源Vg，使其指向OFF，以硬開關的方法完成了這個轉換。顯然所希望的目標是找到一種方法將輸入開關的寄生電容以象下兩節所示的無損耗方式完全放電到零電壓。
使用諧振電感器和軟開關的非隔離變換器減少硬開關電壓的第一步是加入一個外部諧振電感器Lr與輸入電容串聯，如圖59a所示。雖然這會保持(1-2)轉換沒有損耗，但它還會對(2-1)轉換有較大影響，如下所述。實際上，第一個線性放電區間與沒有諧振電感器的一樣，如圖60c。雖然圖60a中的等效電路模型與圖59c的模型相比有一個附加的諧振電感器，但是電流源IN控制放電過程，在t2時刻將輸出開關指向ON，從而得到圖59b的模型。這又得到了圖59c的簡化模型，其中諧振電感器Lr和諧振電容Cr形成一個串聯諧振電路，而諧振頻率ωr由下式計算r=1/LrCr----(32)]]>請注意諧振電路中直流電壓源Vg的作用。如果在諧振電路中有任何損耗(電感器的電阻或諧振電容的ESR，或者兩者都有)，那麼振蕩將會在很多個周期之後停止，諧振電容上的電容停留在直流電壓電平Vg，這正好是前面無諧振電感器的情形中輸入開關寄生電容放電停止所在的電壓電平。該串聯諧振電路的實際總電阻實際上非常小，事實上可以忽略。因此，輸入開關寄生電容的諧振放電導致如圖60c虛線所示的等幅振蕩，圖60c顯示了以直流電壓電平Vg為中心的正弦電壓振蕩。根據圖60c，顯然諧振電壓振蕩將減少硬開關電壓到Vg電平之下。諧振振蕩的上弦周期將電壓降低了Vr，其中Vr是正弦電壓振蕩的幅度。顯然希望Vr與Vg一樣大，使輸入開關寄生電容完全放電。
為了得到這個幅度，圖59c的諧振電路在t2時刻振蕩開始時的兩個初始條件下得到了解決vr(t2)＝0 (33)ir(t2)＝IN(34)其中vr(t)是諧振電感器Lr兩端的電壓，如圖59c所示。
串聯諧振電路是一個二階系統，它的解除直流電平Vg之外通常有兩個基本成分，正弦電壓成分和餘弦電壓成分，因此由vS1(t)＝Vg-Vrsinωrt +vr(t2)cosωrt (35)計算，其中因為(33)，第三個餘弦項消失了，(35)簡化成vS1(t)＝Vg-Vrsinωrt (36)其中正弦振蕩的振幅Vr由Vr＝ROIN(37)計算，其中RO是諧振電路的特性阻抗，由R0=Lr/Cr----(38)]]>計算。
顯然，如圖60c所示，輸入開關最好在tmin時刻指向ON，這時輸入開關兩端的電壓已經達到第一個最小值。否則，如果指向ON延遲到，例如，振蕩達到第一個最大值，那麼硬開關電壓增加到Vg+Vr，而不是減少到Vg-Vr。因此，使用諧振可獲得的硬開關電壓最小值Vh是Vh＝Vg-Vr(39)諧振放電功效計算下面給出了一個典型的高電壓應用例子，該例還會在後面用來與無損耗開關方法進行比較及在試驗的例子中使用，它是VC＝575V Vg＝400V Lr＝27μH Cr＝237pF IN＝0.285A(40)根據上面的公式可以計算這個數例ωr＝12.45MHz RO＝339Ω Vr＝95V Vh＝305V (41)在上面的例子中，輸入開關電壓可以例如只在Vg之下減小Vr＝95V，得到硬開關電壓Vh＝305V。但是有三個參數可以改變以增加諧振電壓振幅Vr。
首先，正弦諧振電壓的振幅可以與脈動電流峰值IN成比例的增加。例如，如果脈動電流峰值IN增加了四(4)倍，可以得到Vr＝380V的電壓減小，從而得到只有Vh＝20V。不幸的是，由於這個大交流脈動電流，也會導致傳導損耗增加十六(16！)倍，這實際上會消除由於這種軟開關而達到的開關損耗減少所得到的大部分節省。
其次，正弦諧振電壓的振幅也可以通過增加特性阻抗RO來成比例的增加。但是由於需要大大增加諧振電感，這甚至會更為抵消開關損耗的減少。例如，為了匹配上面的諧振電壓增加四倍達到Vr＝380V，需要特性阻抗RO增加四倍，根據(38)，諧振電感將不得不增加十六(16)倍，造成由於高諧振電感而產生的額外損耗。此外，大的外部諧振電感器會增加變換器的體積，還會產生額外的損耗，這又會減少由這種方法得到的節省。
第三，根據(38)，也可以通過減少諧振電容來增加特性阻抗RO。但是這已經是在上面關於特殊的高電壓開關MOSFET器件的例子中能給出的最小值了，不能進一步減小了。相反，如在後面討論的，常常在輸入開關兩端增加外部電容來增加諧振電容，使(1-2)轉換更長，這樣快速開關器件不會干擾轉換。但是這是通過減少特性阻抗從而減少正弦振蕩振幅，恰好對(2-1)轉換具有相反的影響。
單諧振電壓成分的限制諧振放電的消除功效的根本可以追索到表明兩個諧振電壓成分存在的常用表達式(35)。但是因為在諧振放電開始的t2時刻，寄生電容電壓已經減小到Vg電平，導致諧振電容Cr上的初始電壓為零，所以餘弦成分消失了。但是如果我們不是等到輸出整流開關在t2時刻指向ON，而是在該時刻之前將輸出開關指向ON，那麼會恢復諧振放電的餘弦電壓成分，從而使諧振放電更為有效。
具有無損耗開關的隔離變換器修改圖59a的隔離變換器，變成如圖61a包含1∶1隔離變壓器。請注意，在此隔離變換器中反應到初級端的隔離變壓器總漏電感起到了諧振電感器的作用。這樣，諧振電感器Lr將模型化隔離變壓器的漏電感L，前面所有包含Lr的等式同樣應用於帶有漏電感的隔離變換器。另一個差別是引入了可控MOSFET用作輸出開關S2，現在即使是在t2時刻之前也可以如所希望的指向ON。實際上圖61b顯示的是這個輸出開關在相同的t1時刻指向ON時的特殊情況，此時互補輸入開關指向OFF，得到圖61b中以粗線顯示的特性波形。出於參考的目的，圖61b中也以虛線顯示了前面的數例情況。請注意，控制驅動改變為輸出MOSFET開關是如何在相同情況下使輸入開關電壓在tmin完全減少到零，從而得到關於輸入開關的完全無損耗開關轉換，這在以前相同變換器電路條件下是無法達到的。
當然有人可以立即爭辯說，由於現在輸出開關不是象以前在零電壓處轉換(見虛線情況)，而是在很大的硬開關電壓上指向ON，這會導致高成本。實際上，關於高電壓輸出開關S2的硬開關電壓Vhh現在由Vhh＝VC-Vg(42)計算。例如對於負荷比D＝0.5，VC＝2Vg，得到了與以前對於沒有諧振電感器的非隔離變換器一樣的硬開關電壓，即Vhh＝Vg。但是這不是大多數重要的實際應用的情況隔離變換器工作在中到大的下降模式，如下所示。
初級端對次級端硬開關在大多數實際應用中，例如離線開關電源，首先要對交流輸入電壓整流，在額定交流電源線電壓處得到300V的直流電壓，與對於高交流電源線情形的400V直流電壓一樣高。因為變換器的額定工作點典型是大約D＝0.5，通過變換器的負荷比控制實際上只能達到2∶1的下降。因此，通過使用高下降匝數比n∶1的隔離變壓器來完成大多數的電壓下降，例如對於該300V輸入直流電壓需要n＝27將其減少到5V或更低的輸出直流電壓。因此，圖61a的1∶1匝數比用圖62a n∶1下降的隔離變壓器替換。請注意，(2-1)轉換的無損耗開關性能除了輸出開關S2上的硬開關電壓之外能保持與前面1∶1隔離變壓器情況中一樣，硬開關電壓現在變成Vh1＝(VC-Vg)/n(43)其中Vh1是次級端上的低電壓輸出開關指向ON時的硬開關電壓。例如，對於VC-Vg＝400V和n＝27V，Vh1＝16.7V。
在這個最大400V直流輸入電壓的高下降實際設計例子中，輸入開關應該具有，例如，800V的高額定阻塞電壓。另一方面，對於5V輸出直流電壓，輸出開關額定阻塞電壓只需為30V。但是，高電壓開關器件和低電壓開關器件之間在開關性能特性中有一個基本差別。雖然高電壓開關MOSFET器件與低電壓開關MOSFET開關器件相比有非常低的寄生電容，但是因為根據(4)，損耗是與硬開關電壓的平方是成正比的，所以低電壓器件的硬開關損耗實際上與高電壓開關器件的硬開關損耗相比是可以忽略的。下面使用實際器件數據的例子最好的說明了這一點S1＝＞STU10NB80 S』1＝＞STP4NB80FP；VBV＝800V，Cr＝237pF，Vhh＝400V，PS1＝13.3W (44)S2＝＞STV160NF03L；VBV＝30V CS2＝2950pF Vh1＝16.7VPS2＝0.082W (45)其中PS1和PS2分別是輸入高電壓開關和輸出低電壓開關的硬開關損耗，由(4)計算，基於200kHz的開關頻率，是對於額定100W的變換器的。儘管實際上低電壓輸出開關的寄生電容比輸入開關的大十二(12)倍以上，但其只有輸入器件損耗0.6％的硬開關損耗是可忽略的。
這個比較揭示了與次級端、低電壓開關器件相比，初級端、高電壓開關器件造成了大部分的開關損耗。這為新型無損耗開關首先在圖61a本發明的隔離1∶1擴展部分中使用並在圖62a高下降隔離變換器中完全驗證提供了原始動機。圖62a變換器中的可控MOSFET輸出開關的作用是將所有硬開關從初級端高電壓開關器件轉移到次級端、低電壓開關器件。這是通過利用如圖62a和62b所示，由可控MOSFET開關實現的輸出開關帶來的額外的控制自由度來完成的。
對於另一種實際情況，當輸出開關寄生電容通過變壓器匝數比反應到輸入端時，變成CS2P，由CS2P＝CS2/n2(46)計算。因此這個電容在很多隔離變換器的實際例子中與諧振電容Cr相比是可以忽略的，即CS2P＜＜Cr(47)在上面的實際例子中，反應電容大約為3pF，對於237pF的諧振電容來說確實是可以忽略的。結果次級端低電壓開關的寄生電容不會影響諧振頻率。請注意，在大多數對隔離變壓器較大下降匝數比感興趣的實際情況中是滿足這個假設(47)的。我們也用一個明顯更為複雜的模型來分析不滿足(47)時的情況，顯示了它可以完成無損耗開關，儘管需要較大的電流IN來克服大輸出開關電容的影響。
無損耗開關選擇方案圖62a顯示的只是很多無損耗開關選擇方案中的一種。圖63a以其最簡單的一種、使用3(三)個MOSFET開關和一個二極體的實現說明了具有很多無損耗開關選擇方案的新型變換器和開關定時控制結構。圖63b以粗線突出顯示了難於完成(2-1)無損耗開關轉換(從狀態1到狀態1的轉換)的開關的開關順序和定時控制，強調了放大的(2-1)轉換間隔期間的定時曲線，對於200kHz開關頻率，(2-1)轉換間隔與總開關周期Ts＝5000ns相比只處在100ns的等級上。
MOSFET開關用於輸入開關S1和互補輸入開關S』1，用於(2-1)轉換的開關順序和定時如圖63b所示，提供了一些「空載」時間，在此期間內兩個開關都為OFF。顯示的互補輸出開關是由二極體CR』2實現的，所強調的事實是，對於這個開關不需要特殊的開關定時控制來保證正確的無損耗開關工作。因此，這個二極體開關指向ON和OFF由變換器電路狀態來表示二極體兩端為正電壓將使它指向ON，為負電壓或通過二極體開關的電流為零將使它指向OFF。如圖63b所示，這個CR』2二極體在輸入開關指向ON之後的t4時刻指向OFF。因此，如果不是使用二極體，而是使用MOSFET作為互補輸出開關，那麼MOSFET將只象同步整流器一樣使用，在其傳導間隔期間分流其自己的寄生體二極體，其傳導間隔的開關定時與圖63b中關於CR』2二極體的開關定時相同。因此t4時刻表示這種MOSFET互補輸出開關必須指向OFF的最後時刻。
最後，圖63a中以粗線顯示的輸出開關包括一個由其開關定時控制信號S2控制的MOSFET開關及與其並聯的、表示為CR2的寄生體二極體。雖然體二極體是每一個MOSFET的組成部分，但由於以圖63b的波形CR2顯示的該二極體開關定時對於理解新型無損耗開關機理顯得特別重要，所以在這裡用二極體CR2單獨突出顯示。如果只使用二極體CR2作為輸出開關，那麼將會由t2時刻的變換器操作指向ON，如圖63b中二極體CR2的波形。是可控輸出開關S2在這個t2時刻之前或最近的時候指向ON得到了若干新型無損耗開關方法。
當MOSFET電晶體用作同步整流器時，它在與它們內部的體二極體指向ON和OFF相同的時刻指向ON和OFF，作為對變換器電路情形的響應。因此，看來在其自身體二極體指定的那些時刻之外將MOSFET開關指向ON得不到任何好處。這個傳統知識將MOSFET在現有技術軟開關變換器次級端的用途限定在只是將它們用作同步整流器。雖然這樣的實現確實有助於降低MOSFET開關體二極體的傳導損耗，但是這對於開關損耗減少卻完全沒有作用。因此，需要一個相對於其體二極體開關非常特殊的MOSFET開關順序和定時控制來達成新型無損耗開關工作。
在現有技術開關變換器中已經認識到的是，將受獨立開關驅動控制的MOSFET(CBS)輸出開關在其體二極體指向ON之前指向ON對於有效的、在此之前無法達到的無損耗開關性能是至關重要的。清楚明白的違背了所有以前的軟開關方法，圖63a的輸出MOSFET開關S2有意在其體二極體在t2時刻指向ON之前，在如圖63b的某些情況中甚至在互補輸入開關S』1在t1時刻指向OFF之前的t0時刻提前指向ON。這使(2-1)轉換期間輸入開關寄生電容的諧振放電非常有效，是通過現有技術的軟開關方法無法達到的。
在具有兩個象在軟開關方法中使用的二極體整流器的變換器中，如圖59a，只有一個特定的t2時刻，此時二極體整流器CR2指向ON。相反，使用MOSFET作為輸出開關S2時，如圖63a，在t0時刻和t2時刻之間有一個寬時間範圍(圖63b中以CBS表示)，MOSFET輸出開關S2可以在此期間內指向ON，實現無損耗開關性能並使效率大為提高。
無損耗開關的好處不僅對於MOSFET開關實現是可以享受到的，而且對於其它任何對於三個開關至少具有CBS開關特性的開關實現也是可以享受到的。因此，例如，除了顯示的、使用MOSFET電晶體的實現，本技術領域中那些熟練的技術人員可以容易的找到使用其它可控有源半導體或其它開關器件的實現，這些開關工作與CBS開關一樣，例如具有反向並聯二極體的雙極電晶體、GTO(柵極斷開)器件、IGBT(隔離門雙極電晶體)電晶體、CSR(半導體控制整流器)或其它可控CBS開關器件。
現在，介紹了輸出CBS開關順序和定時控制的可用替代方案系列，詳細討論了感興趣的幾種特殊情形，並推導了解析方程來指導各種情形中的無損耗開關設計。
無損害開關替代方案關於(2-1)轉換的模型為了簡化描述和分析，圖64a增加了諧振電感器的非隔離變換器形式具有替代的無損耗開關方法。顯然接下來可以將已討論的任意替代方案象已經討論的對於圖62a中顯示的隔離替代方案那樣應用到它們的隔離下降相對物。所有用於下面定量估計的參數會參考通過匝數比變壓器反應到初級端的對應的隔離變換器量，例如由(46)計算的輸出開關寄生電容。
我們得到了存在很多定性和定量差別的替代方案，例如圖64b整個圖中顯示的情形1-4。象前面一樣，這些情形的差別在於輸出開關指向ON的時間，範圍從t0時刻到t2時刻。另一個相當令人驚訝的事實是出現了一個在性質上是新的情形(情形1)，甚至在沒有諧振電感器的電路中也是不存在的輸出開關恰好在互補輸出開關在t1時刻指向ON之前的t0時刻指向ON，如圖64b中粗線波形1所示。請注意，輸入開關兩端的電壓如何快速衰減到零電壓，此時輸入開關指向ON。
轉換子區間的等效電路模型完整的轉換間隔分成四個不同且連續的轉換子區間，如下所示1.上升子區間，在此期間諧振電感器的電流從其初始值IN上升到(IN+Ir1)；2.線性子區間，在此期間輸入電容以恆定速度放電，因此是線性電壓衰減；3.諧振子區間，在此期間由於輸入開關的寄生電容諧振放電，其電壓繼續下降；4.電流反向子區間，在此期間輸入電容電流iC1逆轉方向，從電流i1變成以反方向流動的電流-im。
請注意，根據特定的開關定時曲線，一個或多個上述子區間可以不存在，例如上升或線性子區間。因此要為所有的子區間研究出等效電路模型、顯著特性波形和定量解析模型，這樣通過使用它們，可以選擇最好的工作模式和為給定的應用進行最優化設計。然後分別研究出關於上升、線性、諧振，按順序最後是關於電流反向子區間的等效電路模型及其對應的設計方程。
第一步是在狀態2間隔結束處將圖64a變換器中的三個大電感器L1、Lm和L2模型化成電流值為i1(0)、im(0)和i2(0)的恆流源，如圖65a所示，它顯示了恰好在互補輸入開關指向OFF之前的時刻。請注意，在此時刻輸入電容的電流等於iC1(t)＝i1(0)+ir(t)(48)其中 ir(0)＝IN(49)其中i1(0)是(2-1)轉換開始時輸入電感器電流的值。請注意，在線性和/或諧振子區間期間輸入開關中只存在ir(t)電流成分，去掉了電流i1(0)。就在互補輸入開關斷開後的時刻(t＝0+)，由於i1(0)電流來自輸入電感器和iC1的作用相互抵消，所以流出圖65a中節點A的淨電流為IN。另一種觀察到相同結果的方法是通過等效電路變換移動輸入電流源i1(0)，如在圖65b的電路模型中看到的，實際呈現為並聯在諧振電感器Lr兩端(方向為從右指向左的電流源i1(0))。根據(48)電容電流也可以顯示成一個與同一個諧振電感器並聯的恆流源i1(0)，但這次從左指向右，同時諧振電感器電流減小到ir(t)。兩個具有相同值i1(0)的反向電流源相互抵消，因此在線性和/或諧振放電間隔期間只存在ir(t)電流成分。象在圖65b中，斷開輸出開關，輸入開關寄生電容CS1以恆定的線性放電速度IN/Cr放電，直到如圖65c模型中所示輸出開關指向ON的時候，此時開始諧振放電。這個模型進一步簡化為圖65d的模型，其中輸入開關和互補輸入開關的寄生電容替換成諧振電容Cr，模型簡化為一個沒有阻塞和直流源Vg、由Lr和Cr簡單串聯的諧振電路。然後藉助於由(38)定義的特性阻抗RO、由(32)定義的諧振頻率ωr和在共振蕩開始時存在的初始條件在t＝0時刻諧振電感器電流ir(0)和輸入開關上的電壓vS1(0)，可以充分描述這個諧振電路在電壓和電流中的振蕩。請注意，vS1(0)是輸入開關上的電壓vS1在輸出開關指向ON和諧振轉換子區間開始時呈現的值。例如，在特殊情形下，當輸出開關在互補輸入開關指向OFF的時刻指向ON(圖64b中的情形2)，這個初始條件為VS1＝VC。在此情形下，直接從圖65a中的開關狀態變成圖65c中的開關狀態，因此跳過了圖65b的線性子區間。但是，如果開關狀態包括開關定時控制，從而包括圖65b的中間子區間(輸入開關在互補輸入開關指向OFF後的一段時間內指向ON)，那麼會得到圖64b中的情形3，從而使兩者的線性子區間後接一個諧振子區間。在下一節中分別充分的定性、定量解釋和模型化這兩種情形以及其它兩種包含諧振放電的特有情形(圖64b中的情形1和4)。
上升子區間現在詳細分析圖66a的變換器和情形1。請注意，(2-1)轉換是通過首先將輸出開關指向ON，而不是象在其它所有情形中通過將互補輸入開關指向OFF而開始的。因此，(2-1)轉換間隔分成兩個子區間1.在t0和t1時刻之間的上升子區間，由圖67a的等效電路模型化。
2.在t1時刻和輸入開關在最小電壓指向ON的tmin時刻之間的諧振子區間，由圖67b中的等效電路模型化。
在上升子區間中，直流電壓源(VC-Vg)加在諧振電感器兩端，使諧振電流線性增加，在t1時刻上升到峰值Ir1等於Ir1＝(t1-t0)(VC-Vg)/Lr(50)同時，互補輸入開關負峰值交流脈動電流IN的作用象一個恆流源，使諧振電感器中的總電流在上升子區間結束時上升到(IN+Ir1)。
諧振子區間當互補輸入開關指向OFF時，開始了諧振子區間。請注意，串聯的諧振電路由一個諧振電容Cr與諧振電感器Lr和一個小的、這裡可以認為忽略的電阻串聯而成，這將得到具有等幅振蕩的模型。這個諧振電路還有兩個初始條件諧振電容Cr上的初始電壓VC和等於(IN+Ir1)的初始諧振電感器電流。可以找到這樣一個諧振放電電流ir的解，並分解成三個基本成分，即ir＝ir1+ir2+ir3(51)其中ir1＝Ir1cos(ωrt)(52)ir2＝Ir2sin(ωrt)(53)ir3＝Ir3cos(ωrt)(54)以及Ir2＝(VC-Vg)/RO(55)Ir3＝IN(56)圖67c中以不同的細虛線畫出了所有三個諧振電流成分，而以粗線畫出了得到的總諧振電流(ir)。三個中的每個諧振電流成分形成了諧振電感器兩端對應的電壓成分，分別是各個諧振電流成分與Lr乘積的時間導數，這樣vr1＝-Vr1sin(ωrt)＝-ROIr1sin(ωrt) (57)vr2＝Vr2cos(ωrt)＝ROIr2cos(ωrt)＝(VC-Vg)cos(ωrt) (58)vr3＝-Vr3sin(ωrt)＝-ROIr3sin(ωrt) (59)圖67c中用細虛線畫出了三個諧振電壓成分。請注意存在第二個諧振電壓成分vr2，看來是因為諧振電感器上存在初始電壓(VC-Vg)。這樣諧振電路在輸入互補開關指向OFF的時刻開始振蕩，初始諧振電流為(IN+Ir1)、與輸入開關上電壓VC對應的諧振電感器上的初始電壓為(VC-Vg)。
根據圖67b中的等效電路模型，輸入開關在諧振子區間內的瞬時電壓vS1(t)由vS1(t)＝Vg+vr1+vr2+vr3(60)計算，在圖67c中以粗線顯示。請注意，根據圖67c，所有三個諧振電感器電壓成分是如何以相同的方向工作的，即為了減少輸入開關上的電壓vS1，這是單向減少的。例如，如果諧振電壓成分vr1和vr3分別在(57)和(59)中有正號，那麼這些成分開始的工作是向著增加而不是減少電壓vS1。同樣，諧振電壓成分中的負號也是增加輸入開關電壓vS1，而不是按照(58)減少它。現在我們甚至可以通過將由(57)、(58)和(59)計算的正弦成分和餘弦成分相加，得到一個餘弦—正弦合成波形vr(t)，找出用於總電壓vr(t)的閉合形式的解析表達式，vr(t)由vr(t)＝vr1+vr2+vr3＝Vrcos(ωrt+φ) (61)其中， Vr2＝(VC-Vg)2+(IN+Ir1)2RO2(62)φ＝tan-1(IN+Ir1)RO/(VC-Vg) (63)因此，圖67c中以粗線顯示了諧振放電子區間期間輸入開關上的電壓，最後表示為vS1(t)＝Vg+Vrcos(ωrt+φ)(64)現在有一個簡單的標準可用於評估新型無損耗開關的有效性無損耗開關Vr＞Vg(65)硬開關Vh＝Vg-Vr(66)
因此，當總諧振電壓Vr的幅度等於或大於輸入直流電壓Vg時，使電壓完全減小到零。否則，由(66)計算的差是輸入開關應該指向ON時剩餘的最小硬開關電壓Vh。
存在三個諧振電壓放電成分及它們同時對輸入開關上電壓的快速諧振放電同時起作用，是為什麼無損耗開關機制比現有技術的軟開關方法更為有效的主要原因，在軟開關方法中三個可能的諧振放電成分最多只有一個存在，甚至那時只有效用最低的vr3成分存在。但是，在比較三個諧振成分的相對效用之前，由於剩下的電流反向子區間緊跟著諧振子區間且對於所有諧振放電情形是共有的，所以先將它模型化。
電流反向子區間通常在沒有諧振電感器的情形中，在輸入開關兩端電壓為Vg電平的t2時刻將輸入開關指向ON將結束(2-1)轉換。象從圖68a對於Lr＝0的電路模型中看出的，輸入電容兩端的直流電壓將反向偏置互補輸出開關的體二極體，將其指向OFF。如果互補輸出開關MOSFET指向OFF，這又將使輸入電容電流從為輸入電容充電的電流i1突然變成方向相反、幅度為im、為同一個電容放電的電流(輸入電容上的充電平衡要求)。
但是，存在一個電感器，例如圖68a電路模型中的諧振電感器Lr，防止了這樣一種輸入電容電流的突然變化，並用圖68a的等效電路來模型化電流反向子區間td。還請注意，在這個子區間開始的時候(tmin時刻)諧振電感器電流ir減小為零，如圖67c所示，因此根據(38)輸入電容電流減小到只有輸入電感器電流成分iC1(tmin)＝i1(0)。然後輸入電容直流電壓Vg加在諧振電感器Lr兩端，使輸入電容電流如圖68c中以Vg/Lr的速度線性減小，直到iC1＝-im的t4時刻，流過互補輸出開關S』2的電流為零，有效的將該開關指向OFF。因此，從td＝[i1(0)+im(0)]Lr/Vg≈I2Lr/Vg(67)可以得到這個電流反向間隔td的長度，是對於小脈動電流的有效近似值，其中I2＝I1+IM是在此子區間內總電流變化的近似幅度。根據(67)，這個子區間的長度主要取決於直流負載電流I2和直流輸入電壓Vg，在直流負載電流最高且輸入直流電壓最低時最長。因此，有源互補輸出開關必須在由(67)計算的最短的td時間之前，即在圖68c中其體二極體指向OFF之前指向OFF。在td子區間期間在輸入電容中不存在突然的電流變化和漸進式變化實際上對於減少傳導和輻射EMI噪聲是非常有好處的。對於前面的高電壓樣本值Vg＝400V、Lr＝27μH、I2＝0.74A(以n＝27匝數比反應到初級端的輸出直流負載電流I2)，電流反向子區間為td＝50ns。
狀態1間隔的振蕩在互補輸入開關於td子區間結束時指向OFF之後，(2-1)轉換結束，得到與該轉換開始時相反的開關狀態，如圖68b的模型中所示，其中輸入和輸出開關為ON，互補輸入開關和互補輸出開關為OFF。然而，將互補輸出開關指向OFF的真正作用是使其寄生電容CS』2與諧振電感器串聯。這實際上形成了另一個諧振電路，通過這個電路該電容CS』2從其初始的零電壓充電到其最終電壓Vg，產生如圖68c中所示、大概有2Vg峰值的振蕩。一旦這個振蕩由於衰減和損耗逐漸消失，那麼達到了最後的穩態。振蕩顯然增加了對各個開關的阻塞電壓要求。如果與振蕩元件相關聯的固有寄生電容不能充分衰減該振蕩，那麼可以使用外部R-C減振網絡來衰減該振蕩。
三個諧振成分的效用比較顯然每個諧振電壓成分在總電壓vS1減少中的相對貢獻取決於對應的由(57)、(58)和(59)計算的各自正弦電壓和餘弦電壓的幅度。這裡是一個隔離變換器的實際例子，具有27∶1下降匝數比，設計用於400V到5V、20A輸出，工作在250kHz的開關頻率上。當次級端反應到初級端時，得到下列關於等效非隔離變換器的值VC＝575V Vg＝400V tb＝121ns tc＝162ns Lr＝27μFCr＝237pF(68)以及下列根據公式計算的值Ir1＝0.78A Ir2＝0.52AIr3＝IN＝0.285A RO＝339Ωωr＝12.45MHz(69)三個諧振電壓成分和得到的複合諧振電壓是Vr1＝265VVr2＝175VVr3＝95VVr＝400V (70)
因為Vr＝Vg＝400V，所以根據(65)及如圖67c中粗線所示(對於Vg＝0.6VC)，輸入開關完成零電壓開關。根據這個典型的例子，第一個諧振成分顯然在減少輸入開關電壓中最為有效，第二個諧振成分稍遜，第三個諧振成分效果最差。
因為下列原因，三個諧振成分的這個效用順序實際上對於所有關心的實際例於通常都是正確的。第三個諧振電壓成分幅度為vr3＝ROIN，取決於IN，對於小的IN來講非常小。第二個諧振電壓成分幅度為Vr2＝VC-Vg，但是不取決於IN。仍是對於D＝0.5，Vr2＝Vg，這樣這個成分可以獨自將輸入開關電壓減小到零。但是由於工作負荷比低於D＝0.5時Vr2隻是輸入電壓Vg的一部分，所以這個成分的效用逐漸降低。這就是幅度為Vr1＝Ir1RO的第一個諧振電壓成分出來挽救的地方。即使是在低負荷比狀態下，該成分對於將輸入開關電壓減小到零也是有效的。這只需要成比例的延長上升間隔(通過早一些將輸出開關S2有效的指向ON)來將第一個諧振電流成分Ir1增加到所需要的值。因為上升間隔非常短，處於150ns的等級上，所以這不會增加任何其它損耗。
請注意，第三個、效用最低的諧振成分vr3是唯一在現有技術的軟開關方法中存在的成分。另外兩種更加有效的諧振電壓成分vr1和vr2是在本發明新型無損耗開關方法中唯一存在的。
根據上面的實際例子在圖67c中在按比例繪製了上述的正弦和餘弦諧振電流和諧振電壓成分以及合成的和，提供了對不同諧振成分典型相對比例的了解。此外，還畫出了圖64b中不同諧振電壓波形(波形1到4)對於上面實際例子的比例，但只是對於輸出開關S2指向ON和對應的輸入開關S1在輸入開關兩端電壓最小時指向ON的不同時刻。後面在試驗一節中使用了這個例子及其修改形式來驗證預先計算的無損耗開關波形。現在分別討論圖64b中顯示的四種不同情形的每一種。
情形1-三個諧振元件和CBS輸出開關如圖66b所示，輸入開關上的電壓通過諧振放電減小到零。請注意，第一個諧振電壓「上升」成分vr1(圖67c)是對大多數電壓放電的響應，因為即使其它兩個成分消失了，也會達到265V的電壓減小和得到Vh＝135V。這樣將得到對於VC＝575V的最大硬開關損耗減小18倍。還請注意，可以容易的增加第一個諧振成分Vr1。通過從tb＝121ns調整50％到tb＝183ns來增加「上升」間隔(圖67c)，第一諧振上升成分獨自變成Vr1＝400V，即使剩餘的其它兩個諧振成分不起任何作用也能達到零電壓開關。此外，因為上升間隔與總開關周期相比較短，所以這實際上沒有帶來其它的損失。因此儘管通過大大增加上升間隔來有意的增加Ir1電流，但這對傳導損耗、RMS電流和效率的影響微不足道。在這個例子中，上升間隔與整個開關周期相比確實很小121ns比4000ns開關周期或3％。這不是，例如，使用第三諧振電壓成分vr3的情形。通過增加互補輸入開關峰值電流IN，整個變換器中的RMS電流也會大大增加，從而抵消了相當大部分的損耗減少。因此這種情形顯然對高輸入直流電壓非常有效，其中需要大的諧振電壓放電，例如本例中的575V，通過其它任何諧振成分是非常難以達到的。
情形2-兩個諧振成分和CBS輸出開關在這個情形中，上升間隔減小為零，因此，第一諧振電壓成分vr1消失了。這發生在輸出開關在與互補輸入開關指向OFF完全相同的時刻t1指向ON的時候，如圖69b所示，得到只有兩個剩餘的諧振電壓成分vS1(t)＝Vg+vr2+vr3(71)複合的最大諧振電壓根據公式(62)等於Vr＝199V。因此，根據(66)在tmin時刻得到剩餘的硬開關電壓Vh＝201V。請注意，在這種情形中諧振成分vr2是如何優於vr3成分的，vr3成分唯一的作用是將輸入開關電壓從225V進一步降低到201V，淨額外減少只有24V或將硬開關電壓Vh減少不到10％。請注意，第二諧振電壓成分的效用取決於「電壓額外量」(VC-Vg)，這又取決於負荷比D。為了清楚的陳述這種依賴性，讓我們假設第三諧振電壓成分Vr3的影響可忽略不計，即是當INRO＜＜(VC-Vg) (72)時的情形，這樣(71)中只剩下了成分vr2。在此情況下，輸入開關S1上的電壓最多能夠在Vg之下減少值|VC-Vg|。因此對於負荷比D＝0.5，VC＝2Vg，VC-Vg＝Vg，諧振放電始終可以將輸入開關的電容電壓減小到用於完成無損耗開關的零伏，如圖70a所示。請注意通過在輸入開關S1上電壓達到最小時將S1指向ON，在恰好正確的時刻「捕捉」這些諧振振蕩的重要性。如果錯過了這個時刻，如圖70b波形所示指向ON延遲了，由於超低的寄生電阻提供了非常低的衰減，電壓振蕩將電壓vS1幾乎帶回到初始值VC。顯然在這樣的電壓上指向ON與硬開關情況相比幾乎沒有減少損耗。因此，在此諧振電感的情況中，用於輸入開關S1的正確的驅動定時對於實現全部收益是關鍵。
對於高於D＝0.5的負荷比，由於諧振轉換始終保證將電壓降低到零電平，如對於D＝0.75的圖70c所示，所以這種方法同樣有效。在這種情況中，VC-Vg＝3Vg，只需要可用諧振電壓減少的一部分將輸入開關電壓降到零。但是，對於低於D＝0.5的負荷比，無損耗開關的效用逐漸減小。例如對於D＝0.25(圖70d)，因為VC＝1.33Vg，VC-Vg＝0.33Vg，導致在輸入開關S1必須指向ON的那一點最低的硬開關電平為0.66Vg，必須接受與此相關聯的硬開關損耗。因此對於D＝0.25，無損耗開關將減少開關損耗4倍。
當然，為了進行完整的損耗對比試驗，必須要考慮諧振電感器的額外損耗以及用於它的額外空間。但是，這隻對於圖69a的非隔離擴展部分及其派生形式是正確的。在圖62a的隔離變換器及其派生形式中，諧振電感器Lr已經是固有的了，作為隔離變壓器自身結構的漏電感，起到與外部諧振電感器相同的作用。
請注意，因為vr2成分取決於電壓差(VC-Vg)，而不是直流負載電流，所以(2-1)轉換與直流負載電流無關。同樣，vr1和vr3成分取決於上升電流成分Ir1和交流脈動電流IN，因此也是與直流負載電流無關的。因此，(2-1)轉換的諧振子區間對於全部的直流負載電流或對於沒有負載電流都具有相同的持續時間，是勝過取決於直流負載電流的現有技術軟開關方法，如圖2e中的一個，的確定優點。
第二諧振電壓項vr2特別在高輸入電壓的情況中非常有效。請注意，這個總諧振電壓減少的「餘弦」成分既不取決於特性阻抗RO，也不取決於互補輸入開關交流脈動電流IN，而只是電壓額外量(VC-Vg)的函數。如對於負荷比D＝0.5的圖70a所示，保證對任意輸入電壓Vg完全放電到零電壓電平。例如，這個輸入電壓可以是1000V、2000V等等，因此對於開關的任意諧振/漏電感和任意諧振電容Cr，以及對於包括零脈動電流在內的任意互補輸入開關交流脈動電流IN，可以達到減少到零電壓而不管RO值如何。激活這個第二諧振電壓成分vr2所需要做的所有事情就是使用有源CBS開關作為輸出開關和正確的開關定時控制不是讓輸出開關體二極體指向ON來作為對變換器電流狀態的響應，而是有意的使這個有源開關更早的指向ON。為了取得最大的效果，這個輸出開關在互補輸入開關指向OFF的相同t1時刻指向ON。請注意，這個對於高輸入直流電壓非常有效的第二諧振電壓成分vr2也是在現有技術軟開關方法中得不到的。
正好相反的是對於第三諧振電壓成分vr3的情形，它隨著輸入直流電壓的增加而逐漸失效，如下面對於情形4的討論。該第三成分是在現有技術軟開關方法中唯一存在的諧振成分，解釋了這些方法對於中到高輸入直流電壓不起作用。
情形3-具有線性子區間的兩個諧振成分如果輸入開關S2指向ON進一步延遲到互補輸入開關已經在t1時刻指向OFF之後的t12時刻(圖71b)，那麼得到了額外的線性放電間隔，在此期間輸入和輸出開關電壓都線性放電。然後諧振放電開始於有意將輸出開關指向ON的t12時刻。與在(71)中一樣，仍然只有兩個諧振電壓放電成分存在。但是因為(62)中電壓VC替換為t12時刻輸入開關上存在的減小了的電壓V12，所以第二成分的最大值現在大大減小。例如，對於V12＝495V，第二成分減小到Vr2＝95V，而不是以前的175V。現在兩個剩餘的諧振成分具有相同的影響，因此諧振電壓為Vr＝134V，剩下的硬開關電壓為Vh＝266V。這種情形對於中輸入直流電壓和對於D＞0.5最為適合。請注意，較長的線性子區間如何將第二諧振電壓成分減小及效用降低，直到它在線性子區間到達t2時刻而得到情形4時完全消失。
情形4-只有一個諧振成分和CBS/二極體輸出開關如果不是象在前面的情形中有意將輸出開關提前指向ON，而是留待象前面在圖60c中顯示的一樣在其兩端電壓達到零時自然指向ON(這樣對於輸出開關和互補輸出開關，簡單的二極體整流器足夠用了，如圖59a所示)，那麼只有第三諧振電壓成分存在，這樣vS1(t)＝Vg+vr3(73)該諧振電壓成分在通過諧振放電來減小輸入開關電壓中效用最低。在上面的例子中，輸入開關電壓只能在Vg之下減少Vr3＝95V，得到硬開關電壓Vh＝305V。如前面討論的，增加互補輸入開關交流脈動電流IN和/或特性阻抗RO可以增加該成分的效用，但會成比例的增加總損耗和減少效率。
特殊情形只在上升和諧振子區間中使用可控輸出開關下面的例子想要說明在一些實際應用中可以如何有利的使用上面無損耗開關方法的組合。在到48V輸出電壓整流器的電信交流電源線中，特別是高電流和功率電平上，輸出整流二極體由於較低的傳導損耗和較低的成本，實際上優於MOSFET開關。另一方面，在單相有用交流電壓的情況中，整流的交流電源線得到400V輸入直流電壓，這又造成初級端的高額定電壓開關器件產生較大的開關損耗。圖72a的電路配置和圖72b中輔助MOSFET輸出開關S2的特殊開關定時控制驅動使輸出二極體整流器既開關損耗低，又傳導損耗低。請注意，輸出開關是使用額定為全功率的功率二極體與一個「輔助」低功率、低額定電流的MOSFET開關並聯而實現的。然後在上升和諧振子區間期間只使用「輔助」MOSFET開關(圖72a中以細線顯示)傳導電流，而當功率二極體在t2時刻由變換器電路自然指向ON時接管傳導，如圖72b中電流波形iS2所示。在tmin時刻之後不久，輸入開關在零電壓時指向ON，同時輸入「輔助」MOSFET指向OFF。從該時刻向前，輸出二極體整流器CR2接管直流負載電流的傳導。
所有前面使用諧振電感器的方法都可以實現。對於象在電信整流器中的高輸入直流電壓，上述在上升子區間之後跟著一個諧振放電的情形(與圖64b的情形1相同)在消除輸入開關在(2-1)轉換期間另外主要的開關損耗方面可能是最有效的。這個例子也清楚的指出互補輸出開關的驅動定時不是關鍵的，互補輸入開關在這種情形以及前面的情形中只是一個無源二極體整流器開關，不是有源控制的MOSFET開關。
輸出開關大電容的影響上面的情形都是基於假設(47)，如(46)中定義的反應到初級端的輸出開關電容與輸入開關的諧振電容Cr相比是可以忽略的。這實際上是關於變壓器下降匝數比高的情況。在前面Vg＝400V的例子中，輸出開關電容CS2＝2950pF在反應到初級端時變成CS2p＝4pF。這與實際輸入開關的諧振電容Cr＝237pF相比又確實是可以忽略的。
但是當隔離變壓器下降匝數比不大，接近於1時，這樣的比例不再是可用的。實際上對於1∶1匝數比，輸出開關電壓阻塞要求與輸入開關的類似，寄生電容具有可比性，因此反應的電容CS2≈Cr，這樣不滿足(47)。最終結果是輸出開關電容確實改變了輸入和輸出開關兩端的波形。現在對前面圖59a和圖60c只有一個諧振電流成分ir3存在的情形4研究這種影響。在該情形中，變換器電路工作迫使二極體整流器指向ON，只有輸入開關和互補輸入開關的驅動定時有關係。
圖7 3a中顯示了關於這種情形的等效電路。圖73b中以虛線繪製並標識了數字1的波形對應於CS2與Cr相比可忽略的情形。在此情形中，輸入開關和輸出開關寄生電容都線性放電，直到輸出開關電壓在t2時刻減小到零且輸出開關二極體指向ON。接下來，諧振放電開始，使輸入開關電壓進一步在tm1降低為零，由於在此例子中Vg＝40V，所以總諧振電壓放電40V。但是大的電容CS2延長了放電，如圖73b中標識了數字2的虛線波形，使輸入開關兩端的諧振電壓放電減小到由Vg-rINRO計算的硬開關電壓，其中減小比r由(77)得到。根據圖73a中的模型，大電容CS2需要額外的電流，這又必須通過將互補輸入開關脈動電流增加到新值INN來補償，以將輸入開關電壓減小到零。在此情況下，使輸入開關上的電壓重新減小到零，得到了圖73b中以粗線表示、標識了數字3的波形。
在此情形中存在唯一的諧振電壓成分，vr＝-Vrsinωrt，根據取決於無量綱因數α和β的因數r來減小，其中Vr＝rVr＝rINRO(74)α＝CS2/Cr(75)β＝(VC-Vg)/(INRO) (76)r＝f1(α，β)(77)圖74a的圖表中顯示了函數依存關係f1(α，β)，在估計由大輸出開關電容導致的無損耗開關退化中有用處。但是對於設計目的來講，重要的因數是電流放大因數δ，定義為δ＝INN/IN＝f2(α，β) (78)其中INN是新的完成零電壓開關所需要的互補輸入開關脈動電流峰值。圖73b的波形中以標有數字3的粗線顯示了關於這種情況的輸入開關電壓VS1。
圖74a和圖74b以從圖73a中電路獲得的解析模型為基礎的、是關於下列數例的VC＝72V；Vg＝40V；RO＝40Ω；IN＝1A；Lr＝0.75μH；CS2＝Cr＝0.47nF(79)藉助於這兩幅圖表說明了上面的無損耗開關方法。從而，根據(75)和(76)，計算得到α＝1和β＝0.8。因此從圖74a的圖表，得到縮小比r＝0.31，如圖73b中波形2所示。從圖74b的圖表可以獲得電流放大因數δ，對於α＝1和β＝0.8，得到δ＝1.64和INN＝1.64A。因此互補輸入開關脈動電流需要增加60％來補償這樣大的一個輸入開關電容。
請注意，前面具有可忽略的CS2的情形仍然保留了其顯著特徵儘管存在大的寄生電容CS2，輸入開關和輸出開關在此(2-1)轉換期間仍然在零電壓指向ON。當然解析模型更加複雜，得到的時域波形也更加複雜。實際上，後面對(1-2)轉換的分析揭示了互補輸入開關和互補輸出開關(二極體整流器)在此轉換期間也在零電壓指向ON。因此，在此特殊情況中即使是考慮了大輸出開關寄生電容，所有四個半導體開關也是在零電壓指向ON。因此，通過適當增加互補輸入開關峰值脈動電流到INN或對應增加RO保持了零電壓開關。
有諧振電感器的非隔離直流—直流變換器所選擇的圖55a帶有諧振電感器Lr的非隔離變換器其輸出開關既可以用MOSFET開關也可以用一個二極體開關來實現。
情形1-CBS或二極體輸出開關輸出開關S2在整個轉換間隔期間閉合。通過將輸入開關指向OFF開始了轉換，得到圖75a所示關於第一子區間的等效電路。因此，電流差i1-ir使互補輸出開關的寄生電容CS』2放電。但是，隨著輸入開關上電壓的上升，諧振電感器上的電壓vr也會上升，使諧振電流ir增加。這又導致了互補輸出開關寄生電容中的淨放電電流。如從圖75c的波形中看到的，這個寄生電容最終在t2放電到零，使輸出整流器開關指向ON，或者在CBS輸出開關的情況中，在開關的體二極體指向ON的時候將其指向ON。這得到了圖75b等效電路。因此，電流i1-ir繼續使互補輸入開關的寄生電容進一步放電，一直在t3時到零，此時這個開關在零電壓指向ON。請注意，輸出開關在兩個間隔自始至終都是閉合的，沒有以任何方式影響瞬時的工作。因此，輸出開關既可以用二極體也可以用CBS開關實現，將會得到相同的波形。
圖75c中的兩個子區間tb和tc象以前一樣，後跟一個電流反向子區間td，如在參考圖82以詳細描述說明的輸入電容電流波形中所示。但是，與前面的情形不同，在兩個子區間tc和td期間發生電流反向，如圖82中所示。最後，在圖82的穩態間隔te中看到與前面一樣的振蕩。
開關定時—轉換間隔在到目前為止考慮的所有情形中，所有開關都是與它們固有的小寄生電容一起使用，沒有外部附加的電容與開關並聯。在某些應用中，實際上需要放置一個附加的諧振電容Cra與輸入開關或互補輸入開關並聯，如圖76a所示。沒有這樣的增加外部電容，因為大輸出直流負載電流或一個非常小的開關固有寄生電容，或兩者造成的大斜率Imax/Cr，(1-2)轉換間隔可以會非常短，如圖76b虛線波形所示。這是(1-2)轉換依賴於直流負載電流這一事實的直接結果。在此情況下，轉換間隔比得上輸入開關S1指向ON的速度性能。這又會導致輸入開關在(1-2)轉換期間不完全指向OFF，產生了一些開關損耗。增加的諧振電容Cra通過減緩(1-2)轉換，如圖76b中粗線波形所示，同時衰減斜率大大減少到Imax/Cra，消除了這些損耗，其中Cra典型大於Cr幾倍。這給了輸入開關充足的時間指向OFF，消除了損耗。電壓衰減速度的減緩對減少傳導和輻射EMI噪聲有另外的正面影響。
無損耗開關工作詳述上面的分析提供了對各種新型無損耗開關可能性的概述，通過首先分別分析完成(2-1)轉換的困難，隨後分析了(1-2)轉換，給出了對它們優缺點的定性和定量的評價。因此，下面分別給出了電路工作和(1-2)與(2-1)轉換的顯著波形的詳細描述。
對於每個無損耗開關情形，提供了在特定間隔內變換器的電路狀態、與各個間隔相關的變換器電路模型以及這些間隔期間的特性波形。因此，最先的變換器電路模型將顯示在轉換開始時的變換器，而最後的變換器電路模型總是顯示轉換已經結束之後的電路。僅僅是對於這些電路(因為它們是關於狀態1和狀態2間隔的電路模型)，為了較容易的將它們與轉換間隔期間的變換器電路模型區別開來，只顯示了那些為ON的開關，並用粗線畫出，而完全忽略了指向OFF的開關。另一方面，轉換間隔期間的變換器電路模型可能有幾個子區間，各個子區間由一個不同的變換器電路來描述特性，對於它們採用了下列約定以粗線畫出在特定子區間期間為ON的開關，而以細線畫出為OFF的開關。而且，在那些模型中保留了用於MOSFET開關的符號以表示特定開關上的控制動作(粗線表示指向ON，細線表示開關指向OFF)。此外，在某些情形中，即使開關定時控制沒有為各個有源開關提供信號使其指向ON，MOSFET開關的體二極體，例如，也可以通過電路操作來指向ON。因此，在這些情形中，以及在體二極體指向ON對於更好的理解變換器工作重要的時候，也以粗線顯式顯示了體二極體。
使用CBS輸出開關的無損耗開關無損耗開關的詳細描述進一步分成三個子類1.沒有諧振電感器的非隔離變換器；2.有諧振電感器的非隔離變換器；3.隔離直流—直流變換器。
沒有諧振電感器的非隔離變換器如前面在圖53b中證明的，互補輸入開關的電流在狀態2間隔結束時是負的。因此既不需要大的輸出電感器脈動電流，甚至也不需要增加任何諧振元件，例如象在很多現有技術軟開關方案中的諧振電感器。實際上，如下面所示，本發明獨特的開關配置，連同識別出關鍵關係式(7)及其在圖53b時域波形的結果，只通過使用圖55a中四個開關正確的驅動順序和定時就可以實現開關損耗大為減少的實際無損耗開關的唯一可能性。
首先我們看看圖77a中電路的(1-2)轉換。
(1-2)轉換根據圖78a，在(1-2)轉換中複合電流從Imax變成IP。這個轉換由圖77a、b、c和d四個等效電路以及圖78b中顯示的對應時間間隔ta、tb、tc和td來表示。
間隔ta
圖77a和圖78b中的ta間隔對應第一個轉換開始之前的狀態1時間間隔。S1和S2都為ON，S』1和S』2為OFF。當S1指向OFF時這個間隔結束，(1-2)轉換開始，得到圖77b的電路。
間隔tb在間隔tb期間，電流Imax為S1的寄生電容充電(開始時在S1為ON的時刻之前是完全放電的)和為S』1和S』2開關兩端的寄生電容放電。因為這個電流包含直流成分I1+Im，所以這使這些寄生電容較快的充電和放電，因此使輸入開關S1寄生電容上的電壓快速上升。給定上述假設，這三個電容是交流方式並聯的。這個間隔在開關S』2兩端電壓VS』2下降到零且S』2的體二極體開始傳導的時候結束。因此，開關S』2由其寄生電容在零電壓自然指向ON。因為低壓時的二極體傳導由於二極體兩端的高電壓下降導致效率相當低，所以這也是開關S』2指向ON的實際時間(或相當於原來的S』2MOSFET指向ON)。由於MOSFET的低導通阻抗和相應的其兩端的低電壓下降，流過二極體的電流通過MOSFET器件分流，因此使輸出整流的傳導損耗達到最小。隨著S』2指向ON，開關S2同時指向OFF，這得到了對於圖78b中間隔tc有效的圖77c電路模型。請注意，如果開關S2指向OFF延遲了，那麼會後跟一個所有電壓鉗位在當前值的中間級，對於開關S1和S』1分別是Vg和VC-Vg。因為這個間隔只是延遲了(1-2)轉換的結束，顯然它是沒有價值和不必要的，因此應該通過如圖78b中的正確的驅動定時來避免。
間隔tc接下來由圖77c的等效電路描述了圖78b中間隔tc的特性，在此期間開關S1、S』1和S2為OFF，只有開關S』2為ON，分流其體二極體(圖77c中也以粗體顯示了體二極體來表示這個二極體首先開始傳導並觸發S』2指向ON的事實)。請注意，由於基本關係式(7)，I1+Im＝I2，電流i1+im-i2現在只包含各自的交流脈動成分IP＝Δi1+Δim-Δi2，使開關S1上的電壓上升與前面的間隔tb相比斜率減小。這個總交流脈動電流開始為S2兩端的電容充電，而同時它繼續為S1兩端的電容充電和為S』1兩端的電容放電，雖然是以比前面tb間隔中慢得多的速度。當開關S』1上的電壓達到零且該開關的體二極體如圖77d所示開始傳導時這個間隔結束。這具有將開關S1上的電壓鉗位在VC電平上的作用。這裡內部體二極體分流以減小傳導損耗，開關S』1可以在零電壓時指向ON，因此具有零開關損耗。
間隔td圖77d中的電路表示(1-2)轉換已經結束，與開關S1和S2同時為ON的圖77a開始狀態相比，現在開關S』1和S』2同時為ON。總起來說，在這個(1-2)轉換期間，所有開關在零電壓指向ON，達到(1-2)轉換的無損耗開關，因此沒有開關損耗。
(2-1)轉換圖80a的複合電流從負值IN變成正值Imin。(2-1)轉換由圖79a、b、c、d及圖80b顯示的它們各自的間隔ta、tb、tc、td來表示。
間隔ta圖80a和圖80b中的間隔ta對應於就在(2-1)轉換開始之前的狀態2時間間隔。開關S』1和S』2都為ON，S1和S2為OFF。當開關S』1指向OFF時這個間隔結束，(2-1)轉換開始，這得到表示間隔tb的圖79b電路。
間隔tb在這個由圖79b電路表示的間隔tb期間，電流IN為S』1兩端的寄生電容充電，為S1和S2兩端的寄生電容放電。這使這些寄生電容充電和放電較慢，因此使互補輸入開關S』1寄生電容上的電壓上升較慢。給定上面的假設，這三個電容是交流方式並聯的。當開關S2兩端電壓vs2下降到零且S2的體二極體開始傳導時這個間隔結束。因此，開關S2由其寄生體二極體在零電壓時指向ON，這樣通過MOSFET器件分流體二極體，因此使輸出整流的傳導損耗最小化。
間隔tc當開關S2指向ON時，開關S』2同時指向OFF，得到對圖80b中間隔tc有效的圖79c電路模型。請注意，現在如果開關S1指向ON如圖80b中虛線所示延遲了，那麼所有電壓將鉗位在當前值，即開關S1兩端為Vg，開關S』1兩端為VC-Vg，而開關S』2將停留在零電壓電平。轉換間隔的剩餘部分不能以無損耗開關方式完成。因此，開關S1必須在減小了的電壓上「硬性」指向ON，其寄生電容突然放電。因為該第三間隔tc沒有任何有用的功能，只會延遲轉換間隔的結束，所以理想情況應該是消除它。圖80b中的粗線顯示了當開關S1精確的在tb間隔結束時指向ON，從而完全消除了間隔tc時的情況。
間隔td與開關S1硬性指向ON相關的損耗主要包括開關S』2寄生體二極體中的逆回復損耗和有效電壓為Vg的開關S1、S』1和S』2兩端寄生電容的(CV2)/2損耗。因此圖79d顯示了(2-1)轉換完成之後的最後階段，其中開關S1和S2指向ON。圖79d也顯示了開關S』1寄生電容的最終電壓為VC，開關S』2寄生電容的最終電壓為Vg，是它們對於下一個(1-2)轉換的起始值。
現在讓人感興趣的是看到這種無損耗開關是如何的有效。顯然(1-2)轉換達到了無損耗開關，而由於開關S1的寄生電容不能在輸入電壓Vg之下放電，所以(2-1)轉換開關損耗減少了。一個非常簡單的分析揭示該開關損耗減少是非常有效的，特別是對於較高負荷比上的工作，例如當VC＝Vg/(1-D)＝5Vg時對於D＝0.8。開關S1兩端的寄生電容從高電壓VC＝5Vg放電到Vg電平，因此象通過計算電壓比平方一樣，只失去了部分存儲在開關S1、S』1和S』2上的能量。在這種情況下這轉化為25倍的能量損耗減少或節省如果開關S1在其上為全電壓VC＝5Vg時指向ON所損耗能量的96％。顯然對於很多實際應用，這樣的結果綽綽有餘了。請注意，在負荷比較低時，例如D＝0.25，硬開關間隔tc甚至會在更高百分比，即總阻塞電壓VC＝Vg/(1-D)＝1.33Vg的75％時開始，因此恢復了該轉換全部硬開關損耗的44％。因為，為了進一步減小開關損耗需要有諧振電感器。
有諧振電感器的非隔離變換器這裡我們參考圖64b中的波形1、2、3、4將前面討論的圖76a、b、c中的一種(1-2)轉換情形與四個關於(2-1)轉換諧振放電的不同情形(情形1、2、3、4)中的每一個進行組合，得到四個截然不同的無損耗開關情形。
(1-2)轉換(情形1、2、3、4)(1-2)轉換由圖81a、b、c、d、e和對應的圖82波形來表示。
間隔ta這對應於轉換開始之前狀態1間隔結束。如圖73a，S1和S2為ON，S』1和S』2為OFF。當S1指向OFF時該間隔結束，(1-2)轉換開始。
間隔tb電流i1和-iC1(iC1是圖81b中方向為負的輸入電容電流)的和為S1兩端的電容放電，為S』1兩端的電容充電。電流iC1的初始值為-im，因此開始時沒有電流流向S』2，如圖82iC1波形所示。隨著電壓vS1增加，諧振電感器上的電壓vr開始增加，這使iC1幅度減小。結果開關S』2中的電流不再為零，該開關的電容也從其初始值Vg放電。當這個電容完全放電且S』2的體二極體開始傳導時這個間隔結束。此時開關S』2在零電壓指向ON(因此沒有開關損耗)。
間隔tc電流i1和-ir繼續為S1的電容充電，為S』1的電容放電，如圖81c。電壓vr進一步增大，這進一步減小了ir的幅度。當開關S』1上的電壓達到零且S』1的體二極體開始傳導時這個間隔結束。現在S』1也可以無開關損耗的指向ON。
間隔td電壓vr現在由VC-Vg計算，因此ir的幅度象圖81d中一樣繼續線性減小。在這個或最後兩個子區間內的一些點上它變成負的(開始時它是im)。當iC1達到值i1-IP時，輸出開關S2的電流變成零。可控開關S2必須在這一點上指向OFF。
間隔te根據圖81e現在變成負的輸出開關S2的電流為開關S2的電容充電。在此間隔中iC1的初始值也是(1-2)轉換結束之後的最終值。因此，為了將S2的電容充電到其最終值(VC-Vg)，iC1必須稍稍低於下衝。這又使S2上的電壓上衝。結果是在Lr和CS2之間產生振蕩，如果沒有衰減將會繼續下去。如果諧振迴路中元件固有的寄生阻抗不足以衰減振蕩，那麼需要額外的R-C衰減網絡，它在D』到D的轉換結束之後也會衰減類似的振蕩。在間隔te結束時振蕩消失。
(2-1)轉換(情形1)這對應於早些以圖64b波形說明的情形1。這種情形由圖83(a-e)的五個等效電路和圖84顯示的五個子區間中對應的波形來說明。
間隔ta這個間隔表示轉換開始之前變換器的狀態。S1和S2為OFF，S』1和S』2為ON。當S2指向ON時這個間隔結束，轉換開始。
間隔tb這個間隔立即將電壓(VC-Vg)加到諧振電感器Lr兩端，這迅速的增加電流ir並在Lr中存儲額外的能量。這個間隔的長度控制這存儲能量的數量。將S』1開關指向OFF結束這個間隔。
間隔tc將S』1開關指向OFF也開始了電容CS1的諧振放電，諧振電流包括三個成分，每個成分會對輸入開關S1上電壓vS1的減小起作用。當這個電壓vS1降到最小時，S1開關必須指向ON，這結束了這個間隔。在這一剎那，諧振電流減小到零，輸入電容電流iC1等於電流i1，如圖84的iC1電流波形中所示。達到非常經常結束放電並在零電壓指向ON。在一些情形中，當工作負荷比低、輸入電壓非常高時，可能達不到零電壓，但是將大大減少開關損耗。實際上，試驗顯示在剩餘的硬開關電壓Vh＝VC/4上開關由於減少了電路諧振電流，得到較高的效率，這是達到更低的vS1所必需的。
間隔td當輸入開關S1指向ON時這個電流反向子間隔開始，其中輸入電容電流iC1＝i1。輸入電容電流以等於Vg/Lr的恆定速度線性減少，如圖84中iC1波形所示。在這個間隔期間的某一時刻，它變成零，然後反轉方向，達到穩態電流-im。當這種情況發生時，互補輸出開關S』2體二極體的電流變成零，因此體二極體指向OFF，開關S』2必須指向OFF。這結束了(2-1)轉換。
間隔te在此間隔期間，開關S』2的寄生電容CS』2以諧振的方式從其初始零值(S』2開關剛剛指向OFF的時刻之前)充電到其最終電壓值Vg。因此包括諧振電感器Lr和寄生電容CS』2的諧振電路感應S』2開關上的電壓振蕩，如圖84所示。可以通過使用R-C減振網絡象用於抑制在(1-2)轉換之後發生的類似振蕩一樣來衰減和減幅抑制這些振蕩。
(2-1)轉換(情形2)這對應於圖64b的情形2。這種情形由圖85(a-d)的四個等效電路和圖86顯示的四個子區間中對應的波形來說明。
間隔ta這個間隔表示轉換開始之前變換器的狀態。S1和S2為OFF，S』1和S』2為ON。當S』1指向OFF同時S2指向ON時這個間隔結束，轉換開始。
間隔tb
通過過早的將開關S2指向ON(在其體二極體指向ON之前)開始了諧振放電。但是由於在情形1存在的上升成分因為上升時間減小為零而消失了，所以這次只保留了兩個諧振電流成分。然而，只要兩個剩餘諧振電流成分中有一個幅度等於(VC-Vg)/RO，不管輸入電壓Vg幅度如何，就能夠在D＝0.5負荷比獨自將輸入開關電壓完全減小到零。
間隔tc與關於情形1的間隔td相同。
間隔td與關於情形1的間隔te相同。
(2-1)轉換(情形3)這對應於圖64b的情形3。這種情形由圖87(a-e)的五個等效電路和圖88顯示的五個子區間中對應的波形來說明。
間隔ta這個間隔表示恰好在轉換開始之前的狀態2間隔。S1和S2為OFF，S』1和S』2為ON。當S』1指向OFF時這個間隔結束，(2-1)轉換開始。
間隔tb根據圖87b中的電路模型，輸入開關S1的電容CS1以由IN/Cr計算的恆定速度放電。輸出開關S2在其電壓達到零之前指向ON以結束這個線性放電間隔，同時輸入開關電壓減小到VS1。
間隔tc將S2開關指向ON開始了諧振子區間和輸入開關寄生電容的放電，與上面情形2中一樣，也是具有兩個諧振電流成分，但是它們中的一個幅度減小，等於(VS1-Vg)/RO，使諧振放電的效率低於以前。當輸入開關S1上的電壓達到其最低值時，輸入開關S1必須指向ON，結束這個間隔。S1電壓的最小值取決於開關S2定時，即前一個間隔tb的長度。因為諧振過程以較高的初始電壓值開始，所以間隔tb越短，，最小值就越低。通過適當的S2定時可以使開關S1上的電壓最小值為零。但是，試驗顯示大約VC/4的最小值使效率較高。CV2損耗在硬開關情形之上按因數16減小。但是由於使S1電壓更低需要更大的電路電流，所以進一步減小導致損耗增加。
間隔td與情形1的子區間td相同。
間隔te與情形1的子區間te相同。
(2-1)轉換(情形4)這對應於圖64b的情形4。這種情形由圖89(a-e)的五個等效電路和圖90中顯示的五個子區間中對應的波形來說明。
間隔ta這個間隔表示轉換開始之前的間隔。S1和S2為OFF，S』1和S』2為ON。當S』1指向OFF時這個間隔結束，該轉換開始。
間隔tb開關S1、S』1和S2為OFF，S』2為ON，如圖89b的電路中所示。輸入開關S1和輸出開關S2的寄生電容以相同的恆定速度IN/Cr放電。當輸入開關S2兩端的電壓達到零且輸入開關S1上的電壓減小到Vg時結束這個線性放電子區間。這將輸出開關S2的體二極體指向ON，如圖89c所示，此時輸出MOSFET開關S2指向ON以分流其體二極體，減少傳導損耗。
間隔tc將輸出開關S2指向ON時開始諧振放電子區間，如圖89c電路中所示，(體二極體指向ON足以開始諧振)。在這種情形下，因為在情形3中存在的第二諧振電流成分消失了，所以只剩下一個諧振電流放電成分。也如在同一波形中看到的，由於這個成分在減小電壓中效用最差，所以輸入開關S1上的電壓在Vg之下的減小是最小的。因為Vr3＝ROIN，所以為了增加其效用需要增加IN和/或特性阻抗RO，兩者都可能減少由無損耗開關帶來的損耗減少。
間隔td與情形1的子區間td相同。
間隔te與情形1的子區間te相同。
請注意，在上面的情形中，如果輸出開關和互補輸出開關不是使用可控MOSFET開關，而是由簡單的二極體電流整流器實現，那麼將可以得到完全相同的波形和相同的狀態。
隔離直流—直流變換器在隔離直流—直流變換器中，諧振電感器的作用是由圖62a中顯示的隔離變壓器的漏電感Lr來實現的。除了象參考圖62b解釋的按比例決定電壓之外，無損耗開關工作遵照與上面關於有諧振電感器的非隔離變換器的概述相同的情形。
試驗驗證進行了很多試驗來驗證由如下兩類變換器的基本實施方案帶來的性能1.圖27無電隔離的直流變壓器開關變換器；2.圖40b有電隔離的隔離直流變壓器開關變換器。
直流變壓器開關變換器進行了幾個試驗來驗證下列圖27直流變壓器開關變換器的關鍵特性1.高直流過載能力；2.無諧振電感器、只使用定時控制的軟開關性能；3.輸入電感器零脈動電流。
為額定50W、10V輸出構造圖27直流變壓器開關變換器的原型。輸入電壓根據使用的測試類型位於13V到20V範圍之內。使用的開關頻率固定在200kHz。對於試驗原型使用了下列元件值S1和S』1是IRF 3710(100V/28mΩ)；S2和S』2是SUP70N06-14(60V/14mΩ)；C＝2×4.4μF/100V；C1＝5×10μF/50V；C2＝2200μF/25V；直流變壓器的體積為0.83in3。
過載電流測試對於這些測試使用了最簡單的軟開關方法，只使用了正確的開關驅動定時，沒有附加的諧振電感器，因此對於過載電流測試Lr＝0。為了測試大過載能力，首先構造在UU型磁芯結構的任一臂上都沒有氣隙的直流變壓器。調整變換器使其工作在指定負荷比D＝0.8，10V時輸出電流為5A，這樣輸入電壓大約為13V。圖91a中以2μs/div時間刻度顯示了三個電感器在這些指定條件下的脈動電流。請注意，由於仍然存在交流電壓失配，所以輸出電感器脈動電流峰值為5A，而i1和im的峰值分別是2A和3A。
在這些指定條件和5A負載電流之下測量的效率為95.45％。請注意，因為沒有使用最新的元件，例如導通電阻最低的器件，所以構造的試驗原型設計是用於測試過載電流性能，而不是使效率達到最佳。
接下來使原型設計承受脈動頻率為1Hz、脈衝持續時間(過載持續時間)為ms的高脈衝過載電流來測試過載電流能力。如圖91b所示(2μs/div時間刻度)，對於大約2300％(百分之兩千三百)的有效過載驗證了118A的過載能力。請注意，顯示只有輸出電感器電流的輕微飽和(i2脈動電流增加)，而另兩個電感器電流i1和im只輕微改變。
為了合乎比例的估計這種過載的幅度，讓我們將這種設計與另一種沒有使用直流變壓器，但使用了兩個分離磁芯的設計進行比較一個磁芯用於將輸入電感器和中間電感器組合成一個圖29a的單磁芯，另一個如圖29c具有相應氣隙的分離磁芯用於帶有直流偏壓的輸出電感器。兩個分離的磁芯各自必須支持5倍的120A或600安培匝數以避免飽和。因此，為了避免飽和，根據每10直流安培匝數2mil的氣隙標準，每個必須具有120mil或3cm的總氣隙，這將得到0.25T(特斯拉)的直流磁通密度。對於這樣的氣隙，由於鐵氧體材料實際上對於將電感等級提高到空心線圈電感之上毫無作用，所以最好還是完全不考慮它。結果所有繞組中的交流脈動電流將是巨大的、不實用的。然而本發明的直流變壓器能夠支持所有那2,300％的輸出直流電流負載，無論如何沒有氣隙而且所有的脈動電流還處於與具有額定5A負載電流相同的等級。
軟開關測試圖92a顯示了使用沒有氣隙的直流變壓器得到的軟開關性能和開關S1和S2的電壓。圖92b顯示了在除了直流變壓器變成包括6mil氣隙之外相同條件下得到的相同的波形。請注意，在後一個情形中可考慮較快的轉換，原因是直流變壓器磁化電感減小了，這又導致交流脈動電流成比例的增加和較快的轉換。如果通過增加氣隙將變換器調整到輸出電感器具有零脈動電流，甚至可以獲得更快的轉換。因此，因為零或接近於零的輸出電感器脈動電流使軟開關轉換較快，所以工作在此條件下是有好處的，因此即使在非常高的開關頻率也能有清晰的邊界和較高的負荷比。
輸出電感器脈動電流測試接下來對直流變壓器進行輕微修改，使得在較低的負荷比觀察到零輸出脈動電流現象。這樣，對於具有6mil集中氣隙的原始設計，要增加另一個6mil的絕緣間隔紙片，使得在放置輸出電感器L2的磁臂上具有12mil的總氣隙，在放置電感器Lm的磁臂上具有6mil的氣隙。當輸出電壓變成13.3V時，觀察到圖93a中以1μs/div時間刻度顯示的輸出零脈動電流。圖93a中上面的描繪線顯示了由5A直流電流疊加了脈動電流的總電流i2。圖92a中第二個描繪線只顯示了脈動電流的放大波形，顯示了大約0.2A的峰峰值脈動，包括由於不理想而產生的跳躍。跳躍主要是由於在軟開關轉換期間電感器上的電壓不匹配的事實。如果電感器沒有耦合就看不到跳躍。時間刻度為1μs/div的圖93b是出於參考的目的而包括進來的，該圖顯示了輸出脈動電流在工作點通過輸入電壓增加到14V而遷移時增加到1A。
隔離直流變壓器開關變換器進行了幾個試驗來驗證下列圖40b隔離直流變壓器開關變換器的關鍵特性1.輸入電感器和輸出電感器脈動電流的測量；2.藉助隔離變壓器漏電感的軟開關；3.寬輸入電壓範圍內的高效率。
構造一個為整流交流電源線工作的實際離線變換器的原型以測試隔離直流變壓器開關變換器。從210V到390V的輸入直流電壓轉換到100W額定功率和工作在200kHz開關頻率的5V輸出直流電壓。具有下列值的元件用於圖40b的變換器C＝47nF；C1＝1μF；C2＝3×1200μF；Q1＝＞STU10NB80；Q1』＝＞STP4NB80FP；Q2Q2』＝＞STV160NF03L使用圖37b定製的磁芯結構和圖37a的隔離直流變壓器開關變換器來構造隔離直流變壓器。使用鐵氧磁體材料來製造有三個磁臂的定製磁芯。隔離直流變壓器的體積為0.79in3。
輸入和輸出電感器脈動電流測量首先在兩個工作點測量脈動電流性能。波形以下列順序顯示。上面的描繪線是主開關S1漏極到源極的電壓。第二描繪線是隔離變壓器初級電流，第三個描繪線是以0.5A/div刻度顯示的輸入電感器電流脈動，下面的描繪線是以2A/div刻度顯示的輸出電感器電流脈動。圖94a顯示了在270V直流輸入電壓獲得的這些波形。因為輸入電感器脈動電流實際上是零脈動電流，所以其峰峰值只有100mA左右。輸出電感器脈動電流也非常小，測量的峰峰值為1A左右。考慮到額定直流負載電流為20A，這是非常低的脈動電流。
圖94b中顯示了對於380V輸入直流電壓獲得的另一組測量值。請注意，象預計的一樣，對於這種負荷比的大幅變化，輸入電感器脈動電流實際上保持在相同的100mA低脈動不變，這得到了極好的EMI噪聲特性。還請注意，在輸入電感器或輸出電感器電流中不存在任何尖脈衝，這無疑說明了變換器軟開關性能的有效性。但是輸出電感器脈動電流峰峰值增加到4A。
使用變壓器漏電感的軟開關在隔離變壓器的情形中，不需要諧振電感器，原因是使用隔離變壓器的漏電感來代替它了。圖95a、圖95b和圖95c中記錄了軟開關性能。在這些圖中上面的描繪線表示主開關S1的漏極到源極電壓，下面的兩個描繪線是兩個同步整流器開關S2和S』2的漏極到源極電壓。圖95a既顯示了(1-2)轉換，又顯示了(2-1)轉換。圖95b顯示了與圖95a相同的描繪線，但放大了以展示(1-2)轉換。最後，圖95c顯示了關於(2-1)轉換的放大描繪線。如從波形所看到的，顯示的藉助漏電感的軟開關在減少開關損耗中非常有效，得到清晰的和快速的轉換邊界。
根據提出的兩種機制中任一種的軟開關除了其消除或大幅減少開關損耗的主要功能之外，還有兩個同樣重要的實用優點1.輸入高電壓器件的無損耗開關轉換得到它們沒有尖脈衝的電壓波形，因此使這些器件與硬開關模式相比電壓應力大大減少。從而可以使用額定電壓較低的器件，也使它們的傳導損耗較低，溫度上升較低，最後達到更為可靠的工作；2.(1-2)轉換和(2-1)轉換的無損耗轉換邊界使電磁幹擾(EMI)問題大為減少，這個問題在硬開關模式中由於高電壓過衝頭峰和電壓波形中的減幅振蕩而非常嚴重。這最終去掉了對窄帶濾波器和大功率EMI濾波器的需要，這將在它們硬開關相對物之上進一步提高總效率。
效率測量效率測量在從210V到360V的工作範圍內進行測量，圖96中顯示了得到的數據。為了突出顯示變換器自身的性能，效率測量沒有包含驅動損耗，而是只包含了功率級損耗。雖然測量是對100W輸出功率進行的，但由於其固有的高直流過載能力，變換器可以在150W連續工作，而效率只有大約1％的輕微下降。在寬電壓範圍上95％的高效率顯然要歸功於新型隔離直流變壓器開關變換器。
效率優化構造工作在150kHz開關頻率、隔離50V到5V、100W變換器的試驗原型，目的是使效率最優化。選擇圖45隔離直流變壓器開關變換器，包括一個放置在體積為0.23in3的RM-7標準磁芯上、與輸出串聯的小外部電感器。構造的隔離直流變壓器對於隔離變壓器的初級有3個線圈，對於輸出電感器有兩個線圈。這種選擇結合固有的漏電感使輸出電感器脈動電流在負荷比DZR＝0.55時為零。用於直流變壓器的磁芯是來自Magnetic公司的標準UU磁芯，由P型鐵磁材料製成。兩個這樣的UU磁芯層疊在一起且完全纏繞，使總體積為1.76in3。圖97顯示了在38V到66V輸入直流電壓範圍上的效率特性曲線。請注意，在整個工作範圍內保持了超過96％的高效率。
結束語即使是粗略的看一下當前最新的開關直流—直流變換器，不管它們的功率，也能發現磁性元件支配著變換器的總體積和重量，造成了超過一半的總損耗。
過去幾乎所有對減小磁性元件的體積，從而減小變換器的體積和重量的努力導致過度增加開關頻率。雖然增加開關頻率最初使磁性元件體積縮小，但大大增加的磁性元件中的功率損耗(磁芯損耗、集膚效應和鄰近效應)以及半導體器件的開關和驅動損耗，很快減小了回報增加的損耗需要更大體積和重量的散熱片來散熱，使元件溫度上升減小到可接受的水平。最後，儘管磁性元件較小，但幾乎沒有減小變換器的總體積。因此，成功的解決方案必須能既大大減小磁性元件的體積，也充分提高中等開關頻率的效率。
本發明滿足這兩個要求。直流變壓器新的磁性元件結合特殊的開關電路，使變換器所有另外單獨的磁性元件以從未有過的方式組合成一個單共用磁芯。在各個磁繞組中存在非常有害的大直流偏壓電流，因此以這樣的方式來處理它們對應的大直流磁通，即對於任意工作負荷比D將共用磁芯中的總直流磁通減小到零。到現在為止認為是開關變換器磁性元件一個必不可免部分的大氣隙在新型直流變壓器中完全去掉了。在過去看來是不可避免的事物，即以前一直存在的氣隙中的直流能量存儲也完全去掉了。得到的磁性結構工作類似一個根本沒有直流磁通偏壓的交流變壓器，因此工作的開關變換器相應的減小了體積，提高了效率。此外，由於直流安培匝數自抵消，已經證明新的直流變壓器可以輕鬆的以巨大的直流過載能力工作，其直流過載能力比額定負載電流大一個幅度等級。
本發明的另一個方面是實現了特殊的無損耗開關工作，使高電壓開關器件在零電壓指向ON，從而沒有開關損耗，而低電壓開關器件的開關損耗可忽略不計。這與在中等開關頻率上的工作一起使變換器的效率進一步提高，體積進一步減小，以及大大減小輻射EMI噪聲和半導體開關器件上的低應力，從而增加變換器可靠性。
具有獨特直流變壓器結構和特殊無損耗開關工作的新型變換器得到了意料不到、令人驚訝的結果，即大大減小了磁性元件的體積和重量，同時有驚人的效率提高和過載能力的增加，如超過96.5％效率的試驗隔離50V到5V、100W變換器所說明的。為了比較，當前最新變換器以90％的效率工作，功率損耗比本發明的功率損耗高200％到300％。
最後，本發明提供了額外的性能提高，例如輸入在寬工作範圍內脈動電流為零以及輸出對於有限的工作範圍脈動電流為零，這有助於減少傳導EMI噪聲。
雖然在這裡已經描述和說明了本發明的特定實施方案，但要認識到，那些本領域中的熟練技術人員可以容易的進行修改。因此，意圖是將權利要求解釋成涵蓋這樣的修改及其等效形式。
權利要求
1.一種變換器，用於從連接在輸入端和共用輸入端之間的直流電壓源提供電源給連接在輸出端和共用輸出端之間的直流負載，該變換器包括一個輸入電感器繞組、一個中間電感器繞組和一個輸出電感器繞組，放置在一個共用磁芯上形成了一個直流變壓器，每個繞組有一個點標記端和另一個未標記端，由此加在該中間電感器上的交流電壓在輸入和輸出電感器繞組中感應出交流電壓，這樣施加的交流電壓和感應的交流電壓在輸入、輸出和中間電感器繞組的點標記端同相；一個輸入電感器繞組，其點標記端與輸入端連接，形成直流變壓器的輸入繞組；一個輸出電感器繞組，其點標記端與輸出端連接，形成直流變壓器的輸出繞組；一個中間電感器繞組，其點標記端與共用輸入端和共用輸出端連接，形成直流變壓器的中間繞組；一個輸入電容，一端與輸入電感器繞組的未標記端連接，輸入電容的另一端與中間電感器繞組的未標記端連接；一個輸入開關，一端與與共用輸入端連接，另一端與輸入電感器繞組的未標記端連接；一個輸出開關，一端與共用輸出端連接，另一端與輸出電感器繞組的未標記端連接；一個互補輸出開關，一端與輸出電感器繞組的未標記端連接，該互補輸出開關的另一端與中間電感器繞組的未標記端連接；一個支路，包括一個互補輸入開關和一個輔助電容，該互補輸入開關的一端與輔助電容的一端連接，而互補輸入開關的另一端與輔助電容的另一端構成該支路的端點；開關定時控制裝置，用於為輸入開關、互補輸入開關、輸出開關和互補輸出開關提供精確的指向ON和指向OFF的順序和定時；用於將支路的端點與變換器連接的裝置，由此在狀態2間隔期間流經該支路的電流等於流入輸入電感器繞組點標記端的輸入電感器電流和流入中間電感器繞組點標記端的中間電感器電流的和減去流出輸出電感器繞組點標記端的輸出電感器電流；其中輸入開關、輸出開關和互補輸出開關是半導體開關器件，能夠在指向ON期間在至少一個方向傳導電流，在指向OFF期間維持至少一個方向上的電壓；其中互補輸入開關是半導體電流雙向開關器件，能夠在指向ON期間在兩個方向傳導電流，在指向OFF期間維持至少一個方向上的電壓；所述半導體開關器件和半導體電流雙向開關器件以高的切換頻率指向ON和OFF，其中變換器的直流—直流電壓轉換比與負荷比D成線性關係；其中對於處於0到1範圍內的負荷比D，輸入電感器繞組中的直流電流和中間電感器繞組中的直流電流流入輸入和中間電感器繞組的點標記端，而輸出電感器繞組中的直流電流流出輸出電感器繞組的點標記端；其中對於處於0到1範圍內的負荷比D，輸入電感器繞組和中間電感器繞組的直流電流的和等於輸出電感器繞組直流電流的幅度；其中直流變壓器包括匝數相等的輸入、輸出和中間電感器繞組，在負荷比D，輸入電感器繞組和中間電感器繞組的直流安培匝數為正，產生相加的正直流磁通，而輸出電感器繞組的直流安培匝數為負，產生負的直流磁通，使共用磁芯中的淨直流磁通為零；其中共用磁芯沒有氣隙；藉此，共用磁芯中淨直流磁通為零使輸入、中間和輸出電感器繞組的電感增加，變換器過載能力增加，以及藉此，直流變壓器連同輸入電感器繞組、輸出電感器繞組和中間電感器繞組，得到從輸入電感器繞組到輸出電感器繞組的有效直流—直流電源轉換，同時減少了直流變壓器共用磁芯中的能量存儲，從而通過減小共用磁芯的體積和重量減小了變換器的體積和重量，而且同時增加了變換器的效率和過載能力，減小了電磁幹擾。
2.如權利要求1中定義的變換器，其中共用磁芯是UU磁芯；其中輸入電感器繞組和中間電感器繞組並排放置在UU磁芯的一個臂上；其中輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上；藉此，輸入電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動電流大體為零；藉此，輸出電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使輸出電感器繞組中的脈動電流減小，以及藉此，UU磁芯和輸入、中間和輸出電感器繞組形成了A類直流變壓器。
3.如權利要求2中定義的變換器其中氣隙位於UU磁芯的另一個臂上，與輸出電感器繞組一起構成了一個輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的交流電壓分壓器；以及其中對於固定的負荷比D，交流電壓分壓器將輸出電感器繞組中的感應交流電壓與加在輸出電感器繞組上的交流電壓匹配；藉此，對於該固定的負荷比D，輸出電感器繞組中的直流電流具有大體為零的脈動電流，以及藉此，具有氣隙的UU磁芯和輸入、中間和輸出電感器繞組形成了B類直流變壓器器件。
4.如權利要求3中定義的變換器，包括一個與輸出電感器繞組串聯的外部電感器，以減少輸出電感器繞組中的脈動電流。
5.如權利要求3中定義的變換器，其中輸入和中間電感器繞組具有相同的匝數，與輸出電感器繞組的匝數不同，藉此，調整輸出電感器繞組的匝數使輸出電感器繞組中的感應交流電壓與加在輸出電感器繞組上的交流電壓匹配，在額定負荷比D上在輸出電感器繞組中得到大體為零的脈動電流；藉此，具有氣隙的UU磁芯、輸入和中間電感器繞組和匝數與輸入和中間電感器繞組不同的輸出電感器繞組形成了C類直流變壓器器件。
6.如權利要求5中定義的變換器，包括一個與輸出電感器繞組串聯的外部電感器，以減少輸出電感器繞組中的脈動電流。
7.如權利要求3中定義的變換器，其中共用磁芯包含一個沒有繞組的獨立漏磁臂和一個位於包括共用磁芯的磁通路徑中的氣隙，其中調整氣隙使輸出電感器繞組在固定負荷比D上具有大體為零的脈動電流，藉此，漏磁臂增加了輸出電感器繞組和輸入與中間電感器繞組之間的漏電感，使輸出電感器繞組中的脈動電流減少，以及藉此，具有漏磁臂的共用磁芯和輸入、中間和輸出電感器繞組形成了D類直流變壓器器件。
8.如權利要求1中定義的變換器，其中共用磁芯是一個EE磁芯；其中輸入電感器繞組和中間電感器並排放置在EE磁芯的中央臂上；其中匝數與輸出電感器繞組相同的附加輸出電感器繞組與輸出電感器繞組串聯，這樣附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的交流電壓在點標記端同相併相加；其中附加輸出電感器繞組放置在EE磁芯的一個外側臂上，輸出電感器繞組放置在EE磁芯的另一個外側臂上；藉此，輸入電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動電流大體為零；藉此，附加輸出電感器繞組、輸出電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的脈動電流減小，以及藉此，EE磁芯和輸入、中間、輸出和附加輸出電感器繞組形成E類直流變壓器器件。
9.如權利要求8定義的變換器，其中氣隙位於具有附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的EE磁芯的各個外側臂上，構成附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的漏電感和磁化電感之間的交流電壓分壓器；其中對於固定的負荷比D，交流電壓分壓器將附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的感應交流電壓與加在附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的相應交流電壓匹配；藉此，對於該固定的負荷比D，輸出電感器繞組中的直流電流具有大體為零的脈動電流，以及藉此，具有氣隙的EE磁芯和輸入、中間、輸出和附加輸出電感器繞組形成了F類直流變壓器器件。
10.如權利要求1中定義的變換器，還包括一個獨立的諧振電感器與輸入電容串聯，其中從中選擇直流變壓器的組包括(i) A類直流變壓器器件(ii) B類直流變壓器器件(iii)C類直流變壓器器件(iv) D類直流變壓器器件(v) E類直流變壓器器件(vi) F類直流變壓器器件其中輸入開關、互補輸入開關、輸出開關和互補輸出開關是半導體電流雙向開關器件，能夠在指向ON期間雙向傳導電流，在指向OFF期間在一個方向上保持電壓，該半導體電流雙向開關器件的模型由一個理想開關、一個寄生體二極體和一個寄生電容並聯組成；其中開關定時控制裝置包括精確的半導體電流雙向開關器件的電控操作，藉此，在每個連續的開關工作周期TS期間達到(1-2)轉換和(2-1)轉換，其中(1-2)轉換和(2-1)轉換比開關工作周期TS短，開關定時控制裝置為各個開關提供控制信號如下(1-2)轉換開始於輸入開關指向OFF，當互補輸出開關上的電壓減小到零時，開關定時控制裝置為互補輸出開關提供控制信號使其在零電壓以零開關損耗指向ON，(1-2)轉換持續到互補輸入開關上的電壓減小到零，此時開關定時控制裝置為互補輸入開關提供信號，也使其在零電壓以零開關損耗指向ON，(1-2)轉換持續到通過輸出開關的電流減小到零，使這個時刻成為輸出開關必須指向OFF以結束(1-2)轉換的最後時刻；(2-1)轉換開始於首先有意在互補輸入開關指向OFF之前將輸出開關指向ON，使諧振電感器中的電流上升一個額外的幅度，該幅度與諧振電感(Lr)電感成反比，與輔助電容兩端的直流電壓和直流電壓源的直流電壓的電壓差成正比，與這個上升子區間成正比，在上升子區間期間輸出開關和互補輸入開關都為ON，當互補輸入開關指向OFF時，在這個諧振子區間期間發生輸入開關兩端寄生電容諧振放電，同時互補輸入開關兩端寄生電容諧振放電，在此期間總諧振電流包括三個截然不同的電流成分，第一個是具有上面定義的額外幅度的餘弦諧振電流成分，第二個是一個正弦諧振電流成分，其幅度與輔助電容兩端的直流電壓和直流電壓源的直流電壓的電壓差成正比，與由諧振電感器和由輸入開關和互補輸入開關寄生電容並聯組成的諧振電容組成的諧振電路的特性阻抗成反比，第三個是一個餘弦諧振電流成分，幅度等於諧振電感器在輸出開關指向ON時的初始電流值，在輸入開關寄生電容完全放電的時刻，開關定時控制裝置為輸入開關提供一個控制信號，使其在零電壓以零開關損耗指向ON以結束諧振子區間，(2-1)轉換繼續一個電流反向子區間，在此期間輸入電容電流從與輸入電感器電流相同反向到相反方向的電流，幅度等於中間電感器的電流，此時通過互補輸出開關的電流減小到零，使這個時刻是互補輸出開關必須指向OFF以結束(2-1)轉換的最後時刻；其中諧振電容大大高於輸出開關和互補輸出開關兩端寄生電容的電容。
11.如權利要求10中定義的變換器，其中(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF且同時輸出開關指向ON，以開始輸入開關兩端寄生電容的諧振放電，同時開始互補輸入開關兩端寄生電容的諧振充電，總諧振電流包括兩個截然不同的電流成分，第二個正弦諧振電流成分和第三個餘弦諧振電流成分，在輸入開關寄生電容的電壓達到最小值時，輸入開關在減小了的電壓以減小了的開關損耗由開關裝置指向ON，結束了該諧振子區間，(2-1)轉換持續到通過互補輸出開關的電流減小到零，使這個時刻成為互補輸出開關必須指向OFF以結束這個電流反向子區間和(2-1)轉換的最後時刻，以及藉此，在(2-1)轉換期間，已經存儲在諧振電感器之中的能量利於輸入開關寄生電容的諧振放電和電壓減小，結束的(2-1)轉換開關損耗減少了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，增加了變換器的效率，減少了電磁幹擾。
12.如權利要求10中定義的變換器，其中(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF以開始輸入開關兩端寄生電容的線性放電，在輸入開關兩端電壓下降到直流電壓源電平之前，輸出開關指向ON以強制輸入開關兩端寄生電容諧振放電，總諧振電流包括兩個截然不同的電流成分，第二個正弦諧振電流成分，與輸入開關兩端在輸出開關指向ON時呈現的電壓和直流電壓源的直流電壓的電壓差成正比，與特性阻抗成反比，和第三個餘弦諧振電流成分，在輸入開關兩端電壓達到最小值時，輸入開關由開關裝置在減小了的電壓上、以減少了的開關損耗指向ON以結束諧振子區間，(2-1)轉換持續到通過互補輸出開關的電流減小到零，使這個時刻成為互補輸出開關必須指向OFF以結束電流反向子區間和(2-1)轉換的最後時刻，以及藉此，在(2-1)轉換期間，互補輸入開關和輸出開關都指向OFF，在諧振放電之後提供線性放電，進一步減小輸入開關兩端寄生電容的電壓，輸入開關和輸出開關在減小的電壓上指向ON以結束(2-1)轉換，同時開關損耗減少了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，增加了變換器的效率，減少了電磁幹擾。
13.如權利要求10中定義的變換器，其中(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF以開始輸入開關兩端寄生電容的線性放電，當輸入開關的電壓下降到直流電壓源電平時，輸出開關在零電壓以零開關損耗指向ON以強制輸入開關兩端寄生電容諧振放電，其諧振電流只包括第三個餘弦諧振電流成分，在輸入開關的電壓達到最小值時，輸入開關由開關定時控制裝置在低於直流電壓源電平的電壓上、以減少了的開關損耗指向ON以結束諧振子區間，(2-1)轉換持續到通過互補輸出開關的電流減小到零，使這個時刻成為互補輸出開關必須指向OFF以結束電流反向子區間和(2-1)轉換的最後時刻，當第三個餘弦諧振電流成分的幅度與特性阻抗的乘積等於直流電壓源的電壓時，輸入開關在零電壓指向ON，使所有半導體電流雙向開關器件上的開關損耗為零，以及藉此，在(2-1)轉換期間，輸出開關恰好在輸出開關寄生體二極體開始傳導時、在零電壓以零開關損耗指向ON，因此減少了寄生體二極體的電流傳導損耗，輸入開關在減小了的電壓上指向ON以結束(2-1)轉換，同時開關損耗減少了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，增加了變換器的效率，減少了電磁幹擾。
14.如權利要求10中定義的變換器，其中輸出開關和互補輸出開關是兩端電流整流器開關，指向ON或指向OFF以響應由輸入開關和互補輸入開關的電控開關導致的變換器工作狀態和情況；其中開關定時控制裝置包括精確的輸入開關和互補輸入開關的電控操作，藉此，在每個連續的開關工作周期TS期間完成(1-2)轉換和(2-1)轉換，其中(1-2)轉換和(2-1)轉換比開關工作周期TS短，開關定時控制裝置為各個開關提供控制信號如下(1-2)轉換開始於輸入開關指向OFF，當互補輸出整流器開關上的阻塞電壓減小到零時，互補輸出整流器開關開始傳導，從而自動在零電壓以零開關損耗指向ON，(1-2)轉換持續到互補輸入開關上的電壓減小到零，此時互補輸入開關由開關定時控制裝置在零電壓以零開關損耗指向ON，而輸出整流器開關由輸出整流器開關兩端由變換器施加的反向偏壓指向OFF；(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF，以開始輸入開端兩端寄生電容的線性放電，當輸入開關兩端電壓下降到直流電壓源電平時，輸入整流器開關兩端的阻塞電壓為零，從而輸出整流器開關自動以零開關損耗指向ON，強制輸入開關兩端寄生電容諧振放電，其諧振電流只包括第三個餘弦諧振電流成分，當輸入開關兩端電壓達到最小值時，輸入開關由開關定時控制裝置在減小到低於直流電壓源電平的電壓上以減少了的開關損耗指向ON，同時互補輸出整流器開關由阻塞電壓自動指向OFF以結束諧振子區間，以及藉此，不需要用於輸出整流器開關和互補輸出整流器開關的控制和驅動電路，當第三個餘弦諧振電流成分的幅度和特性阻抗的乘積等於直流電壓源的電壓時，輸入開關也在零電壓指向ON，使兩個半導體電流雙向開關器件和兩個兩端電流整流器開關上的開關損耗為零，以及藉此，在(2-1)轉換期間，輸出整流器開關自動在零電壓以零開關損耗指向ON，輸入開關在減小了的電壓上指向ON以結束(2-1)轉換，同時開關損耗減小了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，變換器效率提高了，電磁幹擾減小了。
15.如權利要求10中定義的變換器，其中互補輸出開關是一個兩端電流整流器開關，其指向ON或指向OFF以響應由輸入開關、互補輸入開關和輸出開關的電控開關導致的變換器工作狀態和情況；藉此，不需要用於互補輸出整流器開關的控制和驅動電路。
16.如權利要求10中定義的變換器，還包括一個外部電容，與互補輸入開關並聯以延長(1-2)轉換並減小輸入開關的開關損耗。
17.如權利要求10中定義的變換器，其中諧振電感器電感為零，即它是短路的，因此輸入電容的另一端與中間電感器的另一端連接；其中(1-2)轉換開始於輸入開關指向OFF以開始互補輸入開關兩端寄生電容的線性放電，當互補輸出開關兩端電壓減小為零時，這個開關由開關定時控制裝置在零電壓以零開關損耗指向ON，而同時輸出開關指向OFF，互補輸入開關寄生電容繼續線性放電，但是速度降低了，直到互補輸入開關兩端的電壓減小為零，此時互補輸入開關以零開關損耗指向ON；其中(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF以開始輸入開關兩端寄生電容的線性放電，當輸入開關兩端電壓下降到直流電壓源電平時，輸出開關由開關定時控制裝置在減小了的電壓以減小了的開關損耗指向ON，輸出開關由開關定時控制裝置同時指向ON，輸出開關兩端電壓為零，開關損耗為零，同時互補輸出開關由開關定時控制裝置指向OFF以結束(2-1)轉換；
18.如權利要求17中定義的變換器，其中輸出開關和互補輸出開關是兩端電流整流器開關，指向ON或指向OFF以響應由輸入開關和互補輸入開關的電控開關導致的變換器工作狀態和情況；其中開關定時控制裝置包括精確的輸入開關和互補輸入開關的電控操作，藉此，在每個連續的開關工作周期TS期間完成(1-2)轉換和(2-1)轉換，其中(1-2)轉換和(2-1)轉換比開關工作周期TS短，開關定時控制裝置為各個開關提供控制信號如下(1-2)轉換開始於輸入開關指向OFF，當互補輸出整流器開關兩端的阻塞電壓減小到零時，互補輸出整流器開關開始傳導，從而自動在零電壓以零開關損耗指向ON，(1-2)轉換持續到互補輸入開關上的電壓減小到零，此時互補輸入開關由開關定時控制裝置在零電壓以零開關損耗指向ON，而輸出整流器開關由輸出整流器開關兩端由變換器施加的反向偏壓指向OFF；(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF，以開始輸入開端兩端寄生電容的線性放電，當輸入開關兩端電壓下降到直流電壓源電平時，輸入整流器開關兩端的阻塞電壓為零，從而輸出整流器開關自動以零開關損耗指向ON，同時輸入開關由開關定時控制裝置在減小到直流電壓源電平的電壓上以減少了的開關損耗指向ON，而互補輸出整流器開關由阻塞電壓自動指向OFF以結束(2-1)轉換，以及藉此，不需要用於輸出整流器開關和互補輸出整流器開關的控制和驅動電路，；藉此，在(2-1)轉換期間，輸出整流器開關自動在零電壓以零開關損耗指向ON，輸入開關在減小了的電壓上指向ON以結束(2-1)轉換，同時開關損耗減小了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，變換器效率提高了，電磁幹擾減小了。
19.如權利要求18中定義的變換器，其中開關定時控制裝置為各個開關提供控制信號如下(1-2)轉換開始和結束於輸入開關指向OFF，同時互補輸入開關指向ON，此時輸出整流器開關自動指向ON，互補輸出整流器開關自動指向OFF，以及(2-1)轉換開始和結束於輸入開關指向ON，同時互補輸入開關指向OFF，此時輸出整流器開關自動指向OFF，互補輸出整流器開關自動指向ON。
20.如權利要求10中定義的變換器，其中中間電感器包括一個自耦變壓器；其中自耦變壓器繞組的點標記端與共用輸入端和共用輸出端連接，自耦變壓器繞組的未標記端與互補輸出開關的另一端連接，自耦變壓器繞組的抽頭端與輸入電容的另一端連接；其中自耦變壓器的繞組與輸入電感器繞組和輸出電感器繞組一起放置在共用磁芯上，形成了一個直流自耦變壓器；其中變換器的直流—直流電壓轉換比與負荷比D成線性關係；其中輸入電感器繞組的匝數與自耦變壓器點標記端和抽頭端之間的匝數相同，輸出電感器繞組具有與自耦變壓器繞組相同的匝數，藉此，對範圍從0到1的負荷比D，在共用磁芯中達到零直流磁通；其中共用磁芯沒有氣隙，藉此共用磁芯中的零直流磁通使輸入和輸出電感器繞組和自耦變壓器繞組的電感增加，從而使變換器過載能力增加，以及藉此，直流自耦變壓器結合輸入電感器繞組、輸出電感器繞組和自耦變壓器繞組，使輸入直流電壓源和直流負載之間的轉換比提高，提供了從輸入電感器繞組到輸出電感器繞組的有效直流—直流電源變換，直流自耦變壓器共用磁芯中存儲的能量減少了，從而通過減小共用磁芯的體積和重量來減小變換器的體積和重量，同時增加了效率和變換器過載能力，減小了電磁幹擾。
21.如權利要求10中定義的變換器，其中輸入電容的一端與共用輸入端連接，輸入電容的另一端與共用輸出端連接；其中中間電感器繞組的點標記端與共用輸出端連接，以及其中中間電感器繞組的未標記端與輸入電感器繞組的未標記端連接。
22.一種變換器，用於從連接在輸入端和共用輸入端之間的直流電壓源提供電源給連接在輸出端和共用輸出端之間的直流負載，該變換器包括一個輸入電感器繞組、一個具有初級和次級繞組的隔離變壓器和一個輸出電感器繞組，放置在一個共用磁芯上形成了一個隔離直流變壓器，每個繞組有一個點標記端和另一個未標記端，藉此加在該隔離變壓器初級繞組上的交流電壓在隔離變壓器次級繞組和輸入與輸出電感器繞組中感應出交流電壓，這樣施加的交流電壓和感應的交流電壓在輸入、輸出和隔離變壓器初級和次級繞組的點標記端同相；一個輸入電感器繞組，其點標記端與輸入端連接，形成隔離直流變壓器的輸入繞組；一個輸出電感器繞組，其點標記端與輸出端連接，形成隔離直流變壓器的輸出繞組；隔離變壓器的初級繞組在其點標記端與共用輸入端連接，實現隔離直流變壓器中的電隔離；隔離變壓器的次級繞組在其點標記端與共用輸出端連接，實現隔離直流變壓器中的電隔離；一個輸入電容，連接在輸入電感器繞組的未標記端和隔離變壓器初級繞組的未標記端之間；一個輸入開關，一端與與共用輸入端連接，另一端與輸入電感器繞組的未標記端連接；一個輸出開關，一端與共用輸出端連接，另一端與輸出電感器繞組的未標記端連接；一個互補輸出開關，一端與輸出電感器繞組的未標記端連接，該互補輸出開關的另一端與隔離變壓器初級繞組的未標記端連接；一個支路，包括一個互補輸入開關和一個輔助電容，該互補輸入開關的一端與輔助電容的一端連接，而互補輸入開關的另一端與輔助電容的另一端構成該支路的端點；用於將支路端點與變換器相連以保持隔離變壓器電隔離的裝置；開關定時控制裝置，用於為輸入開關、互補輸入開關、輸出開關和互補輸出開關提供精確的指向ON和指向OFF的順序和定時，藉此在狀態1間隔期間沒有電流流過該支路，在狀態2間隔期間只有交流電流流過該支路；其中輸入開關、輸出開關和互補輸出開關是半導體開關器件，能夠在指向ON期間在至少一個方向傳導電流，在指向OFF期間維持至少一個方向上的電壓；其中互補輸入開關是一個半導體電流雙向開關器件，能夠在指向ON期間在兩個方向傳導電流，在指向OFF期間維持至少一個方向上的電壓；其中半導體開關器件和半導體電流雙向開關器件在高開關頻率上指向ON和OFF；其中初級繞組和次級繞組緊耦合，以減小初級繞組和次級繞組之間的漏電感；其中變換器的直流—直流電壓轉換與負荷比D成線性關係；其中隔離變壓器次級繞組與初級繞組的匝數比提供了對變換器直流—直流電壓轉換比的額外控制；其中對於在0到1範圍中的負荷比D，輸入電感器繞組和隔離變壓器初級和次級繞組中的直流電流流入各自繞組的點標記端，而輸出電感器繞組中的直流電流流出輸出電感器繞組的點標記端；其中輸入電感器繞組具有與隔離變壓器初級繞組相同的匝數，輸出電感器繞組具有與隔離變壓器次級繞組相同的匝數，藉此，對於在0到1範圍中的負荷比D，共用磁芯中的淨直流磁通為零；其中共用磁芯沒有氣隙；藉此，共用磁芯中淨直流磁通為零使輸入與輸出電感器繞組和隔離變壓器初級和次級繞組的電感增加，藉此使變換器過載能力增加，以及藉此，隔離直流變壓器結合輸入電感器繞組、輸出電感器繞組和隔離變壓器初級和次級繞組，提供輸入直流電壓源和直流負載之間的電隔離和從輸入電感器繞組到輸出電感器繞組的有效直流—直流電源轉換，同時減少了隔離直流變壓器共用磁芯中的能量存儲，從而通過減小共用磁芯的體積和重量來減小變換器的體積和重量，而且同時增加了效率和變換器的過載能力，減小了電磁幹擾。
23.如權利要求22中定義的變換器，其中共用磁芯是UU磁芯；其中輸入電感器繞組和隔離變壓器並排放置在UU磁芯的一個臂上；其中輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上；藉此，輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動電流大體為零；藉此，輸出電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感減小了輸出電感器繞組中的脈動電流，以及藉此，UU磁芯、輸入與輸出電感器繞組和隔離變壓器繞組形成了A類隔離直流變壓器。
24.如權利要求23中定義的變換器，其中氣隙位於UU磁芯另一個有輸出電感器繞組的臂上，構成了一個輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的交流電壓分壓器，以及其中對於固定的負荷比D，交流電壓分壓器將輸出電感器繞組中的感應交流電壓與加在輸出電感器繞組上的交流電壓匹配；藉此，對於該固定的負荷比D，輸出電感器繞組中的直流電流具有大體為零的脈動電流，以及藉此，帶有氣隙的UU磁芯和輸入與輸出電感器繞組和隔離變壓器繞組形成了B類隔離直流變壓器器件。
25.如權利要求24中定義的變換器，包括一個與輸出電感器繞組串聯的外部電感器，以減少輸出電感器繞組中的脈動電流。
26.如權利要求24中定義的變換器，其中輸入電感器繞組和隔離變壓器初級繞組具有相同的匝數，其中輸出電感器繞組與隔離變壓器次級繞組的匝數不同，藉此，調整輸出電感器繞組的匝數使輸出電感器繞組中的感應交流電壓與加在輸出電感器繞組上的交流電壓匹配，在額定負荷比D上在輸出電感器繞組中得到大體為零的脈動電流；藉此，帶有氣隙的UU磁芯、輸入電感器繞組、隔離變壓器初級和次級繞組，和匝數與隔離變壓器次級繞組不同的輸出電感器繞組形成了C類隔離直流變壓器器件。
27.如權利要求26中定義的變換器，包括一個與輸出電感器繞組串聯的外部電感器，以減少輸出電感器繞組中的脈動電流。
28.如權利要求24中定義的變換器，其中共用磁芯包含一個沒有繞組的獨立漏磁臂和一個在包括共用磁芯的磁通路徑中的氣隙，其中調整氣隙為輸出電感器繞組在固定負荷比D上提供大體為零的脈動電流，藉此，漏磁臂增加了輸出電感器繞組、輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感，使輸出電感器繞組中的脈動電流減少，以及藉此，具有漏磁臂的共用磁芯與輸入和輸出電感器繞組，和隔離變壓器繞組形成了D類隔離直流變壓器器件。
29.如權利要求22中定義的變換器，其中共用磁芯是一個EE磁芯；其中輸入電感器繞組和隔離變壓器的初級和次級繞組並排放置在EE磁芯的中央臂上；其中匝數與輸出電感器繞組相同的附加輸出電感器繞組與輸出電感器繞組串聯，這樣附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的交流電壓在點標記端同相併相加；其中附加輸出電感器繞組放置在EE磁芯的一個外側臂上，輸出電感器繞組放置在EE磁芯的另一個外側臂上；藉此，輸入電感器繞組和隔離變壓器的初級和次級繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動電流大體為零；藉此，附加輸出電感器繞組、輸出電感器繞組和隔離變壓器的初級和次級繞組之間的漏電感使附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的脈動電流減小，以及藉此，EE磁芯和輸入、輸出、附加輸出電感器繞組和隔離變壓器的初級和次級繞組形成E類直流變壓器器件。
30.如權利要求29定義的變換器，其中氣隙安置在具有附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的EE磁芯的各個外側臂上，以提供附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的漏電感和磁化電感之間的交流電壓分壓器；其中對於固定的負荷比D，交流電壓分壓器將附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的感應交流電壓與加在附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的各個交流電壓匹配；藉此，對於該固定的負荷比D，輸出電感器繞組中的直流電流具有大體上為零的脈動電流，以及藉此，帶有氣隙的EE磁芯和輸入、中間、輸出和附加輸出電感器繞組形成了F類直流變壓器器件。
31.如權利要求22中定義的變換器，其中從中選擇直流變壓器的組包括(i) A類隔離直流變壓器器件(ii)B類隔離直流變壓器器件(iii) C類隔離直流變壓器器件(iv)D類隔離直流變壓器器件(v) E類隔離直流變壓器器件(vi)F類隔離直流變壓器器件；其中輸入開關、互補輸入開關、輸出開關和互補輸出開關是半導體電流雙向開關器件，能夠在指向ON期間雙向傳導電流，在指向OFF期間在一個方向上保持電壓，該半導體電流雙向開關器件各由一個理想開關、一個寄生體二極體和一個寄生電容的並聯來模型化；其中有漏電感的隔離變壓器由一個有漏電感的完全耦合變壓器與完全耦合變壓器的初級繞組並聯來模型化；其中開關定時控制裝置包括精確的半導體電流雙向開關器件的電控操作，藉此，在每個連續的開關工作周期TS期間達到兩個轉換，(1-2)轉換和(2-1)轉換，其中轉換比開關工作周期TS短，開關定時控制裝置為各個開關提供控制信號如下(1-2)轉換開始於輸入開關指向OFF，當互補輸出開關上的電壓減小到零時，開關定時控制裝置為互補輸出開關提供控制信號使其在零電壓以零開關損耗指向ON，(1-2)轉換持續到互補輸入開關上的電壓減小到零，此時開關定時控制裝置為互補輸入開關提供信號，也使其在零電壓以零開關損耗指向ON，(1-2)轉換持續到通過輸出開關的電流減小到零，使這個時刻成為輸出開關必須指向OFF以結束(1-2)轉換的最後時刻；(2-1)轉換開始於首先有意在互補輸入開關指向OFF之前將輸出開關指向ON，使漏電感中的電流上升一個額外的幅度，該幅度與漏電感成反比，與輔助電容兩端的直流和直流電壓源的直流電壓的電壓差成正比，與這個上升子區間成正比，在上升子區間期間輸出開關和互補輸入開關都為ON，當互補輸入開關指向OFF時，在這個諧振子區間期間發生輸入開關兩端寄生電容諧振放電，同時互補輸入開關兩端寄生電容諧振放電，在此期間總諧振電流包括三個截然不同的電流成分，第一個是具有上面定義的額外幅度的餘弦諧振電流成分，第二個是一個正弦電流成分，其幅度與輔助電容兩端的直流和直流電壓源的直流電壓的電壓差成正比，與由諧振電感器(Lr)和諧振電容(Cr)組成的諧振電路的特性阻抗成反比，第三個是一個餘弦諧振電流成分，幅度等於漏電感在輸出開關指向ON時的初始電流值，在輸入開關寄生電容完全放電時，開關定時控制裝置為輸入開關提供一個控制信號，使其在零電壓以零開關損耗指向ON以結束諧振子區間，(2-1)轉換繼續一個電流反向子區間，在此期間輸入電容電流從與輸入電感器電流相同反向到相反方向的電流，幅度等於隔離變壓器的磁化電流，此時通過互補輸出開關的電流減小到零，使這個時刻是互補輸出開關必須指向OFF以結束(2-1)轉換最後的時刻；其中諧振電容大大高於輸出開關和互補輸出開關兩端寄生電容的電容，以及藉此，隔離變壓器提供一個輸入直流電壓源和直流負載之間的電隔離。
32.如權利要求31中定義的變換器，其中(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF及同時輸出開關指向ON，以開始輸入開關兩端寄生電容的諧振放電，同時開始互補輸入開關兩端寄生電容的諧振充電，總諧振電流兩個截然不同的電流成分，第二個正弦諧振電流成分和第三個餘弦諧振電流成分，在輸入開關寄生電容的電壓達到最小值時，輸入開關由開關裝置在減小了的電壓上以減小了的開關損耗指向ON，結束了該諧振子區間，(2-1)轉換持續到通過互補輸出開關的電流減小到零，使這個時刻成為互補輸出開關必須指向OFF以結束這個電流反向子區間和(2-1)轉換的最後時刻，以及藉此，在(2-1)轉換期間，已經存儲在諧振電感器之中的能量利於輸入開關寄生電容的諧振放電和電壓減小，以結束(2-1)轉換，同時開關損耗減少了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，增加了變換器的效率，減少了電磁幹擾。
33.如權利要求31中定義的變換器，其中(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF以開始輸入開關兩端寄生電容的線性放電，在輸入開關兩端電壓下降到直流電壓源電平之前，輸出開關指向ON以強制輸入開關兩端寄生電容諧振放電，總諧振電流包括兩個截然不同的電流成分，第二個正弦諧振電流成分，與輸入開關兩端在輸出開關指向ON時呈現的電壓和直流電壓源的直流電壓的電壓差成正比，與特性阻抗成反比，和第三個餘弦諧振電流成分，在輸入開關兩端電壓達到最小值時，輸入開關由開關裝置在減小了的電壓上、以減少了的開關損耗指向ON以結束諧振子區間，(2-1)轉換持續到通過互補輸出開關的電流減小到零，使這個時刻成為互補輸出開關必須指向OFF以結束電流反向子區間和(2-1)轉換的最後時刻，以及藉此，在(2-1)轉換期間，互補輸入開關和輸出開關都指向OFF，在諧振放電之後提供線性放電，進一步減小輸入開關兩端寄生電容的電壓，輸入開關和輸出開關在減小了的電壓上指向ON以結束(2-1)轉換，同時開關損耗減少了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，增加了變換器的效率，減少了電磁幹擾。
34.如權利要求31中定義的變換器，其中(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF以開始輸入開關兩端寄生電容的線性放電，當輸入開關的電壓下降到直流電壓源電平時，輸出開關在零電壓以零開關損耗指向ON以強制輸入開關兩端寄生電容諧振放電，其諧振電流只包括第三個餘弦諧振電流成分，在輸入開關的電壓達到最小值時，輸入開關由開關定時控制裝置在低於直流電壓源電平的電壓上、以減少了的開關損耗指向ON以結束諧振子區間，(2-1)轉換持續到通過互補輸出開關的電流減小到零，使這個時刻成為互補輸出開關必須指向OFF以結束電流反向子區間和(2-1)轉換的最後時刻，當第三個餘弦諧振電流成分的幅度與特性阻抗的乘積等於直流電壓源的電壓時，輸入開關在零電壓指向ON，使所有半導體電流雙向開關器件上的開關損耗為零，以及藉此，在(2-1)轉換期間，輸出開關在零電壓以零開關損耗恰好在輸出開關寄生體二極體開始傳導時指向ON，因此大大減少了寄生體二極體的電流傳導損耗，輸入開關在減小了的電壓上指向ON以結束(2-1)轉換，同時開關損耗減少了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，增加了變換器的效率，減少了電磁幹擾。
35.如權利要求31中定義的變換器，其中輸出開關和互補輸出開關是兩端電流整流器開關，指向ON或指向OFF以響應由輸入開關和互補輸入開關的電控開關導致的變換器工作狀態和情況；其中開關定時控制裝置包括精確的輸入開關和互補輸入開關的電控操作，藉此，在每個連續的開關工作周期TS期間完成兩個轉換，(1-2)轉換和(2-1)轉換，其中轉換比開關工作周期TS短，開關定時控制裝置為各個開關提供控制信號如下(1-2)轉換開始於輸入開關指向OFF，當互補輸出整流器開關上的阻塞電壓減小到零時，互補輸出整流器開關開始傳導，從而自動在零電壓以零開關損耗指向ON，(1-2)轉換持續到互補輸入開關上的電壓減小到零，此時互補輸入開關由開關定時控制裝置在零電壓以零開關損耗指向ON，而輸出整流器開關由輸出整流器開關兩端由變換器施加的反向偏壓指向OFF；(2-1)轉換開始於互補輸入開關指向OFF，以開始輸入開端兩端寄生電容的線性放電，當輸入開關兩端電壓下降到直流電壓源電平時，輸入整流器開關兩端的阻塞電壓為零，從而輸出整流器開關自動以零開關損耗指向ON，強制輸入開關兩端寄生電容諧振放電，其諧振電流只包括第三個餘弦諧振電流成分，當輸入開關兩端電壓達到最小值時，輸入開關由開關定時控制裝置在減小到低於直流電壓源電平的電壓上以減少了的開關損耗指向ON，同時互補輸出整流器開關由阻塞電壓自動指向OFF以結束(2-1)轉換，以及藉此，不需要用於輸出整流器開關和互補輸出整流器開關的控制和驅動電路，當第三個餘弦諧振電流成分的幅度和特性阻抗的乘積等於直流電壓源的電壓時，輸入開關在零電壓指向ON，使兩個半導體電流雙向開關器件和兩個兩端電流整流器開關上的開關損耗為零；藉此，在(2-1)轉換期間，輸出整流器開關自動在零電壓以零開關損耗指向ON，輸入開關在減小了的電壓上指向ON以結束(2-1)轉換，同時開關損耗減小了，半導體電流雙向開關器件上的電壓應力減小了，變換器效率提高了，電磁幹擾減小了。
36.如權利要求31中定義的變換器，其中互補輸出開關是一個兩端電流整流器開關，其指向ON或指向OFF以響應由輸入開關、互補輸入開關和輸出開關的電控開關導致的變換器工作狀態和情況；藉此，不需要用於互補輸出整流器開關的控制和驅動電路。
37.加權利要求31中定義的變換器，還包括一個外部電容，與互補輸入開關並聯以延長(1-2)轉換並減小輸入開關的開關損耗。
38.如權利要求35中定義的變換器，其中開關定時控制裝置為各個開關提供控制信號如下(1-2)轉換開始和結束於輸入開關指向OFF，同時互補輸入開關指向ON，此時輸出整流器開關自動指向ON，互補輸出整流器開關自動指向OFF，以及(2-1)轉換開始和結束於輸入開關指向ON，同時互補輸入開關指向OFF，此時輸出整流器開關自動指向OFF，互補輸出整流器開關自動指向ON。
39.如權利要求35中定義的變換器，還包括一個與輸出整流器開關並聯的輔助MOSFET電晶體，其中開關定時控制裝置包括精確的輸入開關、互補輸入開關和輔助MOSFET開關的電控操作，藉此，在每個連續的開關工作周期TS期間完成兩個轉換，(1-2)轉換和(2-1)轉換，其中轉換比開關工作周期TS短，開關定時控制裝置為各個開關提供控制信號如下(1-2)轉換開始於輸入開關指向OFF，當互補輸出整流器開關兩端的阻塞電壓減小到零時，互補輸出整流器開關開始傳導，從而自動在零電壓以零開關損耗指向ON，(1-2)轉換持續到互補輸入開關上的電壓減小到零，此時互補輸入開關由開關定時控制裝置在零電壓以零開關損耗指向ON，同時輸出整流器開關由輸出整流器開關兩端由變換器施加的反向偏壓指向OFF，以及(2-1)轉換開始於有意在互補輸入開關指向OFF之前首先將輔助MOSFET開關指向ON，以將漏電感中的電流上升一個額外的幅度，該幅度與漏電感成反比，與輔助電容兩端直流電壓和直流電壓源的直流電壓的電壓差成正比，與這個上升子區間成正比，在此期間輔助MOSFET開關和互補輸入開關都指向ON，當互補輸入開關指向ON時，在這個諧振子區間期間發生輸入開關兩端寄生電容諧振放電，同時互補輸出開關兩端寄生電容諧振充電，其中總諧振電流包括三個截然不同的諧振電流成分，在諧振子區間結束之前，輸出整流器開關由正電流自動指向ON，在諧振子區間結束和輸入開關寄生電容完全放電時，開關定時控制裝置為輸入開關提供信號使其在零電壓以零開關損耗指向OFF，同時為輔助MOSFET電晶體提供信號使其指向OFF以結束諧振子區間，(2-1)轉換繼續一個電流反向子區間，在此期間輸入電容電流從與輸入電感器電流相同反向到以相反方向流動的電流，其幅度等於隔離變壓器的磁化電流，此時流過互補輸出整流器開關的電流減小為零，從而指向OFF，結束(2-1)轉換；
40.如權利要求35中定義的變換器，其中通過利用成比例增加的隔離變壓器磁化電流，使第三個餘弦諧振成分達到所需要的高幅度，以減小輸入開關寄生電容上的電壓，藉此，減小了隔離變壓器的體積和重量。
41.如權利要求31中定義的變換器，其中輸入開關、互補輸入開關、輸出開關和互補輸出開關是MOSFET器件；其中輸出MOSFET器件的柵極與互補輸出MOSFET器件的漏極連接，輸出MOSFET器件的漏極與互補輸出MOSFET器件的柵極連接；其中用於輸入MOSFET器件和互補輸入MOSFET器件的控制和驅動電路使用共用輸入端；藉此，次級繞組為輸出MOSFET器件和互補輸出MOSFET器件提供驅動電壓，使具有與輸入直流電壓源隔離的簡化控制和驅動電路的輸出MOSFET器件和互補輸出MOSFET器件能夠自驅動工作；以及藉此，不需要一個用於將適當的驅動信號通過輸入直流電壓源和直流負載之間的電隔離傳遞給輸出MOSFET器件和互補輸出MOSFET器件的信號處理電路。
42.如權利要求31中定義的變換器，還包括兩個隔離變壓器次級端上的驅動繞組，兩者串聯，其連接點與共用輸出端連接；其中輸入開關、互補輸入開關、輸出開關和互補輸出開關是MOSFET器件；其中一個驅動繞組的點標記端與輸出MOSFET器件的柵極連接；其中另一個驅動繞組的未標記端與互補輸出MOSFET器件的柵極連接；其中兩個驅動繞組使用與輸入直流電壓源電隔離的控制和驅動電路為輸出MOSFET器件和互補輸出MOSFET器件提供異相的驅動電壓進行自驅動工作；其中用於輸入MOSFET器件和互補輸入MOSFET器件的控制和驅動電路使用共用輸入端，藉此，不需要一個用於將適當的驅動信號通過輸入直流電壓源和直流負載之間的電隔離傳遞給輸出MOSFET器件和互補輸出MOSFET器件的信號處理電路。
43.如權利要求31中定義的變換器，其中隔離變壓器是一個放置在共用磁芯上的多輸出隔離變壓器，形成了多輸出隔離直流變壓器；其中將支路端點連接到變換器的裝置保留了多輸出隔離變壓器的電隔離，藉此在狀態2間隔期間，流經支路的電流是交流電流；其中多輸出隔離變壓器的次級與初級繞組的匝數比提供了對變換器直流—直流電壓轉換比的額外控制；其中對應於各個直流負載的各個輸出電感器繞組具有與各自的多輸出隔離變壓器的次級繞組相同的匝數，藉此，對於從0到1的負荷比範圍，在共用磁芯中得到大體為零的直流磁通，以及藉此，共用磁芯中大體為零的直流磁通使變換器過載能力增加。
44.一種用於電源轉換的方法，包括用可控半導體CBS(電流雙向開關)開關構成輸入開關、互補輸入開關和輸出開關，每個可控半導體CBS開關有一個寄生體二極體和一個寄生電容並聯；使用並聯了一個寄生電容的電流整流器構成互補輸出開關；控制狀態1間隔和狀態2間隔來整流輸出負載電壓，每個可控半導體CBS開關在比狀態1間隔和狀態2間隔短的(1-2)轉換和(2-1)轉換期間指向ON和OFF；(1-2)轉換期間在包含互補輸入開關的支路中提供正電流，(2-1)期間在支路中提供負電流；(1-2)轉換期間用於可控半導體CBS開關的指向ON和指向OFF信號的控制順序和定時，重複開關電容的充電和互補輸入開關在大體為零的電壓上無損耗的指向ON；通過將互補輸入開關指向OFF開始(2-1)轉換；通過將輸出開關在輸出開關寄生體二極體開始傳導之前指向ON構成(2-1)轉換期間的諧振電路；負電流和輸出開關指向ON時輸入開關兩端存在的電壓利於可控半導體CBS開關電容無損耗的交換充電；輸入開關在輸入開關兩端電壓最小時指向ON減小了開關損耗；將輸入電感器繞組、中間電感器繞組和輸出電感器繞組放置在共用磁芯上形成了一個直流變壓器；使輸入、中間和輸出電感器繞組在輸入、中間和輸出電感器繞組點標記端交流電壓同相；使輸入電感器繞組和中間電感器繞組的直流電流流入它們的點標記端，藉此在共用磁芯中生成一個方向的直流磁通；使輸出電感器繞組直流電流流出其點標記端，藉此在共用磁芯中產生相反方向的直流磁通，使共用磁芯中的直流磁通減少；為輸入、中間和輸出電感器繞組選擇匝數，使每匝伏特相等，總直流安培匝數為零，從而使共用磁芯中的直流磁通大體為零，藉此減少了直流變壓器中的直流能量存儲。
45.如權利要求44中定義的、用於電源轉換的方法，其中互補輸出開關是有一個寄生體二極體和一個寄生電容並聯的可控半導體CBS開關，該互補輸出可控半導體CBS開關象一個同步整流器一樣指向ON和OFF，通過分流寄生體二極體來減小傳導損耗。
46.如權利要求45中定義的方法，其中共用磁芯是一個UU磁芯，還包括將輸入和中間電感器繞組並排放置在UU磁芯的一個臂上，使輸入和中間電感器繞組之間的漏電感增加，將輸入電感器繞組中的脈動電流大體減小到零；將輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上，使輸出電感器繞組和輸入和中間電感器繞組之間的漏電感增加，減少輸出電感器繞組中的脈動電流。
47.如權利要求46中定義的方法，還在UU磁芯的另一臂中包括一個氣隙，構成了一個輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的交流電壓分壓器，進一步減少了輸出電感器繞組中的脈動電流。
48.如權利要求47中定義的方法，其中輸入和中間電感器繞組匝數相同，與輸出電感器繞組的匝數不同，藉此調整輸出電感器繞組的匝數，使輸出電感器繞組中的感應交流電壓與施加給輸出電感器繞組的交流電壓匹配，在額定負荷比D上在輸出電感器繞組中得到大體為零的脈動電流。
49.如權利要求47中定義的方法，還包括一個獨立的漏磁臂，在獨立漏磁臂的磁通路中有一個氣隙，進一步減少了輸出電感器繞組中的脈動電流。
50.如權利要求45中定義的方法，其中共用磁芯是一個EE磁芯，還包括將輸入和中間電感器繞組並排放置在EE磁芯的中央臂上；將輸出電感器繞組分成兩個對開電感器繞組，每個具有與輸出電感器繞組相同的匝數；將對開電感器繞組放置在EE磁芯兩個外側磁臂上；將對開電感器繞組串聯，使它們各自的交流電壓在對開電感器繞組的點標記端同相；減小了對開電感器繞組和輸入電感器繞組中的脈動電流。
51.如權利要求50中定義的方法，還在EE磁芯各個外側臂中包括一個氣隙，具有交流電壓分壓器來減小對開電感器繞組中的脈動電流。
52.如權利要求45中定義的方法，其中中間電感器繞組替換為一個自耦變壓器繞組，形成一個自耦直流變壓器，減小了直流能量存儲。
53.如權利要求44中定義的方法，其中中間電感器繞組替換為一個隔離變壓器繞組，形成一個隔離直流變壓器，減小了直流能量存儲。
54.如權利要求53中定義的方法，其中互補輸出開關是一個有一個寄生體二極體和一個寄生電容並聯的可控半導體CBS開關，互補輸出可控半導體CBS開關象一個同步整流器一樣指向ON和OFF，通過分流寄生體二極體減小了傳導損耗。
55.如權利要求54中定義的方法，其中共用磁芯是一個UU磁芯，還包括將隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組並排放置在UU磁芯的一個臂上，使隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組之間的漏電感增加，輸入電感器繞組中的脈動電流大體減小到零；將輸出電感器繞組放置在UU磁芯上的另一臂上，使輸出電感器繞組和輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感增加，減小輸出電感器繞組中的脈動電流。
56.如權利要求55中定義的方法，還在UU磁芯的另一臂中包括一個氣隙，構成輸出電感器繞組的漏電感和磁化電感之間的交流電壓分壓器，進一步減小輸出電感器繞組中的脈動電流。
57.如權利要求56中定義的方法，其中輸入電感器繞組和隔離變壓器的初級繞組具有相同的匝數，其中輸出電感器繞組和隔離變壓器的次級繞組具有不同的匝數，藉此，調整輸出電感器繞組的匝數使輸出電感器繞組中的感應交流電壓與施加給輸出電感器繞組的交流電壓匹配，使輸出電感器繞組中的脈動電流在額定負荷比D上大體為零；
58.如權利要求56中定義的方法，還包括一個獨立的漏磁臂，在獨立漏磁臂的磁通路中有一個氣隙，進一步減少了輸出電感器繞組中的脈動電流。
59.如權利要求54中定義的方法，其中共用磁芯是一個EE磁芯，還包括將隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組並排放置在EE磁芯的中央臂上；將輸出電感器繞組分成兩個對開電感器繞組，每個具有與輸出電感器繞組相同的匝數；將對開電感器繞組放置在EE磁芯兩個外側磁臂上；將對開電感器繞組串聯，使它們各自的交流電壓在對開電感器繞組的點標記端同相；減小了對開電感器繞組和輸入電感器繞組中的脈動電流。
60.如權利要求59中定義的方法，還在EE磁芯各個外側臂中包括一個氣隙，具有交流電壓分壓器來減小對開電感器繞組中的脈動電流。
61.如權利要求54中定義的方法，其中隔離變壓器是一個多輸出隔離變壓器，形成了一個多輸出隔離直流變壓器，減小了直流能量存儲。
62.一種用於無損耗開關的方法，包括用可控半導體CBS(電流雙向開關)開關構成輸入開關、互補輸入開關和輸出開關，每個可控半導體CBS開關有一個寄生體二極體和一個寄生電容並聯；使用並聯了一個寄生電容的電流整流器開關構成互補輸出開關；控制狀態1間隔和狀態2間隔來整流輸出負載電壓，每個可控半導體CBS開關在比狀態1間隔和狀態2間隔短的(1-2)轉換和(2-1)轉換期間指向ON和OFF；(1-2)轉換期間在包含互補輸入開關的支路中提供正電流，(2-1)期間在支路中提供負電流；(1-2)轉換期間用於可控半導體CBS開關的指向ON和指向OFF信號的控制順序和定時，重複可控半導體CBS開關電容的充電和互補輸入開關在大體為零的電壓上無損耗的指向ON；通過將互補輸入開關指向OFF開始(2-1)轉換；通過將輸出開關在輸出開關寄生體二極體開始傳導之前指向ON構成(2-1)轉換期間的諧振電路；負電流和輸出開關指向ON時輸入開關兩端存在的電壓利於可控半導體CBS開關電容無損耗的交換充電；輸入開關在輸入開關兩端電壓最小時指向ON減小了開關損耗；
63.如權利要求62中定義的方法，其中互補輸出開關是有一個寄生體二極體和一個寄生電容並聯的可控半導體CBS開關，該互補輸出可控半導體CBS開關象一個同步整流器一樣指向ON和OFF，通過分流寄生體二極體來減小傳導損耗。
64. 一種用於減少共用磁芯中的能量存儲的方法，得到了一個直流變壓器，包括將輸入電感器繞組、中間電感器繞組和輸出電感器繞組放置在共用磁芯上；使輸入電感器、中間電感器和輸出電感器繞組在輸入電感器、中間電感器和輸出電感器繞組的點標記端同相；使輸入和中間電感器繞組的直流電流流入它們的點標記端，在共用磁芯中產生一個方向的直流磁通；使輸出電感器繞組直流電流流出其點標記端，藉此在共用磁芯中產生相反方向的直流磁通，使共用磁芯中的直流磁通減少；為輸入、中間和輸出電感器繞組選擇匝數，使每匝伏特相等，總直流安培匝數為零，從而使共用磁芯中的直流磁通降低。
65.如權利要求64中定義的方法，其中中間電感器繞組替換為一個隔離變壓器繞組，形成一個隔離直流變壓器，減小了直流能量存儲。
全文摘要
一種新的開關變換器，儘管體積小、重量輕且具有超高的過載電流能力，仍以創記錄的高效率工作，這是由於兩種新方法通過使用四個可控開關的精確順序和定時消除開關損耗的新型無損耗開關方法，而新型直流變壓器結構提供了一種消除磁性元件中存儲的直流能量的方法，這進一步增加了效率並減小了磁性元件和變換器體積。
文檔編號H02M1/44GK1419734SQ01807087
公開日2003年5月21日 申請日期2001年3月22日 優先權日2000年3月24日
發明者斯羅博丹·卡克 申請人:斯羅博丹·卡克