一種分級調製移動數字多媒體廣播信號傳輸系統和方法
2023-10-09 01:03:54 3
專利名稱：一種分級調製移動數字多媒體廣播信號傳輸系統和方法
技術領域：
本發明涉及移動數字多媒體廣播領域，尤其涉及一種移動數字多媒體廣播中信號傳輸系統和方法。
背景技術：
正交頻分復用(OFDM)是一種公知的多載波調製方法，其主要思想是將信道分成若干正交子信道，將高速數據信號轉換成並行的低速子數據流，調製到在每個子信道上進行傳輸。正交信號可以通過在接收端採用相關技術來分開，這樣可以減少子信道之間的相互幹擾ICI。每個子信道上的信號帶寬小於信道的相關帶寬，因此每個子信道上的可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號間幹擾。而且由於每個子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分，信道均衡變得相對容易。OFDM目前已被用於數種無線系統標準中，譬如歐洲數字音頻和數字視頻廣播系統(DAB、DVB-T、DVB-H)、5GHz高數據速率無線LAN(IEEE802.11a，HiperLan2，MMAC)系統等。
在目前一些採用了OFDM的多媒體廣播系統中，還存在一些缺陷和不盡人意的地方。移動多媒體廣播是針對手持終端的移動傳輸系統，主要的挑戰是設計支持低功耗、高動態終端設備接收各種速率及類型數據流，而現有技術中的多媒體廣播系統僅僅對數據流使用統一的編碼速率和交織方式進行處理，這樣一來，當接收機所處環境信號不好的時候只能通過增大接收機功耗的途徑來解決多媒體數據譬如圖像的質量問題，而且不能根據不同的服務需求來提供不同質量等級的數據傳輸；另外，在一些多媒體廣播系統的幀結構中沒有獨立的同步信號設計，增長了接收機的同步時間和同步精度；再者，在這些廣播系統中擾碼設計只有一種，也不利於單頻組網。
為解決包括上述問題再內的諸多缺陷，需要一個更好的移動數字多媒體廣播傳送方案。
發明內容
有鑑於此，本發明的目的在於提供一種移動數字多媒體廣播系統中信號通訊的傳送系統和方法。
為了達到上述目的，本發明提供方案如下一種移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特點在於，其包括兩組信道編碼器，分別接收第一、第二組數據流並將數據流經編碼和交織處理後轉換為比特流；星座映射器，用於將所述兩組信道編碼器輸出的兩組比特流結合後映射為QAM模式的符號流；OFDM符號形成模塊，用於根據所述星座映射器形成的符號流形成OFDM符號；成幀模塊，用於將所述OFDM符號加入信標以形成傳輸幀；上變頻模塊，用於對所述傳輸幀進行上變頻以產生用於發射的射頻信號。
進一步地，上述第一、第二組數據流中，第一組數據流代表能量最大的兩比特或四比特，第二組數據流代表其他低能量比特；進一步地，上述QAM模式是16QAM、64QAM模式；進一步地，在上述QAM模式為16QAM模式時，將b0b1分配給第一組數據流，將b2b3分配給第二組數據流；進一步地，在QAM模式為64QAM模式時，將b0b1分配給第一組數據流，b2b3b4b5分配給第二組數據流；或者將b0b1b2b3分配給第一組數據流，b4b5分配給第二組數據流；進一步地，在映射為QAM模式的符號流時，可以增加16QAM和64QAM調製中能量最大的兩個比特的能量；首先按照通常方式進行16QAM或64QAM調製，然後對I路信號和Q路信號的幅度分別增加一個數值1或者3(假設16QAM的I或Q的幅度為1、3，64QAM的I或Q的幅度為1，3、5、7)，正負號不變；進一步地，所述每一個信道編碼器都包括有外編碼器、外交織器、內編碼器及內編碼器，第一、二組數據流依次經過外編碼器、外交織器、內編碼器及內編碼器處理後輸出；進一步地，所述每一個信道編碼器可以有不同的編碼速率和交織方式；進一步地，所述的兩路信道編碼器可以不同，並且每路信道編碼器可以只包括外編碼器、外交織器、內編碼器及內編交織器中的部分單元；進一步地，所述外編碼器採用二進位BCH碼或RS碼；進一步地，所述外交織器可以只針對RS碼的校驗符號進行交織，不對RS碼的信息符號進行交織；進一步地，所述內編碼器可採用LDPC碼或QC-LDPC碼；進一步地，所述OFDM符號形成模塊的子載波和數據以及導頻的對應關係為(1)有效子載波編號為0～3075(當信道帶寬位為8MHz時)或0～627(當信道帶寬位為2MHz時)；(2)插入離散導頻，在偶數OFDM符號(0開始)中，編號滿足8*K(K為整數)形式的有效子載波為離散導頻；在奇數OFDM符號中，編號滿足8*K+4(K為整數)形式的有效子載波為離散導頻；(3)加入連續導頻；(4)進行調製，有效子載波0～3075分別對應IFFT變換中的-1537～1538，或0～627分別對應IFFT變換中的-313～314；進一步地，所述離散導頻可有選擇的增加2-4dB發射功率；進一步地，所述信標包括兩個相同的同步信號及發射機標識信號。
本發明通過採用雙路輸入分級調製的方式，在對QAM調製中將能量最大的兩個比特或四個比特和其餘比特分開，分別調製不同的碼流，這兩個碼流可以有不同的編碼速率和交織方式，同時還可以增加能量最大的兩個比特的能量針對不同能量的數據碼流進行不同的調製，使得接收機能達到更好的接收效果，並可為不同的服務需求提供不同質量等級的數據傳輸；再者，信標結構中同步信號的插入加快了接收機的同步速度和精度並且可用於信道估計；還有，本發明在離散導頻中有選擇的增加發射功率用於提高接收機信道估計的性能，使得接收端的信道估計更準確，接收端的解調性能也提高很多。
下面參照附圖和實施例來對本發明和包括但不限於上述的諸多優點進行更為詳細的說明。
圖1是本發明移動數字多媒體廣播信號傳輸系統的一種實施方式的方框示意圖；圖2是本發明移動數字多媒體廣播信號傳輸系統的信道編碼模塊的方框圖；圖3A、3B分別是16QAM和64QAM模式星座映射示意圖；圖4是數據子載波、離散導頻和連續導頻在OFDM符號的子載波分配圖；圖5是線性反饋移位寄存的具體結構；圖6是Bf＝8MHz時的OFDM子載波結構圖；圖7是Bf＝2MHz時的OFDM子載波結構圖；圖8是時隙劃分和幀結構圖；圖9是信標結構；圖10是OFDM符號的結構圖；圖11是RS編碼與交織結構圖。
具體實施例方式
根據本發明的一個方面，本發明提出了一種移動數字多媒體廣播信號傳輸系統的一種實施方式，具體請參考圖1所述。總體來講，所述移動數字多媒體廣播信號傳輸系統包括兩組信道編碼器10、11、星座映射器20、OFDM符號形成模塊30、成幀模塊40、上變頻模塊50。所述兩組信道編碼器10、11分別接收第一、第二組數據流並將數據流經編碼和交織處理後轉換為比特流。所述星座映射器20用於將所述兩組信道編碼器輸出的兩組比特流結合後映射為QAM模式的符號流。所述OFDM符號形成模塊30用於根據所述星座映射器形成的符號流形成OFDM符號。所述成幀模塊40用於將所述OFDM符號加入信標以形成傳輸幀。所述上變頻模塊50用於對所述傳輸幀進行上變頻以產生用於發射的射頻信號。
根據本發明的另一個方面，本發明提出了一種移動數字多媒體廣播信號傳輸方法的一種實施方式，所述一種移動數字多媒體廣播信號傳送方法，包括a)分別接收第一、第二組數據流並將數據流經編碼和交織處理後轉換為比特流；b)將所述兩組信道編碼器輸出的兩組比特流結合後映射為QAM模式的符號流；c)根據所述星座映射器形成的符號流形成OFDM符號；d)將所述OFDM符號加入信標以形成傳輸幀；e)對所述傳輸幀進行上變頻後發射。
以下主要依照信號流的傳遞順序依次對每個功能模塊的具體實施方式
進行詳細描述。
1.1信道編碼具體請參看圖2，每個信道編碼器都包括有外編碼器101、外交織器102、內編碼器103及內編碼器104，第一、二組數據流依次經過外編碼器、外交織器、內編碼器及內編碼器處理後輸出。所述第一組數據流和第二組數據流可以是由同樣的數據分流而成，其中組數據流代表能量最大的兩比特，第二組數據流代表其他低能量比特。在一個具體的實施例中，所述數據流可以是視頻數據流。
1.1.1外編碼及外交織所述外編碼器可以採用二進位BCH碼或RS碼。二進位BCH碼可以採用(255，231)的截短碼(240，216)。RS碼可以採用碼長為240位元組的RS(240，K)截短碼，該碼由原始的RS(255，M)系統碼通過截短產生，其中M＝K+15。RS(240，K)碼提供4種模式，分別為K＝240，K＝224，K＝192，K＝176。
截短碼(240，K)可以採用如下方式進行編碼在K個輸入信息字節(m0，m1，…，mK-1)前添加15個全「0」字節，構造為原始的(255，M)系統碼的輸入序列(0，…0，m0，m1，…，mK-1)，編碼後生成碼字(0，…0，m0，m1，…，mK-1，p0，p1，…，p255-M-1)，再從碼字中刪去添加的字節，即得到240位元組的截短碼(m0，m1，…，mK-1，p0，p1，…，p255-M-1)
外交織器結構可以為塊交織器，外交織器的列數可以固定為240，交織深度由行數MI確定。
當Bf＝8MHz時，外交織器的行數由系統指定的字節交織模式和內編碼器的LDPC碼率決定；當Bf＝2MHz，外交織器的行數由星座映射模式和內編碼器的LDPC碼率，如下表一所示。外交織器參數MI，其中，Bf表示基帶帶寬。
表一
由此可以看出，在外交織時增加了更短的交織選項，這樣可以減低接收的memory需求，同時降低功耗。
1.1.2內部編碼及交織內編碼器可以採用LDPC碼或QC-LDPC碼，編碼配置如表二所示。
表二
LDPC輸出碼字C＝{c0，c1，…，c9215}由輸入信息比特S＝{s0，s1，…，sK-1}和校驗比特P＝{p0，p1，…，p9215-K}組成如下cCOL_ORDER(i)=pi0i9215-Ksi+K-92169216-Ki9215]]>1/2LDPC塊的信息比特對應於3個188位元組的TS包，3/4LDPC塊的信息比特對應於4.5個188位元組的TS包。
內編碼器還可以採用QC-LDPC編碼，因為QC-LDPC碼的性能與普通LDPC碼的性能相當或略低，但是有很低的實現複雜度。其解碼實現的複雜度只有普通LDPC碼解碼複雜度的1/4，甚至更低。而LDPC解碼在接收端的解調電路中佔有1/3左右的比重，簡化LDPC解碼對接收端的成本和功耗有非常大的意義。目前大部分採用LDPC的無線通信和廣播系統基本上都採用QC-LDPC碼。
LDPC編碼後的比特輸入內交織器進行交織。內交織器採用Mb×Ib的塊交織器，Mb和Ib的取值如表三所示。
表三
內交織器的輸出與時隙同步，即時隙中傳送的第一個比特始終定義為比特交織器輸出的第一個比特。
內交織塊可以採用近似方形的設計可以降低接收機解交織時的內存需求。
1.2星座映射所述星座映射器用於將所述兩組信道編碼器輸出的兩組比特流結合後映射為QAM模式的符號流。所述QAM模式是16QAM、64QAM或256QAM模式。針對不同服務要求利用分級調製提供不同等級的質量。由於第一組數據流代表能量最大的兩比特，第二組數據流代表其他低能量比特，請具體參看圖3A所示，在QAM模式為16QAM模式時，比特順序為b0b1b2b3，可以將b0b1分配給第一組數據流，將b2b3分配給第二組數據流；請具體參看圖3B所示，在QAM模式為64QAM模式時，比特順序為b0b1b2b3b4b5，可以將b0b1分配給第一組數據流，b2b3b4b5分配給第二組數據流；在QAM模式為256QAM模式時，將b0b1分配給第一組數據流，將b2b3b4b5b6b7b8b9b10b11b12b13b14b15分配給第二組數據流。另外星座映射器還可以採用BPSK、QPSK模式。
各種符號映射加入功率歸一化因子(QPSK的歸一化因子，16QAM的歸一化因子 ，64QAM的歸一化因子 )，使各種符號映射的平均功率趨同。
至此可以看出，在本發明中對16QAM和64QAM調製中能量最大的兩個比特和其餘比特分開，分別調製不同的碼流，這兩個碼流可以有不同的編碼速率和交織方式。同時可以增加16QAM和64QAM調製中能量最大的兩個比特的能量。首先按照通常方式進行16QAM或64QAM調製，然後對I路信號和Q路信號(請參閱圖2和圖3)的幅度分別增加一個數值1或者3(假設16QAM的I或Q的幅度為1、3，64QAM的I或Q的幅度為1，3、5、7)，正負號不變。這樣，可以為不同的服務需求提供不同質量等級的數據傳輸。
1.3 OFDM符號形成所述OFDM符號形成模塊40將離散導頻及連續導頻插入星座映射模塊輸出的符號流後，加載到有效子載波形成OFDM符號。星座映射模塊輸出的符號流被加載到有效子載波後形成數據子載波。
每個OFDM符號包括Nv個有效子載波，Nv取值為NV=3076,Bf=8MHz628,Bf=2MHz]]>記每個時隙中第n個OFDM符號上的第i個有效子載波為Xn(i)，i＝0，1，…Nv-1；0≤n≤52。OFDM符號的子載波按照圖4所示方式分配給數據子載波、離散導頻和連續導頻。
1.3.1連續導頻Bf＝8MHz時，每個OFDM符號中包括N1個連續導頻；Bf＝2MHz時，每個OFDM符號包括N2個連續導頻。
部分連續導頻用於傳送傳輸參數信令，調製方式為BPSK，傳輸參數信令包括時隙號，字節交織器同步標識，配置變更指示，前後保護長度選項，外部編碼和交織選項，內部編碼和交織選項，離散導頻選項等。
1.3.2離散導頻離散導頻發送已知符號1+0j。每個時隙中第n個OFDM符號中離散導頻對應的子載波編號m取值規則如下Bf＝8MHzif mod(n，2)＝＝0if mod(n，2)＝＝1選項1m=8P+1,p=0,1,1918p+3,p=192,193,383]]>m=8P+5,p=0,1,1918p+7,p=192,193,383]]>if mod(n，2)＝＝0if mod(n，2)＝＝1選項2m=8P+1,p=0,1,1918p+6,p=192,193,383]]>m=8P=5,p=0,1,1918p+10,p=192,193,383]]>選項2的插入方式可以簡化接收端離散導頻插值濾波器的設計。Bf＝2MHzif mod(n，2)＝＝0if mod(n，2)＝＝1m=8P+1,p=0,1,388p+3,p=39,40,77]]>m=8P+5,p=0,1,388p+7,p=39,40,77]]>離散導頻可以有選擇的增加2-4dB發射功率用於提高接收機信道估計的性能，可以使接收端的信道估計更準確，使接收端的解調性能提高0.5dB以上。
1.3.3 數據子載波每個OFDM符號中除離散導頻和連續導頻外的子載波為數據子載波。數據子載波按照子載波、OFDM符號的前後順序傳輸星座映射後的數據符號。每個時隙中共有138330(Bf＝8MHz)或27666(Bf＝2MHz)個數據子載波，其中前138240(Bf＝8MHz)或27648(Bf＝2MHz)個子載波用於承載星座映射後的數據復符號，最後90(Bf＝8MHz)或18(Bf＝2MHz)個符號填充0+0j。
1.3.4擾碼對數據子載波、離散導頻和連續導頻等，均被一個復偽隨機序列Pc(i)擾碼。復偽隨機序列Pc(i)生成方式如下Pc(i)=22[(1-2Si(i))+j(1-2Sq(i))]]]>
其中，Si(i)和Sq(i)為十二位移位寄存器產生偽隨機序列，由圖5所示線性反饋移位寄存器產生，對應生成多項式為x12+x11+x8+x6+1。移位寄存器的初始值提供8種不同選項，如表四所示擾碼移位寄存器初始值表四
擾碼的線性反饋移位寄存的具體結構請參考圖5。擾碼通過將有效子載波上的復符號和復偽隨機序列Pc(i)進行複數乘法實現。單頻組網時，服務區內的相鄰發射機採用不同擾碼對數據加擾，利用發射機標識信號和擾碼信息有利於接收機選擇「最佳」發射機發射的信號進行接收。
1.3.4 OFDM調製載波插入導頻並擾碼後OFDM子載波Yn(i)，0≤i≤NS通過IFT映射為OFDM符號Sn(t)=1NSi=0NS-1Zn(i)ej2i(f)S(t-TCP),]]>0≤t≤(TS+TCP)，0≤n≤52其中
Sn(t)為時隙中第n個OFDM符號NS為OFDM符號子載波數，取值為NS=4096,Bf=8MHz1024,Bf=2MHz]]>(Δf)S為OFDM符號的子載波間隔，取值為2.44140625kHz。Zn(i)為第n個OFDM符號中第i個子載波上承載的數據，映射關係如下Bf＝8MHzZn(i)=Yn(i-1),1i1538Yn(i-1020),2558i40950,i=0or1539i2557]]>Bf＝2MHzZn(i)=Yn(i=1),1i314Yn(i-396),710i10230,i=0or315i709]]>Bf＝8MHz和Bf＝2MHz時的OFDM子載波結構分別如圖6和圖7所示。
1.4成幀所述成幀模塊40用於將所述OFDM符號加入信標以形成傳輸幀。
1.4.1所述傳輸幀的時域幀結構物理層信號每1秒為1幀，劃分為40個時隙。每個時隙的長度為25ms，包括1個信標和53個OFDM符號。時隙劃分和幀結構如圖8所示。
劃分時隙傳輸的原因是針對不同性質的數據流(視頻、音頻、控制信息和緊急廣播信息等)採用不同的時隙傳輸，以方便媒體訪問層(MAC)的靈活配置。
1.4.2信標信標結構如圖8所示，包括2個相同的同步信號以及發射機標識信號(TxID)。
a)同步信號所述同步信號Sb(t)為頻帶受限的偽隨機信號，長度記為Tb，取值為204.8μs。同步信號由下式產生
Sb(t)=1Nbi=0Nb-1Xb(i)ej2i(f)bt,]]>0≤t≤Tb其中Nb為同步信號的子載波數，取值如下Nb=2048,Bf=8MHz512,Bf=2MHz.]]>(Δf)b為同步信號的子載波間隔，取值為4.8828125kHz。
Xb(i)為BPSK調製的偽隨機信號，偽隨機序列由十一位移位寄存器產生。
同步信號的插入加快了接收機的同步速度和精度並且可用於信道估計。
b)發射機標識信號發射機標識信號SID(t)為頻帶受限的偽隨機信號，用於標識不同發射機。SID(t)長度記為TID，取值為36.0μs。發射機標識信號由下式產生SID(t)=1NIDi=0NID-1XID(i)ej2i(f)ID(t-TIDCP),]]>0≤t≤TID其中NID為發射機標識信號的子載波數，取值如下Nb=256,Bf=8MHz64,Bf=2MHz]]>(Δf)ID為發射機標識信號的子載波間隔，取值為39.0625kHz。
XID(i)為BPSK調製的偽隨機信號。
發射機標識序列TxID(k)長度為191比特(Bf＝8MHz)或37比特(Bf＝2MHz)。發射機標識的循環前綴(IDCP)長度TIDCP＝10.4uS1.4.3OFDM符號OFDM符號由循環前綴(CP)，OFDM符號體和可選擇的保護間隔(GI)構成。如圖10所示。保護間隔信號由相鄰OFDM間的前後保護(GD)經加窗交疊形成，如圖9所示。
T0為符號體長度，T1為循環前綴長度，TGD為前後保護長度。T0，T1和TGD的取值列於表五
表五
1.5上變頻所述上變頻模塊50用於對所述傳輸幀進行上變頻以產生用於發射的射頻信號。
成幀的基帶信號經過正交上變頻後產生射頻信號，射頻信號通過下式描述S(t)＝Re{exp(j×2πfct)×[Frame(t)F(t)]}其中，S(t)為射頻信號fc為載波頻率Frame(t)為成幀後的基帶信號F(t)為發射濾波器衝激響應。
以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換等，均應包含在本發明的保護範圍之內。
權利要求
1.一種移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，其包括兩組信道編碼器，分別接收第一、第二組數據流並將數據流經編碼和交織處理後轉換為比特流；星座映射器，用於將所述兩組信道編碼器輸出的兩組比特流結合後映射為QAM模式的符號流；OFDM符號形成模塊，用於根據所述星座映射器形成的符號流形成OFDM符號；成幀模塊，用於將所述OFDM符號加入信標以形成傳輸幀；上變頻模塊，用於對所述傳輸幀進行上變頻以產生用於發射的射頻信號。
2.根據權利要求1所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，其中第一組數據流代表能量最大的兩比特或四比特，第二組數據流代表其他低能量比特。
3.根據權利要求2所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，所述QAM模式是16QAM、64QAM模式。
4.根據權利要求3所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，在QAM模式為16QAM模式時，將b0b1分配給第一組數據流，將b2b3分配給第二組數據流。
5.根據權利要求3所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，在QAM模式為64QAM模式時，將b0b1分配給第一組數據流，將b2b364b5分配給第二組數據流。
6.根據權利要求3所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，在QAM模式為64QAM模式時，將b0b1b2b3分配給第一組數據流，將b4b5分配給第二組數據流。
7.根據權利要求4和5所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，在映射為QAM模式的符號流時，可以增加16QAM和64QAM調製中能量最大的兩個比特的能量。首先按照通常方式進行16QAM或64QAM調製，然後對I路信號和Q路信號的幅度分別增加一個數值1或者3(假設16QAM的I或Q的幅度為1、3，64QAM的I或Q的幅度為1，3、5、7)，正負號不變。
8.根據權利要求1所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，所述每一個信道編碼器包括有外編碼器、外交織器、內編碼器及內編交織器，第一、二組數據流依次經過外編碼器、外交織器、內編碼器及內編碼器處理後輸出。
9.根據權利要求8所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，所述每一個信道編碼器可以有不同的編碼速率和交織方式。
10.根據權利要求8所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，所述的兩路信道編碼器可以不同，並且每路信道編碼器可以只包括外編碼器、外交織器、內編碼器及內編交織器中的部分單元。
11.根據權利要求8所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，所述外編碼器採用二進位BCH碼或RS碼。
12.根據權利要求8和11所述的外編碼器和外交織器，其特徵在於，所述外交織器可以只針對RS碼的校驗符號進行交織，不對RS碼的信息符號進行交織。
13.根據權利要求8所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，所述信道編碼器中的內編碼器可採用LDPC碼或QC-LDPC碼。
14.根據權利要求1所述的移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，所述OFDM符號形成模塊的子載波和數據以及導頻的對應關係為(1)有效子載波編號為0～3075(當信道帶寬位為8MHz時)或0～627(當信道帶寬位為2MHz時)；(2)插入離散導頻，在偶數OFDM符號(0開始)中，編號滿足8*K(K為整數)形式的有效子載波為離散導頻；在奇數OFDM符號中，編號滿足8*K+4(K為整數)形式的有效子載波為離散導頻；(3)加入連續導頻；(4)進行調製，有效子載波0～3075分別對應IFFT變換中的一1537～1538，或0～627分別對應IFFT變換中的-313～314；
15.根據權利要求14所述的移動多媒體廣播信號傳輸系統，其特徵在於，所述離散導頻可有選擇的增加2-4dB發射功率。
16.根據權利要求1所述的移動多媒體廣播信號傳輸方法，其特徵在於，所述信標包括兩個相同的同步信號及發射機標識信號。
全文摘要
本發明公開了一種移動數字多媒體廣播信號傳輸系統，其包括兩組信道編碼器，分別接收第一、第二組數據流並將數據流經編碼和交織處理後轉換為比特流；星座映射器，用於將所述兩組信道編碼器輸出的兩組比特流結合後映射為QAM模式的符號流；OFDM符號形成模塊，用於根據所述星座映射器形成的符號流形成OFDM符號；成幀模塊，用於將所述OFDM符號加入信標以形成傳輸幀；上變頻模塊，用於對所述傳輸幀進行上變頻以產生用於發射的射頻信號。本發明針對不同能量的數據碼流進行不同的調製，使得接收機能達到更好的接收效果，並可為不同的服務需求提供不同質量等級的數據傳輸。本發明還公開了一種移動數字多媒體廣播信號傳輸方法。
文檔編號H04L27/26GK101018105SQ20061013199
公開日2007年8月15日 申請日期2006年10月22日 優先權日2006年10月22日
發明者(要求不公布姓名) 申請人:北京創毅視訊科技有限公司