有源緩衝器的製作方法

2024-03-06 18:00:15

本發明一般涉及用於功率變換器的相腳的切換單元和控制功率變換器來驅動負載的方法，並且更具體地涉及多個這樣的切換單元、功率變換器的相臂、功率變換器相腳，涉及用於驅動負載的功率變換器，以及製造功率變換器的方法。

背景技術：

寬帶隙(wbg)功率半導體器件正在接近某些功率電子變換器應用中的商業採用點。它們具有比矽更大的帶隙，引起增加的擊穿電場強度和增加的最大結溫。

對於給定的擊穿電壓，增加的電場強度導致較窄的漂移區域；這可能產生的優點是，例如：(i)降低導通狀態電壓降(針對歸一化區域的電阻)，從而降低傳導損耗；和/或(ii)更快的切換，從而降低切換損耗。增加的運行結溫也是潛在的益處，儘管現有的器件封裝在典型的可變負載條件下不能承受由此造成的嚴重的溫度循環。

雖然減少的傳導損耗可能是最直接的益處，但是大大增加的切換速度(並且因此降低的切換損耗和/或增加的功率變換器切換頻率)通常只有在換向電感從在基於igbt的變換器中發現的典型電平大大降低時可以被利用。使用擊穿電壓為例如1200或1700v的功率器件，對於低壓變換器(例如，690vac電源)，這可能在30nh的區域內。實際上，即使現有的igbt有時也必須放慢到足夠降低電感電壓過衝電平；使用wbg器件(例如，具有相同額定擊穿電壓的sicmosfet)直接代替這些器件通常需要實現相同的切換速度，這可能導致wbg器件切換損耗的顯著增加，這可能使其採用毫無意義。

為了利用wbg器件的潛力，可以考慮開發具有非常小的換向電感(優選地小於幾個nh)的開關電路，以允許快速切換發生，而不會導致大的電壓過衝。然而，這樣的副作用可能是非常快的di/dt和dv/dt切換邊緣，後者也是在電機驅動中採用的問題。此外，由於所需的高度緊湊的布局，在現有的幾千瓦以上的變換器設計中，非常小的換向電感可能是並不能夠實現的。

因此，如果在高功率變換器(例如，100kw及以上)中採用wbg器件，則需要應對現有的換向電感並遞送符合現有igbt切換的明顯的dv/dt的能力。此外，為了幫助市場的採用，這些器件將優選地能夠在類似於當前使用的封裝(例如econodual/pack(tm)、primepack(tm)、hpm)中使用，以避免在變換器設計中必須完全從零開始。

功率變換器領域繼續提供對切換拓撲的需求，切換拓撲可以例如允許更大的能量效率、改進的可靠性、更低的成本、緊湊的設計、標準功率變換器封裝的適用性、快速和/或低切換損耗操作(例如在存在到外部電容器的相對大的電感的情況下)、增加的功率變換器切換頻率、較低的傳導損耗、高的最高操作溫度、高的dc供電電壓，例如相對於功率切換器件擊穿電壓，降低的電壓過衝、對具有繞組的電感負載(例如電機)改進的保護等。

技術實現要素：

根據本發明的第一方面，提供了一種用於功率變換器的相腳的切換單元，所述切換單元包括：功率開關，用於傳導用於驅動負載的電流；串聯連接部，包括串聯耦合的輔助開關和單元電容器，該串聯連接部與所述功率開關並聯耦合；以及耦合到所述功率開關和所述串聯連接部的耦合部(coupling)的單元電感器，其中所述切換單元具有換向環路以傳導由所述功率開關的斷開引起的換向電流，所述環路包括：第一旁路電路，用於阻斷電流在一個方向上流動並且與所述功率開關並聯耦合以在另一個相反方向上傳導所述換向電流；第二旁路電路，用於阻斷電流在一個方向上流動並且與所述輔助開關並聯耦合，以在另一相反方向上傳導所述換向電流；以及所述單元電容器，並且其中所述切換單元包括用於接收控制信號的至少一個控制輸入線，所述至少一個控制輸入線被配置為驅動所述功率開關的控制端子和所述輔助開關的控制端子。

有利地，一個或多個這樣的切換單元可以設置在功率電路中，代替功率開關模塊(通常是包括功率開關的封裝，在某些情況下也是換向二極體)。例如，這樣的切換單元可以代替諸如ac-dc整流器、dc-ac逆變器或ac-ac或dc-dc電平轉換器的功率變換器的功率開關模塊。單元電感可以將切換單元從相鄰的電路(例如，相鄰的切換單元)解耦，使得與功率開關和/或輔助開關的切換有關的換向電流可以基本上限制於切換單元的換向環路。這種換向環路可能面積小和/或其電感低，這在實施例中有利於允許至少功率開關的快速切換。在多個單元耦合在一起的情況下，例如在單元的一個或多個行和/或列的並聯和/或陣列的情況下，與所有單元的功率開關和/或輔助開關的切換有關的總換向電流可以被認為是分布在多個單元的換向環路之間。例如在這種陣列的列中的串聯單元可以被認為共享電壓。這可以提高可靠性和/或增加跨陣列的最大可允許電壓。

為了減少雜散電感，可以使用類似於帶狀線的耦合線來至少將單元的單元電容器以及功率和輔助開關耦合在一起，優選地也將旁路電路耦合在一起。(類似地，這種耦合線(一個或多個)可以用於形成其它導體，例如，電源軌、到負載的相位輸出連接)。任何這樣的耦合線(一個或多個)可以是/包括層疊母線，其通常類似於帶狀線，但是可以不包含接地層。母線(一個或多個)可以包含並聯的薄分離的導體，以在dc供電軌之間產生低換向電感。至少耦合單元電容器和功率和輔助開關的帶狀線的環路可以允許寬導體並且在它們之間具有小的間隔。這可能有利於減少換向環路電感。

此外，例如當被倍增以構成串聯和/或並聯單元陣列時，切換單元(一個或多個)可以容許利用具有快速切換能力和/或低切換損耗的器件。有利地，切換單元的功率開關是寬帶隙器件，例如包括具有至少3ev的帶隙的半導體材料。這種材料可以包括例如sic或gan。在實施例中，這可以通過小的換向環路和因此小的換向電感來實現，以用於傳導功率開關的換向電流。通過使用wbg器件能夠實現的另外的或替代的優點包括例如較高溫度的操作。

每個單元的單元電容器可以確保單元支持預期電壓，例如等於由這種切換單元的串聯和/或並聯連接(例如陣列)中的其它單元所支持的電壓。因此，可以實現單元之間良好的電壓和/或電流共享。因此，實施例可以允許改善的功率耗散分布、熱性能、可靠性和/或緊湊性等。電容器的充電可以通過輔助開關的控制來確定。輔助開關優選地(即可選地)被控制，以允許僅在功率開關斷開時電荷向/從電容器流動。控制輸入線(引腳、軌道和/或導線等)可以接收至少一個控制信號以切換功率和輔助開關中的任一或兩者。具體地說，所述控制端子驅動輸入線可以被配置為基本上(例如，精確地或以小的延遲)同時將功率開關和輔助開關中的一個導通，並且將功率開關和輔助開關中的另一個斷開。例如，功率開關和輔助開關中的一個可以包括n型器件，而另一個可以包括p型器件，然後可以將切換單元配置成根據共享的控制信號來控制功率開關和輔助開關的切換。有利地，單個柵極驅動電路然後可以用於切換單元的功率開關和輔助開關。

優選地，功率和輔助開關的切換是互補的。在實施例中，當相同單元的輔助開關被導通(斷開)時，功率開關被斷開(導通)。這可以允許跨兩個開關的電壓之和等於單元電容器電壓。在實施例中，允許兩個開關同時導通可能冒著使單元電容器短路的風險。此外，當在實施例中，功率開關切斷時，輔助開關優選地被導通，以便用單元電容器來鉗制功率開關電壓。

考慮到通過至少一個控制信號來基本同時導通功率開關和輔助開關中的一個以及斷開功率開關和輔助開關中的另一個，優選地，在將開關中的一個斷開和將另一個導通之間存在小的延遲。這可能被認為是「停滯時間(dead-time)」並且可以降低直通的風險，這就是斷開的開關到另一個開關導通時沒有完全完成斷開，從而導致通過開關的短持續時間的短路電路。這種直通電流最多可能在器件中導致另外的功率損耗；最壞可能會破壞器件。因此，停滯時間持續時間取決於器件的切換速度。即使在快速wbg切換單元中也可能需要。停滯時間可以是例如小於5us、3us、2us或1us，優選在350和750ns之間。然而，停滯時間可能取決於切換速度；例如對於wbg器件(一個或多個)，停滯時間可能僅為例如20-30ns；然而，例如對於基於igbt的變換器設計，其可能高達例如10us。

旁路電路通常可以允許換向電流繞開開關，從而允許換向電流圍繞切換單元流動。第一和第二旁路電路中的至少一個可以包括二極體。二極體可以被稱為換向二極體、鉗位二極體、續流二極體等。二極體優選地(即，可選地)與對應的開關反向並聯，以便通過二極體在向前的方向上傳導換向電流並阻斷反向電流。二極體可以是對應的開關(功率或輔助)的本徵二極體或者非本徵的，通常跨開關耦合的分離的部件。非本徵二極體可能是不必要的，例如因為功率或輔助開關優選地通過開關的本徵(例如，體)二極體允許反向電流。

因此，在電壓尖峰的情況下，每個開關可以被對應的旁路電路保護。這樣的尖峰可能例如由於多個功率開關之一的切換事件而跨電感器(例如，切換單元的單元電感器、耦合到切換單元的其他切換單元的單元電感器(一個或多個)、包括切換單元的電路的雜散電感和/或負載電感)發生。

功率開關和串聯連接部之間的耦合優選地是直接耦合，例如僅涉及導線、軌道、端子和/或連接器，或者可以包括一個或多個非本徵電路部件，諸如電阻器、電容器等。

如上所述，可以例如在單元的陣列(例如，功率變換器相腳的每個相臂的一個陣列)中設置兩個或更多個切換單元。多個切換單元可以包括切換單元的至少一個串聯連接部，其中所述至少一個串聯連接部的每個所述切換單元通過所述單元電感器耦合到相鄰的所述切換單元。一個切換單元的單元電感器然後可以將切換單元從相鄰的單元解耦，有利地使得切換單元的換向環路解耦。切換單元的任何這種串聯連接部的第一和/或最後切換單元可以優選地經由其單元電感器被直接耦合到電源軌或輸出線，例如功率變換器相腳的相輸出。(因此，第一或最後切換單元可能缺少單元電感器，使得換向環路直接耦合到電源軌或輸出端)。至少一個切換單元可以與單元的所述串聯連接部的所述切換單元並聯耦合。因此，可以形成二維的單元陣列。優選地，這樣的並聯連接通過在彼此的端部連接到對應的單元的功率開關和串聯連接部的耦合部的並聯單元的單元電感器的端部之間提供電連接，並且在單元的功率開關和串聯連接的其他耦合部之間提供電連接來實現。

切換單元的每個這樣的串聯連接部可以允許多個單元具有比單個切換單元更高的額定總電壓。類似地，例如通過多個並聯的串聯連接部和/或各跨串聯連接部的相應切換單元直接耦合的切換單元的切換單元(一個或多個)的並聯耦合，可以允許所述多個單元具有比單個切換單元和/或單個串聯連接部更高的總額定電流。

至少多個切換單元(例如，陣列或串聯和/或並聯切換單元)的功率器件可以將相似的有源管芯面積佔用到具有相同額定電壓和/或電流的單個器件和/或標準相臂(在實施例中忽略了對於管芯邊緣周圍的電壓終止端可能存在的任何保護環)。例如，對於垂直功率mosfet，比表面積(ron，sp，以ohm-cm2為單位)通常與擊穿電壓的平方(即vbr2)成比例。如果說電阻器件上1200v，10mohm(毫ohm)由面積1cm2形成，則因此比表面積為10mohmcm2。具有相同設計類型的600v器件具有等於10mohmcm2×(600/1200)2的ron，sp，即能夠用0.25cm2實現10mohm。如果將600v器件串聯放置以得到1200v開關，則這總共給出具有0.5cm2，1200v能力的2×10mohm器件。因此，使用例如4個晶片，兩個這樣的串聯連接可以總共給出10mohm，例如4×0.25cm2＝1cm2。換句話說，這種1200v/10mohm器件佔用1cm2，而不管其是由一個1200v器件還是串聯的600v器件形成。該類比可以延伸到任何垂直fet器件，例如hemt或mosfet。(相反，諸如igbt或二極體的雙極型器件具有不同的i-v特性，包括導通狀態電壓降)。對於側向hemt(例如側向ganhemt)，通常ron，sp類似地與擊穿電壓的平方(即，vbr2)成比例。因此，相同的原理可以適用於垂直mosfet，即對於相同的導通電阻，串聯以實現所期望的阻斷電壓的多個器件可以佔用與一個器件基本上相同的面積。因此，優選地，在實施例中，多個切換單元中的至少一些(優選全部)包括垂直fet器件或側向hemt或功率開關，以及可選地還包括輔助開關。

如上所述，至少一個所述功率開關可以包括寬帶隙半導體器件，其可以是雙極型或基於場效應的。例如，wbg器件可以基於碳化矽(sic)或氮化鎵(gan)，例如sicmosfet或ganhemt。另外或替代地，輔助開關是這樣的wbg器件。優選地，至少一個(優選全部)單元的功率和輔助開關兩者都是wbg器件。另外或替代地，單元的功率和/或輔助開關中的任何一個或多個可以包括例如以igbt、mosfet、hemt、bjt、jfet、gto(柵極斷開晶閘管)或gct(柵極換向晶閘管)等形式的非wbg器件。每個功率開關的低電感換向環路可以類似地允許改進的操作，諸如當使用非wbg器件時更快的切換或減少的功耗。

至少一個所述切換單元的輔助開關可以物理上小於切換單元的功率開關；例如，其可以具有較小的半導體面積和/或較小的封裝體積和/或佔地面積。另外或替代地，輔助開關可以具有比功率開關更低的額定功率。可能是這樣的情況，例如，輔助器件通常僅在包括多個單元的電路的輸出斜坡(例如，階梯)通過邊緣時承載電流，而功率開關可以在相腳輸出處於穩態和/或相臂處於其相應的完全導通和完全斷開狀態(在實施例中功率或輔助開關全部導通，例如，相腳輸出分別被認為處於dc+或dc-電位的「高」或「低」狀態)，和/或在相腳輸出在中間(部分導通)狀態之間變化時承載電流的情況。

優選地，切換單元中的至少一個具有與切換單元的單元電感器並聯的電阻器。這種電阻器可以抑制由於單元、雜散和/或負載電感(一個或多個)和/或諸如單元電容(一個或多個)和/或dc鏈路電容器的電容而產生的振蕩。

可以提供至少一個驅動電路來驅動所述切換單元的功率開關的控制端子和輔助開關的控制端子中的至少一個。驅動電路可以被配置為從切換單元抽取功率。例如，驅動電路可以從切換單元的所述單元電容器抽取功率。另外或替代地，柵極驅動可以經由電感耦合從單元電感器得到功率。任何這樣的布置可以允許更緊湊和/或更不複雜的電路，例如不需要針對每個切換單元，將外部電源軌變換和/或連接到適當電壓。

考慮到具體應用，功率變換器可以包括至少一個相腳(例如半橋電路)，包括耦合以提供用於驅動(通常為電感)負載的相輸出的兩個相臂。一個或多個這樣的相臂(優選地例如半橋相腳的兩個臂)可以包括多個切換單元。任何這樣的相輸出可以進一步包括濾波器來減少或濾除高dv/dt分量，例如為了保護諸如電機的電感負載的繞組。

因此，可以提供一種用於驅動負載的功率變換器，該功率變換器包括如上所述的至少一個功率變換器相腳，每個所述相腳具有用於驅動所述負載的相輸入的輸出線。優選地，功率變換器還具有鏈路電容器，其可以被稱為存儲電容器或dc鏈路電容器。所述相腳和鏈路電容器兩者/每個相腳和鏈路電容器優選地耦合在第一電源軌和第二電源軌之間。

實施例的功率變換器可以是多電平變換器，例如被設計為提供三個或更多個電壓輸出電平，而不僅僅是在低和高輸出狀態之間擺動(如對於方波輸出)。在提供足夠的輸出電平的情況下，功率變換器輸出可以提供成形的輸出電壓分布圖，諸如斜坡或正弦波輸出。

優選地，使用多個切換單元的功率變換器具有至少為600v(例如，高達6.5kv)的額定輸出電壓，和/或至少為50a(例如，高達3.6ka)的額定電流。

可以通過用如上所述的多個切換單元代替至少一個功率開關來製造(例如升級)功率變換器。例如，功率變換器可以原本包括具有至少一個功率開關模塊(諸如igbt模塊)的相臂。該相臂可以由包括如上所述的切換單元的相臂代替。例如，相臂的唯一igbt可以由1維或2維的切換單元陣列代替。優選地，代替相臂的至少一個切換單元包括寬帶隙半導體器件(一個或多個)作為切換單元的功率和/或輔助開關。

類似地，要製造/升級的功率變換器可以包括具有導通緩衝器和至少一個gto模塊的相臂。緩衝器和/或gto模塊(一個或多個)可以用具有如上所述的切換單元的相臂代替。所述/每個gto模塊可以包括gto並且優選地還包括與gto並聯的換向二極體。如果換向二極體與gto並聯存在，則二極體可以被重新用作切換單元的旁路電路之一，例如與功率開關反向並聯。

根據本發明的另一方面，提供了一種控制功率變換器來驅動負載的方法，所述功率變換器具有耦合在兩個電源軌之間的相腳，所述相腳包括兩個臂，每個臂具有多個切換單元，所述臂耦合在所述變換器的輸出端，其中每個所述切換單元包括：用於傳導用於驅動負載的電流的功率開關；包括串聯耦合的輔助開關和單元電容器的串聯連接部，該串聯連接部與功率開關並聯；以及耦合到所述功率開關和所述串聯連接部的耦合部的單元電感器，其中所述切換單元具有換向環路以傳導由所述功率開關的斷開引起的換向電流，所述環路包括：第一旁路電路，用於阻斷電流在一個方向上流動並且與功率開關並聯耦合以在另一個相反方向上傳導所述換向電流；第二旁路電路，用於阻斷電流在一個方向上流動並與輔助開關並聯耦合，以在另一個相反的方向上傳導所述換向電流；以及所述單元電容器，並且所述方法包括至少一個步驟，所述至少一個步驟將一個所述臂的第一數量的切換單元導通，並且將另一個臂的第二數量的切換單元斷開以提升所述變換器的輸出端的電壓分布圖並且跨所述相腳保持電壓，所述將切換單元導通包括使所述切換單元的功率開關導通和使所述切換單元的輔助開關斷開，其中所述第一數量和所述第二數量為一個或多個。

因此，跨相腳的總電壓可以保持基本(例如，精確地)恆定，而沿著電壓分布的階梯增加或減少(例如過渡到(例如，如上所述的「低」或「高」相腳輸出狀態的)最終(例如，相臂的完全導通和斷開狀態)電壓)發生在輸出線(例如，導線、軌道、連接器和/或引腳)上。電壓分布圖可以是例如方波，並且階梯(一個或多個)可以允許臂的完全導通/斷開狀態(例如，如上所述的「高」和「低」狀態)之間的邊緣/過渡根據需要發展，例如，平滑和/或圓化。優選地，(如上所述的一個和另一個臂的切換單元的)第一和第二數量是相同的。

任一/兩個臂的至少兩個所述切換單元可以並聯耦合，所述方法包括例如使用相應的控制信號在不同時間切換所述並聯單元，或以其他方式並聯的開關可以通過共享或相應的同步控制信號一起切換。

每個所述臂可以包括具有數量ns的行和數量np的列的所述切換單元的陣列(不一定具有網格布局)，其中數量ns和np是一個或多個(並且可以或可以不相等)，其中每個所述列包括耦合在所述電源軌和變換器輸出之間的所述切換單元的串聯連接部，其中所述方法包括小於或等於ns×np的所述階梯以生成所述電壓分布圖。不同的行可以具有不同的np值。輸出端的電壓分布圖優選地在一個所述電源軌的電壓和另一個所述電源軌的電壓之間變化。在這種實施例中，在輔助開關中只可能引發切換損耗。

在任一或兩個臂中切換單元以提供階梯(一個或多個)的順序可以確定電壓分布圖的形狀。因此，為了限制例如相位輸出上的電壓的變化率，該方法可以包括根據電壓分布圖過渡(例如，方波邊緣)的(優選期望的最大)dv/dt值來確定切換單元的切換點火模式。

優選實施例在隨附的從屬權利要求中限定。

優選實施例的上述方面中的任何一個或多個和/或上述可選特徵中的任何一個或多個可以以任何排列組合。此外，上述方法中的任一項可以設置為對應的裝置，反之亦然。

附圖說明

為了更好地理解本發明並且示出如何實施本發明，現在將通過舉例的方式參考附圖，其中：

圖1示出了三相逆變橋的簡化表示。dc鏈路電壓vdc可以通過跨其連接適當大的電容cdc(未示出)來加強。每對器件(t1和t4、t3和t6、t5和t2)被稱作相腳或半橋腿。這裡針對t1-t6示出了igbt，但是可以由例如bjt、jfet、mosfet、hemt和/或gto/gct代替。；

圖2示出了用於在電感電阻負載中生成正弦負載電流的pwm的示例，針對一個相腳示出。下面的繪圖是上面的繪圖的放大部分；

圖3示出了切換單元構思的實現，其可以具有通過緊湊布局實現的非常低的雜散電感；

圖4示出了單元和dc鏈路電容器經由連接電感的相互作用。

圖5示出了硬並聯切換單元之間的電感，其可能引起單元之間的振蕩和/或潛在的電流共享不平衡；

圖6示出了示例有源緩衝器器件模塊(例如，功率變換器)的基本原理圖。該模塊例如僅示出為包括相腳，該相腳包括下相臂和上相臂，該相腳耦合在第一電源軌dc+和第二電源軌dc-之間。關於所示包括具有單元電容器和aux開關的串聯連接部的單個切換單元，注意，單元電容器和輔助(「aux」)開關可以被在切換單元中轉置。單元的功率開關被標記為「main(主)」開關。第一和第二旁路電路分別以跨main開關和aux開關的二極體的形式示出。控制輸入線(一個或多個)(未示出)可以耦合到主開關的柵極端子和/或輔助開關的柵極端子，即使優選地經由驅動電路(未示出；例如，柵極驅動器單元gdu-參見圖8)。得到的相輸出方波，也如圖6所示，可以具有與常規半橋器件模塊中的頻率相同的頻率。負載可以直接連接到相位輸出端(即使通過例如可能具有顯著的雜散電感的連接器、導線、軌道等)；

圖7示出了與單元電感器並聯連接的阻尼電阻器；

圖8示出了採用單個驅動電路(例如，柵極驅動(gdu))用於使用p溝道aux器件的切換單元。在這種情況下，gdu可以被配置為接收在gdu輸入端(未示出)上的單個控制信號。可選的電阻器顯示為跨單元電感器耦合；

圖9示出了使用有源緩衝器技術的多電平拓撲的示例實現，針對3電平相腳示出。具體來說，(i)左上-中性點鉗位型1(i型或二極體鉗位型)；(ii)右上-電容器鉗位型(或飛行電容器)；(iii)底部-中性點鉗位型2(t型或中性點導頻型)，其中「+」和「-」分別表示單元的正負端，即主開關漏極和源極，和/或相臂的正負端；

圖10示出了針對dv/dt控制和/或emi降低的邊緣輪廓的示例。左上：使用不同的步進率的三個不同的dv/dt斜率；右上：圓化邊緣以降低emi。下面：加到相位輸出端的dv/dt濾波器；

圖11示出了使用有源緩衝器技術的igbt的串聯連接的示例；

圖12示出了應用有源緩衝器來用igbt代替gto的示例。這可以容許用igbt調解大的雜散電感(相腳和主dc鏈路電容器之間)，在實施例中，避免igbt上的大的電壓過衝，和/或保持快速的igbt切換速度。左圖：原始gto相腳(示出undeland緩衝器)，右圖：使用兩個有源緩衝器切換單元的代替igbt相腳；以及

圖13示出了控制功率變換器來驅動負載的示例性方法，該功率變換器具有耦合在兩個電源軌之間的至少一個相腳，該相腳包括兩個臂(1，2)，每個臂具有多個切換單元，臂耦合在變換器的輸出端。每個臂中的a、然後b、然後c切換單元的切換(b、c的步驟可以省略或用d、e等的步驟補充)可以允許建立諸如方波的斜坡和/或過渡的輸出電壓分布圖。

具體實施方式

如在實施例中實現的有源緩衝器構思可以被認為是優選地(即可選地)允許切換單元的串聯和/或並聯操作的蜂窩構思。它可以能夠適用於寬帶隙(wbg)器件，並且因此有可能便利其在功率變換器中的採用。

為了幫助理解有源緩衝器構思，我們首先考慮電感(硬)切換。

在絕大多數功率變換器中，使用諸如bjt、igbt、mosfet、jfet、gto或hemt的功率半導體切換器件，從固定dc電源(例如，電容器組)生成方波電壓。該方波被施加到電感電阻負載以生成相對平滑的電流，無論是ac還是dc。通常，在所使用的切換頻率下，負載將大多呈現電感性，因此其中的電流可能只響應於方波的平均值。見圖1為三相逆變橋的簡化表示，其中圖2示出了單相腳的典型電壓和電流波形(正弦pwm)。

當有源切換器件(tx)斷開時，流過負載的電流由於其電感特性而繼續流動。因此，相腳的相對側的續流二極體(dx)導通，以提供到相對的dc供電軌的電流路徑。當切換器件重新導通時，續流二極體斷開。

在開關事件中，相腳中的上和下器件之間的換嚮導致切換損耗，因為在小的時間段內，高電壓和電流兩者都存在一個或兩個開關中。該時間段越長，每個切換事件耗散的能量就越大。平均切換功率損耗只是切換能量損耗(導通和斷開)乘以方波切換頻率。這形成了來自橋的功率損耗的重要部分，另一部分是傳導損耗(隨著電流在導通狀態下流動，跨每個開關的電壓降)。

如上所述，在開關事件中的器件之間的電流換向率(di/dt)對切換損耗有明顯的影響。此外，它會導致由換向環路電感引起的潛在損壞電壓過衝。該換向環路包括dc電容、續流二極體、有源切換器件和連接這些部件的導體。這種換向環路的電感(經常被稱為雜散電感或換向/環路電感)由導體包圍的環路面積(例如，長度乘以間隔)確定。每個部件(電容器、二極體、開關)都有自己的內部電感，其中導體被設計成在其頂部上添加最小的附加電感；可以在切換器件和dc電容之間使用層疊母線來實現。

在任何功率變換器設計中，通常在切換速度(因此切換能量損耗)和dc鏈路(供電)電壓之間存在權衡：隨著切換速度增加，降低切換功率損耗，由雜散電感引起的電壓過衝增加，因此在dc線路電壓和器件(例如，二極體和開關)擊穿電壓以上需要更多的淨空(headroom)。降低雜散電感是期望的，以在最小化切換功率損耗的同時最大限度地利用dc鏈路電壓。

功率變換器中使用的傳統矽(si)器件是用於低電壓應用(通常為高達600v的擊穿電壓)的mosfet和用於高於此值的電壓(在600v-6500v範圍內的擊穿電壓)的igbt。igbt比mosfet切換更慢(因此具有更大的切換能量損耗)，因為igbt是雙極型器件，而mosfet是單極型器件；然而，600v通常是如下的點：高於所述點，mosfet傳導損耗可能會過度地支配整體功耗，使得igbt通常是高於該額定電壓的器件選擇。

與si器件相比，寬帶隙器件(例如碳化矽(sic)mosfet和氮化鎵(gan)hemt)具有大大降低傳導和切換損耗兩者的潛力。這些半導體材料具有低得多的特定導通電阻，對於si的可比較的器件，每單位面積產生降低的傳導損耗。此外，由於其增加的電場強度，諸如sicmosfet的單極器件(利用其快速切換特性)原則上最高可以競爭到比simosfet高得多的額定電壓。因此，變換器的具體功率損耗降低，從而允許更大的功率密度(對於相同的額定功率，尺寸更小)和/或切換頻率大的潛在增加。後者是潛在有利的，因為它可以減少變換器的其餘部分(諸如電感器、電容器和電阻器)的尺寸、成本和/或損耗。

然而，寬帶隙器件在傳統變換器中的應用並不簡單。例如，如果諸如sicmosfet或ganhemt的wbg器件替代現有的igbt，則與wbg器件的高切換速度相耦合的典型的雜散電感(幾十nh)導致大的di/dt率並因此導致大的電壓過衝。這種電壓過衝在現有的基於igbt的變換器中已經是一個問題，因此將di/dt增加5-10倍可以使得電壓過衝高到足以限制電流和/或破壞器件。使wbg器件的切換放慢減少了這一點，但可能將切換損耗增加回到siigbt典型的先前值，從而使wbg的任何益處無效。

鑑於上述情況，wbg器件的成功利用可能取決於大大減少換向環路的雜散電感，從而容許增加切換速度(從而大大降低切換損耗)以解鎖wbg技術的益處。

在這方面，我們現在考慮切換單元構思。

緊湊型切換單元可以從快速wbg功率半導體器件中提取最大性能。單元可以包括或者是單相腳(即上和下切換器件)以及局部單元電容器。局部單元電容器不能代替主dc電容器，而是可以為器件切換提供低電感換向路徑。這在圖3中更詳細地示出。

可以通過實現物理上小的單元來實現非常小的換向(環路)電感，其中儘可能地將導體優選地布置在帶狀線布局中以最小化環路面積。為了實現小的物理尺寸，切換單元優選地具有低額定電流(例如，幾十安培)和低額定電壓(例如，幾百伏特)；否則導體和絕緣距離可能變得太大，從而使得單元物理上很大。增加的額定電壓的另一個缺點是對於相同的電容值單元電容器可能變得物理上更大。

用於切換單元環路電感的值可以在0.5-5nh的範圍內。即使在與寬帶隙器件相關聯的斷開時具有非常快的di/dt率，也可以實現諸如5％或更低的電壓過衝值(相對於斷態電壓)。因此，使用緊湊型切換單元可以允許與高dc電源電壓組合的非常低的切換損耗(相對於器件擊穿電壓)。

優選地，單元電容器的電容不大(在1-10μp範圍內)以便保持小的雜散電感。dc鏈路的能量存儲功能仍由主dc電容器提供；因此，將單元dc電源連接到主dc鏈路的導體可能與最小化單元電容器和主dc鏈路電容器之間的相互作用(振蕩)有關。

現在考慮將切換單元應用於大功率器件。

為了幫助wbg器件對於更高功率變換器的市場採用，例如使用阻斷電壓＞600v且額定電流＞50a的電源模塊，如果以熟悉的格式封裝器件，則具有優勢：優選地，在底部具有電隔離基板用於熱傳導，在頂部具有螺釘端子用於連接到器件功率端子。器件額定值位於和高於1200v和400a的變換器中使用的這種封裝的偏差可能會迫使變頻器設計者顯著修改其逆變橋設計，這可能會對採用造成障礙。600v和50a的限制可能在單個單元的範圍內，而不會使單元雜散電感太大。

對市場採用的另一個幫助當然是低成本。

當在切換單元和dc鏈路電容之間進行主dc連接時，這種連接的電感是令人感興趣的。即使從精心設計的現有器件模塊通過層疊母線的低電感連接也可能呈現大約30nh的環路電感(例如，對於使用1200或1700v器件的大功率變換器)；因此，這可以被認為是在單元電容器和主dc鏈路電容器之間的電感的合理值。假設dc鏈路電容器可以是1mf及以上的量級，則在切換事件期間其電壓可能是有效地恆定的。因此，所產生的振蕩可能在單元電容器和單元與dc電容器之間的電感之間，並且該振蕩優選地被適當地阻尼以減少/避免過衝和振鈴(後者是電磁幹擾(emi)的問題)。圖4更清楚地示出了這一點。

對於50a以上的額定值，可以考慮簡單地並聯單元並同時切換它們。然而，並聯的單元除了先前在單元和dc鏈路電容器之間(即在通過單元輸出電感和dc連接電感的並聯切換器件之間)識別的振蕩之外還具有其他振蕩模式。這類似於igbt模塊內的並聯晶片，其中晶片間振蕩和/或動態電流共享可能難以控制。在igbt模塊中，內部柵極電阻可以以切換性能為代價來增加阻尼；由於並聯晶片的差分電阻在切換時很高(因為它們處於有源區域，即高電流和高電壓)，因此也可以通過阻尼來減小振蕩。採用使用wbg器件的許多切換單元可能引起類似的振蕩，但沒有任何來自另外的柵極電阻的另外阻尼，並且由於器件通過有源區域非常快地切換，因此幾乎沒有或沒有來自差分器件電阻的阻尼。這在圖5中示出。

另一個問題可能是器件之間的容限。例如，在器件晶片之間的mos柵極器件的閾值電壓中存在顯著變化，這可能通過影響切換同步和/或器件跨導來進一步加劇並聯晶片操作。

實現這些振蕩模式的高阻尼因子可能取決於與電感串聯的高阻尼電阻(這可能由於其功率損耗而不切實際)和/或與電感並聯的阻尼電阻(這可能由於電感是分布式的而有困難)。如果增加單元電容，則串聯阻尼電阻變得更小；這可能是有利的，因為固有的導體電阻現在可以適用於阻尼，但是大的單元電容可能損害小尺寸的單元。另一個選擇是增加電容間電感以使其集總(離散)，使得能夠增加阻尼電阻器；然而，這可能僅適用於單個切換單元，因為它可能影響並聯切換單元的性能。

此外，如果需要超過600v的額定電壓，則使用串聯連接的器件或切換單元可以減輕絕緣距離，從而保持低換向環電感。因此，可以使用較低電壓構件來實現額定值在3300v及以上的器件，即用於中電壓變換器的器件。

在某些應用中，還存在與wbg器件的快速切換速度(即dv/dt)相關的另外問題。由於產生的電流流過其絕緣電容，因此由相腳產生的方波的每個邊緣處的電壓變化率對於電機和一些電感器通常是問題。逆變器負載(inverter-duty)電機通常可以應對高達3kv/μs的dv/dt值，這高於標準電機(通常為1kv/μs)。然而，即使傳統的igbt可以產生高達7kv/μs，而wbg器件通常也在20-200kv/μs的範圍內。因此，wbg器件可能需要dv/dt濾波器，帶有相關聯的成本、尺寸和/或損耗。另一種選擇是使wbg器件的切換速度放慢，但這可能會回到igbt切換速度，從而消除了wbg器件的任何益處。

因此，期望容許在實際變換器中採用多個切換單元的單元互連拓撲，這樣的拓撲優選地：(a)將單元電容器彼此解耦；(b)在並聯的切換單元之間故意引入電感以改善電流共享(優選不引入振蕩)；和/或(c)降低相位輸出端的有效dv/dt，例如降低到傳統siigbt模塊的有效dv/dt。

在這方面，我們現在考慮有源緩衝器構思的具體實施例。

有源緩衝器拓撲的實施例可以克服並聯許多切換單元的限制(一個或多個)，同時保持wbg半導體的優點(一個或多個)，例如快速切換速度，從而低的切換能量損耗。基本實施例可以包括在相臂內串聯和並聯連接的多個切換單元。通常，可以預期諸如圖3-5所示的多個切換單元的連接導致單元電容和電感(諸如切換單元、電源軌(一個或多個)、負載內的雜散電感和/或在到負載的相位輸出連接(一個或多個)中的雜散電感)之間的不期望的振蕩。然而，現在考慮串聯和/或並聯切換單元。更多細節如下所述；也見圖6。

關於拓撲，可以將多個切換單元串聯和/或並聯地布置在相臂內。連接兩個相臂以形成相腳(半橋)：一個臂從相位輸出到dc+，另一臂從相位輸出到dc-。切換單元可以在相臂內並聯連接(參見圖6中的水平鏈路)。另外或替代地，切換單元可以串聯連接到子相臂中，在這之後在相位輸出端並聯連接(省略了水平鏈路)。

每個切換單元可以包括兩個有源控制的開關，每個具有其自己的反向並聯二極體(或由開關提供的等效行為)和支持電壓vcell(v單元)的dc單元電容器。功率開關(main(主))和輔助開關(auxiliary(輔助)；aux)以互補的方式進行切換：當main導通時，aux斷開，反之亦然。這可以允許每個切換單元電壓vo在0v和+vcell的電壓之間切換，同時仍然允許電流在任一方向上流動。(注意，可以實現小的「停滯時間」時段來延遲主和/或輔助開關導通，以避免直通傳導；該時間可能取決於器件(開關)的切換速度)。圖6更詳細地示出了這一點。

可以在一系列步驟中切換切換單元，以在變換器的輸出端建立方波電壓，如圖6所示。相腳的每個臂中的單元可以相反地切換，即互補，例如，當下臂的單元k從+vcell切換到0v時，上臂的單元號k可以從0v切換到+vcell。以這種方式，跨相腳的總電壓通常恆定在vdc＝ns×vcell，其中ns＝每個臂中串聯的單元數。跨單元電容器的電壓在運行期間可以保持大致恆定。

每個切換單元優選地具有稱為單元電感器的串聯電感。這可以有效地給予單元所切換成的電感負載，從而在實施例中允許單元間達短時間段的電壓差而不引入電流的顯著變化。換句話說，單元電感器可以：(a)允許硬切換在每個單元中發生；和/或(b)吸收由上臂和下臂中的互補單元之間的定時歪斜引起的伏秒差異。提出基於(例如，通過主dc鏈路電容器組)期望的外部環路電感的範圍來確定(從其計算)單元電感器和/或單元電容器尺寸。考慮到單元分量值如何與外部電感值相關，跨所有單元(對於陣列，等於(ns/np)×lcell(l單元))的組合電感可能具有與實施例的通過dc鏈路和主dc電容器組的外部環路電感基本相同或更大的幅值。

通常，電源在從相腳到主存儲(dc鏈路)電容器的至少一個連接中可能具有顯著的電感。在布置中，可以發現這種電感，例如在從功率開關到電容器組的對應電容器的連接中。外部電感可以是例如30nh的量級。(在變換器實施例中，通過dc鏈路和dc電容器組的外部電感可能取決於變換器的額定電壓：通常，額定電壓越大，環路電感越大。對於具有1200或1700v器件的變換器，它可能約為30nh，但對於使用4500或6500v器件的變換器，它可能要高得多(有時＞100nh))。然而，由於這種電感引起的不期望的lc振蕩可以通過提供分布式電感(即通過多個切換單元的多個單元電感器)來減小。每個這樣的單元電感器可以具有與外部電感相似的電感，例如10nh或30nh。

可以以不同的方式切換並聯切換單元，例如：(i)可以同時切換所有並聯單元；(ii)可以單獨切換並聯單元。(這可以應用於任何兩個或更多個並聯單元，並因此可以應用於實施例的所有單元)。選項(i)通常與如上與向大功率器件應用切換單元所述的硬並聯單元不同，因為單元電容器不直接並聯連接；單元電感器也可以促進單元之間的電流共享(電感器可以通過提供吸收單元之間的伏秒差異的手段來幫助並聯單元的共享。如果單元電容器電壓不相同和/或單元切換的定時不相同，該差異就可能發生。通常，在實施例中，電感越大，單元之間產生的電流差異就越小)。選項(ii)可以允許並聯單元的交織，從而給出電壓階梯(voltagestep)分布的進一步分割，例如階梯數從ns增加到ns×np(其中np是並聯的單元數)。

可以控制隨著每個切換邊緣行進的切換單元的點火模式以平衡單元電容器電壓和/或單元電感器電流。(這種點火模式可以對應於實施例的單元(例如諸如可以在ns×np單元的陣列中找到的串聯和並聯單元)接通和切斷序列。點火模式的每個步驟可以將相腳的一個臂的一個或多個並聯和/或串聯單元接通並將另一臂的一個或多個這樣的單元切斷)。在實施例中，單元電壓和/或電感器電流可以由局部測量電路監測並傳送到中央控制器。中央控制器可以計算均值並將其傳送回單元。在實施例中，切換的順序可以從輸出電壓分布圖的第一邊緣(例如，從低到高)改變到第二邊緣(例如從高到低，優選地緊接在第一邊緣之後)，以便實現這一點。第二邊緣可以在第一邊緣之後的高持續時間後發生。在提供基本上方波相位輸出的實施例中，高(低)持續時間可以取決於該特定切換周期的方波的佔空率。

考慮到諸如方波的電壓分布圖的不同部分期間的開關操作，在相腳的臂的每個切換單元中，只有連接在單元端子之間的main器件可以在輸出電壓邊緣之間的時間(例如，當臂內的所有單元都在0v(即，由於它們的main器件導通，而使得跨它們具有0v)時)期間承載傳導電流。與切換單元中的單元電容器串聯連接的aux器件只有當臂的單元斜坡(階梯)通過邊緣時可以承載電流，因為當臂中的所有單元都處於vo＝vcell(main器件為斷開)時，相位輸出端連接到相反極性，即通過另一個臂耦合到電源軌。因此，在實施例中，main器件(一個或多個)可以獲悉切換損耗和導通損耗，而aux器件(一個或多個)可能僅獲悉切換損耗。(儘管如果在示例實施例中，相腳輸出不會一直擺動到dc軌(ns×vcell(v單元))，但是通常仍然存在一個或多個單元，其中輔助開關和單元電容器在兩個臂中切換，潛在地引起電流流過這些。這可能分別會導致顯著的輔助開關傳導損耗和/或顯著的單元電容需求)。受到飽和電流和/或熱電阻限制，因此aux器件可以在物理上比main器件小得多。類似地，單元電容器僅通過邊緣承載電流，因此也可能很小，從而保持切換單元的小的物理尺寸。每個單元電容器的尺寸可以取決於單元的額定電流和/或電壓。例如，1-10uf可能適用於200v的單元電壓和/或大約300a的單元額定電流(功率開關，即，主器件)。

前一段的結果可能是aux器件和單元電容器有效地提供跨切換單元中的主器件緩衝器動作。這導致了術語「有源緩衝器」。

(在實施例中，來自相腳的最大相位輸出可能達不到+ns×vcell和/或-ns×vcell，例如，在+/-ns×vcell之間交替(其中ns是相腳的臂中的切換單元的數量，優選地在兩個臂中相同)。因此，相位輸出可能具有比具有特定ns值(一個或多個)的最大可能的幅度更小的幅度。然而，如果相腳輸出不是一直擺動到+ns×vcell和/或-ns×vcell，則電流仍然可以流過未被臂中的功率開關(主器件)關斷(switchedout)的剩餘單元電容器，其中對應於那些單元電容器的輔助開關導通。因此，傳導電流可能流過輔助開關(這可能導致除了切換損耗以外的導通損耗)和單元電容器(這可能導致需要非常大的單元電容器，以避免單元電容器上的大的電壓變化)兩者)。因此，優選的操作模式是其中來自相腳的最大相位輸出在+/-ns×vcell之間交替。優選地，相腳輸出在輸出電壓分布圖的每個邊緣/過渡一直擺動到ns×vcell，即每個臂中的每個單元切換。

單元電容器優選地例如通過單元電感器彼此隔離且與dc電容器隔離，從而使振蕩的機會最小化。因此，可以通過單元電感器，適當可選的連同並聯的阻尼電阻器(見圖7)和/或通過點火模式來確定相互作用，通常減小相互作用。(注意，阻尼電阻器平均耗散非常少的功率)。單元電感器的值可以例如使得在一個實施例中，跨單元陣列的所有單元(等於(ns/np)×lcell)的組合電感在幅值上等於或大於通過dc鏈路和主dc電容器組的外部環路電感。關於可選的阻尼電阻器的值，實施例的與每個單元電感器並聯的阻尼電阻優選地近似等於：rcell(r單元)＝sqrt(lcell/ccell)。這通常是基於lc振蕩的臨界阻尼。

一般來說，換向僅在每個單元內發生，因此低電感換向環路可能只需要在每個單元內實現，而不是跨整個臂。

切換單元例如可以由低電壓wbg器件組成，儘管實施例不限於使用這種器件。單元的每個單元電容器可以安裝在單元中靠近器件(例如，開關和可選的二極體(一個或多個))，潛在地產生非常小的換向環路電感。這可以允許充分快速的切換(例如，對於每個功率開關，即主器件，10納秒或更少的上升和/或下降次數)來利用高速wbg器件。然而，在實施例中，單元的切換頻率將等於方波(pwm)頻率。

例如，如果使用fet型器件(例如，功率開關(一個或多個)或輔助開關(一個或多個))，例如，si或sicmosfet或ganhemt，則不需要單獨的續流二極體。這樣的器件可以：(a)具有整體二極體或等效的行為；和/或(b)可用於反向傳導模式，例如，如在同步整流中使用。關於(b)，當處於導通狀態時，器件可以允許反向電流流過溝道。省略任何續流二極體可以節省封裝空間。

在實施例中，因為換向環路電感(並且因此電壓過衝)在每個單元內可能非常小，所以單元電容器電壓可能非常接近單元切換器件的擊穿電壓，例如主開關的擊穿電壓。因此，實施例的dc鏈路電壓可以更接近單元的組合擊穿電壓(ns×vbr)，其中允許單元電壓不匹配，即，其中不是所有的單元電壓都相同。這可能導致對於給定的擊穿電壓有更大的dc鏈路電壓和/或對於相同的dc鏈路電壓有更小的傳導損耗。優選地，提供了針對這種不匹配的餘量，使得如果實施例的單元稍微誤分享(mis-share)電壓，則具有最大電壓的單元可能不超過主開關額定擊穿電壓vbr。例如，與如果環路電感為低，則具有約擊穿電壓的70％的最大dc鏈路(斷態)電壓的igbt相比，實施例然而可以旨在達到例如擊穿電壓的90％。

每個單元可以具有兩個小的柵極驅動，一個用於main器件，一個用於aux器件。或者，n溝道器件可用於main開關且p溝道器件用於aux開關，允許使用單個柵極驅動器(參考兩個切換器件的源極端子)。這在圖8中示出。(p溝道器件通常不用於功率器件，因為它們的電阻由於電子和空穴之間的遷移率差異而約為n溝道器件的電阻的3倍；但是在本應用中，aux器件的傳導特性可能不太感興趣)。

可以實現合適的通信網絡以與相腳模塊中的所有單元通信並貫穿相腳模塊中的所有單元控制切換模式。

實施例的完整相臂可以被認為等同於常規相腳中的單個開關。因此，基於有源緩衝器拓撲的「單開關」器件(例如，以代替單個igbt)也可以通過簡單地封裝相臂來實現。該等效可以另外地或替代地允許使用有源緩衝器拓撲來實現多電平變換器電路(例如，中性點鉗位型1和2或電容器鉗位型)，參見例如圖9。注意，在實施例中，基於有源緩衝器的相臂可以有效地代替多電平相腳中的單個器件，其中相臂類似於常規相臂的單個器件經歷互補切換。

為了驅動有源緩衝器實施例的任何功率和/或輔助開關(一個或多個)，優選地可以使用任何方波切換方案，例如：正弦波pwm、空間矢量pwm、三次諧波注入pwm、不連續pwm、滯環控制、滑動模式等。

考慮到單元電感器的存在，可以減輕對在切換單元與主dc鏈路電容器之間低電感的需要。這可以允許使用常規的功率模塊封裝，包括螺釘端子。封裝電感可能大於傳統igbt模塊的電感。

有源緩衝器相腳模塊可以被實現在標準相腳器件封裝中，例如econodual(tm)或primepack(tm)。因此，與有源緩衝模塊的功率連接將與現有的相腳模塊相同：dc+、dc-和相位輸出(phaseout)。每個模塊可以包括兩個相臂(上和下)，每個例如包含ns×np切換單元。每個切換單元可以具有main&aux器件、單元電容器、單元電感器和優選地適合的柵極驅動。模塊優選地還包括柵極驅動通信結構。每個柵極驅動的功率可以從單元電容器(一個或多個)(如果在單元電容器中存在足夠的能量存儲)和/或從單元電感器(一個或多個)得到，經由隔離電源單獨供電和/或從引導器型電路(可能從相鄰單元)供電。

相位輸出端上的電壓分布圖的過渡(例如方波邊緣)可以由均等於單元電容器電壓(或者如果並聯單元被交錯，則更小)的許多階梯構成。因此，在一個實施例中，過渡或邊緣可以被描繪輪廓以滿足用戶的要求，例如，不超過1-3kv/us，作為具有絕緣繞組的負載的示例耐受率。然後可以以對切換損耗減小或不影響的方式設置切換邊緣的平均dv/dt；這對於例如電機驅動可能是有利的。另外或替代地，可以將非常小的dv/dt濾波器添加到相位輸出端，如圖10所示，以平滑階梯式相位輸出。(注意，該dv/dt濾波器可能比常規半橋相腳所需要的要小得多，因為濾波器可以只被設計為針對時間trise/n濾除電壓vdc/n，而不是針對時間trise濾除vdc(trise是電壓分布過渡的總持續時間))。使用這種dv/dt濾波器所產生的功耗可能在1-10瓦特而不是數百瓦特的量級。此外，當相腳開始並完成切換邊緣過渡時，切換邊緣拐角在一個實施例中可以容易地圓化以減小emi。這些效果如圖10所示。

在單元電容器和/或單元電容器電壓相等的情況下，可能存在從dc+到相位輸出端和從相位輸出端到dc-端子的線性電壓梯度。這可以通過最小化為絕緣所留出和/或絕緣佔用的空間(例如，爬電距離(creepage)和/或間隙)來幫助有源緩衝器模塊的封裝。

優選地，所有切換單元耗散相同的功率損耗和/或單元電壓和電流被平衡，在這種情況下，跨所有切換單元可能存在均勻的散熱。當封裝有源緩衝器器件模塊時，這可能是有利的。

有源緩衝器技術可以應用於igbt的串聯連接，例如如圖11所示。在這種配置中，每個串聯連接的igbt可以有自己的單元電容器、單元電感器和auxigbt。然後，有源緩衝器技術可以以與wbg器件相同的方式允許相腳電壓階梯通過諸如方波邊緣的電壓分布圖過渡。再次，單元電感器尺寸可以涉及通過dc鏈路電容的額外環路電感(例如基於其來確定)。

有源緩衝器技術可以應用於通過igbt代替在遺留變換器內的柵極斷開晶閘管(gto)。如圖12所示，gto相腳通常具有導通緩衝電感器，以在導通時限制通過晶閘管的di/dt。然後到dc電容器的雜散電感可能不是臨界的。通過igbt相腳(一個或多個)(無緩衝器)直接代替gto相腳(一個或多個)是一個潛在的問題，因為到dc電容器的剩餘雜散電感與igbt設計所預期的相比可能要大。因此，可以利用有源緩衝器切換單元來應對大的雜散電感，從而避免igbt上的大的電壓過衝和/或保持快速的igbt切換速度。

無疑，技術人員將會想到許多其他有效的替代方案。應當理解，本發明不限於所描述的實施例，並且包括在隨附權利要求的精神和範圍內對本領域技術人員顯而易見的修改。