用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法

2023-12-03 16:47:21 2

專利名稱：用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法
技術領域：
本發明涉及射頻信號，特別是涉及一種用於射頻(RF)信號傳輸、接收和/或調製的無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法。
背景技術：
我們知道，放大器的所謂「PAE」(功率添加效率)不過是指傳送到負載並被產生這种放大所要求的直流輸入功率除的輸出功率。一般地，對於典型的CDMA(碼分多址)手持機，最大傳輸功率的功率添加效率為33％，比平均低10％。因此，如果一個具有33％的功率添加效率的功率放大器要輸出1瓦射頻功率，它就需要3瓦直流電源，在此過程中2瓦用於熱消耗。這明顯未達到電源的最佳使用。
典型的現有技術的射頻傳輸系統使用的方法依次包括以下步驟中的一步或多步(1)將數字數據流獨立地調製為同相和正交向量組或幅值和相位向量組；在信號轉化過程中的後續點組合向量；(2)數字過濾數據向量；(3)通過數字模擬轉換將過濾過的向量轉換為模擬形式；(4)利用射頻振蕩器通過一級或多級調製將數字/模擬輸出向上轉化為射頻信號向量，隨後對每級向上轉化進行象頻幹擾抑制濾波；(5)預先放大(或變增益放大)最末級向上轉化階段的輸出；(6)用功率放大器放大預先放大的輸出信號，其中放大器是典型的A或AB型式。
另外，Dent等人發表的6181199號美國專利，題為「功率反轉量子化調製系統和方法」，闡述了一種與上述方法不同的射頻傳輸方法，該方法中信號向量的幅值用於調整C級或D級轉換開關功率放大器的幅值，並將信號向量的相位信息作為其一個輸入來接收。Sander等人發表的6198347號美國專利，題為「轉換式射頻放大器的驅動電路」，闡述了一種驅動那种放大器的方法。前述情況的另一例中，轉換為模擬射頻範圍的信號被放大為一個負載。
Agazzi和Norsworthy發表的題為「綜合業務數字網傳輸器」的5353309號美國專利闡述了一種在基帶數字電話傳輸中利用數字Δ∑調製器的方法。Δ∑調製器的輸出連接到一個有源模擬低通濾波器，低通濾波器驅動一個有源功率放大器，依次驅動綜合業務數字網電話傳輸線路。然而，前述說明中沒有講授產生足夠的功率直接驅動線路而不需要有源功率放大器的方法。同時，雖然上述系統是一個低頻基帶傳輸系統而不是射頻通頻帶傳輸系統，前述說明中也沒提供任何將功率轉換為射頻載波頻率的方法。
Pikkarainen等人發表的5701106號美國專利，題為「將數位訊號調製為高頻模擬信號的方法和調製器」，闡述了一個(I，Q)中的基帶數字傳送到以中頻採樣的Δ∑數字-模擬轉換器，並轉換為模擬形式以在模擬狀態下進一步向上轉化為射頻載波頻率。其中沒有說明將數字基帶信號直接向上轉換為射頻載波頻率的方法，也沒說明將直流功率直接轉換為射頻載波功率的方法。
Butterfield發表的6321075號美國專利，題為「硬體-帶有Δ∑數字-模擬轉換器的高效收發器」，由於他在(I，Q)中採用Δ∑調製器形成中頻，然後轉換為模擬狀態以在模擬狀態下進一步向上轉化為射頻載波頻率，所以該方法與前述5701106號美國專利類似。
請參閱圖1a-1c所示，舉例說明了上述不同現存技術結構。
Keyzer等人發表的0-7803-6540號電氣和電子工程師協會(IEEE)出版社文章，題為「利用帶通Δ∑調製器數字產生無線傳輸射頻信號」，及這裡引用的參考(「Keyzer」)，闡述了一個無線發送器，它結合通頻帶Δ∑調製器與模式轉換功率放大器一起使用。同時請參看「利用Δ∑調製器產生射頻脈寬調製微波信號」，由Keyzer等人所著，於2002年5月發表於IEEE雜誌0-7802-7239刊。
在全雙工分頻系統中，比如CDMA中，發送器和接收器是可以同時開啟的。發送器開啟時，通常產生落在接收波段內的噪音或失真。以IS-95，IS-95a，IS-98或IS-2000的CDMA標準為例，接收波段從發送波段偏移80MHz。用於CDMA手持機發送器的典型功率放大器在接收波段產生大約為-135dBm/Hz的噪聲密度。比如，對於北美運行的PCS波段，接收波段的頻率比發射載波的頻率高80MHz。為防止接收靈敏度的下降，發射器產生的噪聲需被抑制到低於接收器產生的最低熱噪音的水平。接收器產生的最低熱噪音大約是-174dBm/Hz。因此，功率放大器的最低噪音和最低熱噪音之間的差別大於40dB。噪聲抑制的水平通常通過雙工器實現，對此領域具有常識的人都熟悉雙工器的結構和功能。雙工器具有3個埠，一個接至功率放大器的輸出，另一個接至天線，第三個埠接至接收者的輸入。
在全雙工接收器中使用噪聲重整編碼器時，一個困難的問題是量化噪音的高水平超出了波段，甚至進一步惡化了接收波段。上述Keyzer參照提到了這個問題，但仍沒有(i)認識到使用他們的方法時問題多麼嚴重，或者(ii)提出滿足實際系統要求的解決方法。Keyzer使用了以4倍載波頻率Fc的頻率運行的二級帶通Δ∑調製器，但沒考慮到這種條件下相鄰接收波段的噪聲下限值。關於此點有人進行了一個模擬，目的在於測定Keyzer的帶通Δ∑調製器產生的量化噪聲。對相應標準下要求的最大功率水平和標準手持機可使用的電池技術進行了保守假設。基於以上假設構成了一個模擬模型並確定，沒有任何模擬過濾或雙工抑制時，天線處的量化噪聲數量級為-94dBm/Hz。這意味著，為了把量化噪聲的水平降低到低於熱噪聲水平-174dBm/Hz，需要過濾高於80dB的噪聲。而且不僅僅是單一頻率需要抑制80dB，而是整個接收波段都需要。對於實例中北美CDMA的PCS波段，帶寬覆蓋1.93-1.99GHz，為60MHz。如果當前技術發展水平下存在一種整個頻率範圍內抑制80dB的模擬射頻濾波器，則必然會有很高的插入損耗，而且也會相當昂貴。因此，亟待一種更有效更經濟的方法抑制接收波段中的噪聲。
Keyzer的發明中不曾闡明的另一個難題涉及到帶通Δ∑調製器極高的採樣率。在PCS頻率中，Keyzer的方案要求Δ∑調製器中的算術邏輯電路和寄存器以將近8GHz的頻率運行。在電池電源可攜式PCS手持機中，在編寫本文之時，任何可利用的和當前可想到的半導體技術中，僅僅帶通調製器邏輯電路的功率消耗就大得嚇人。這樣，就需要降低Δ∑調製器中的時標速率。
Keyzer不曾闡明的第三個難題涉及到開關式功率放大器和與之相連的模擬濾波器間的接口。特別地，沒有提供任何說明和學說來解釋如何建立一個可操作的開關式放大器並有效地將它「驅動」至濾波器。而且，也沒有建議或說明任何特定的耦合機構。因此，Keyzer留下了一個重要的技術難題沒有解釋。
進一步注意到，關於插值濾波器或插值濾波器的特定應用，Keyzer沒有做出任何解釋或推斷。
我們可以從Norswor thy等人編著的IEEE出版社1997年版的教科書《Δ∑數據轉化器》中找到關於Δ∑數據轉化的有關討論。第9章中(從282頁開始)討論了帶通Δ∑調製器這一論題。自20世紀90年代早期，帶通Δ∑模擬數字轉換器就被用於中頻(IF)解調。然而，還沒有任何有關將Δ∑模擬數字轉換器用於無線傳輸或射頻功率轉換的發現。
如前所述，Δ∑調製器基本概念的應用還不曾得出一個站得住腳的對前述問題的解決方法。這樣，仍然亟待一種改進的裝置和方法，可用於將數位訊號轉換為射頻功率而不必構建一個有源放大器，也不必首先在大大低於射頻載波頻率的頻率下將數字數據信號轉換為模擬形式。這種改進的裝置和方法自身還應能夠提供高水平的電源效率以降低功率消耗及其它，以延長無線手持機電池的使用期限。
有鑑於上述現有的用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法存在的缺陷，本發明人基於從事此類產品設計製造多年豐富的實務經驗及專業知識，並配合學理的運用，積極加以研究創新，以期創設一種新型結構的用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法，能夠改進一般現有的用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法，使其更具有實用性。經過不斷的研究、設計，並經反覆試作樣品及改進後，終於創設出確具實用價值的本發明。

發明內容
本發明的目的在於，克服現有的用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法存在的缺陷，而提供一種新的用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法，本發明的主要技術內容如下本發明通過提供一種信號和功率轉化的改進裝置及方法滿足了上述需要。
本發明的第一方面，闡述了一種射頻信號諧振功率轉化的改進裝置。該裝置大致包括一個脈衝輸入源，可用於產生複雜脈衝；一個與脈衝輸入源有效耦合的諧振器；一個與諧振器輸出有效耦合的傳輸介質，適用於發送複雜的射頻信號；在一個典型實施例中，諧振器的諧振頻率與載波頻率相同或大體接近，並進一步有效地適用於為其後續發送有效地儲存能量(通過選擇性增強至少部分產生的複雜脈衝及其它方式)。特別地，一種變形的實例利用一個數字促動諧振功率轉換器(DARP)，其中包括一個以時標速率Fc/L1接收數位訊號並將數字數據編碼的噪音重整編碼器，其中L1是載波頻率Fc的倍數或因數。還提供一個頻率等於或大體接近直流電源頻率的電源，和一個與諧振器耦合的負載阻抗，用於接收儲存在諧振器中的能量。還有一個充電開關與噪聲重整編碼器、電源、諧振器和時標速率為L2Fc的時鐘耦合，其中L2是載波頻率Fc的倍數。充電開關適用於(i)從噪聲重整編碼器接收編碼後的數據；(ii)抽取電源的電壓或電流樣本；(iii)將電源的電壓或電流樣本傳輸到諧振器。
本發明的第二方面，闡述了一種進行諧振功率轉換的改進方法。該方法主要包括產生複雜脈衝；將脈衝輸入到適用於選擇性增強至少部分複雜脈衝的諧振器；選擇性增強前述部分脈衝；通過傳輸介質發送選擇增強的信號。
本發明的第三方面，闡述了一種改進的用於噪聲重整編碼器的轉移函數，該函數可由兩個低通編碼器以較低的採樣速率運行得出。
本發明的第四方面闡述了一種改進的噪聲重整編碼裝置。在一個實施例中，改進的編碼設備包括一個可查表且數據可尋址的存儲器。
本發明的第五方面闡述了控制裝置功率增益的改進裝置和方法。在一個實施例中，功率增益完全在數字狀態下控制。另一實施例中，通過數字和模擬組合的方法控制增益。
本發明的第六方面闡述了一種改進的充電開關裝置。在一個實施例中，充電開關以一種顯著減少耗電量的方式，與噪聲重整編碼器邏輯電路設置在同一半導體基底上本發明的第七方面闡述了一種改進的諧振器和變壓器組合，包括改進的動態阻抗終端。
本發明的第八方面闡述了一種改進的諧振裝置，其中諧振器組合為雙工器的一部分。
經由上述可知，本發明是關於一種用於超高頻射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法。在一個典型實施例中，本發明是數字驅動的，並使用了噪聲重整編碼器、充電開關和高品質因數諧振器的組合，其中高品質因數諧振器與輸出負載耦合，通常是天線或傳輸線。諧振器的電磁場中產生能量，反過來將能量傳輸到負載，傳輸過程中幾乎沒有能量浪費。不需要任何有源功率放大器。設備在理論上可用於任何射頻信號應用(無線或其它)，包括比如手機、本地或寬區域網絡傳輸、或者甚至無線電基站。
綜上所述，本發明特殊結構的用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法，其具有上述諸多的優點及實用價值，並在同類產品及方法中未見有類似的結構設計及方法公開發表或使用而確屬創新，其不論在產品結構、方法或功能上皆有較大的改進，在技術上有較大的進步，並產生了好用及實用的效果，且較現有的用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法具有增進的多項功效，從而更加適於實用誠為一新穎、進步、實用的新設計。
上述說明僅是本發明技術方案的概述，為了能夠更清楚了解本發明的技術手段，並可依照說明書的內容予以實施，以下以本發明的較佳實施例並配合附圖詳細說明如後。


圖1a、1b和1c是一個說明典型現有技術下射頻發送器和功率放大系統總結構的原理框圖。
圖2是根據本發明的一個說明典型轉換裝置總結構的原理框圖。
圖2a是圖2中一個轉換裝置典型結構的原理框圖。
圖3是圖2中轉換裝置一個典型實施例的原理框圖。
圖4是圖2中轉換裝置另一個典型實施例的原理框圖。
圖5是示例的噪聲頻譜的圖形表示，(a)輸入到圖3裝置的噪聲重整編碼器之前(b)輸入到圖3裝置的噪聲重整編碼器之後。
圖6是按照本發明與三級噪聲重整編碼器有關的噪聲轉移函數(全雙工收發器)的圖形表示。
圖7是圖3裝置中當L1＝1且L2＝4時第一個示例噪聲頻譜的圖形表示，(a)數字直角相位調製器之前，(b)數字直角相位調製器之後，但在諧振器之前，(c)諧振器之後。
圖8是圖3裝置中當L1＝2且L2＝4時第二個示例噪聲範圍的圖形表示，(a)數字直角相位調製器之前，(b)數字直角相位調製器之後，但在諧振器之前，(c)諧振器之後。
圖9是圖3裝置中當L1＝1且L2＝8時第三個示例噪聲光譜的圖形表示，(a)數字正交調製器之前，(b)數字正交調製器之後，但在諧振器之前，(c)諧振器之後。
圖10是圖2中裝置的另一實施例的原理框圖，圖示說明了諧振器開關側終端網絡的一種示例結構。
圖11是圖2中裝置的另一實施例的原理框圖，圖示說明了將諧振器與雙工器結合使用的一種示例方案。
圖12是本發明中一個示例諧振器結構對開關勵磁短序列的時域響應的圖形表示。
圖13是以符碼率(抑制圖形如前所述)的1536倍的速率過濾的最末級的頻譜輸出的圖形表示。
圖14是開關輸入中編碼器的頻譜輸出的圖形表示。
圖15是諧振器的示例頻率響應的圖形表示。
圖16是全測量波段諧振器的示例光譜輸出的圖形表示。
圖17是PCS發送波段諧振器的示例光譜輸出的圖形表示。
圖18是發送到具有80MHz偏移的PCS接收波段的示例漏洩功率的圖形表示。
圖19是諧振器的時域輸出的圖形表示。
圖20是理想狀態下的示例相位響應的圖形表示，(i)無Δ∑調製器(ii)有Δ∑調製器。
圖21是說明本發明中示例開關/諧振器電路中模擬器(由CadenceDesign Systems，SPICE program生產)的時域響應差別的圖形表示，(i)實際產品-優質砷化鎵金屬-半導體場效應電晶體式(ii)理想開關。
具體實施例方式
為更進一步闡述本發明為達成預定發明目的所採取的技術手段及功效，以下結合附圖及較佳實施例，對依據本發明提出的用於無線射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法其具體實施方式
、結構、方法、步驟、特徵及其功效，詳細說明如後。
參照附圖，本文附圖中相同序號指相同的部件。
方便起見，這裡用到的詞彙「transmit」、「transmission」和「transmitting」均可適當地理解為發送信號和接收信號的行為。
這裡用到的詞彙「memory」和「storage device」是指包括任何儲存數據或信息的方式，包括而不僅限於讀寫存儲器(比如靜態隨機存取存儲器，同步動態存儲器，動態存儲器，同步動態存儲器，擴展數據輸出動態存儲器，雙倍速率同步動態存儲器)、只讀存儲器(比如可編程只讀存儲器，可擦可編程只讀存儲器，電子可擦可編程只讀存儲器，未程序的紫外光可清除可程序只讀存儲器)、磁泡存儲器、光存儲器、嵌入式快閃記憶體等。
應當認識到，雖然以下討論主要按照無線射頻手持機(比如行動電話)進行，本發明絕不僅限於任何特定的無線方式、空氣界面，或結構，或者無線應用物質。本發明同樣可成功應用於其它各種非無線系統，限制條件與這裡所講的一致。
請參閱圖2和圖2a所示，描述了一種本發明諧振功率轉換器的示例通用形式。如圖2所示，本發明的設備200大致可認為是一個脈衝輸入源202，其輸出與諧振器204的輸入耦合，諧振器的輸出與一個負載或發送形式206(比如無線天線、發送線等)耦合。本發明中諧振器特殊的特性將在隨後更具體地說明。圖2(事實上，及其它所有本發明中講到的實施例)結構中的一個突出優點是無論什麼情況下都不需要放大器。甚至，諧振器204可有效地用作超高效率的電源。這樣不僅避免了現有技術方案中因具有功率放大器而引起的成本和複雜性等，而且顯著地提高了效率，因而對射頻設備的功率消耗和其他方面產生了很大的影響。
圖2a描述了基於圖2通用模型的示例數字促動諧振功率(DARP)設備220。設備220包括一個噪音重整編碼器222和一個充電開關224，作為圖2中脈衝數據源202的一部分。
現在請參閱圖3所示，是一個示例結構300(基於以上討論的圖2的結構)，假設數字數據將會在通頻帶調製，然後以無線頻率傳輸到一個負載阻抗，比如天線或傳輸線。數字數據與一個或多個噪音重整編碼器302耦合，編碼器302頻譜重整量化噪聲並將噪聲趕出我們感興趣的波段。噪聲重整編碼器302的輸出通常只有一個或幾個比特位寬，編碼器的輸出字率通常是無線電頻率Fc的倍數或因數L1。編碼器302的輸出與至少一個充電開關304耦合。這種充電開關會包括任意種不同結構，如下面將具體討論的，對電子領域具有常識的人都非常熟悉。充電開關304的目的在於抽取一個直流電源電壓VDC(或其它低頻電源)的樣本並很快地(比如瞬時)在射頻載波頻率Fc的正相抑或在Fc的反相180度後向諧振器306的內電容充電。諧振器的電容充一會兒電後，電流開始流經諧振器的電感，諧振器開始以Fc振蕩。本例中所講的諧振器306假設是一個高因數諧振器，能夠在諧振器306的輸出有效提高負載阻抗ZL 309，如在諧振器的輸入所見。負載阻抗ZL 309可以是天線、傳輸線路或其它類似的形式，雖然其它形式的阻抗也可以被代替。充電開關304繼續在Fc的正相或反相驅動諧振器。噪聲重整編碼器302的輸出樣本{ik，qk}確定了每個抽樣瞬間充電開關樣本的值。
噪聲重整編碼器302也可以用作兩個低通編碼器(圖3)、用作一個單帶通編碼器40(圖4)，或用在其它等效結構中。應用中對於特別關注功率損耗的情況和時鐘頻率接近「可用的」半導體技術上限(這裡，「可用的」是指技術發展狀況限制而可用的，或由其它因素限制的，比如目標成本、集成電路操作電壓、模具尺寸等)的情況，低時鐘頻率時把噪聲重整編碼器用作兩個低通編碼器，以及反之在高時鐘頻率時用作帶通編碼器，具有突出的優點。
執行噪聲重整編碼，比如在知道數字數據有限狀態前脫機的情況下，本發明的噪聲重整編碼器還可以用作查表函數。比如，為了方便起見可以將結果保存在一個數據可尋址存儲器或存儲設備中。還有很多其它選擇。對信號處理技術具備常識的人員很容易認識到並理解這些配製和選擇，因此這裡不再贅述。
這裡將詳細說明圖3和圖4中的實例。從一個數字處理器310開始(可能包括一個數據信號處理器、精簡指令集計算機處理器、複雜指令集計算機處理器、特定用途集成電路和其它具有充足容量的類似組件)，一個數字數據流被分成兩個正交的信號向量一個同相向量(I)和一個正交向量(Q)，符碼率為Fb。數字數據可以是任何一種已知的調製形式，包括而不僅限於鍵控調製(比如/4四相移相鍵控，頻移鍵控，連續頻移鍵控，高斯最小相移鍵控等)，調幅(比如正交幅相調製等)等。對於「1」狀態，二進位數據被視為1，對於「0」狀態視為-1，雖然我們會看到這些標識都是任意的。數字嵌入濾波器312在符碼上進行信道濾波，並可得到已知符號濾波器的任意一種形式，比如產生零碼間幹擾的凸餘弦濾波器組。對於許多特定數據傳輸標準，比如IS-2000，符碼濾波均有詳細規定。在任意情況下，符碼濾波可在全濾波過程中由數字嵌入濾波器312實施。濾波器312還可以將取樣率增加(Fc/L1)/Fb，其中Fc是傳輸時所希望的射頻信號的載波頻率。在一個典型實施例中，L1＝1，這僅僅說明低通噪聲重整編碼器302以與載波頻率Fc相同的取樣速率運行。為降低編碼器邏輯302的功率損耗，我們希望降低編碼器(12)的取樣速率，因此，會在感興趣波段更大的量化噪聲損失處選擇L1＝2或更大的數值。事實上，整個的插值比率(Fc/L1)/Fb仍然會是一個很大的數值。以IS-2000標準為例，如果符碼率Fb為1.23MHz，載波頻率Fc為1.88GHz並且L1＝1，那麼整體的插值比率大約為1529.945。顯而易見，也可以選擇其它頻率，得出其它插值比率。一般而言，載波率和符碼率之間的插值比率不一定是整數，並且基帶符碼時鐘從一個與載波時鐘有關的完全獨立(不相適應)源產生。意識到在本文編制時可以存在不同的兼容技術用於實施分數取樣率轉化，包括而不僅限於，分數-N合成鎖相循環。與本發明範圍和結構相適應，也可以使用一種用於分級抽取和插入的全數位技術。讀者可以結合此處說明參考其它文獻，比如由Hentschel等人發表的「軟體無線電的採樣率轉化」，見2000年8月的IEEE通信雜誌第142到150頁。根據以上說明，對此技術具有常識的人員可以將其它關於同步異步時鐘的有名技術運用到本發明中。
為通過降低倍增速率和複雜性降低成本和功率損耗，圖3中的數字嵌入濾波器312事實上可以越過兩級或多級插入用於分散插值比率(Fc/L1)/Fb。多比率數字濾波器的設計在此技術中非常有名，並且這種技術運用到Δ∑轉換器也非常有名，可以在其它文獻中找到，比如前面提到的Norsworthy等人編著的IEEE出版社1997年出版的教科書《Δ∑數據轉換器》，結合此說明可以參考此書。比如，考慮一個IS-2000的符碼率濾波器，將全部插入濾波器分為三個主要部分。讓在輸入碼上運行的第一個濾波器具有以下約束一個FIR結構；以8倍的符碼率運行；通頻帶的截止頻率為符碼率的0.48；通頻帶波動小於1dB；衰減帶的截止頻率為符碼率的0.6。衰減帶的衰減至少為60dB。使用有名的Remez交換算法，這些限制將會得出一個至少具有160個抽頭的FIR濾波器。插入濾波的第二級會是一個過取樣倍率為24的正弦立方濾波器，以8倍符碼率產生至少被抑制70dB的圖像。插入濾波的第三級僅為零序保持，過取樣倍率等於8，以8*24＝192倍符碼率產生至少被抑制50dB的圖像。這樣，如果我們將所有三個過濾級的過取樣倍率都乘起來，就得到8*24*8＝1536，就有效地達到了全過取樣倍率(Fc/L1)/Fb。可以在插入的一級或多級中結合使用分級符碼率轉換器，以便實現基帶符號速率與載波速率同步。應當意識到，雖然這個典型實施例說明了一種實現插入濾波器312的有效方法，對本領域中具有常識的人員肯定還可以找到其它替代方法，比如但不僅限於，用IIR濾波器代替FIR濾波器，在插入濾波器中分成更多或更少的級，選擇不同相關的插值比率，為L1選擇更大的值以降低插值比率等。
插入器312的輸出與噪聲重整編碼器302的輸入相耦合。圖3所示實例中這些編碼器都是獨立的同步和正交的低通編碼器，並由數字正交調製器316有效地向上轉化並組合，得到一個帶通信號。另外，正交調製器316之後連接帶通編碼器的結構可由正交調製器316之前連接兩個低通編碼器302代替，如圖4所示結構。在另一實施例中，低通編碼器的設計中，插入器312的信號能量保存在基帶中。圖5描述了(a)編碼前的頻譜(b)編碼器302輸出中的頻譜。圖5中的灰色陰影部分510示意了在編碼過程中產生的量化噪聲。編碼器產生了量化噪音，但有效地將量化噪音驅逐出了波帶，使得大部分噪聲不在Fb/2與(Fc/L1)/2之間，尤其在0到Fb/2之間的重要波帶產生一個相對高的信號與噪聲的比值。
如前所述，量化噪聲(由典型的噪聲重整編碼器以與載波頻率相近的採樣運行時產生)在全雙工收發器相鄰的接收段中可能會達到很高的水平。如果噪聲清除得不夠，這樣將會導致接收器的嚴重退化。這裡描述的一種方法是在需抑制量化噪聲選定的頻率處將編碼器的轉換函數設定一個或多個零。一個二級低通Δ∑調製器的最簡單形式的噪聲轉移函數(NTF)如下H(z)＝1-2z-1+z-2這樣在z＝1或0Hz時得出兩個0。通過以下噪聲轉移函數(NTF)可以把這些0從0Hz轉移到其它頻率H(z)＝1-2cos(2πfz/fs)z-1+z-2例如，假設希望0在±80MHz，編碼器的採樣率為1.88GHz。噪聲轉移函數(NTF)變為H(z)＝1-1.928938z-1+z-2這裡受託人所作的模擬說明，與在0Hz具有兩個0值的標準二級低通調製器相比，80MHz±Fb/2的量化噪聲被另外抑制了36dB。然而，折衷的方法是在邏輯電路中結合使用乘法器以實現這個係數，而不是簡單地乘於2。噪聲轉移函數(NTF)在0Hz處不再具有無限抑制，在符號波段邊界±Fb/2處具有有限抑制。雖然如此，在特定的可以接受這些特徵或需要出現這種特徵的應用中，它還是非常有用的。
作為另一個實施例，一個三級編碼器的設計為，在0Hz處只設一個0，而在±80MHz處的0與上述相同。為保持編碼器穩定，除0外還在噪聲轉換函數(NTF)中設了極值。雖然這初看起來違反直覺，但應看到噪聲整定濾波器能夠有效地包含在量化反饋環中。穩定的高級Δ∑調製器設計中的綜合處理方法在本技術領域中相當有名，可以在比如本文曾引用的IEEE出版社1997年版Norsworthy等人編著的教科書《Δ∑數據轉換器》中第4、5章找到。
在三級噪聲重整編碼器的實例中，再次假設採樣率為1.88GHz，在±80MHz和0Hz處具有0值，噪聲轉移函數(NTF)由下式給出H(z)=(1-1.928938z-1+z-2)(1-z-1)(1-1.427625z-1+z-2)(1-0.625422z-1)]]>該編碼器的噪聲轉移函數(NTF)由圖6圖示說明。模擬說明，與在0Hz具有兩個0值的標準二級低通調製器相比，80MHz±Fb/2處的量化噪聲被另外抑制了26dB。與將0值從0Hz轉移80MHz得二級調製器相比，這種情況下的抑制大約低了10dB。然而，因為在0Hz處具有0值，三級調製器在符號波段邊界±Fb/2處具有突出的抑制優勢。然而，折衷的辦法是在邏輯電路中至少採用一個乘法器以實現至少一個係數。模擬已經說明由於捨入錯誤的存在，控制極位置的係數對編碼器的穩定性和性能並不是特別敏感，在z平面中實施極值定位時可以找到簡單選擇，得到可能在實施中引用的短係數字長，比如簡單的移位加法方案。在許多情況下仔細選擇係數乘法器所要求的額外的邏輯電路是相對次要的。讀者可參照上述Norsworthy等人編著的教科書第10章，其中講述了數字Δ∑調製器的實施技巧。
按照上面提到的Norsworthy等人編著的教科書第四章，其中講到穩定的波段外增益的建議最大值為1.5左右或略大，而示例中的三級調製器的波段外增益為1.57，這意味著一比特位量化是相對穩定的。此例僅僅是眾多能設計出的這種噪聲重整編碼器中之一，還能夠設計不同的替代方案，包括但不限於取樣率、極值和零值位置、編碼器的級。
類似地，使用低通到帶通轉換z→z2的帶通Δ∑編碼器可以用兩個低通Δ∑調製器(一個同步，一個正交)代替，如果願意，以上示例設計可直接轉換，並用作圖4中帶通噪聲重整編碼器406的一個實施例。在前面提到的Norsworthy等人編著的教科書第9章可以找到關於帶通Δ∑調製器的綜合處理方法。
噪聲重整編碼器302可以用1比特位或多比特位(n比特位)量化。理想狀態下，編碼器302在頻譜中應不存在假音，並且經常有必要振動編碼器。在前面提到的Norsworthy等人編著的教科書第3章可以找到關于振動Δ∑調製器的綜合處理方法，其中(130-131頁)提出了一種振動多位噪聲重整編碼器的穩定性標準試驗。一種我們希望的特性是編碼器具有全振動量化，保證量化噪聲是白色的。這裡用到的名詞「全振動量化器」是指全振動生成的一個量化間隔。比如，對於三維編碼量化器，如果輸出水平為{1，0，-1}，那麼相應的閾值為{-0.5，0.5}，因此振動間隔也是{-0.5，0.5}，振動發生器在外限之間產生偽隨機數。該振動在算術上加到編碼器的內部量化器上。雖然我們經常希望能全振動量化，但這限制了編碼器的可用動態範圍並降低了其穩定性。事實上對於所有已知的噪聲重整編碼器，全振動量化器要求多位量化。
如果編碼器302使用三維量化{1，0，-1}，並且編碼是一級的，量化器在{-0.5，0.5}上全振動，那麼輸入信號的穩定輸入範圍也是{-0.5，0.5}。這個令人驚喜的結果具有深遠的實踐意義。特別地，本例中編碼器輸出的最大脈衝密度是0.5。如果振動範圍有限，而不能覆蓋整個量化間隔，那麼輸入的動範圍就會增加。然而，理想的頻道聲調和尖峰可能在量化噪聲頻譜中顯示出。
在前述以CDMA(碼分多址)為基礎的例子中，說明了如何設計二級或三級編碼器以滿足特定的系統要求。對TDMA(時分多址)系統(包括例子數字通)或其它波段外噪聲要求較低的系統，可能使用一級編碼器。在諸如TDMA的系統中，接收器和發送器不同時開啟，重要的發送波段外的量化噪聲抑制並不接近臨界值。事實上，可以使用一個更普通的Δ∑調製器。我們知道的最簡單的Δ∑調製器是一級調製器。為避免波段外量化噪聲增加太快，考慮編碼器302可能使用最低級是有充足原因的。自從20世紀80年代早期發明了二級和更高級調製器後，一級Δ∑調製器在歷史上就避免使用了。在幾乎所有已知商業應用中，由於一級調製器自身產生高水平的假聲，使得它們在許多實際系統設計中根本上不能使用，所以避免使用一級Δ∑編碼器。一級編碼器僅在9dB/octave時就導致量化噪聲增加，然而二級編碼器的噪聲在15dB/octave時增加，三級編碼器的噪聲在21dB/octave時增加。無源諧振器(圖10.11)必須削弱波段外的量化噪聲，並理想化地應具有低級特性以便將插入損耗儘可能低。例如，一個單截面帶通諧振器在諧振頻率的每一側都會衰減6dB/octave。滿足量化噪聲升高9dB/octave而諧振器衰減6dB也會導致量化噪聲淨增加3dB/octave。如果過取樣倍率為2048，那麼在3dB/octave時大約淨增加11octave，這樣將會引起過多的波段外噪音而不能滿足末端系統的頻譜要求。因此，在示例取樣並保持插入器318(圖3)中引入了衰減波段外量化噪聲的其它方法，在直流及4Fc的倍數處引入了頻譜零值，有效地緩和了諧振器自身衰減不足的問題，以顯著的效率削去了波段外的能量。
再次參閱圖3所示，噪聲重整編碼器302的輸出與取樣/保持插入器318耦合，結果的插值比率為L1和L2。取樣並保持插入器318的目的在於協調噪聲重整編碼器的樣本輸出率和數字正交調製器316的調製頻率。
以下幾個例子用來幫助說明圖3中數字促動諧振功率轉換器設備300的運行和性能。
例1返回來參閱圖3中的實施例，我們選擇L1＝1且L2＝4。我們也在驅動同步和正交調製器的cos和s in幅角內設定相位偏移θ＝0。數據樣本{ik}是來自同步編碼器302a的第k個樣本，相似地，數據樣本{qk}是來自正交編碼器302b的第k個樣本。使用一個頻率為4Fc的時鐘脈衝，它比載波頻率Fc高4倍，在下一個第k個樣本到來之前，來自編碼器的樣本被插入器318連續4次有效地採樣並保持。同步和正交調製器320是有效的算術乘法器。每個乘法器都有兩個輸入和一個輸出。同步調製器320a接收來自插入器318a的同步樣本，也接收一個周期序列{1，0，-1，0}，該序列是三角運算cos(2πn/4)的結果，每個載波周期載波頻率Fc的同步向量具有4個樣本。相似地，正交調製器320b接收來自插入器318b的正交樣本，也接收一個周期序列{0，1，0，-1}，該序列是三角運算sin(2πn/4)的結果，每個載波周期載波頻率Fc的正交向量具有4個樣本。這些計算結果在同步調製器320a的輸出上產生{ik，0，-ik，0}，在正交調製器320b的輸出上產生{0，qk，0，-qk}。因此，每個頻率為Fc的同步編碼樣本{ik}被轉換成一個4Fc的4維信息包{ik，0，-ik，0}，每個頻率為Fc的正交編碼樣本{qk}被轉換成一個4Fc的4維信息包{0，qk，0，-qk}。然後組合器324在每個載波周期或Fc周期產生數據序列{ik，qk，-ik，-qk}。如果噪聲重整編碼器(14)被限定為二進位量化，那麼每個載波周期就有四個可能的數據序列{1，1，-1，-1}，{1，-1，-1，1}，{-1，-1，1，1}，{-1，1，1，-1}。這些數據序列中地每一個都代表四個可能的信號布局點中的一個。對於通頻帶數據傳輸尤其是信號的移相鍵控的通用處理方法，讀者可參閱文章「數據交換原則」，由Gitlin等人著，Plenum出版社1992年版第五章，從第325頁開始。
例2同前面例1，我們選擇L1＝1且L2＝4。然而這次我們在驅動同步和正交調製器的cos和sin幅角內設定相位偏移θ＝π/4。請注意在一些情況下將相位偏移設為θ＝π/4時非常重要的。尤其是，CDMA標準IS-95，IS-95a，IS-98和IS-2000要求將π/4偏移四相移相鍵控作為一個調製模式。在數據調製領域具有常識的人員都知道，使用π/4偏移四相移相鍵控而不用零偏移，對降低峰值對平均值的比很有益處，否則被作為振幅因數。返回到前面所講的運算，數據樣本{ik}是來自同步編碼器302a的第k個樣本，相似地，數據樣本{qk}是來自正交編碼器302b的第k個樣本。使用一個頻率為4Fc的時鐘脈衝，它比載波頻率Fc高4倍，在下一個第k個樣本到來之前，來自編碼器的樣本被插入器318連續4次有效地採樣並保持。所講的實施例中，同步和正交調製器320a和320b是有效的算術乘法器。每個乘法器都有兩個輸入和一個輸出。同步調製器320a接收來自插入器318a的同步樣本，也接收一個周期序列{1，-1，-1，1}，該序列是三角運算cos(2πn/4+π/4)的結果，是載波頻率Fc的同步向量。相似地，正交調製器320b接收來自插入器318b的正交樣本，也接收一個周期序列{1，1，-1，-1}，該序列是三角運算sin(2πn/4+π/4)的結果，是載波頻率Fc的正交向量。(請注意我們暫時去掉了cos和sin幅角的符號，忽略了π/4偏移的一個結果-乘數 )。這些計算結果在同步調製器的輸出上產生{ik，-i k，-ik，ik}，在正交調製器的輸出上產生{qk，qk，-qk，-qk}。因此，每個頻率為Fc的同步編碼樣本{ik}被轉換成一個4Fc的4維信息包{ik，-ik，-ik，ik}，每個頻率為Fc的正交編碼樣本{qk}被轉換成一個4Fc的4維信息包{qk，qk，-qk，-qk}。然後組合器324產生{(ik+qk)，(-ik+qk)，(-ik-qk)，(ik-qk)}。
如果噪聲重整編碼器302被限定為二進位量化，那麼每個載波周期就有四個可能的數據序列{2，0，-2，0}，{0，2，0，-2}，{-2，0，2，0}，0，-2，0，2}。這些數據序列中地每一個都代表四個可能的信號布局點中的一個。這樣就有效地導致每隔一個樣本插入點的值為零，允許諧振器和開關在取樣點間停頓，減少了開關和諧振器接口處碼間幹擾的可能性。
圖7圖示說明了例1和例2的頻譜關係。
例3如前面例2，L1＝1，L2＝4且θ＝π/4。但在噪聲重整編碼器302中使用三進位量化。因此，每個載波周期就有九個可能的數據序列，布局圖中就會包括一個按照以下I-Q坐標系的九個符號點的矩陣(1，0)，(1，1)，(0，1)，(-1，1)，(-1，0)，(-1，-1)，(0，-1)，(1，-1)，和(0，0)。按照坐標圖中的九個符號點，九個可能的數列就成為{1，-1，-1，1}，{2，0，-2，0}，{1，1，-1，-1}，{0，2，0，-2}，{-1，1，1，-1}，{-2，0，2，0}，{-1，-1，1，1}，{0，-2，0，2}，{0，0，0，0}。
例4在這種情況下，L2＝2，但各個參數與例2相同，也就是說，L1＝4且θ＝π/4。這就有效地把編碼器302的取樣率降低了2到Fc/2，並且使取樣/保持插入比為L1L2＝8，於是取樣/保持插入器318的輸出率如前一樣是4Fc。因此在數字正交調製器316的每8個時鐘周期，噪聲重整編碼器302產生一個新的數據樣本{ik}或{qk}。這些運算結果在I調製器輸出的一行中產生兩次{ik，-ik，-ik，ik}，在Q調製器320b輸出的一行中產生兩次{qk，qk，-qk，-qk}。於是，每個頻率為Fc/2的I編碼樣本{ik}在I調製器320a的輸出中被轉化為頻率4Fc的八相位信息包{ik，-ik，-ik，ik，ik，-ik，-ik，ik}。每個頻率為Fc/2的Q編碼樣本{qk}在Q調製器32 0b的輸出中被轉化為頻率4Fc的八相位信息包{qk，qk，-qk，-qk，qk，qk，-qk，-qk}。然後組合器324在一行中產生兩次{(ik+qk)，(-ik+qk)，(-ik-qk)，(ik-qk)}。如果噪聲重整編碼器被限定為二進位量化，在每個載波周期內就會有{2，0，-2，0，2，0，-2，0}，{0，2，0，-2，0，2，0，-2}，{-2，0，2，0，-2，0，2，0}，{0，-2，0，2，0，-2，0，2}四個可能的數列。
圖8圖示說明了本例的頻譜關係。
例5我們可以看到運用本發明時可以在噪聲重整編碼器內使用任何多相位的信息包或任何量化水平。例如，如果我們希望每個載波周期有八(8)個唯一的相位狀態，我們可以設定L1＝1且L2＝8，將量化水平的數值設為二進位，將數字正交調製器316和充電開關設定在8Fc運行。圖9圖示說明了本例的頻譜關係。
取樣/保持插入器318的作用使sinc(x)函數顯示在頻譜上，如圖7(a)所示，在Fc的倍數處為零。如圖7(b)所示，正交調製器的作用有效地將以Fc為中心的通頻帶的頻譜上移。其它兩個示例見圖8和圖9。圖8中L1＝2且L2＝4，而圖9中L1＝1且L2＝8。
雖然講了幾個可能的例子，但在發明範圍內其它參數的這種組合也是可能的。因此，顯而易見，本發明絕不僅限於上述例子。給出本說明中提出的例子，在本技術領域中具有常識的人員可以很簡單地推導出其它插值比率、信息包長度、取樣率、布局圖等組合的例子。
進一步可以發現，與本文同期的合作而未定的10/382326號專利申請「諧振功率轉化的編碼設備及方法」，以同樣題目於2002年3月4日申請美國臨時專利60/361813的優先利益，本文在這裡曾引用過，該文中詳細介紹的脈動方案及設備，可以和本發明一起使用。這種脈動方法及設備理論上可運用於任意級的任意類型的編碼器(也就是說，通過「n級」的一個)，包括這裡所講到的，可以使用任何大於1的十進位係數，包括比如2、4、8，或者甚至無功的2。
正交調製器320的輸出與組合器324的輸出正交相加，並傳輸到相應的開關304。雖然也可以使用其它工藝類型(比如0.18微米或0.1微米)，但這裡採用了本領域中有名的0.35微米類型的砷化鎵金屬-半導體場效應電晶體開關。這裡砷化鎵半導體晶體件的實測電晶體相關的設備模型也被用作仿真基礎。當速度、功率、效率要求的組合使它們成為一種吸引人的選擇時，我們通常選用砷化鎵金屬-半導體場效應電晶體或高電子遷移率電晶體開關。然而，所講實施例中的開關304可用眾多可用技術中的任何一個，本發明並不限於使用砷化鎵開關技術。例如，可以使用滿足速度、功率、效率要求的輔助氧化金屬半導體(CMOS)開關作為特殊應用，從成本角度來講也是我們希望的。
本發明也絕不僅限於使用場效電晶體設備類型。比如，本發明某些應用中偏極開關足以代替場效電晶體。相應地，圖3中的開關304是簡單理想開關模型的代表。
雖然本領域中具有常識的人員都知道，砷化鎵金屬-半導體場效應電晶體因其自身內在的電子高活動性和其它突出的物理特性形成了高效高速高功率的開關，但也應認識到，如果提高技術外限，這種情況下需要電流型邏輯電路滿足速度要求，輔助氧化金屬半導體(CMOS)中GHz級邏輯速度非常消耗功率。我們意識到，雖然砷化鎵金屬-半導體場效應電晶體邏輯具有比輔助氧化金屬半導體(CMOS)低得多的功率延遲結果，尤其是在此技術極限的極致之處，但在本發明所處時期，砷化鎵技術通常並不會作為數字處理邏輯(比如圖3中的典型處理器310)的永久選擇。另外，由於功率損耗因數CV2F非常高，以GHz的速度水平開關高速時鐘非常耗電。迄今為止，這些論題陷入了困難的窘局而沒有明確答案。
因此，通過上述開關解決方法，本發明的益處進一步得到了補充；也就是說進一步降低了功率消耗和成本。一個解決功率和成本效率的方法包括將編碼器302和充電開關304集成在一張單片的砷化鎵晶片上。對本領域具有常識的人都知道，砷化鎵和其它III-V複合半導體都非常適合以射頻速度運行的射頻功率放大器和開關。相似地，其它半導體技術也適用，比如鍺化矽(SiGe)和磷化銦(InP)，及其它隨時間推移而產生的也能夠提供射頻邏輯和功率整體化優點的其它物質。然而，當在低速CMOS邏輯和高速砷化鎵編碼邏輯302和開關304之間可以使用並聯-串聯、串聯-並聯界面組合時，圖3或圖4中的低速邏輯電路也可方便地用於CMOS。
因此，本發明補充了不同結構的任意類型，包括特別地使用砷化鎵和CMOS的「混合模性」(也就是說，圖3中設備的一部分用砷化鎵，而另一部分用CMOS)。例如，在一個實施例中，包括噪聲重整編碼器302、取樣/保持插入器318、數字正交調製器316和充電開關304在內的射頻組件都安置在一個或多個砷化鎵設備上，而數據處理器310和一級插入器312都安置在通過並-串和串-並接口與砷化鎵設備耦合的獨立的CMOS設備中。其它對設備300中不同組件使用砷化鎵和CMOS的結構可與本發明一致使用。
開關304可設在任意個標準結構中，比如圖4所示推-拉結構。在圖3中，開關304通過不平衡變壓器308與諧振器306耦合，有效地構成插動-單端轉換器。變壓器308和/或諧振器306有許多不同用法，包括而不僅限於磁力耦合變壓器、耦合微帶變壓器或帶線變壓器、同軸陶瓷諧振器或螺旋式諧振器。變壓器308也可與諧振器306的部分或全部需要的特性結合使用。
變壓器308和諧振器306的中心諧振頻率均設定在Fc。假設諧振器具有相對高的空載Q因數，以使其能量存儲能力非常高而在過程中浪費功率非常少。例如，如果Fc等於1.88GHz，想要的發送器帶寬為100MHz，那麼負載的Q就是1880/100＝18。如果諧振器的效率損耗為5％，那麼空載Q就是18/0.05＝360。圖7(c)、8(c)和9(c)描述了產生的諧振器的頻譜輸入和輸出。諧振器有效地從噪聲重整編碼器302移除了波段外量化噪聲，達到了可接收的水平。
在另一實施例中，變壓器308和諧振器306與一個螺旋式諧振器結合使用。螺旋式諧振器在本領域中廣為人知，有關信息可在比如《無線電工程師參考數據》第5版，版權為Howard W.Sams Co.(ITT)，22-30頁中22-28頁找到。開關304和螺旋式諧振器306間的耦合可以是探針耦合、環耦合或孔耦合。一種特別有用的耦合方式是環耦合，因為比較容易得到同相和反相極，雖然我們會看到其它方法在本發明中也可以成功運用。
圖4說明，開關/變壓器/諧振器接口相應部件的等效電路圖。開關可被配置成為諧振器的等效電容CT差動充電。在零狀態期間諧振器的等效電容CT被諧振器的電感LT換向(改變極性)。此耦合被看作匝數比為N的變壓器。對於輸入耦合，變壓器被看作具有兩個反相一次線圈和一個二次線圈，匝數比為Ni。對於輸出耦合，變壓器被看作具有一個一次線圈和一個二次線圈，匝數比為No。有效匝數比Nk將阻抗轉變為匝數比的平方，以便開關能夠在其關閉時為CT提供要求數量的電荷。
在諧振器306之後，元件的任意組合，包括而不限於，一個低通濾波器、一個發送/接收(T/R)開關，或一個雙工機，可以隨意地用在天線連接組309之前或用作309的一部分。例如，圖11舉例說明了變壓器308和諧振器306與雙工機1102以一種高效的方式結合使用，該方式通過減少在給定應用中需要提供的功能性單個元件的個數，實質上地節省了成本，提高了效率。
就諧振器和變壓器帶寬而言，以例說明，IS-95、IS-95a、IS-98和IS-2000包括從1.85-1.91GHz覆蓋60MHz的北美PCS發送波段。如果變壓器308和諧振器306具有固定音調，因為以下幾個原因我們希望它們的頻率響應寬於60MHz(1)保持波段邊界處的插入損耗最小；以及(2)避免相位移和反射係數在重要的頻率波段處變動太大。在允許使用波帶更窄的諧振器的情況下或諧振器能夠在寫入模式自動調整的應用中，這些問題會在一定程度上被減輕，從噪聲重整編碼器產生波段外的量化噪聲會被拒絕得更多，提供更清晰更聯貫的輸出，開關向重要波段傳輸能量的效率更高，浪費在不一致勵磁中的能量更少。然而，更窄的諧振器帶寬需要更大的空載Q以避免插入損耗變得太大，這一點局部地抵消了添加效率的好處。
來自開關304的數據在載波頻率Fc每隔180°向變壓器308和/或諧振器306充正電(波峰時)或負電(波谷時)。時域圖表(圖12)圖解說明了這個概念。這種作用通過在錯誤時刻及時向諧振器充電保證了能量不會浪費，但這種很高效的作用僅僅出現在幅值和相變化非常慢的時期內，或出現在編碼器具有高脈衝密度時。較快的調相變化或較低的脈衝密度會導致諧振器更頻繁的反相或放電。
在一些應用中，可以通過在數字數據路徑的任意處簡單地改變數字增益，以一種單純的數字形式控制幅值和功率水平。這個過程可以在插入器312之前在數字處理器310內以最低抽樣率完成。另一個選擇是，這個過程可以在插入濾波器312中或之後完成。對於CDMA IS-95或CDMA 2000，手機的輸出功率水平應至少能在大於80dB的範圍內變動。
在數字功率水平方案中增加模擬功率控制作為額外的自由度至少有兩個突出的優點。依賴於編碼器302的特性，沒有足夠的動態範圍使輸出功率以單純完全數字形式進行變動，並且仍達到了系統標準要求的波段外能量抑制，尤其是在CDMA中。第二，通過在較低功率水平時允許直流偏磁變動或下降圖3所示系統的效率大大提高，還提供了足夠的偏磁使得開關保持在一個有效範圍內運行。直流-直流轉換器在本領域中廣為人知並普遍應用，所以此處不再贅述。
除直流偏磁控制外，還可以使用開關的一個數控可變區域寫入模式來提供另外的功率控制。有人或許會把這認為是模擬數字結合運行的半數字機制。假設開關作為電流限制設備而不是電壓設備運行，由於開關電流與設備區域成正比，它們就不必象在高功率水平時那麼大。在較低的功率水平，需要更小的電流，因此需要較小的設備區域。
因此，用這裡所講的數字諧振功率轉換器，功率增益控制可以是純數字或數字模擬組合的，這取決於應用中需要的折衷方法。
我們希望在開關304a和304b都開啟期間，尤其是在數字正交調製器316輸出一長串0期間，能夠提供一種寫入模式動態阻抗終端。在這種情況下，可以有效地開啟一個單獨的終端開關1002(圖10)，激活終端阻抗網絡1004，其中包括一個直流塊電容器組成的虛部以及一個某種電阻組成的實部，該電阻阻值大約等於探入變壓器308的阻抗驅動點。這種終端網絡的優點在於，它能阻止不想要的負載阻抗309的反射幹擾從充電開關304看到的期望的諧振器的理想線性時變特性。
雖然本發明以上所講使用的是直角或笛卡爾I-Q坐標系，但對數字交換系統領域具有常識的人很容易明白，這些概念用極坐標代替直角坐標來表達，比如在圖3或圖4設備的信號處理路徑中某些點，I和Q向量可以轉換為幅值和相位的極坐標。並且，大家知道在現有技術中噪聲重整編碼可以幅值向量和相位向量進行，而不僅是以I和Q向量。應該意識到開關304可由量化噪聲重整相位信息驅動，E級放大器設計領域中的「包絡重新構架」技術可運用於調製包含幅值或包絡的直流電源。該包絡的信號帶寬大約等於這裡講到的符碼率插入濾波器設定的符碼帶寬，所以包絡信息的變化率比相位信息更慢。因此，基於本發明的綜合說明、與E級放大器設計和包絡重新構架技術有關的現有技術，我們很容易得出一個特別的可選擇的實施例，並且該實施例比本說明中基於直角坐標系的例子具有更多優點。因為這種極坐標技術在本領域中為人所知，所以它們就可被作為本發明上述的一個基礎可選擇實施例，在這裡沒有必要再深入介紹。
這裡圖13-20提供了本發明不同方面的另外的MATLAB模擬輸出。
圖13圖示說明了以1536倍符碼率插入濾波時的最終階段的頻譜輸出。
圖14圖示說明了開關304的輸入中編碼器302的聲譜輸出。本發明說明中前述的第三級調製器被用作產生輸出的基礎。
圖15圖示說明了例中諧振器306的頻率響應。
圖16圖示說明了全可測波段上諧振器306的頻譜輸出。
圖17圖示說明了PCS發送波段上諧振器306的頻譜輸出。
圖18圖示說明了具有80MHz偏移的漏入PCS接收波段的發送功率。
圖19圖示說明了例中諧振器306的時域輸出。
圖20圖示說明了理想情況下不帶Δ∑調製器和不帶Δ∑調製器時的相位響應。
圖21圖示說明了，受託人用實際產品-優質砷化鎵金屬-半導體場效應電晶體模型(用晶體件製成)進行的開關/諧振器電路的Cadence(軟體過程改進和能力確定)模擬與理想開關模擬相比得出的時域中的差別。本發明中開關/諧振器界面之前在數字處理塊的MATLAB模擬中預處理過的實際CDMA波形和開關的輸入激勵被輸入到Cadence中進行模擬和分析。
應當認識到，雖然本發明的某些方面按照方法的特定次序步驟，或按照適於體現本發明方法論的設備中的元件次序進行了說明，但這些說明僅僅是更為廣泛的發明中的一些實例，可以根據特定應用的要求進行修改。在某種環境下，某些步驟/元件可能是不必要的或隨意的。另外，可以在已述實施例中增加某些步驟/元件或功能，或者可以顛倒兩個或多個步驟或元件的次序。所有這些變動均屬於本發明中說明或聲明的範圍之內。
以上所述，僅是本發明的較佳實施例而已，並非對本發明作任何形式上的限制，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然而並非用以限定本發明，任何熟悉本專業的技術人員，在不脫離本發明技術方案範圍內，當可利用上述揭示的方法及技術內容作出些許的更動或修飾為等同變化的等效實施例，但是凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化與修飾，均仍屬於本發明技術方案的範圍內。
權利要求
1.一種諧振功率轉換器，其特徵在於其包括一個可用於產生複雜脈衝的脈衝輸入源；一個諧振器，與前述脈衝輸入源有效耦合併具有與載波頻率相同或大體上相近的諧振頻率；以及一個與前述諧振器輸出有效耦合併適用於傳輸複雜射頻信號的傳輸介質；其中前述諧振器進一步適用於選擇性地增強至少部分上述產生的複雜脈衝，以實現前述整流器的最佳效率。
2.一個數字驅動的諧振功率(DARP)轉換器，其特徵在於其包括一個以時標速率Fc/L1接收數字數據並將前述數字數據編碼的噪聲重整編碼器，其中L1是載波頻率Fc的倍數；一個電源，其頻率與直流相同或大體接近；一個具有與前述載波頻率Fc相同或大體接近的諧振頻率的諧振器；一個與前述諧振器耦合的負載阻抗，用於接收保存在前述諧振器中的能量；以及一個充電開關，該充電開關與前述噪聲重整編碼器、前述電源、前述諧振器及一個時標速率為L2Fc的時鐘耦合，其中L2是前述載波頻率Fc的倍數，前述充電開關適用於從噪聲重整編碼器接收編碼了的數據；抽取前述電源的電流或電壓樣本；以及將前述電源的電壓或電流樣本傳輸到前述諧振器。
3.一種諧振功率轉換器，其特徵在於其包括一個可用於產生複雜脈衝的脈衝輸入源；一個諧振器，與前述脈衝輸入源有效耦合併具有諧振頻率；噪聲重整編碼設備，與前述諧振器有效耦合，並能設置成至少在一個頻率抑制量化噪聲；以及一個與前述諧振器輸出有效耦合併適用於傳輸複雜射頻信號的傳輸介質；
4.根據權利要求3所述的諧振功率轉換器，其特徵在於其中其中所述的噪聲重整編碼設備是一級的。
5.一種在射頻交換系統中處理複雜數據的方法，其特徵在於其包括以下步驟過濾前述數據；以及將前述數據編碼，以便將前述編碼過程中產生的量化噪聲主要散播在感興趣的波段外至少一個調頻波段之外。
6.根據權利要求5所述的在射頻交換系統中處理複雜數據的方法，其特徵在於該方法進一步包括在前述濾波和編碼之前將前述數據分解為一級分量和二級分量。
7.根據權利要求6所述的在射頻交換系統中處理複雜數據的方法，其特徵在於前述分解為一級和二級分量的做法包括分解為I和Q分量。
8.根據權利要求6所述的在射頻交換系統中處理複雜數據的方法，其特徵在於進一步包括直角相位調製編碼了的一級和二級分量，形成一級和二級調製信號；以及組合前述信號。
9.根據權利要求5所述的在射頻交換系統中處理複雜數據的方法，其特徵在於進一步包括在編碼前直角相位調製前述過濾後的數據。
10.根據權利要求9所述的在射頻交換系統中處理複雜數據的方法，其特徵在於進一步包括在前述過濾和調製之前將前述數據分解為一級分量和二級分量，然後在編碼前組合前述直角相位調製過並過濾過的信號。
11.一種射頻設備中有用的數字整流器結構，其特徵在於其包括至少一個適用於數據處理的一級分量；以及至少一個適用於射頻信號產生的二級分量；其中一級過程中處理至少一個所述一級分量，不同的是二級過程中處理至少一個所述二級分量。
12.根據權利要求11所述的射頻設備中有用的數字整流器結構，其特徵在於其中前述一級處理中包括互補型金屬氧化物半導體(CMOS)，前述二級處理過程中包括一個III-V族化合物半導體過程。
13.根據權利要求11所述的射頻設備中有用的數字整流器結構，其特徵在於至少一個前述一次分量包括一個數字處理器，至少一個前述二次分量包括至少一個調製器和噪聲重整編碼器。
14.根據權利要求13所述的射頻設備中有用的數字整流器結構，其特徵在於至少一個所述一級分量設置在互補型金屬氧化物半導體(CMOS)上，至少一個所述二級分量設置在砷化鎵設備上。
15.任何一個前述權利要求中所述射頻設備中有用的數字整流器結構，其特徵在於進一步包括在前述至少一個一級分量和二級分量之間存在串-並和並-串邏輯。
16.一種對射頻電路非常有用的諧振結構，其特徵在於其包括一個接收輸入信號的一級諧振器；一個與所述一級諧振器輸出有效耦合的二級諧振器，接受來自所述一級諧振器的輸出信號，並向接收器產生二級輸出；以及一個設置在前述一級和二級諧振器之間的負載阻抗，適用於促進發送和/或接收射頻信號。
17.根據權利要求16所述的諧振結構，其特徵在於其進一步包括一個與適用於產生所述輸入信號的所述一級諧振器的輸入耦合的變壓器。
全文摘要
本發明是關於一種用於超高頻射頻傳輸的諧振功率轉換器及其方法。在一個典型實施例中，本發明是數字驅動的，並使用了噪聲重整編碼器、充電開關和高品質因數諧振器的組合，其中高品質因數諧振器與輸出負載耦合，通常是天線或傳輸線。諧振器的電磁場中產生能量，反過來將能量傳輸到負載，傳輸過程中幾乎沒有能量浪費。不需要任何有源功率放大器。設備在理論上可用於任何射頻信號應用(無線或其它)，包括比如手機、本地或寬區域網絡傳輸、或者甚至無線電基站。
文檔編號H03C1/00GK1640084SQ03805190
公開日2005年7月13日 申請日期2003年3月4日 優先權日2002年3月4日
發明者S·R·諾茲沃斯, R·W·諾茲沃斯 申請人:St微電子公司