放電燈鎮流器、照明單元和車輛的製作方法

2023-12-08 09:52:56 6

專利名稱：放電燈鎮流器、照明單元和車輛的製作方法
技術領域：
本發明涉及用來照明放電燈的放電燈鎮流器、由放電燈鎮流器點亮的照明單元以及配置照明單元的車輛。
背景技術：
通常，存在用來將輸入DC功率變換成AC功率並且點亮諸如HID燈 (High-intensity discharge lamp:高強度放電燈)的高強度放電燈的放電燈鎮流器。在圖8中所示的相關技術的放電燈鎮流器90中，用作DC電源變換器電路的DC-DC變換器電路91將DC電源PS的DC電壓變換成DC功率，然後，逆變器電路92將DC功率變換成低頻 AC功率，然後經起動電路93，將該輸出提供給放電燈La。DC-DC變換器電路91是反激變換器系統(fly-back converter system)。DC變換器電路91通過調整用於驅動串聯連接到變壓器T的一次繞組的開關元件QO的PWM(Pulse Width Modulation 脈寬調製信號)，控制供給充當負載的放電燈La的DC功率。逆變器電路92具有全橋結構，包括開關元件Ql至Q4。通過交替地接通/斷開成對開關元件Ql、Q4和成對開關元件Q2、Q3，逆變器電路92將從DC-DC變換器電路91供給的DC功率轉換成矩形AC功率。在起動電路93中，在脈衝變壓器PT的一次側上提供的脈衝驅動器電路931在起動時間提供脈衝電流。因此，根據線圈的匝數比，在二次側上產生的高壓被施加到放電燈 La，由此起動放電燈La的放電。在以這種方式構造的放電燈鎮流器90中，將矩形低頻AC功率從逆變器電路92提供給放電燈La，以便避免聲共振現象，同時抑制電極磨損和電泳現象。然而，當提供AC功率時，當反轉AC功率的極性時，燈電流通過零點。因此，在燈電流的極性反轉時的時刻，停止放電。為在從零開始對燈電流反轉後，在相反方向中啟動電流的流動，通常，需要將被稱為再點弧電壓(reignition voltage)的預定高壓施加到放電燈La。如圖9所示，當逆變器電路92的輸出電壓Vo反轉時，燈電流Ila也開始反轉。由於起動電路93的脈衝變壓器PT的二次側上的電感部件(串聯電感)Lp，燈電流Ila不能如輸出電壓Vo —樣急劇地改變，並且其被反轉成具有預定梯度dlla/dt。隨著極性反轉時的燈電流Ila的梯度dlla/dt減少，再點弧電壓增加。當未從逆變器電路92提供必要的再點弧電壓時，燈電流Ila變為零或維持為低於常規電流的電流的時間Tzw(在下文中，稱為「零電流時段」)出現，如圖10所示。由此，可能生成噪聲，或可能嚴重地影響放電燈La的壽命。同時，當零電流時段Tzw延長更多時，導致照明燈的閃爍或熄滅。通過降低起動電路93的電感部件Lp，能抑制由於減少再點弧電壓而在燈電流Ila 的極性反轉時所引起的零電流時段Tzw，從而增加了在極性反轉時的梯度dlla/dt。然而， 就起動性能而言，電感部件Lp的降低有限制。
為此，在圖8中所示的相關技術放電燈鎮流器90中，通過下述的方法，增加極性反轉時的DC-DC變換器電路91的輸出，由此增加逆變器電路92的輸出電壓No，從而保持必要的再點弧電壓。在放電燈鎮流器90中，設置斷開所有開關元件Ql至Q4的死區時間(dead time) Td,以防止當交替地接通/斷開開關元件對Ql、Q4和開關元件對Q2，Q3時，由於開關元件 Ql, Q2以及Q3和Q4的同時接通條件而導致的電路的短路狀態。因此，在逆變器驅動信號生成器電路94中，提供死區時間附加電路941。在死區時間Td的時段中，PWM信號生成器電路96未具有從輸出反饋控制電路95 的誤差信號放大器953輸出的PWM命令信號，而是具有用於生成大於常規輸出的輸出的預定命令信號981。根據命令信號981，如圖11所示，增加DC-DC變換器電路91的輸出電壓 V2。因此，在反轉開始後，立即增加逆變器電路92的輸出電壓Vo，由此保持所需的再點弧電壓。此外，通過增加輸出電壓Vo，能增加燈電流Ila的極性反轉時的梯度dlla/dt (例如，參見專利文獻1)。在該方法中，當反轉極性時，時間Tt被縮短。時間Tt是從在燈電流Ila反轉前，燈電流Ila所處極性的時間到燈電流達到零時的時間。然而，DC-DC變換器電路91基於開關動作，執行功率變換，由此在改變PWM操作條件(開關條件)後，不立即增加DC-DC變換器電路91的輸出。特別地，在構造成當開關元件QO的接通條件時，在電路元件中累積能量， 並且當開關元件QO的斷開條件時，將所累積的能量放電到負載端的諸如反激變換器、升壓 /降壓斬波器等等的DC-DC變換器電路91情況下，每次開關時，逐步地增加輸出電壓。因此，縮短直到燈電流Ila達到零為止所需的時間Tt，由此該時間Tt接近DC-DC變換器電路 91的開關周期Tsw(例如，Tt彡3 · Tsw)。此時，燈電流Ila達到零為止所需的時間Tt期間的開關次數可能減少，由此變得難以獲得確保所需的再點弧電壓的逆變器電路92的輸出電壓Vo。根據當接通DC-DC變換器電路91的開關元件QO時、起動反轉操作的情形，或當斷開該開關元件QO時、起動反轉操作的情形，在直到燈電流Ila達到零為止所需的時間Tt期間、在其處輸出電壓Vo增加的定時(即斷開定時)的次數改變。在前一情形下，減小了在其中燈電流Ila保持在零的零電流時段Tzw中，逆變器電路92的輸出電壓No，由此變得難以確保再點弧電壓。相關技術文獻專利文獻專利文獻1 JP-A-08-222390

發明內容
待解決的問題鑑於上述情形，做出了本發明，其目的是即使當起動電路的電感值較小時，以及當從極性反轉前到燈電流達到零時為止所需的時間接近DC-DC變換器電路的開關周期時，也能夠通過增加逆變器電路的輸出電壓，確保必要的再點弧電壓。解決問題的方案
本發明的放電燈鎮流器包括DC電源；DC-DC變換器電路，用來基於PWM信號，通過開關元件的開關操作，變換DC電源的電壓，以及輸出DC功率；以及逆變器電路，用來將 DC功率轉化成具有低於DC-DC變換器電路的開關頻率的頻率的AC功率，由此通過逆變器電路的AC功率，來點亮放電燈，其中，放電燈鎮流器進一步包括PWM接通寬度控制電路，用來控制緊接在AC功率的極性反轉前的DC-DC變換器電路中的開關元件的開關條件，以便從極性反轉開始，增加PWM信號的接通寬度，從而在預定時段中增加DC功率；並且其中，與緊接由所述PWM接通寬度控制電路所作的增加接通寬度的控制後的所述開關元件的開關定時同步地，所述逆變器電路的AC功率的極性反轉。在本發明的放電燈鎮流器中，與緊接由所述PWM接通寬度控制電路所作的增加所述PWM信號的所述接通寬度的控制後的所述DC-DC變換器電路的開關元件的開關定時同步地，所述逆變器電路進入斷開所述逆變器電路的開關元件的死區時間。在本發明的放電燈鎮流器中，其中，緊接通過由所述PWM接通寬度控制電路所作的增加所述接通寬度的控制而增加的所述DC功率從所述DC-DC變換器電路輸出前，所述逆變器電路進入所述死區時間。在本發明的放電燈鎮流器中，其中，從緊接由所述PWM接通寬度控制電路所作的增加所述PWM信號的所述接通寬度的控制後的所述開關元件的開關定時開始作預定時間延遲，所述逆變器電路進入所述死區時間。本發明的放電燈鎮流器包括連接在逆變器電路的輸出端和放電燈間的電感部件；以及連接到逆變器電路的輸入端、輸出端、或兩端的電容器，其中，將DC功率增加的預定時段設置成包括電感部件和電容器的諧振電路的諧振周期的1/2或更小。在本發明的放電燈鎮流器中，電感部件具有如下的值，其使得從AC功率反轉開始，放電燈的電流達到零為止的時間變得大於在DC功率增加的預定時段中，開關元件的開關周期。在本發明的放電燈鎮流器中，由施加到DC-DC變換器電路的開環控制，執行在增加DC功率的預定時段中的開關元件的開關操作。本發明的放電燈鎮流器包括計算電路，用來基於DC-DC變換器的輸入電壓、輸出電壓或兩種電壓的檢測值，計算DC功率增加的預定時段中的開關條件。本發明的照明單元包括上述放電燈鎮流器。本發明的車輛配備上述照明單元。本發明的優點根據本發明，即使當起動電路的電感值小，並且當從極性反轉前到燈電流達到零為止所需的時間接近DC-DC變換器電路的開關周期時，通過增加變換器電路的輸出電壓， 也能確保所需的再點弧電壓。


圖1是根據本發明的實施例1的放電燈鎮流器的示意圖。圖2是說明根據本發明的實施例1的放電燈鎮流器的操作的操作波形圖。圖3是根據本發明的實施例2的放電燈鎮流器的示意圖。圖4是說明根據本發明的實施例2的放電燈鎮流器的操作的操作波形圖。
圖5是說明根據本發明的實施例2的放電燈鎮流器的操作的操作波形圖。圖6是表示根據本發明的實施例3的照明單元的示意結構的剖視圖。圖7是配備根據本發明的實施例3的照明單元的車輛的外部透視圖。圖8是相關技術的放電燈鎮流器的示意圖。圖9是說明相關技術的放電燈鎮流器的操作的操作波形圖。圖10是說明相關技術的放電燈鎮流器的操作的操作波形圖。圖11是說明相關技術的放電燈鎮流器的操作的操作波形圖。
具體實施例方式在下文中，將參考附圖，說明根據本發明的實施例的放電燈鎮流器、照明單元和車輛。根據本發明的實施例的放電燈鎮流器用於點亮作為高強度放電燈的HID燈等等。(實施例1)圖1是根據本發明的實施例1的放電燈鎮流器的示意圖。在圖1中，本實施例的放電燈鎮流器10包括DC-DC變換器電路11、逆變器電路12、 起動電路13、逆變器驅動信號生成器14、輸出反饋控制電路15、PWM信號生成器電路16和 PWM接通信號控制電路17。DC-DC變換器電路11是反激變換器系統，並且其包括串聯電路，包括變壓器T的一次繞組以及開關元件Q0，並且連接在DC電源PS的兩個端子間。在DC-DC變換器電路11 中，響應來自PWM信號生成器電路16的PWM信號，接通/斷開開關元件Q0，以便通過二極體 D和平滑電容器C，整流和平滑變壓器T的二次繞組中的感應電壓，由此輸出具有所需輸出電壓V2的DC功率。在此，DC-DC變換電路11不受限於以上的結構，並且其可以是升壓斬波器、降壓斬波器，以及升壓/降壓斬波器。逆變器電路12是具有全橋結構的逆變器電路，包括開關元件Ql至Q4，並且開關元件Q1、Q2間以及開關元件Q3、Q4間的兩個連接點用作用於起動電路13的輸出端。響應由逆變器驅動信號生成器電路14生成的驅動信號，逆變器電路12使驅動電路121接通/斷開成對開關元件Ql、Q4和成對開關元件Q2、Q3.因此，將從DC-DC變換器電路11輸出並且具有輸出電壓V2的DC功率變換成矩形AC功率，然後，AC功率被輸出。其中，逆變器電路 12不限於上述結構，以及可以使用半橋結構或具有斬波器功能的結構。起動電路13包括脈衝變壓器PT，具有經放電燈La，連接在逆變器電路12的輸出端間的二次繞組，以及連接到脈衝變壓器PT的一次繞組的脈衝驅動器電路131。該起動電路13通過脈衝驅動器電路131，在預定重複周期中，通過將脈衝電流提供給脈衝變壓器PT 的一次繞組，從而在二次繞組的兩個端子間生成高壓脈衝，然後點亮放電燈La，同時將該高壓脈衝用作突跳電壓。其中，起動電路13不限於上述結構，以及可以使用LC諧振電壓。逆變器驅動信號生成器電路14包括低頻振蕩器電路LF-0SC，用來執行以不引起聲共振的頻率周圍的頻率(例如400Hz)來執行振蕩操作；觸發電路FF ；以及死區時間附加電路141。該逆變器驅動信號生成器電路14在觸發電路FF的時鐘輸入處從PWM信號生成器電路16接收PWM信號的反相信號，並且在D輸入處接收低頻振蕩器LF-OSC的輸出信號， 並且從Q輸出處輸出與PWM信號的斷開定時同步的信號。逆變器驅動信號生成器電路14 經死區時間附加電路141，將該信號發送到逆變器電路12的驅動器電路121。因此，死區時間附加電路141將附加有死區時間的二相時鐘信號提供給驅動器電路121，在該死區時間中所有開關元件Ql至Q4被斷開。輸出反饋控制電路15包括命令電流生成器電路151、減法器152和誤差信號放大器153。該輸出反饋控制電路15通過檢測DC-DC變換器電路11的輸出電壓V2，等效地檢測放電燈La的電壓，以及基於提供給放電燈La的功率命令值，計算命令電流值。同時，輸出反饋控制電路15通過檢測DC-DC變換器電路11的輸出電流，等效地檢測放電燈La的電流。然後，輸出反饋控制電路15計算命令電流值和放電燈La的電流間的差值，通過誤差信號放大器153，生成PWM命令信號，以及將該PWM命令信號輸出到PWM信號生成器電路16。PWM信號生成器電路16接收從輸出反饋控制電路15輸出的PWM命令信號，生成 PWM信號以及將該PWM信號提供給開關元件QO。PWM信號的佔空比能將DC-DC變換器電路 11的輸出電壓V2調整到所需值。PWM接通信號控制電路17用作PWM接通寬度控制電路，並且包括邊緣檢測/單觸發脈衝電路171和接通信號寬度增加電路172。PWM接通信號控制電路17通過檢測從低頻振蕩電路LF-OSC發送的信號的前沿/後沿，生成預定寬度的脈衝信號。然後，PWM接通信號控制電路17將用於增加開關元件QO的接通時段的接通寬度增加信號提供給PWM信號生成器電路16，以便在脈寬的時段期間，增加DC-DC變換器電路11的輸出。接著，在如上所述構造的放電燈鎮流器10中，在下文中，將說明在逆變器電路12 的輸出電壓Vo的極性反轉時的操作。圖2是說明放電燈鎮流器10的操作的操作波形圖。在根據本實施例的放電燈鎮流器10中，基於低頻振蕩器電路LF-OSC的信號，決定輸出電壓Vo的極性反轉。PWM接通信號控制電路17的邊緣檢測/單觸發脈衝電路171檢測在其處反轉低頻振蕩器電路LF-OSC的信號的前沿或後沿。然後，邊緣檢測/單觸發脈衝電路171生成脈衝信號，作為具有使脈衝信號保持在高電平期間的脈寬Te的單觸發脈衝，如圖2所示的時段 Te期間。在下文中，該脈衝信號的脈寬Te稱為「輸出增加時段Te」。接通信號寬度增加電路172在輸出增加時段Te期間，將接通寬度增加信號輸出到 PWM信號生成器電路16，以便操作進行切換，從而使開關元件QO的接通時間增加到預定值， 而與從輸出反饋控制電路15輸出的PWM命令信號無關。因此，PWM信號生成器電路16執行不經受由輸出反饋控制電路15施加的反饋控制的開環控制，以及生成PWM信號來使開關元件QO的接通時間增加到預定值。在輸出增加時段Te中，通過基於DC-DC變換器電路11的輸入電壓Vin或輸出電壓V2，或兩個電壓檢測信號，計算PWM操作條件(開關條件)，來調整由PWM信號生成器電路16生成的PWM信號的接通時間和周期，其能確保當反轉逆變器電路12時所需的電功率以及不超出電路元件的極限。PWM信號生成器電路16包括用來計算上述PWM操作條件的計算電路。然而，通過參考預先定製的PWM常數表，可以計算PWM操作條件以便對應於所檢測的信號的電平。在本實施例中，在作為開關模式的電流連續臨界模式(CCCM)中，操作用作反激變換器的DC-DC變換器電路11。在該電流連續臨界模式(CCCM)中，在斷開開關元件QO後，當變壓器T的二次繞組電流12幾乎接近零時，再次接通開關元件Q0。因此，如圖2所示，輸出增加時段Te中的開關周期變為大於其他時段。
在這種情況下，DC-DC變換器電路11的開關操作不限於CCCM。可以採用任何開關條件，例如，以在二次繞組電流12為零的時段的任何時間，再次接通開關元件QO的電流斷續模式，來操作DC-DC變換器電路11 ；在斷開開關元件QO後，可以以二次繞組電流12正在流動的同時，接通開關元件QO的電流連續模式，操作DC-DC變換器電路11 ；或者在開關元件QO後，可以以固定開關頻率操作DC-DC變換器電路11等等。回到圖1，當從PWM接通信號控制電路17輸入接通寬度增加信號時，PWM信號生成器電路16生成具有加寬的接通信號寬度的PWM信號，以及將該PWM信號發送到開關元件 Q0。在該時刻，逆變器電路12檢測增加開關元件QO的接通時段的第一開關周期的斷開定時Ti的時間點，並且逆變器電路12的輸出電壓開始極性反轉操作。首先，逆變器電路12進入斷開所有開關元件Ql至Q4的死區時間Td。在圖2中， 斷開已經處於接通條件的開關元件Q2、Q3。此時，二極體(未示出)反並聯地連接到開關元件Q2、Q3(當開關元件由MOSFET形成時，採用寄生二極體)。因此，經開關元件Q1、Q4的反並聯連接二極體，在DC-DC變換器電路11的輸出端，重新生成在起動電路13中的脈衝變壓器PT的電感部件Lp中累積的能量，由此使開關元件Ql、Q4被等效地設置在它們的接通狀態。因此，立刻反轉逆變器電路12的輸出電壓Vo的極性，以及燈電流Ila的絕對值開始減小。同時，開關元件QO被切換成斷開狀態，以及DC-DC變換器電路11的輸出電壓V2 開始增加。在CCCM模式中，驅動DC-DC變換器電路11。因此，當變壓器T的二次繞組電流 12達到幾乎零時，再次接通開關元件Q0，然後操作進入下一開關周期。一旦預定的死區時間Td流逝，則接通開關元件Ql、Q4。在這種情況下，需要將死區時間Td設置成小於燈電流Ila達到零為止所需的時間Tt的值。用這種方式，DC-DC變換器電路11的輸出電壓V2逐步地上升。當輸出增加時段 Te最終結束時，PWM信號生成器電路16停止從接通信號寬度增加電路172輸送的接通寬度增加信號。然後，PWM信號生成器電路16的操作回到輸出反饋控制電路15的反饋控制，並切換到由PWM命令信號決定PWM信號生成器電路16中的PWM操作條件的操作模式中。使輸出增加時段Te中的開關元件QO的開關周期設置成至少短於從起動反轉操作的斷開定時Ti的時間點到燈電流Ila達到零為止所需的時間。此外，至少執行二次使開關元件QO從接通條件過渡到斷開條件，由此使累積在變壓器T中的能量放電到二次側的操作，直到燈電流Ila達到過零為止。因此，可以儘可能高地設置在燈電流Ila為零的時間點時的DC-DC變換器電路11的輸出電壓V2。如上所述，當反轉逆變器電路12的輸出電壓Vo的極性時，在DC-DC變換器電路 11的輸出端，再生在起動電路13的電感部件Lp中累積的能量。因此，在起動極性反轉後， DC-DC變換器電路11的輸出不輸送到用作負載的放電燈La，因此，有效地增加電壓。從這一點，從起動電路13，在DC-DC變換器電路11的輸出端再生的能量也有利於輸出電壓的增加。燈電流Ila通過零點，則終止能量的再生。其中，在從反轉開始的預定時段中，逆變器電路12的輸出電壓Vo的一部分被分到起動電路13的電感部件Lp。在該時段中，使輸出電壓Vo增加到高於施加到放電燈La的電壓。然而，即使過長地增加DC-DC變換器電路11的輸出電壓Vo，但是僅在放電燈La中
8消耗該電壓，而不增加施加到放電燈La的電壓。為此，優選地對能有效地增加DC-DC變換器電路11的輸出電壓Vo的輸出增加時段Te進行設置，作為上限，將其設置到諧振電路的諧振周期的1/2，該諧振電路包括連接在逆變器電路12的輸出端上的起動電路13的電感部件Lp，以及連接在DC-DC變換器電路11的輸出端上的平滑電容器C。同時，優選地是，當將過濾電容器提供給逆變器電路12的輸出端時，以及當電容器提供到起動電路13的輸入端時，對輸出增加時段Te進行設置，作為上限，將其設置成諧振電路的諧振周期的1/2，該諧振電路包括這些電容器和平滑電容器C的複合電容；以及起動電路13的電感部件Lp。在輸出增加時段Te中，代替上述的反饋控制，執行PWM信號生成器電路16的開環控制，以便在預定PWM操作條件下，驅動DC-DC變換器電路11。由此，與反饋控制相比較， 更大地增加使開環控制中的輸出。在該時段中，由於輸出反饋控制電路15總是檢測過大輸出，因此，PWM命令信號用來抑制該輸出。然而，對於輸出增加時段Te，PWM信號生成器電路 16忽略從輸出反饋控制電路15輸送的PWM命令信號，由此PWM命令信號用來越來越多地抑制該輸出。當在該命令狀態中終止輸出增加時段Te，以及使從PWM信號生成器電路16發送的PWM信號切換到基於從輸出反饋控制電路15輸出的PWM命令信號的PWM信號時，PWM信號生成器電路16立即大大地降低DC-DC變換器電路11的輸出，在最壞的情況下，其將導致放電燈La關閉。為避免這種情況，優選地是，在輸出增加時段Te期間，停止應用到輸出反饋控制電路15中的反饋控制的操作等等。同時，通過採樣保持電路，將用於執行反饋控制的檢測值設置成保持狀態，來基本上停止用於反饋控制的計算，從而可以避免這種情況。如上所述，根據本發明的實施例1的放電燈鎮流器10，提供了通過開環來控制PWM 信號生成器電路16的PWM接通信號控制電路17，通過當逆變器電路12的極性反轉時，增加接通寬度的PWM信號，來驅動DC-DC變換器電路11的開關元件Q0，與第一 PWM信號的斷開時間同步，反轉逆變器電路12的極性，以及通過從起動電路13的電感部件Lp來再生能量， 從而增加DC-DC變換器電路11的輸出電壓。因此，增加逆變器電路12的輸出電壓，以確保所需再點弧電壓，能穩定地點亮放電燈La。換句話說，根據本發明，即使起動電路的電感值較小，以及即使從極性反轉前直到燈電流達到零為止所需的時間接近DC-DC變換器電路的開關周期，也能增加逆變器電路的輸出電壓，並且能保持所需再點弧電壓。同時，在死區時間時段期間，能增加DC-DC變換器電路的輸出電壓，以及能確保所需的再點弧電壓。同時，將DC功率增加的預定時段設置成包括起動電路的電感部件和連接到DC-DC變換器電路的輸出端間的平滑電容器的諧振電路的諧振周期的1/2或更小。因此，在預定時段內，有效地增加DC-DC變換器電路的輸出電壓，以及能快速地確保必要的再點弧電壓。同時，將電感部件設置成如下的值，以便從AC功率反轉直到放電燈的電流達到零為止所需的時間變得大於DC功率增加期間的預定時段中的開關元件的開關周期。同時，決定從AC功率的反轉開始直到放電燈的電流達到零為止所需的時間，同時將開關元件的開關周期設置成上限，以便該時間變得小於DC功率增加期間的預定時段中的開關元件的開關周期。同時，通過開環控制，執行DC功率增加期間的預定時段中的開關元件的開關操作。根據這些結構，在預定時段中，能有效地增加DC-DC變換器電路的輸出電壓，以及能快速地確保所需的再點弧電壓。
其中，在本實施例中，PWM接通信號控制電路17將控制應用到PWM信號生成器電路 16，以便使開關元件QO的接通時間增加至預定值。然而，該控制不限於該模式。例如，可以採用如下的系統，在其中，通過切換從輸出反饋控制電路15輸出的PWM命令信號的電平，使開關元件QO的接通時間增加至預定值。另外，可以採用立即切換DC-DC變換器電路11的開關條件的任何方法，例如，用於切換通過輸出反饋控制電路15生成的命令電流的系統等寸。本實施例中的放電燈鎮流器10的電路結構不限於上述結構，以及可以採用其他電路結構，只要這些結構能執行類似的操作。此外，可以採用通過使用微型計算機等等，能用軟體實現類似的操作的結構。例如，可以採用使逆變器電路中的極性反轉定時的同步操作移動到由PWM信號引起的中斷過程，從而起動反轉過程的電路結構。(實施例2)圖3是根據本發明的實施例2的放電燈鎮流器的示意圖。在這種情況下，將相同的參考數字附加到具有與圖1相同功能的構成部件，以及將簡化或省略它們的說明。在圖3中，根據本發明的實施例2的放電燈鎮流器20包括DC-DC變換器電路21、 逆變器電路22、起動電路13、逆變器驅動信號生成器電路M、輸出反饋控制電路15、PWM信號生成器電路16、和PWM接通信號控制電路17。在DC-DC變換器電路21中，與圖1中所示的實施例1的放電燈鎮流器10的DC-DC 變換器電路11相比，在相反方向中連接二極體D，因此，相對於GND電平，將輸出電壓V2設置在負電位。逆變器電路22包括開關元件Ql至Q4，根據DC-DC變換器電路21的輸出極性，開關元件Ql至Q4的連接極性與圖1中的DC-DC變換器電路11相反。除圖1中的逆變器驅動信號生成器電路14外，逆變器驅動信號生成器電路M包括觸發電路FF1，以及用來生成稍後所述的延遲時間Ty的延遲電路M2。如上所述構造的放電燈鎮流器20的正常操作和功能與圖1中所示的實施例1類似。操作實施例1的放電燈鎮流器10，以便在當斷開DC-DC變換器電路11的開關元件 QO時的定時處，起動輸出極性的反轉操作，以及緊接在起動極性反轉後，使在變壓器T中累積的能量放電到二次側。然而，在檢測到斷開DC-DC變換器電路11的開關元件QO的定時後到起動反轉操作為止，會產生電路中的信號傳播延遲、開關操作的延遲等等。由於這些延遲，在起動反轉操作前，可能會出現變壓器T開始將其累積的能量放電到二次側的情形。此外，在反轉操作前，放電到二次側的能量的一部分用來增加平滑電容器C兩端的電壓，但由用作負載的放電燈La消耗剩餘的能量。因此，降低了對DC-DC變換器電路11 的輸出電壓V2的貢獻因子。特別地，當DC-DC變換器電路11是反激變換器系統時，變壓器T的繞組電路II、 12具有圖4所示的鋸齒波形，以及緊接在斷開開關元件QO後，具有最大值，然後逐漸地減小。即，緊接在斷開開關元件QO後，輸送到輸出端的能量增加到最大，然後與時間的平方成比例地減小。因此，如果在當斷開開關元件QO時的時間點，還未起動逆變器電路12的反轉操作，那麼增加DC-DC變換器電路11的輸出電壓V2的效果被減輕。
與反激變換器系統的DC-DC變換器電路11類似，在諸如升壓/降壓斬波器等等的系統的情況下，這種情形也會發生，其中在開關元件QO的接通條件下，在電路元件中累積能量，以及在斷開條件下，使所累積的能量放電到負載端。在本實施例中，在圖4中所示的時間點Ts，操作模式切換到增加DC-DC變換器電路 21的輸出電壓的PWM操作條件(開關條件)。然後，檢測開關元件QO的後續接通信號，在預定延遲時間Ty已經從接通時間流逝後的斷開定時Ti的時間點，起動逆變器電路22的反轉操作，以及開始在其處斷開所有開關元件Ql至Q4的死區時間Td。在增加DC-DC變換器電路21的輸出電壓的PWM操作條件下，將死區時間Ty設置成短於開關元件QO的接通時間。由此，在斷開開關元件QO前，能起動反轉操作。優選地，如圖5所示，當在切換輸出的時間點Ts，已經接通開關元件QO時，不切換 PWM操作條件以便保持已經施加的開關條件，以及在後續接通定時Tg，切換PWM操作條件。 這是因為如果從時間點Ts起動用於延遲時間的測量起動時間，則使得從接通時間的延遲時間延長長於延遲時間Ty，因此，在起動反轉操作前，斷開開關元件Q0。因此，在圖3中所示的本實施例的放電燈鎮流器20中，在逆變器驅動信號生成器電路M中，將表示逆變器電路22的輸出極性的低頻振蕩器電路LF-OSC的輸出輸入到觸發電路FFl的D輸入，以及將來自PWM信號生成器電路16的PWM信號輸入到時鐘輸入。因此， 在觸發電路FFl的Q輸出，輸出與PWM信號的接通定時同步的信號。通過將該信號輸入到 PWM接通信號控制電路17，能使起動DC-DC變換器電路21的輸出電壓增加的操作切換定時與用於確定逆變器電路22的反轉操作的起動點的延遲時間的測量起始點匹配。通過延遲電路242，使來自PWM信號生成器電路16的PWM信號延遲該延遲時間Ty， 然後輸入到觸發電路FF的時鐘輸入中，以及將觸發電路FFl的Q輸出輸入到觸發電路FF 的D輸入中。由此，經死區時間附加電路141，將來自觸發電路FF的Q輸出的信號發送到逆變器電路22的驅動器電路121。因此，使開關元件Ql至Q4從開關元件QO的接通定時，以延遲時間Ty指定的延遲來起動反轉操作。在這種情況下，可以使延遲時間Ty固定到預定條件，但當大大地改變PWM信號的接通時間時，可以調整延遲時間Ty來滿足用於接通時間的條件。因此，能增加在從反轉開始到燈電流Ila達到零的時段中，在DC-DC變換器電路21 中，開關元件QO的斷開操作的次數。同時，能使在燈電流Ila為零的時間點處的逆變器電路22的輸出電壓Vo更高，以及能充分地確保再點弧電壓。根據本實施例的放電燈鎮流器20的電路結構不限於上述結構，以及可以採用其他電路結構，只要這些電路能執行類似的操作。此外，可以採用能通過使用微型計算機等等，用軟體實現類似操作的電路結構。例如，可以採用使逆變器電路22中的反轉定時的同步操作轉移到由PWM信號引起的中斷過程，由此起動反轉過程的電路結構。如上所述，根據本發明的實施例2的放電燈鎮流器20，在緊接在使操作條件切換到增加DC-DC變換器電路21的輸出電壓的PWM操作條件的時間點後的時間點Ts處，檢測開關元件QO的接通信號，在從接通定時過去預定時間後的時間點處，起動逆變器電路22的反轉操作，以及從在其中斷開所有開關元件Ql至Q4的死區時間Td開始，起動反轉操作。因此，能增加從反轉開始到燈電流Ila達到零的時段中，在DC-DC變換器電路21中的開關元件QO的斷開操作的次數。同時，能使在燈電流Ila為零的時間點處的逆變器電路22的輸出電壓Vo更高，以及能充分地確保再點弧電壓。換句話說，根據本實施例，能增加在死區時間時段和從逆變器電路的反轉開始到燈電流達到零的時段中，開關元件的斷開操作的次數。因此，能增加在該時段中，DC-DC變換器電路的輸出電壓，以及能充分地確保所需的再點弧電壓。(實施例3)圖6是根據本發明的實施例3的照明單元的示意圖，以及圖7是配備根據本發明的實施例3的照明單元的車輛的外部透視圖。在圖6中，照明單元100被構造成使得放電燈La被裝配到插口 102、使得反射器板103被配置用來向前反射放電燈La的光，以及使得光屏蔽板104被配置為用來防止眩光進入具有開口的正面的盒狀殼體101內部。經裝配到殼體101的正面上的開口部的透明罩 105，使從放電燈La發出的光照射到外部。同時，根據實施例1或實施例2的放電燈鎮流器10或20容納在殼體中，並且裝配到殼體101外的下部，以及經電纜106連接到插口 102。包括電池的DC電源PS經開關SW 和保險絲F，連接到該放電燈鎮流器1(K20)。例如，用這種方式構造的照明單元被提供為圖7中所示的車輛200的車體的前部的左右側的每一個上的前燈。根據本發明的實施例3，能提供能抑制噪聲、消除照明燈的閃爍或熄滅、以及具有延長壽命的照明單元，以及配備該照明單元的車輛。其中，本發明不限於上述實施例，基於說明書的描述和公知技術，本領域的技術人員可以計劃進行改變或應用，以及這種改變或應用包含在尋求保護的範圍內。同時，可以任意地組合上述實施例中的構成元件而不背離本發明的範圍。本申請基於2009年3月沈日提交的日本專利申請(專利申請No. 2009-077733)， 其內容在此引入以供參考。參考符號的描述10，20放電燈鎮流器11，21DC_DC 變換器電路(DC-DC converter circuit)12，22 逆變器電路(inverter circuit)13 起動電路(starter circuit)14，24 逆變器驅動信號生成器電路(inverter drive signal generator circuit)15輸出反饋控制電路16PWM信號生成器電路17PWM接通信號控制電路100照明單元200 車輛La放電燈PS DC 電源QO至Q4開關元件
權利要求
1.一种放電燈鎮流器，包括DC電源；DC-DC變換器電路，用來基於PWM信號，通過開關元件的開關操作，變換所述DC電源的電壓，以及輸出DC功率；以及逆變器電路，用來將所述DC功率轉化成具有低於所述DC-DC變換器電路的開關頻率的頻率的AC功率，由此通過所述逆變器電路的所述AC功率，點亮放電燈，其中，所述放電燈鎮流器進一步包括PWM接通寬度控制電路，用來控制緊接在所述AC 功率的極性反轉前的所述DC-DC變換器電路中的開關元件的開關條件，以便從極性反轉開始，增加所述PWM信號的接通寬度，從而在預定時段中，增加所述DC功率，以及其中，與緊接由所述PWM接通寬度控制電路所作的增加所述接通寬度的控制後的所述開關元件的開關定時同步地，所述逆變器電路的AC功率的極性反轉。
2.如權利要求1所述的放電燈鎮流器，其中，與緊接由所述PWM接通寬度控制電路所作的增加所述PWM信號的所述接通寬度的控制後的所述DC-DC變換器電路的開關元件的開關定時同步地，所述逆變器電路進入斷開所述逆變器電路的開關元件的死區時間。
3.如權利要求2所述的放電燈鎮流器，其中，緊接通過由所述PWM接通寬度控制電路所作的增加所述接通寬度的控制而增加的所述DC功率從所述DC-DC變換器電路輸出前，所述逆變器電路進入所述死區時間。
4.如權利要求1所述的放電燈鎮流器，其中，從緊接由所述PWM接通寬度控制電路所作的增加所述PWM信號的所述接通寬度的控制後的所述開關元件的開關定時開始作預定時間延遲，所述逆變器電路進入所述死區時間。
5.如權利要求1至4的任何一項所述的放電燈鎮流器，包括連接在所述逆變器電路的輸出端和所述放電燈間的電感部件；以及連接到所述逆變器電路的輸入端、輸出端或兩端的電容器，其中，將在其中所述DC功率增加的預定時段設置成包括所述電感部件和所述電容器的諧振電路的諧振周期的1/2或更小。
6.如權利要求5所述的放電燈鎮流器，其中，所述電感部件具有如下的值，使得從AC功率反轉開始到所述放電燈的電流達到零為止的時間變得大於在其中所述DC功率增加的預定時段中所述開關元件的開關周期。
7.如權利要求1至6的任何一項所述的放電燈鎮流器，其中，由施加到所述DC-DC變換器電路的開環控制，執行在其中所述DC功率增加的預定時段中的所述開關元件的開關操作。
8.如權利要求1至7的任何一項所述的放電燈鎮流器，包括計算電路，用來基於所述DC-DC變換器的輸入電壓、輸出電壓或兩種電壓的檢測值，計算在其中所述DC功率增加的預定時段中的開關條件。
9.一種照明單元，包括如權利要求1至8的任何一項所述的放電燈鎮流器。
10.一種車輛，包括如權利要求9所述的照明單元。
全文摘要
即使當起動電路的電感值較小時以及當從極性反轉前到燈電流達到零為止所需的時間接近DC-DC變換器電路的開關周期時，也能確保所需的再點弧電壓。提供通過開環來控制PWM信號生成器電路(16)的PWM接通信號控制電路(17)，並且當反轉逆變器電路(12)的極性時，DC-DC變換器電路(11)的開關元件(Q0)通過具有增加的接通寬度的PWM信號來驅動，並且逆變器電路(12)的極性與第一PWM信號的斷開定時同步地反轉，其將從起動電路(13)的電感部件(Lp)來再生能量，增加DC-DC變換器電路(11)的輸出功率。根據此增加，能暫時地增加逆變器電路(12)的輸出電壓(Vo)。
文檔編號H05B41/24GK102365905SQ20108001396
公開日2012年2月29日 申請日期2010年3月18日 優先權日2009年3月26日
發明者中村俊朗 申請人:松下電工株式會社