級聯型H橋PWM整流系統及其控制方法與流程
2024-03-03 16:08:15
本發明涉及一種高壓整流裝置及其控制方法，具體涉及一種級聯型H橋PWM整流系統及其控制方法，屬於高壓大功率電力電子領域。
背景技術：
電能作為人們生活所必需的能源，其覆蓋範圍和應用程度代表著我國綜合國力，隨著經濟和科技的發展，特別是電力電子技術迅猛發展，被大規模地運用在了電力領域。由於傳統的整流系統不是受功率管的耐壓和開關頻率限制，就是受應用場合空間體積重量的限制，所以未來新型多電平變流器的研究必定向高效、小巧、控制更加靈活的方向發展。
在大功率變流器的應用中，人們希望電力電子裝置能夠擁有較大的運行功率，但現有的功率開關器件在擁有高開關頻率時，往往難以承受較高的電壓；反之，當開關器件有較大的功率承受力時，其所能達到的開關頻率常常不高，由三相整流橋構成的整流裝置，由於受到功率開關管的耐壓值及其開關頻率的限制，通常無法達到很大的容量，不符合電力系統的高壓範圍。要想在高壓領域進行整流就必須利用級聯的方式來提高系統的工作電壓和輸出功率，級聯型H橋PWM整流器以其無需多重化變壓器，佔地面積小，效率高，而且還具有調劑速度快，運行範圍寬等優點被廣泛研究。
技術實現要素：
本發明的目的是為解決現有三相整流橋構成的整流裝置，由於受到功率開關管的耐壓值及其開關頻率的限制，通常無法達到很大的容量，不符合電力系統的高壓範圍以及空間體積重量大，使用不便的問題，提出了一種級聯型H橋PWM整流系統及其控制方法。
本發明為解決上述問題採取的技術方案是：本發明的級聯型H橋PWM整流系統包括：三相交流電源、信號檢測單元、控制單元、隔離驅動單元和整流電路單元；
所述三相交流電源的輸出端連接信號檢測單元的輸入端，所述信號檢測單元的輸出端連接控制單元的輸入端，所述信號控制單元的輸出端連接驅動單元的輸入端，所述驅動單元的輸出端連接整流電路單元的輸入端；整流電路單元的輸出端連接信號檢測單元；
所述信號檢測單元採用電流霍爾模塊CHB-25NP，實現三相電流檢測，霍爾傳感器副邊電流由電阻RM進行採樣得到電阻RM兩端電壓UM，經過隔離、偏置、低通濾波和嵌位處理後輸入到DSP的A/D轉換口進行處理；所述信號檢測單元的作用是檢測出交流側電感電流、電源電壓；
所述控制單元包括核心控制器DSP和現場可編程門陣列FPGA；所述控制單元的作用是實現交流側三相電流採樣、電源電壓採樣、各級聯橋直流側電容電壓採樣、電流電壓雙閉環控制、CPS-SPWM波生成；所述控制部分採用單極倍頻調製，令相位為180°的一組正弦調製波和三角波相比較產生PWM波，以控制開關管動作，將調製波vT與三角載波νr相比較，若vT大於νr則T1輸出高電平，開關管S1導通，S2關斷，反之，S2開通，S1關斷；同理，令-νT與νr比較控制S3，S4狀態；
所述隔離驅動單元的作用是將信號經隔離放大來驅動功率管；
所述整流電路單元採用星形接法，每相都採用6個H橋級聯的方式，通過電感，直接接入電網。
進一步地，所述信號檢測單元，採用電壓霍爾模塊CHV-50P來檢測電源電壓和直流側電容電壓。
所述的級聯型H橋PWM整流系統的控制方法，採用了適用於級聯H橋多電平變流器的載波相移正弦波脈寬調製策略，採用三級控制方式，先控制整體直流側電壓，再控制相間電壓平衡，最後控制相內電壓平衡，具體步驟為：
步驟a、給定一個直流側的電壓值Uref，Uref與實際反饋回來的各級直流側電壓Udc總和的平均值進行比較，其差值經PI調節器後，得到調節直流側電壓的指令信號Idref，將Idref作為有功電流給定信號，進行CHBR直流側與交流側的能量交換，從而將Udc調節至給定值Uref；
步驟b、採用輸出調製波補償的方法平衡相間電壓，Udca、Udcb、Udcc為每相直流側電容電壓的平均值，計算三相直流側電壓平均值Udc為參考電壓，A，B，C各相直流側電壓平均值分別與之作差比較，經PI調節，輸出量與實際電流的直流量作差比較，進行PI調節，再分別與三相交流進行倍乘，輸出量ΔucA、ΔucB、ΔucC即為相間直流電壓變化對調製波的微小調節量；
步驟c、對各相內部電容電壓進行平衡控制，通過對各正弦調製波進行微調實現對這些電容電壓的控制，所需補償電壓調節信號由系統是發出還是吸收無功決定，若吸收無功，則所補償電壓調節信號應該為正，若發出無功，則所補償電壓調節信號應該為負，經過以上三級控制法控制直流側電壓所需調製比之和，即為最終三相電壓調製波uam、ubm、ucm。
進一步地，步驟a的具體步驟為：
步驟a1、對DSP系統的工作環境進行配置、系統中相關變量的初始化、各中斷的初始化、判斷是否開啟中斷子程序等，接著進入接收和發送數據的循環中，同時等待中斷事件的發生，當中斷被開啟，暫時停止主循環，進入到相應的中斷服務子程序中進行各種運算和配置PWM控制信號；
步驟a2、捕獲中斷子程序檢測電網頻率，完成數字鎖相環，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點來開啟捕獲中斷子程序，當捕獲中斷子程序被開啟，讀取當前計數器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，並將預置的正弦表指針清零；
步驟a3、通過A/D中斷子程序完成直流側電壓樣、經過PI調節，得到給定的有功電流信號，無功電流的給定信號為0，然後通過電流內環控制、電壓均衡控制及三相調製波的計算，改變開關管的開通時間，從而調節Udc；
步驟a4、如果信號檢測單元檢測到系統出現過流現象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護電路封鎖所有脈衝信號來保護系統硬體電路；如果未檢測到過流現象，則執行步驟a5；
步驟a5、當中斷完成後，返回主循環，繼續等待下一次中斷的發生。
進一步地，步驟b的具體步驟為：
步驟b1、捕獲中斷子程序檢測電網頻率，完成數字鎖相環，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點來開啟捕獲中斷子程序，當捕獲中斷子程序被開啟，讀取當前計數器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，並將預置的正弦表指針清零；
步驟b2、首先計算出程序中給定的三相電壓平均值，用A/D中斷採樣到的每相直流側電容電壓的實際值與給定值相減，差值進行PI調節，然後在通過電流環的PI控制器最終進行電壓的平衡；
步驟b3、如果信號檢測單元檢測到系統出現過流現象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護電路封鎖所有脈衝信號來保護系統硬體電路；如果未檢測到過流現象，則執行步驟b4；
步驟b4、當中斷完成後，返回主循環，繼續等待下一次中斷的發生。
進一步地，步驟c的具體步驟為：
步驟c1、捕獲中斷子程序檢測電網頻率，完成數字鎖相環，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點來開啟捕獲中斷子程序，當捕獲中斷子程序被開啟，讀取當前計數器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，並將預置的正弦表指針清零；
步驟c2、檢測系統的無功量，如果系統在吸收無功，則在A/D中斷中，改變開關管的時間，使其進行正向的電壓調節，反之則進行負向調節；
步驟c3、如果信號檢測單元檢測到系統出現過流現象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護電路封鎖所有脈衝信號來保護系統硬體電路；如果未檢測到過流現象，則執行步驟c4；
步驟c4、當中斷完成後，返回主循環，繼續等待下一次中斷的發生。
有益效果：
第一，本發明的級聯型H橋PWM整流系統的整流電路單元與電網直接連接，省去大量功率器件，降低了損耗，因此可以適當提高開關管的電壓等級；
第二，本發明的級聯型H橋PWM整流系統結構省去大量功率器件，且控制方法簡單，實現的電平數量大大增加，並且各功率模塊能平均分配電壓，提高功率管的耐壓值；
第三，本發明的級聯型H橋PWM整流系統的控制部分採用單極倍頻調製，令相位為180°的一組正弦調製波和三角波相比較產生PWM波，以控制開關管動作，將調製波vT與三角載波νr相比較，若vT大於νr則T1輸出高電平，開關管S1導通，S2關斷，反之，S2開通，S1關斷；同理，令-νT與νr比較控制S3，S4狀態，這樣在開關管動作一次情況下，總的輸出電壓有兩次脈動，即輸出電壓波形脈動頻率是器件開關頻率的兩倍，這樣就提高了等效開關頻率，能以低開關頻率實現高開關頻率的效果，降低損耗，而且還提高輸出波形質量；
第四，本發明的級聯型H橋PWM整流系統省去體積、重量極大的變壓器，體積更加小巧，控制更靈活；
第五，本發明的級聯型H橋PWM整流系統的控制方法，先對整體直流側的電壓進行平衡，使直流側的電壓能達到給定值，然後進行三相每相的電壓平衡，使其每相的直流電壓相等，由於同型號的每個電容之間也會存在差異，所以進一步的進行相內電壓平衡，減小電容之間差異產生的影響，這種三級控制方法能更好地平衡各相以及各個單元直流側電容電壓；
第六，本發明的級聯型H橋PWM整流系統的控制方法採用DSP+FPGA的控制方式，DSP作為運算和控制部分，FPGA用來產生PWM波，這樣大大提高了控制、運算速度，提高了整個裝置的響應時間。
附圖說明
圖1系統整體框圖；
圖2 H橋級聯模塊與電網的連接圖；
圖3單極倍頻調製原理圖；
圖4隔離驅動電路；
圖5電壓過零檢測電路原理圖；
圖6電流檢測電路原理圖；
圖7三相DQ系統控制框圖；
圖8相間電壓平衡控制框圖；
圖9直流側電壓平衡控制框圖；
圖10有功、無功電流控制框圖；
圖11前饋解耦等效控制框圖；
圖12系統主程序流程圖；
圖13捕獲中斷子程序流程圖；
圖14 A/D中斷子程序流程圖；
圖15故障保護中斷子程序流程圖；
圖16主控制算法流程圖；
圖17交流側A相電壓、電流(放大10倍)波形；
圖18 A相中各H橋單元交流側輸出電壓波形；
圖19級聯H橋A相交流側輸出總的電壓波形；
圖20三相直流側電壓波形；
圖21 A相直流側六個電容電壓波形。
具體實施方式
具體實施方式一：結合圖1-3說明本實施方式，本實施方式的級聯型H橋PWM整流系統如圖1所示，包括：三相交流電源、信號檢測單元、控制單元、隔離驅動單元和整流電路單元；
所述三相交流電源的輸出端連接信號檢測單元的輸入端，所述信號檢測單元的輸出端連接控制單元的輸入端，所述信號控制單元的輸出端連接驅動單元的輸入端，所述驅動單元的輸出端連接整流電路單元的輸入端；整流電路單元的輸出端連接信號檢測單元；
所述信號檢測單元採用電流霍爾模塊CHB-25NP，實現三相電流檢測，霍爾傳感器副邊電流由電阻RM進行採樣得到電阻RM兩端電壓UM，經過隔離、偏置、低通濾波和嵌位處理後輸入到DSP的A/D轉換口進行處理；所述信號檢測單元的作用是檢測出交流側電感電流、電源電壓；
所述控制單元包括核心控制器DSP和現場可編程門陣列FPGA；所述控制單元的作用是實現交流側三相電流採樣、電源電壓採樣、各級聯橋直流側電容電壓採樣、電流電壓雙閉環控制、CPS-SPWM波生成；所述控制部分採用單極倍頻調製，令相位為180°的一組正弦調製波和三角波相比較產生PWM波，以控制開關管動作，將調製波vT與三角載波νr相比較，若vT大於νr則T1輸出高電平，開關管S1導通，S2關斷，反之，S2開通，S1關斷；同理，令-νT與νr比較控制S3，S4狀態；
所述隔離驅動單元的作用是將信號經隔離放大來驅動功率管；
所述整流電路單元採用星形接法，每相都採用6個H橋級聯的方式，通過電感，直接接入電網。
具體實施方式二：如圖4所示，本實施方式在具體實施方式一的基礎上進一步限定，所述隔離驅動單元的電路中採用光耦TLP250晶片，光耦的使用，能夠減少信號延遲，實現了強電和弱電的隔離，提高了可靠性。
具體實施方式三：本實施方式在具體實施方式一的基礎上進一步限定，如圖5所示，所述信號檢測單元，採用電壓霍爾模塊CHV-50P把三相電壓降為幅值為5±0.5V的與電網同頻同相的正弦信號，該信號經過處理電路最終得到0～3.3V的方波信號，以滿足DSP2812對輸入電壓的要求，通過DSP捕獲單元CAP3捕獲該方波信號的下降沿，即可得到電網電壓的過零點。
具體實施方式四：結合附圖說明本實施方式，本實施方式的級聯型H橋PWM整流系統控制方法，採用了適用於級聯H橋多電平變流器的載波相移正弦波脈寬調製策略，採用三級控制方式，先控制整體直流側電壓，再控制相間電壓平衡，最後控制相內電壓平衡，具體方法為：
步驟a、如圖7所示檢測電路檢測出交流側電感電流、電源電壓，如圖10所示，基於Clark變換和Park變換計算出系統的有功電流id和無功電流iq，由於要實現單位功率因數運行，則以0作為無功指令信號，直流側給定電壓與反饋電壓之差經PI調節作為有功電流指令，如圖11所示，引入id、iq的前饋解耦控制實現對輸入Vd、Vq的補償，對有功和無功進行獨立控制，從而控制整體輸出直流電壓和交流電流與電源電壓的相位，變換得到電壓的直流分量，通過反變換得到負載平衡情況下的調製波uca、ucb、ucc。
本步驟的具體方法是：
步驟a1、如圖12所示對DSP系統的工作環境進行配置、系統中相關變量的初始化、各中斷的初始化、判斷是否開啟中斷子程序等，接著進入接收和發送數據的循環中，同時等待中斷事件的發生，當中斷被開啟，暫時停止主循環，進入到相應的中斷服務子程序中進行各種運算和配置PWM控制信號；
步驟a2、如圖13所示捕獲中斷子程序檢測電網頻率，完成數字鎖相環，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點來開啟捕獲中斷子程序，當捕獲中斷子程序被開啟，讀取當前計數器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，並將預置的正弦表指針清零；
步驟a3、如圖14所示通過A/D中斷子程序完成直流側電壓樣、經過PI調節，得到給定的有功電流信號，無功電流的給定信號為0，然後通過電流內環控制、電壓均衡控制及三相調製波的計算，改變開關管的開通時間，從而調節Udc；
步驟a4、如圖15所示如果信號檢測單元檢測到系統出現過流現象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護電路封鎖所有脈衝信號來保護系統硬體電路；如果未檢測到過流現象，則執行步驟a5；
步驟a5、當中斷完成後，返回主循環，繼續等待下一次中斷的發生。
步驟b、如圖8所示，採用輸出調製波補償的方法平衡相間電壓，Udca、Udcb、Udcc為每相直流側電容電壓的平均值，計算三相直流側電壓平均值Udc為參考電壓，A，B，C各相直流側電壓平均值分別於之作差比較，經PI調節，輸出量與實際電流的直流量進行作差比較，進行PI調節，再分別與三相交流進行倍乘，輸出量ΔucA、ΔucB、ΔucC即為相間直流電壓變化對調製波的微小調節量，本步驟的具體方法是：
步驟b1、如圖13所示捕獲中斷子程序檢測電網頻率，完成數字鎖相環，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點來開啟捕獲中斷子程序，當捕獲中斷子程序被開啟，讀取當前計數器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，並將預置的正弦表指針清零；
步驟b2、如圖14所示首先計算出程序中給定的三相電壓平均值，用A/D中斷採樣到的每相直流側電容電壓的實際值與給定值相減，差值進行PI調節，然後在通過電流環的PI控制器最終進行電壓的平衡；
步驟b3、如圖15所示，如果信號檢測單元檢測到系統出現過流現象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護電路封鎖所有脈衝信號來保護系統硬體電路；如果未檢測到過流現象，則執行步驟b4；
步驟b4、當中斷完成後，返回主循環，繼續等待下一次中斷的發生。
步驟c、各相內部電容電壓進行平衡控制，如圖9所示，通過對各正弦調製波進行微調實現對這些電容電壓的控制，所需補償電壓調節信號由系統是發出還是吸收無功決定，具體若吸收無功，則所補償電壓調節信號應該為正，若發出無功，則所補償電壓調節信號應該為負，經過以上三級控制法控制直流側電壓所需調製比之和，即為最終三相電壓調製波uam、ubm、ucm，本步驟的具體方法是：
步驟c1、如圖13所示，捕獲中斷子程序檢測電網頻率，完成數字鎖相環，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點來開啟捕獲中斷子程序，當捕獲中斷子程序被開啟，讀取當前計數器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，並將預置的正弦表指針清零；
步驟c2、如圖14所示檢測系統的無功量，如果系統在吸收無功，則在A/D中斷中，改變開關管的時間，使其進行正向的電壓調節，反之則進行負向調節；
步驟c3、如圖15所示如果信號檢測單元檢測到系統出現過流現象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護電路封鎖所有脈衝信號來保護系統硬體電路；如果未檢測到過流現象，則執行步驟c4；
步驟c4、當中斷完成後，返回主循環，繼續等待下一次中斷的發生。
控制原理：
通過對級聯型H橋整流器CHBR的等效電路分析，將整個整流器的損耗等效為固定電阻R，連接電抗器及線路電感等效為電感L，CHBR交流側輸出電壓為多電平階梯波，諧波含量小，故可忽略諧波而只考慮其基波分量；認為系統三相對稱，交流輸出電壓與電容電壓成線性關係。那麼，對於星形接法，在abc坐標系下，由基爾霍夫電壓電流定律可得：
引入dq變換式(1)在旋轉坐標系下變為：
式中，vsd，vsq，vcd，vcq分別為電網電壓和CHBR輸出電壓的dq分量，id，iq為CHBR輸出電流的dq分量。根據式(2)可以得到CHBR輸出電壓vcd，vcq的表達式：
根據式(3)得到有功、無功電流控制框圖如圖9所示。
可以明顯看出，CHBR系統是一個典型的耦合系統，id，iq通過電抗器耦合，CHBR輸出電壓的變化會影響到輸出電流的變化，並且dq軸相互影響，不利於控制。通過採取一定措施對dq軸解耦，可以使得控制更為簡單，電流變換到dq軸後成為直流量，通過傳統線性PI調節即可實現無靜差調節。
前饋解耦控制策略如下，引入變量x1，x2：
由(3)和(4)可得：
通過對級聯型H橋整流器CHBR的等效電路分析，將整個整流器的損耗等效為固定電阻R，連接電抗器及線路電感等效為電感L，CHBR交流側輸出電壓為多電平階梯波，諧波含量小，故可忽略諧波而只考慮其基波分量；認為系統三相對稱，交流輸出電壓與電容電壓成線性關係。那麼，對於星形接法，在abc坐標系下，由基爾霍夫電壓電流定律可得：
引入dq變換式(1)在旋轉坐標系下變為：
式中，vsd，vsq，vcd，vcq分別為電網電壓和CHBR輸出電壓的dq分量，id，iq為CHBR輸出電流的dq分量。根據式(2)可以得到CHBR輸出電壓vcd，vcq的表達式：
根據式(3)得到有功、無功電流控制框圖如圖10所示。
可以明顯看出，CHBR系統是一個典型的耦合系統，id，iq通過電抗器耦合，CHBR輸出電壓的變化會影響到輸出電流的變化，並且dq軸相互影響，不利於控制。通過採取一定措施對dq軸解耦，可以使得控制更為簡單，電流變換到dq軸後成為直流量，通過傳統線性PI調節即可實現無靜差調節。
前饋解耦控制策略如下，引入變量x1，x2：
由(3)和(4)可得：
則可得到控制框圖如圖11所示。
通過這種變換將dq軸的電流設計成兩個PI控制器，其輸出就是中間變量x1，x2，這樣就可實現dq軸電流的解耦控制，CHBR控制系統控制框圖如圖1所示。圖1中控制單元是由電壓外環和電流內環組成的雙閉環控制系統，電壓外環控制直流側整體電壓，其給定電壓與實測電壓相比較經PI調節作為有功電流指令信號Idref，由於要實現單位功率因數運行，則以0作為無功電流指令Iqref，CHBR輸出電流的dq變換作為電流的內環反饋，指令信號與反饋信號進行比較，再進行PI調節，最後得到CHBR期望的輸出電壓Vcd和Vcq，由Vcd和Vcq反變換成三相相差120度的調製波，我們稱之為一級調製波uca，ucb，ucc。
圖16為主控制算法流程圖。主要包括指令電流的計算和電流內環控制，其中指令電流計算包括無功指令和有功指令，無功電流指令給定為0，有功電流指令是通過給定電壓與直流側電壓之差經PI調節得到。實測無功電流和有個電流是通過檢測交流側三相電流再通過abc/dq變換直接得到，電流內環控制的無功電流和有功電流分別與給定信號比較經PI調節。通過計算出vcd和vcq，再經過反變換，最終得到主控部分調製波。
圖17是交流側A相電壓、電流波形。從圖中可以看出，電壓電流同相，電流信號實現了快速跟蹤電壓信號的效果，保證了級聯H橋整流器裝置單位功率因數運行。
圖18是級聯H橋中A相中各H橋單元的輸出電壓，由仿真可知，各單元輸出為有一定相位差的PWM波，這些波形疊加之後輸出波形為圖19所示，可知交流側輸出電壓波近似於正弦波，可見採用級聯方式提高了系統輸出電壓，降低了各次諧波，若級聯數增多，則輸出電壓更接近正弦波。
圖20是三相直流側電壓波形，即每相中直流側電容上電壓的平均值，經過對直流側母線電壓的閉環控制後，直流側母線電壓基本上穩定在給定值1000V。
圖21是A相直流側六個電容電壓波形，從圖中可看出，經過相內電容電壓的平衡控制，六個電容電壓基本平衡。