軟開關buck變換器及其設計方法
2024-02-11 18:19:15
專利名稱：軟開關buck變換器及其設計方法
技術領域：
本發明涉及一種DC/DC變換器，尤其涉及一種軟開關BUCK(降壓)變換器及其設計方法。
背景技術：
現代影視照明需要人造光源模擬自然光源。金屬滷化物燈(Metal halide，簡稱MH燈)是一種新型高效率的高壓氣體放電燈。MH燈光的頻譜十分接近太陽光的頻譜，是一種替代自然光的新型電光源。為影視製作、現場直播提供了方便。與其它類型的高壓氣體放電燈一樣，MH燈具有負增量阻抗的電氣特性，在電網與燈之間，需要插入一個鎮流器限制電流才能使其穩定工作。
目前使用的鎮流器有電感鎮流器和電子鎮流器兩種。其中，電子鎮流器是以PWM(Pulse Width Modulation，脈寬調製)型開關變換器為基礎，輸出電壓和電流為低頻(小於300Hz)方波。其主要優點是，無聲共振現象，最大輸出功率等級為18kW，無頻閃。因此，受到廣泛的應用。
如圖1所示，為現有技術中MH燈用電子鎮流器的方框圖，包括DC/DC變換器和DC/AC逆變器。DC/DC變換器的主要功能是使其輸出電壓和電流的特性與燈的電氣特性相匹配，保證燈的平穩起動和恆功率穩態工作。DC/AC逆變器輸出低頻方波電壓和電流來驅動MH燈。高壓觸發器提供高頻的觸發脈衝使燈內的氣體開始放電，形成等離子體。
現有技術中的DC/DC變換器的拓撲結構如圖2所示，包括開關T、二極體D、電感L。
上述現有技術至少存在以下缺點 開關T採用的是硬開關，所以其開關損耗大，二極體D有很大的反向恢復電流，損耗大、可靠性低、效率低。
發明內容
本發明的目的是提供一種損耗低、可靠性高、效率高的軟開關BUCK變換器及其設計方法。
本發明的目的是通過以下技術方案實現的 本發明的軟開關BUCK變換器，包括直流輸入端、直流輸出端，所述直流輸入端與直流輸出端之間設有正極線路和負極線路，所述負極線路上串聯有主開關管和濾波電感，所述主開關管與濾波電感的連接點與所述正極線路之間連接有續流二極體，所述續流二極體的陰極與所述正極線路相連，所述主開關管並聯有輔助支路，所述輔助支路串聯有輔助開關管、第四二極體、諧振電感，所述第四二極體的陰極與所述輔助開關管相連，所述主開關管和輔助開關管分別為軟開關。
本發明的上述軟開關BUCK變換器的設計方法，所述濾波電感通過以下公式確定 式中，Vin為輸入電壓；DZ1為主開關管的佔空比；Ts為開關周期；I0為負載電流。
由上述本發明提供的技術方案可以看出，本發明所述的軟開關BUCK變換器及其設計方法，由於負極線路上串聯有主開關管和濾波電感，濾波電感通過公式確定，主開關管與濾波電感的連接點與正極線路之間連接有續流二極體，主開關管還並聯有輔助支路，輔助支路串聯有輔助開關管、第四二極體、諧振電感，主開關管和輔助開關管分別為軟開關。損耗低、可靠性高、效率高。
圖1為現有技術中MH燈用電子鎮流器的方塊圖； 圖2為現有技術中DC/DC變換器的拓撲結構； 圖3為本發明軟開關BUCK變換器的拓撲結構； 圖4為本發明中主開關管Z1及輔助開關管Z2的驅動信號波形圖； 圖5a為本發明軟開關BUCK變換器的工作階段1的等效電路圖； 圖5b為本發明軟開關BUCK變換器的工作階段2的等效電路圖； 圖5c為本發明軟開關BUCK變換器的工作階段3的等效電路圖； 圖5d為本發明軟開關BUCK變換器的工作階段4的等效電路圖； 圖5e為本發明軟開關BUCK變換器的工作階段5的等效電路圖； 圖5f為本發明軟開關BUCK變換器的工作階段6的等效電路圖； 圖5g為本發明軟開關BUCK變換器的工作階段7的等效電路圖； 圖6為本發明軟開關BUCK變換器的各個工作階段的主要波形圖； 圖7為本發明中Δt2(＝t2-t1)與Lr的關係圖； 圖8為本發明中ΔILr與Lr的關係圖。
具體實施例方式 本發明的軟開關BUCK變換器，其較佳的具體實施方式
如圖3所示，包括直流輸入端、直流輸出端，直流輸入端與直流輸出端之間設有正極線路和負極線路，負極線路上串聯有主開關管Z1和濾波電感Lm，主開關管Z1與濾波電感Lm的連接點與正極線路之間連接有續流二極體D5，續流二極體D5的陰極與正極線路相連，主開關管Z1並聯有輔助支路，輔助支路串聯有輔助開關管Z2、第四二極體D4、諧振電感Lr，第四二極體D4的陰極與輔助開關管Z2相連，主開關管Z1和輔助開關管Z2分別為軟開關。
續流二極體D5並聯有第二電容C2與第二二極體D2的串聯支路，第二二極體D2的陰極與續流二極體D5的陰極相連，第二電容C2的一端與第二二極體D2的陽極相連，第二電容C2的另一端與續流二極體D5的陽極相連。
第四二極體D4與輔助開關管Z2的連接點與第二二極體D2與第二電容C2的連接點之間連接有第三二極體D3，第三二極體D3的陰極與第二二極體D2的陽極相連，第三二極體D3的陽極與第四二極體D4的陰極相連。
主開關管Z1還可以並聯有第一二極體D1，第一二極體D1的陽極與直流輸入端的負極相連。主開關管Z1還可以並聯有第一電容C1。
濾波電感Lm可以遠大於諧振電感Lr。
圖3是本發明軟開關BUCK變換器的具體實施例的拓撲圖，為了滿足MH燈鎮流器的要求，BUCK變換器中沒有輸出電容，根據需要，也可以增加輸出電容，若是加上輸出電容其工作原理不變。圖3中，Lm是濾波電感，Lr是諧振電感，且Lm＞＞Lr；Z1是主開關管，而Z2是輔助開關管；D5為續流二極體；RL是燈的穩態等效負載。在一個開關周期中，Z1的導通時間遠遠大於Z2的導通時間。在該拓撲中，主開關管Z1實現了ZVS(零電壓開關)開啟和關斷；輔助開關管Z2實現了ZCS(零電流開關)開啟、ZVS關斷；續流二極體D5實現了ZVS開啟、ZVS且ZCS關斷。
如圖4所示，分別為主開關管Z1和輔助開關管Z2的驅動信號波形，從圖中的驅動信號波形可知，輔助開關管Z2在主開關管Z1開啟之前提前開啟，為主開關管Z1創造了ZVS開啟的條件。當主開關管Z1關斷時，由於其兩端的第一電容C1的容量較大，第一電容C1兩端的電壓是緩慢的上升，因此，主開關管Z1實現了ZVS關斷。從而減低了主開關管Z1的開關功率損耗。因為諧振電感Lr和輔助開關管Z2串聯，使輔助開關管Z2為ZCS開啟，並抑制了續流二極體D5的反向恢復電流，從而續流二極體D5實現了ZCS關斷。當輔助開關管Z2關斷時，第二電容C2和諧振電感Lr發生串聯諧振，實現了輔助開關管Z2的ZVS關斷並為續流二極體D5的ZVS開啟創造條件。因此降低了輔助開關管Z2和續流二極體D5的開關損耗。總之，本發明的拓撲中的所有功率開關全是軟開關，所以它有較小的開關損耗。
下面對本發明的工作原理做詳細的描述 為了簡化分析過程，做以下的假設 (1)所有的開關管和二極體均是理想的開關； (2)所有的電容和電感都是理想的線性器件； (3)濾波電感Lm＞＞諧振電感Lr； (4)濾波電感Lm足夠的大，在一個開關周期中，其電流基本保持不變，這樣濾波電感Lm和負載RL可以看成一個電流為Io的恆流源。
為了便於分析，在一個工作周期中，本發明可分為7種開關狀態，其各個工作階段的等效電路圖如圖5a-圖5g所示，相應的主要波形如圖6所示。
(1)階段1，[t0＜t＜t1] 在t＜t0時刻，主開關管Z1和輔助開關管Z2均處於關斷狀態，其等效電路如圖5g所示，續流二極體D5導通，且濾波電感Lm上的電流為Io，第一電容C1的端壓為輸入電壓Vin，第二電容C2的端壓為零。
在t＝t0時，輔助開關Z2開啟，其等效電路如圖5a所示。根據等效電路可知，輔助開關管Z2和續流二極體D5上的電流表達式分別為 由上式知，在t＝t0時刻，輔助開關管Z2和第四二極體D4實現了ZCS開啟；在t＝t1時刻諧振電感Lr的電流達到Io，同時續流二極體D5的電流線性減小為零，有效地抑制續流二極體D5的反向恢復電流，實現軟恢復。
(2)階段2，[t1＜t＜t2] 在t＝t1時刻，諧振電感Lr和第一電容C1開始並聯諧振，其等效電路如圖5b所示。諧振電感Lr的電流和第一電容C1及續流二極體D5的端電壓的表達式分別為 vD5(t)＝Vin-Vincosω1(t-t1)(5) 式中， 從(5)式可知，續流二極體D5是ZVS關斷。在t＝t2時刻，第一電容C1上的儲能全部轉移到諧振電感Lr，即第一電容C1的端壓為零，諧振電感Lr上的電流達到最大值。諧振電感Lr上的電流增量ΔILr滿足下面方程 由(6)式可得諧振電感Lr上的電流最大值
的計算公式為 (3)階段3，[t2＜t＜t3] 在t＝t2時刻，第一二極體D1為ZVS開啟(其電流為)，為主開關管Z1的零電壓開啟創造條件。其等效電路如圖5c所示。因此，在t2＜t＜t3期間，主開關管Z1可以實現ZVS開啟。
(4)階段4，[t3＜t＜t4] 在t＝t3時刻，關斷輔助開關管Z2，諧振電感Lr和第二電容C2通過第三二極體D3和第四二極體D4開始諧振，且第三二極體D3是ZVS開啟，其等效電路如圖5d所示。根據等效電路，可得如下的表達式 式中， 由等效電路可知，第二電容C2和輔助開關管Z2是並聯的，且第二電容C2兩端的電壓是緩慢上升的，因此輔助開關管Z2是ZVS關斷。在t＝t4時刻，存儲在諧振電感Lr上的能量完全地轉移到第二電容C2。第三二極體D3和第四二極體D4實現了ZCS關斷。理想情況是諧振電感Lr上的儲能滿足方程(10)，即第二電容C2的端壓達到電源電壓Vin。
(5)階段5，[t4＜t＜t5] 在這個階段中，與現有技術中的DC/DC變換器的工作狀態相同，等效電路如圖5e所示。
(6)階段6，[t5＜t＜t6] 在t＝t5時刻，主開關管Z1關斷。輸出電流開始向第一電容C1充電，其端壓緩慢上升，主開關管Z1實現ZVS關斷，其等效電路圖如圖5f所示。當VC1(t)+MC2(t)＝Vin時，第二二極體D2是ZVS開啟。隨後，第一電容C1充電，同時第二電容C2放電。在t＝t6時刻，VC1(t6)＝Vin且VC2(t6)＝0時，第二二極體D2實現了ZVS關斷。
(7)階段7，[t6＜t＜t7] 在t＝t6時刻，第二電容C2的端壓為零，續流二極體D5實現了ZVS開啟，其等效電路如圖5g所示。在這個階段，續流二極體D5與現有技術中的DC/DC變換器的工作狀況相同。在t＝t7時刻，輔助開關管Z2再次開啟，開始進入下一個開關周期循環。
本發明的上述的軟開關BUCK變換器的設計方法，濾波電感可以通過以下公式確定 式中，Vin為輸入電壓；DZ1為主開關管的佔空比；Ts為開關周期；I0為負載電流。
諧振電感可以通過以下公式確定 第一電容的值通過下式計算出 或 式中，ΔILr為諧振電感的波紋電流；ΔILm為濾波電感的波紋電流。
第二電容的值通過下式計算出 式中，ILrmax為諧振電感的最大電流。
下面對本發明的設計方法和步驟做詳細的描述 本發明具體實施例的設計的技術指標如下輸入電壓275VDC，輸出電壓120VDC，穩態正常的輸出電流50A，負載6kW MH燈，其穩態等效電阻為2.4歐姆，開關的工作頻率為20kHz；濾波電感工作在CCM(輸入電流連續)條件下。
其主要設計過程如下 第一步，濾波電感Lm的選擇 當負載MH燈進入穩態後，輸出電壓Vo和等效負載RL保持不變。濾波電感工作在CCM條件下，主開關管Z1的佔空比DZ1＝Vo/Vin，濾波電感Lm上的紋波電流ΔILm， 當濾波電感Lm工作在臨界狀態時，ΔILm＝2Io，濾波電感Lm的臨界電感Loc的表達式為 在實際電路中，若要濾波電感Lm工作在CCM，則Lm就要比臨界電感Loc稍大一些。如果濾波電感上的紋波電流過小，其損耗也會相應地減小，然而電感的體積和成本會增加；如果濾波電感上的紋波電流過大，其電感的體積和成本都會減小，然而損耗會增加，並且過大的高頻的紋波電流會損傷MH燈。權衡利弊，工程上一般按下式選擇濾波電感上的紋波電流 ΔILm≈0.8Io(13) 則濾波電感Lm的計算公式為 第二步，諧振電感Lr的選擇 如圖7、圖8所示，分別是Δt2(＝t2-t1)與Lr的關係曲線圖和ΔILr與Lr的關係曲線圖。
從圖中可以看出若諧振電感Lr的值過大，Δt2的時間會過大，這樣就限制了開關的工作頻率。由階段1分析可知，若是諧振電感Lr的值過小，諧振電感Lr上的電流上升的速度快，這樣不利於有效地抑制續流二極體D5的反向恢復電流。由階段2分析可知，諧振電感Lr的值過小，ΔILr會很大，這樣會增加輔助開關管Z2導通損耗。在工程設計中，一般選Δt1(＝t1-t0)＝0.01DZ1Ts。這樣可以根據等式(1)計算出諧振電感Lr的值 由於在實際的電路中，所有元器件都不是理想的，因此濾波電感Lm上的電流在Z1關斷時是減小的。故在實際計算時可以用濾波電感Lm上電流的最小值代替等式(15)中的Io。
第三步，第一電容C1和第二電容C2的選擇 為了使主開關管Z1在ZVS條件下開啟，儲存在第一電容C1上的能量必須在階段2全部轉移到Lr，因此第一電容C1的值和諧振電感Lr的值滿足等式(6)，即第一電容C1的值可以通過下式計算出 其中一般ΔILr≈ΔILm。
同理，為了使續流二極體D5在ZVS條件下開啟，第二電容C2的值和諧振電感Lr的值滿足等式(10)，所以，可以計算出電容C2的值 根據上面的討論和規則，我們計算出參數如下C1＝42nF，C2＝129.6nF，Lm＝84.3uH，Lr＝2.0uH。
仿真和實驗結果 用Pspice10.0對新電路進行了仿真，參數如下C1＝42nF，C2＝129.6nF，Lm＝84.3uH，Lr＝2.0uH，Vin＝275VDC，RL＝2.4Ω，DZ1＝0.43，DZ2Ts＝1.2us(DZ2是輔助開關管Z2的佔空比，Ts為開關周期)，頻率fs＝20kHz。從仿真結果中可以得出以下結論(1)主開關管Z1是ZVS開啟和ZVS關斷；(2)輔助開關管Z2是ZCS開啟和ZVS關斷；(3)續流二極體D5是ZVS開啟和ZCS且ZVS關斷。
製作了一個輸出功率為6kW的實驗樣機，主開關管Z1由4個型號為GT80J101的IGBT(insulated gate bipolar transistor，絕緣柵雙極型電晶體)並聯組成，輔助開關管Z2由2個型號為GT80J101的IGBT並聯組成，二極體D1、D2、D3、D4分別為一個型號為DSEI61-06的二極體，續流二極體D5由2個型號為DSEI61-06的二極體並聯組成，無功元件按照第4階段計算方法得出的參數設計。當實驗樣機驅動6kW的MH燈時，分別測量了開關管Z1、Z2的驅動信號電壓和集電極與發射極之間的電壓。證明了實驗測量和仿真的結果相同。並用功率分析儀測量了新電路和整個電子鎮流器的效率，實驗結果表明本發明的電路有很高的效率(大約96％)，現有技術用硬開關電子鎮流器的總效率為85％，而本發明的總效率提高到93％。
本發明中所有的功率開關均為軟開關，大大的降低了開關損耗，並且沒有額外的電壓和電流應力；續流二極體D5的反向恢復電流得到很好的抑制，損耗降低，增強了可靠性。
以上所述，僅為本發明較佳的具體實施方式
，但本發明的保護範圍並不局限於此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術範圍內，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋在本發明的保護範圍之內。
權利要求
1、一種軟開關BUCK變換器，包括直流輸入端、直流輸出端，所述直流輸入端與直流輸出端之間設有正極線路和負極線路，其特徵在於，所述負極線路上串聯有主開關管和濾波電感，所述主開關管與濾波電感的連接點與所述正極線路之間連接有續流二極體，所述續流二極體的陰極與所述正極線路相連，所述主開關管並聯有輔助支路，所述輔助支路串聯有輔助開關管、第四二極體、諧振電感，所述第四二極體的陰極與所述輔助開關管相連，所述主開關管和輔助開關管分別為軟開關。
2、根據權利要求1所述的軟開關BUCK變換器，其特徵在於，所述續流二極體並聯有第二電容與第二二極體的串聯支路，所述第二二極體的陰極與所述續流二極體的陰極相連，所述第二電容的一端與所述第二二極體的陽極相連，所述第二電容的另一端與所述續流二極體的陽極相連。
3、根據權利要求2所述的軟開關BUCK變換器，其特徵在於，所述第四二極體與輔助開關管的連接點與所述第二二極體與第二電容的連接點之間連接有第三二極體，所述第三二極體的陰極與所述第二二極體的陽極相連，所述第三二極體的陽極與所述第四二極體的陰極相連。
4、根據權利要求1、2或3所述的軟開關BUCK變換器，其特徵在於，所述主開關管並聯有第一二極體，所述第一二極體的陽極與所述直流輸入端的負極相連。
5、根據權利要求4所述的軟開關BUCK變換器，其特徵在於，所述主開關管還並聯有第一電容。
6、根據權利要求1所述的軟開關BUCK變換器，其特徵在於，所述濾波電感遠大於所述諧振電感。
7、一種權利要求1至6任一項所述的軟開關BUCK變換器的設計方法，其特徵在於，所述濾波電感通過以下公式確定
式中，Vin為輸入電壓；DZ1為主開關管的佔空比；Ts為開關周期；I0為負載電流。
8、根據權利要求7所述的軟開關BUCK變換器的設計方法，其特徵在於，所述諧振電感通過以下公式確定
9、根據權利要求8所述的軟開關BUCK變換器的設計方法，其特徵在於，所述第一電容的值通過下式計算出
或
式中，ΔILr為諧振電感的波紋電流；ΔILm為濾波電感的波紋電流。
10、根據權利要求8所述的軟開關BUCK變換器的設計方法，其特徵在於，所述第二電容的值通過下式計算出
式中，ILrmax為諧振電感的最大電流。
全文摘要
本發明公開了一種軟開關BUCK變換器及其設計方法，輸入電源與負載之間的負極線路上串聯有主開關管和濾波電感，主開關管與濾波電感的連接點與正極線路之間連接有續流二極體，主開關管並聯有輔助開關管、第四二極體、諧振電感串聯成的輔助支路，主開關管和輔助開關管分別為軟開關。續流二極體並聯有第二電容與第二二極體的串聯支路，第四二極體與輔助開關管的連接點與第二二極體與第二電容的連接點之間連接有第三二極體，主開關管還並聯有第一二極體和第一電容。主開關管實現了ZVS開啟和關斷；輔助開關管實現了ZCS開啟、ZVS關斷；續流二極體D5實現了ZVS開啟、ZVS且ZCS關斷。損耗低、可靠性高、效率高。
文檔編號H05B41/28GK101404447SQ20081010181
公開日2009年4月8日 申請日期2008年3月12日 優先權日2008年3月12日
發明者張衛平, 張東彥, 趙徐森, 劉元超, 張曉強 申請人:北方工業大學