在多標準多頻率合成器中的持續增益補償和快速頻帶選擇的製作方法

2023-12-04 18:18:21 6

專利名稱：：在多標準多頻率合成器中的持續增益補償和快速頻帶選擇的製作方法
技術領域：
：本發明在於一種包括增益補償和操作頻帶選擇及校準的寬帶、低功率頻率合成器。
背景技術：
：在無線發射機中，頻率合成器的典型應用是提供本地振蕩器信號(LO)到混頻器，該混頻器轉而用於將已調製數據向上轉換至適於通過天線傳輸的較高射頻(RF)信號。如果例如對於全球移動通信系統(GSM)標準，使用包絡恆定調製，則頻率合成器的輸出可以直接被調製以在壓控振蕩器(VCO)輸出上疊加己調製數據。參考圖1，這裡說明了在鎖相環中包括VCO102的常規頻率合成器100。鎖相環包括可編程分頻器110、相位檢測器112(該相位檢測器112也在線路(line)114上接收參考頻率)、電荷泵116和環路濾波器118。如圖1所示，VCO102的輸出通過放大器120被回饋到環路中。一種用於在頻率合成器的輸出端處直接調製VCO102的方法和設備以通過所謂的E-」(Sigma-Delta)調製器104提供數據調製路徑。通過用在線路108上進入調製器的恆定頻率控制字來總和合適地格式化和時鐘化的信號(在線路106上進入i:-』調製器)，數據信號可以被疊加到最終的頻率合成器的輸出上。該方法的問題在於數據通過鎖相環的低通頻率響應動態而在頻域形成。如果數據信號的帶寬大於環路的低通帶寬，則數據信號將不合需要的被形成或失真。為了補償這種失真，在線路106(數據路徑l)上施加到E-』調製器的相同的數據信號可以被用於通過第二數據路徑用高通濾波器響應來調製壓控振蕩器。來自兩個路徑的數據信號疊加到頻率合成器的輸出上可以隨後在頻率合成器的輸出埠處產生數據的平坦(flat)響應。使用兩種數據路徑來調製頻率合成器的輸出的方法和設備被稱作兩點(Two-Point)調製。參見圖1，在線路106上即通過數據路徑1進入頻率合成器的數據是數字格式的。在線路122上即通過數據路徑2進入系統的數據也可以是以數位訊號的形式。因此，數摸轉換器124可以與數據路徑2串行放置以便輸入模擬信號到VCO102。另外，具有可變增益G的放大器126也可以在數模轉換器124和VCO102之間的路徑中放置，如圖1所示。可以看出為了調製頻率合成器的輸出以維持平坦(即不失真)的數據的整體頻率響應，可變增益G必須滿足以下需求G二Fref/Kv2。這裡參考頻率Fref的值(在線路114上輸入到頻率合成器)由系統設計確定，因而是已知量。然而，至VCO的輔助埠的增益值Kv2(以MHz/V為單位)是可能經歷由於例如溫度和供應電壓的波動之類的電路運行條件改變而造成的變化的量。通常，用於補償兩點調製器的增益Kv2的變化的傳統方法包括了具有周期性更新的數字測量和校準。然而，由於這一過程對於頻率合成器的實際操作是有破壞性的，並且在每一校準步驟之後都需要相位鎖定，這樣的方法則可能受到允許系統校準更新的時間所強加的限制。Arnold等人的題為"Lownoisefrequencysynthesizerusinghalfintegerdividersandanaloggaincompensation"的美國專利No.5,307,071中給出了增益補償的方法的一個例子，此篇專利作為參考結合於此。Nilsson的題為"Trimmingofatwopointphasemodulator"的美國專利No.6，700，447中給出了增益補償方法的另一個例子，此篇專利也作為參考結合於此。這些例子依賴於外部校準序列的引入，並且因此受到這樣的主要缺陷，即校準序列可能將噪聲或頻率刺激(spur)引入到頻率合成器中，因此嚴重降低了系統性能。除了增益補償，頻率校準是另一重要的考慮。傳統的頻率校準方法具有以下缺點，即它們花費太長的時間來達到合適的頻帶的最終選擇，尤其在頻帶的數量接近32或者甚至64時(對應於5或6位VCO頻帶控制)。傳統頻率校準方法的一個例子是連續近似方法，該方法使用如圖2所示的競爭(race)計數器。在這個例子中，在鎖相環配置中使用的VCO102通過用具有分頻比N的頻率分頻器110進行分頻並將結果與Fref比較而被鎖定到特定的參考頻率Fref。如圖2所示，相同的VCO102和可編程分頻器110可以在開環方式中使用以將接收被分頻的VCO信號的計數器128的結果和在線路132上接收參考頻率信號的等同計數器130的結果進行比較。每一計數器128，130分別對被分頻的VCO信號和參考頻率Fref的脈衝進行計數，並且結果由競爭邏輯電路134進行比較。方法如下完成其計數的第一計數器被用作參考頻率(Fref)或被分頻的VCO頻率(Fvco/N)中頻率較高的一者的指示器。如果被分頻的VCO頻率(Fvco/N)較高，則指示VCO102需要被設置成較低的頻帶。相應地，VCO頻帶可以被設置成新的值，並且重複計數比較。使用用於通過VCO頻帶搜索來發現合適頻帶的連續近似算法來重複這一過程，在所述合適頻帶中可以發現所需VCO頻率(N*Fref)。一旦發現合適頻帶，則VCO102可以被設置以用於鎖相環成功地獲取具有參考頻率的鎖定。在競爭計數器系統中，計數器的大小是最終頻帶決定需要的所需準確度的函數。接著，所需準確度是頻帶之間的重疊量的函數。例如，如果需要500kHz的頻率準確度Faccuracy，則可以看出計數器值M由以下等式控制Faccuracy=Fref/(M-l)(1)因此，對於50MHz的參考頻率，需要的計數值是105。對50MHz信號的105個周期進行計數花費2.1^。因而對六位頻帶選擇方案的每一位執行這一過程將需要12.6/^。10
發明內容本發明的各方面和實施方式涉及一種頻率合成器，包括增益補償方法、快速壓控振蕩器(vco)頻帶校準方法，以及所述頻率合成器能夠進行高速、寬帶操作。這種頻率合成器可以在許多應用中使用，在一個實例中，可以特別適用於多頻帶多標準發射機或無線電收發機。在一種實施方式中，提供了一種用於兩點調製頻率合成器中的持續增益補償的方法，該方法可以不涉及額外的校準序列，並且具有這樣的優點，即用於持續補償第二數據路徑的增益所需要的所有信息可能已經在系統中存在。在另一種實施方式中，提供一種用於vco頻帶校準的方法，該方法可以通過使用對於哪些頻帶應該被用於哪些頻率的預定初始設置使鎖定時間減少為一半(與上面討論的12.6ps相比較)。在又一實施方式中，提供了一種包括具有較寬範圍的可編程分頻比的可編程分頻器的頻率合成器。可編程分頻器能夠通過直接與VCO交互，而以較高的頻率和較低的功率操作。在一個例子中，源耦合邏輯(source-coupledlogic)方法可以用於分頻器單元的級聯鏈的設計，該設計可允許使用低功率電源。這些特徵便於靈活(能夠為寬範圍的通信標準綜合本地振蕩器載波頻率)、高效、快速的頻率合成器的設計，根據一種實施方式，一種在頻率合成器中進行壓控振蕩器頻帶校準的方法可以包括以下動作基於操作中心頻率所位於的期望頻帶將頻帶選擇控制信號的值設置成初始設置；反覆調整所述頻帶選擇控制信號的值以搜索一個高於初始設置的頻帶設置和一個低於初始設置的頻帶設置，直到確定出操作中心頻率所位於的操作頻帶的合適設置；以及將所述頻帶選擇控制信號的值設置成所述合適設置以將壓控振蕩器的諧振頻率調諧到所述操作頻帶中。該方法還包括將所述壓控振蕩器的諧振頻率精調諧至所述操作中心頻率的動作。在一個實例中，設置所述頻帶選擇控制信號的值的行為可以包括設置數字控制信號的位模式(bitpattern)以控制多個開關來激活相對應的多個電容中的所選擇的電容，從而使得所述壓控振蕩器的諧振頻率在所述操作頻帶中。在另一個實例中，精調諧的動作可以包括調整可變電容的控制電壓以將所述壓控振蕩器的諧振頻率精確調諧至所述操作中心頻率。此外，反覆調整所述頻帶選擇控制信號的值的動作可以包括使用競爭計數器電路來將所述壓控振蕩器的諧振頻率的測量版(scaledvesion)與參考頻率進行比較。另一種實施方式涉及一種壓控振蕩器，包括多個可切換調諧電路，聯合提供產生壓控振蕩器的諧振頻率的諧振電路；以及控制器，適用於提供用於控制將所述多個可切換調諧電路接入和不接入(switchinginandout)所述諧振電路的數字頻帶控制信號以選擇初始諧振頻帶設置。所述控制器還適用於反覆調整所述頻帶選擇控制信號的值以搜索一個高於初始諧振頻帶的頻帶設置和一個低於初始諧振頻帶的頻帶設置，直到確定出數字頻帶控制信號的合適值以選擇包括所述壓控振蕩器的所需操作中心頻率的所述諧振電路的操作頻帶。在一個實例中，多個可切換調諧電路可以包括多個可切換電容。在另一實例中，數字頻帶控制信號可以包括多個位，並且控制器適用於設置所述數字頻帶控制信號的位模式以控制多個開關來激活多個可切換電容中的所選擇的電容，從而使得所述壓控振蕩器的諧振頻率在所述操作頻帶中。該壓控振蕩器還包括精調諧耦合到多個可切換調諧電路和控制器的電路，並且所述控制器還適用於提供精調諧信號到精調諧電路以將壓控振蕩器的諧振頻率精調諧至所需操作中心頻率。在另一實例中，所述精調諧電路包括至少一個可變電容，並且所述控制器適用於調整至少一個可變電容的控制電壓以將所述壓控振蕩器的諧振頻率精調諧至所需操作中心頻率。根據另一實施方式，一種可編程兩點頻率合成器結構可以包括壓控振蕩器，具有第一埠、第二埠和輸出端；可編程分頻器，耦合到所述壓控振蕩器的輸出端並適用於接收數據信號；相位檢測器，具有耦合到所述可編12程分頻器的第一輸入端和適用於接收參考頻率的第二輸入端，所述相位檢測器適用於基於參考頻率和從所述可編程分頻器接收到的信號的組合來產生環路信號；第一環路濾波器，在所述相位檢測器的輸出端和所述壓控振蕩器的第一埠之間耦合以提供包括壓控振蕩器、可編程分頻器、相位檢測器和第一環路濾波器的鎖相環；可變增益放大器，具有耦合到所述壓控振蕩器的第二埠的輸出端，適用於接收所述數據信號的輸入端，和控制埠；以及相關取消電路(correlationcancelingcircuit),耦合到可變增益放大器的控制埠並且適用於接收所述數據信號和環路信號。所述相關取消電路適用於基於所述數據信號和所述環路信號來產生控制信號，並且將所述控制信號施加到可變增益放大器的控制埠；以及所述控制信號可以被選擇以持續調整可變增益放大器的增益從而使得由所述可編程分頻器分頻的壓控振蕩器的輸出信號實質上等於所述參考頻率。在一個實例中，該可編程兩點頻率合成器還包括第二環路濾波器，與並聯耦合到所述相位檢測器的輸出端和壓控振蕩器的第一埠之間的第一環路濾波器；第一開關，耦合到所述第一環路濾波器，並且適用於接入和不接入所述第一環路濾波器；以及第二開關，耦合到所述第二環路濾波器，並且適用於接入和不接入所述第二環路濾波器；並且所述可編程兩點頻率合成器可以被配置成選擇性地激活所述第一開關和第二開關以使得第一環路濾波器和第二環路濾波器中的一者在鎖相環中被激活。一種頻率合成器的實施方式可以包括壓控振蕩器，在鎖相環配置中與可編程分頻器和電荷泵耦合；第一環路濾波器，耦合在所述電荷泵的輸出端和所述壓控振蕩器的輸入端之間；第二環路濾波器，與在所述電荷泵的輸出端和所述壓控振蕩器的輸入端之間的第一環路濾波器並聯耦合；第一開關，耦合到所述第一環路濾波器，並且適用於接入和不接入所述第一環路濾波器；以及第二開關，耦合到所述第二環路濾波器，並且適用於接入和不接入13所述第二環路濾波器。所述頻率合成器被配置成選擇性地激活所述第一開關和第二開關以使得第一環路濾波器和第二環路濾波器中的一者在鎖相環中被激活。在一個實例中，所述第一開關和第二開關可以是MOS開關。在另一個實例中，選擇施加到所述第一開關的門級的控制電壓的值以打開第一開關，由此從所述鎖相環中解耦合(decouple)所述第一環路濾波器。在另一個實例中，該頻率合成器還包括與所述第一環路濾波器和第二環路濾波器並聯耦合的至少一個附加環路濾波器；以及相對應的至少一個附加開關，該至少一個附加開關耦合到至少一個附加環路濾波器並且可操作用於從所述鎖相環中連接和斷開連接所述至少一個附加環路濾波器。所述第一環路濾波器包括被選擇和配置以實現預定的傳遞功能的電阻和電容的組合。另外，在一個實例中，所述可編程分頻器被直接耦合到所述壓控振蕩器的輸出端。所述可編程分頻器包括多個級聯的小數-N(fractional-N)分頻器單元；其中數字控制信號被施加到所述多個級聯的小數-N分頻器單元中的每一個以激活多個級聯的小數-N分頻器單元中的所選擇的小數-N分頻器單元，從而設置可編程分頻器的分頻比。根據另一種實施方式，提供了一種控制頻率合成器的操作頻率的方法。該方法可以包括以下動作使用包括第一環路濾波器和第二環路濾波器的鎖相環來產生諧振頻率；提供用於控制將所述第一環路濾波器和第二環路濾波器接入和不接入所述鎖相環的選擇信號；以及調整所述選擇信號以基於諧振頻率來控制所述第一環路濾波器和第二環路濾波器的切換，以便所述第一環路濾波器和第二環路濾波器中的一者在鎖相環中被激活。在另一實施方式中，一種包括串聯耦合到一起的多個小數-N分頻器單元的可編程小數-N(fractional-N)分頻器，多個小數-N分頻器單元中的每一個小數-N分頻器單元具有適用於接收數字控制信號的控制埠；其中所述數字控制信號激活和去激活所述多個小數-N分頻器塊中所選擇的小數-N分頻器塊，以便設置所述可編程小數-N分頻器的分頻比。多個分頻器單元中的每一個包括耦合到數字組件的觸發器。在一個實例中，所述數字組件包括至少一個與門。下面結合附圖詳細描述了各種實施方式和各個方面。需要注意的是隨後的附圖並不意在限制附圖所示。在附圖中，在不同附圖中描述的每一個相同的或者近似相同的組件由相似的數字代表。為了清楚的目的，並未在每一附圖中都列出每一個組件。在附圖中圖1是使用兩點調製的頻率合成器的框圖2是傳統的競爭計數器頻帶校準電路的框圖3是根據本發明的實施方式的包括兩點調製的頻率合成器的一個實例的框圖4是說明根據本發明的實施方式的壓控振蕩器實施的一個實例的示意圖5是說明壓控振蕩器調諧頻帶的實例圖6是說明由於改變操作條件圖5中的VCO頻帶偏移的示意圖7是根據本發明的實施方式的修改的競爭計數器電路的框圖8是根據本發明的另一實施方式的包括一系列級聯的分頻器的可編程分頻器結構的一個實例的框圖9是根據本發明的另一實施方式的圖8中的分頻器之一的數字邏輯實現的邏輯電路圖IO是圖9中所示的邏輯電路的電路實現的一個實例的電路圖；以及圖11是根據本發明的另一實施方式的包括多個可切換環路濾波器的頻率合成器的一個實例的電路圖。1具體實施例方式根據本發明的各個方面和實施方式，提供了一種能夠進行寬帶操作的頻率合成器，該頻率合成器可以包括不需要外部校準序列的增益補償方法，以及快速vco頻帶選擇方法。為有助於寬帶操作，頻率合成器的實施方式可以包括允許頻率合成器能適合帶寬上的重大變化的可切換獨立環路濾波器。此外，公開了增益補償和vco頻帶選擇的方法，以及可以在根據本發明的頻率合成器的實施方式中使用的快速、寬帶可編程分頻器配置。需要注意的是本發明並不將其應用限制於下面的描述或者在附圖中說明的組件結構和排列的細節。本發明可以是其他的實施方式，或者以各種方式實現或執行，並且本發明不限於所呈現的實例，除非在權利要求中特別指出。另外，需要注意的是這裡使用的短語和術語僅是為了說明目的，而不應該被視為限制。使用的詞語"包括"、"包含"、"具有"、"容納"以及"涉及"或者其任何變化，意味著包括此後列出的項及其對等物以及附加項。參考圖3，說明了根據本發明的一個實施方式的使用兩點調製和持續增益校準電路的頻率合成器的一個實例的框圖。頻率合成器136包括在鎖相環配置中的壓控振蕩器(VCO)138。環路包括可編程小數-N分頻器140、相位檢測器142、電荷泵144和環路濾波器146。此外，VCO138的輸出可以在被反饋到可編程分頻器140之前由放大器148放大。參考頻率在線路152上被反饋鎖相環。在一種實施方式中，頻率合成器還包括用於將數據信號(包括將被發送的數據)調製到由頻率合成器產生的載波頻率上的i:-Z調製器150。由頻率合成器產生的載波信號，這裡在線路154上被稱作Fvco，該載波信號可以經由提供用於通過E-」調製器150的數據調製的路徑而被直接調製。通過用在線路160上提供的恆定頻率控制字對(在加法器156或者E-」調製器自身中)在線路158上(稱作數據路徑l)被恰當地格式化或時鐘化的數據進16行總和，數據信號可以在頻率合成器輸出端處被疊加到載波信號上。這可能具有是相對簡單的調製方法的益處，這可減少例如發射機的總體複雜性(通過減少組件單元的數量)，在該發射機中可使用頻率合成器。較少的組件可以減小裝置的總體功率消耗，這也是所期望的。也可以由例如耦合到頻率合成器的微控制器(未圖示)提供頻率控制字。根據一種實施方式，頻率合成器可以使用兩點調製，其中相同的數據信號經由第二數據路徑(數據路徑2)也被反饋到VC0138。線路162上的數字數據信號可以通過數模轉換器164以被轉換成模擬信號，該模擬信號可以經由可變增益放大器166而被反饋到VCO138。如上所討論的，通過使用兩個數據路徑，一個具有低通濾波器響應(即通過鎖相環的環路濾波器146的路徑)以及第二路徑具有高通濾波器響應(數據路徑2)，來自兩個數據路徑的信號被疊加到由頻率合成器產生的載波信號上，則可以引起對於在頻率合成器輸出端處的載波信號上的已調製數據的平坦的寬帶響應。為了數據調製載波頻率的總體頻率響應保持平坦(即不失真)，可變增益放大器的可變增益G應該滿足以下需求G=Fref/KV2，其中Kv2是在數據路徑2中的輔助VC0埠170的增益值(以MHz/V為單位)。Kv2是可能經歷由於電路操作條件改變而引起的變化的量，所述電路操作條件改變例如溫度波動和供應電壓的波動之類的。因此在任何這種變化下G的值持續追隨Kv2將是所期望的。根據本發明的一種實施方式，提供了一種頻率合成器，該頻率合成器可不涉及外部的校準序列，並且具有用於持續調整數據路徑2的增益的所有必要信息已經在系統中呈現的優點。在理想的系統條件下，其中增益G被精確校準，如上所討論的，在兩個數據路徑中都引入數據信號，可能造成在主要VCO控制埠172處具有增益設置Kvl的信號，該信號可能是十分平坦的。然而如果在增益G的設置和Fref/Kv2的值之間存在不匹配，則將有一些在VC0138的主要控制埠172上可以觀察到的殘留數據信號。如果增益G太小，則主要控制埠172上的殘留信號將表現出與輸入數據直接成比例的關係。作為替換，如果增益G太大，則主要控制埠172上的殘留信號可表現出與輸入數據成反比例的關係。基於輸入數據的該信息和認識，可以開發一種反饋控制系統，該反饋控制系統監控這種關係，並且校正數據路徑的增益，直到在主要控制埠上觀察到的信號和輸入數據之間具有零相關(zerocorrelation)(或接近零相關)。再次參考圖3，根據本發明的方面的頻率合成器的一種實施方式可以包括耦合到數據路徑2的相關取消電路。在一個實例中，輔助電荷泵174可以被用於反映主鎖相環的響應。輔助充電泵174可以提供關於在主環路中由於增益不匹配的任何殘留信號的信息而不直接感測主要VCO控制埠172。輸入數據的標記可以被感測出(通過標記感測電路176)，並且可以被用於反轉輔助電荷泵174對來自相位檢測器142在線路178上的信號的響應的極性，所述來自相位檢測器142在線路178上的信號代表在主環路中的殘留數據信號。輔助充電泵174的輸出可以被集成，如圖3中由集成器(integrator)180所表示的。在被集成信號中變化的方向和速率可以提供關於輸入數據與主環路中的殘留信號的關係的信息。由集成器180產生的相關信號可以在差錯放大器182中與在線路184上輸入到差錯放大器的零相關參考電壓相比較。差錯放大器182可以在線路186上提供校準電壓到可變增益放大器166以控制數據路徑2的增益G。以這種方式，增益G可以被連續地調整以維持來自VC0138的平坦、不失真的輸出信號。作為替換，根據另一實施方式，主環路的殘留數據信號可在VCO138的主控制埠172中被直接感測出。然而，需要注意的是如果在跟蹤輸入數據的標記時發生任何開關瞬變現象，主VCO控制埠的直接感測可能潛在地具有破壞性。這些瞬變現象，可通過電容性耦合或開關電荷注入形成，並可由環路濾波器146集成而且不利地地影響主環路的性能。因此，在至少一些實施方式中，以上描述的未直接感測VCO138的主控制埠172的方法直接的方法更優先釆用。如以上所討論，本發明的另一個實施方式涉及一種VCO頻帶選擇/校準的方法，該方法允許頻率合成器通過降低選擇合適的VCO頻帶所佔用的時間進而達到更快的鎖定時間。特別地，如以下討論，預定的初始設置可用於限制頻率範圍的數目，在該頻帶範圍上可以使用一種搜索算法來查找所需的操作頻帶。參考圖4，說明了VCO138的示意電路實現的一個例子。根據一種實施方式，VCO電路可採用交互耦合的PMOS電晶體Ql和Q2以產生負阻抗，並採用NMOS、源極跟隨器長尾電晶體(tailtransistor)Q3和Q4以控制偏置電流。控制度可由電流源196完成。電源的源電壓可由終端電壓^提供。由頻率合成器產生的載波信號通常具有被稱為《的已知所需操作中心頻率，並在線路168上從VCO輸出(見圖3)。舉例說明，再次參考圖4，VCO138可以包括與電感元件198並聯的可調諧電容性元件，以提供產生載波頻率《的諧振結構。諧振調諧電路包括可由電容組200及以下所討論的附加調諧電容擴充的電感198(包括電感L1和L2)。在一個實例中，VCO諧振電路可採用與固定和可變的電容性元件連接的傳輸線路所形成的固定電感。這種結構可為VCO的寬頻帶調諧電路提供一種有效的實現方式，其中VCO允許調諧範圍大於1千兆赫茲。根據一種實施方式，電感Ll和L2可實現為鍵合線(bondwire)，該鍵合線可用於將各種電路元件耦合至半導體襯底。每條鍵合線與特定的電感相關，所述特定的電感取決於鍵合線的長度，鍵合線的橫截面區域及相鄰鍵合線的間距(影響各鍵合線之間的相互電感性耦合的相鄰鍵合線)。對於給定操作頻率，與鍵合線相關的電感近似為圖4中L1和L2代表固定的電感。值得注意的是Ll和L2可能都包括一條或多條鍵合線，而且電感198也可包括附加電感元件。在V—CO諧振電路中使用鍵合線電感有很多優點，包括例如提供更好的相位噪聲、更低功率消耗及比傳統的晶片上螺旋電感更寬的調諧範圍。相位噪聲的改善可歸因於相對晶片上電感如螺旋電感，鍵合線中較高的品質因數(Q)，而且擴大的調諧範圍可歸因於與鍵合線電感相關的較低寄生電感。此外，傳統的螺旋電感相對較大，並且考慮到更小的電路佔用空間採用了鍵合線替代這樣的螺旋電感。然而可以理解的是本發明不必須使用電感198的鍵合線，也可以採用其它傳輸線路電感或傳統的電感。再次參考圖4，電容性元件例如可以包括可切換固定值電容組200。通過選擇電容組中起作用的電容，來選擇諧振頻率的一個"頻帶"。在一種實施方式中，VC0138可配置以具有多個操作頻帶。電容組200可包括，如多個MOS(金屬氧化半導體)或MIM(金屬-絕緣體-金屬)電容，其中MIM電容通過施加於開關202a…202b，202c的控制信號進行電子切換。可以理解的是可使用任意類型的電容；然而，MOS和MIM電容對於CMOS及其它半導體電路很普遍，因而在一些實施方式中更優先採用。為在更好的電路性能及更大的微電過程變化中進行折中，可切換電容組206可用於增加VCO的整個調諧範圍，同時降低調諧靈敏度以減少電磁(EM)耦合效應並進一步提高相位噪聲。這些可通過將整個調諧範圍劃分成頻帶來實現。在一個實例中，電容組200可具有相對較大的電容值(每個近似為數十皮法)，並且通過接通和/或斷開電容組中的適當電容來選擇所需操作頻帶。根據一種實施方式，六位(bit)開關金屬對金屬(MOM)電容陣列可用於頻帶選擇。在該實例中，電容組200可包括6對電容C。,和C。2C"，和C^，其中(在該實例中)11=6。當然，可以理解的是本發明不局限於6位的情況，而可採用其它的n值，比如，4位或8位設計。此外，每位不需要對應一對電容，但反而可控制一個或多個電容。數字控制字，這裡指VCO頻帶選擇20控制信號，可以被發出(比如通過一個微控制器)以激活開關202a…202b和202c。在一個實例中，該控制字可以為二進位字，該二進位字包括用以控制每個開關的位。比如，在舉例說明的6位情況下，第0位可控制開關202a，第5位可控制開關202b及第6位可控制開關202c。介於其間的其它位可控制圖4中未顯示但以點204代表的附加開關。一旦選擇了頻帶，所需中心頻率Fc可在該頻帶內調整，比如通過控制可變電容(如變容二極體)，該電容也構成了諧振結構的電容性元件的一部分。參考圖4，在一個實施例中，通過控制可變電容206a和206b的電容值，可在所選的頻帶範圍內實現精協調。在一個實例中，通過經由終端208施加可變模擬電壓(Vcontrol)，兩個累加模式MOS變容器C,,、^1可用於對頻率精協調。這些變容器可實現為如N阱(N-well)變容器中的NMOS，但也可以使用其它設計方法。本發明中使用的VCO實施方式在同時待審且共同擁有的美國專利申請No.11/202,606中公開，該專利申請於2005年8月11日提交且名稱為"PROGRAMMABLERADIOTRANSCEIVER",這裡此篇專利作為參考結合於此，並且也在同時待審且共同擁有的名稱為"PROGRAMMABLETRANSMITTERARCHITECTUREFORNON-CONSTANTANDCONSTANTENVELOPEMODULATION"的美國專利申請中公開，其提交日期同上，這裡此篇專利作為參考結合於此。通過控制固定電容組、調諧可變電容的控制電壓和VCO輸出頻率而選擇出的頻帶之間的有效關係在圖5中示出。如圖5所示，一旦通過激活合適的位模式來選擇出頻帶0-7以接通或者斷開可切換電容組中的電容，則可以通過改變控制電壓(Vcontrol)以調節可變電容來在頻帶內調節中心頻率Fc的值。因此，在至少一個實施方式中，切換電容200可作為粗協調的一種裝置，並且電容大小可以通過可變控制電壓調節的可變電容(如變容二極體)可用於精協調。當然可以理解的是VCO的其它諧振電路可達到同樣效果，也就是說vco頻率可在一些操作頻帶範圍上和內部被調節，而且本發明不局限於所舉的特殊實施例。以下表1說明了三個不同的vco頻帶選擇的一些實施例，其中vco可用6位二進位模式0-63來實現。可以理解的是給每個VCO的頻帶值僅是示例性的而不是限制。給定實現過程中的實際頻帶值取決於電容200的值、電感198提供的電感值、參考頻率值(如參見圖l)及其它因素。表ltableseeoriginaldocumentpage22所需操作中心頻率Fc落在VCO138的任意一個操作頻帶內。在沒有供電電壓改變、溫度波動和生產過程及參數變化的情況下，可具有關於將VCO設置成哪個頻帶適合於維持所需頻率Fc的先驗知識。然而，上述操作條件的變化可具有使頻帶轉移至更高或更低頻率的不需要的效應，如圖5所述。如圖6顯示，由於操作條件的一些改變，VCO頻帶在頻率上轉移至更高頻率。在該實例中，可發現之前Fc在頻帶7中，但現在Fc不再落入頻帶7範圍內。這闡明了在操作條件存在變化時，如何手動設置VCO可能成為問題。相應地，在本發明的一個實施方式中，可提供一種自動選擇或校準VCO中心頻帶的智能方法，從而確保Fc可在選擇的頻帶範圍內找到所需頻率。如以上所討論，存在VCO校準的現有技術方法，如競爭計數器法。然而，這些方法可能經歷這種缺點即花費太長時間去處理合適頻帶的最終選擇，尤其是當頻帶數字開始接近32或64時(即為5或6位VCO頻帶控制情況，這對於多頻帶頻率合成器非常普遍)。因此，根據本發明多方面，可提供一種大大降低處理時間的VCO頻帶校準的方法，該方法利用了設置哪個頻帶應用於哪個所需中心頻率的預定初始設置。在一些應用中，十分需要確定VCO頻帶的速度非常快。這要求非常快的合成器鎖定周期。這種應用的一個例子是鎖定時間要求快達100us的用於移動手持電話的GSM蜂窩標準。通常非常難以滿足這麼快的鎖定時間，即使是不考慮VCO頻帶選擇。如果要求在鎖相環中的頻率鎖定的例程開始之前需要選擇VCO頻帶，將變得更加難以獲得足夠快的鎖定以符合諸如GSM的標準。因此，本發明的一些實施方式涉及一種可降低VCO頻帶選擇需要的時間量的方法，從而允許頻率合成器在最大限度時間內獲得鎖定。特別地，根據本發明的實施例的方法可允許將合成器頻率從一個所需操作頻率切換至另一個操作頻率之間的最小開銷時間。根據本發明的一種實施方式，提供了一種對VCO頻帶校準的方法，在該方法中可使用智能初始頻帶選擇將VCO頻帶設置為非常接近合適的操作頻帶。以計數和比較周期的僅僅很少的重複操作需要被反覆進行的方式，修改的二進位搜索算法進而可應用於搜索初始設置以上或以下的頻帶。上述所述，在至少一種實施方式中，與一些現有技術設計中花費12.6戸相比較，這些方法可減少一半的鎖定時間。參考圖7，說明了根據本發明的實施方式的修改的競爭計數器頻帶校準電路的一個實施方式的框圖。在該實例中，所稱的競爭邏輯電路188可接收來自兩個M計數器190、192的輸入信號。第一計數器190可在線路194上從可編程分頻器140(在合成器上的鎖相環中展收頻率Fdiv以作為輸入。參考頻率可在線路152上被施加到第二計數器192上。根據電路的設計極性，如果信號先從第二計數器192接收而不是從第一計數器190接收時，那麼競爭邏輯電路188可改變頻帶選擇位(被施加以激活圖4中的開關202)，從而以高的頻率操作VCO。相反，如果信號先從第一計數器190接收而不是從第二計數器192接收時，那麼競爭邏輯電路可改變頻帶選擇位，從而以低的頻率操作VCO。以這種方式，VCO輸出(N分頻)所需的合適操作頻帶可反覆聚合在參考頻率中。如以上討論，在傳統的競爭計時器設計中，計數器之間的比較可能被重複與頻帶選擇位的數目相等的次數。計數器大小M可能是最終頻帶結果所需的準確度及合成器的所選參考頻率(Fref)的函數。此外，所需準確度可能是VCO頻帶之間的重疊量的函數。比如，採用52MHz參考頻率的GSM合成器及有6個頻帶以從其中進行選擇的VCO中，需要達到500KHz的準確度(Faccuracy)。如以上所述，由於參考頻率的示例值Fref=50MHz要求計數值為105。對50MHz的信號數105個周期花費2.1^，因此對6位頻帶選擇中的每一位進行這樣的計數花費12.16盧。通常，校準時間可通過以下方程計算出Tcal=[(l/Faccuracy)+(1/Fref)]*VCO—頻帶(2)其中，Faccuracy=Fref/(M-l)，M為計數器的大小。根據一種實施方式，VCO頻帶校準方法通過使用針對哪一頻率應當使用哪一頻帶的預定初始參數，能降低一半的校準時間。智能初始選擇設置可將VCO頻帶初始化設定為非常接近於合適的操作頻帶。再次參考圖7，頻率合成器可以包括，或可以耦合於存儲設備(未顯示)，該存貯設備包括查找表並在線路210上提供VCO頻帶選擇控制信號的位的估計值。該估計值可能基於比如所需中心頻率Fc應該落入哪個頻帶的先驗知識及操作條件下缺少的變量。估計值是用於設定VCO頻帶選擇控制信號的位的初始值。而後，競爭計數器電路可被用於調整VCO頻帶選擇控制信號至Fc實際上位於的合適的頻帶(如參考圖6的上述所討論，考慮改變操作條件)。特別地，在一24個例子中可以使用一種可搜索初始設定值以上或以下的兩個相鄰頻帶的搜索算法。這可提供一個更為狹窄的搜索空間。如圖7所示，競爭邏輯電路188的輸出可在線路211上被提供到加法器213，在該加法器中競爭邏輯電路188的輸出可與由查找表提供的估計值信號相結合，並反饋給VCO138以選擇VCO頻帶。通過這種方式，儘管VCO包括8個頻帶(對於6位位控制)，但計數和比較周期可以僅被重複執行三次。在這種特殊情況下，查找合適的頻帶所需的時間乙,可通過以下方程得出Tcal=[(1/Faccuracy)+(1/Fref)]*3(3)其中VCO頻帶的數目大於3。從以上方程可以看出，該方法可明顯減少用於定位合適的頻帶的時間，從而更快地允許頻率合成器鎖定為所需中心頻率。在被設計為允許沿多個不同頻帶的多個不同通信標準的頻率合成器中，所需VC0138應該能夠產生大範圍的輸出頻率。同樣地，為了對VCO頻率(Fvco)進行分頻以與頻率校準的參考頻率Fref相匹配，所需的小數-N分頻器140應該能夠有大範圍的分頻比。此外，在多標準系統的一些實施方式中，VC0138很可能以甚高(veryhigh)頻率振蕩，而且可編程分頻器140因而需要以甚高頻率接入VCO。一些現有技術方案避免了設計能以與VCO相同的頻率操作的分頻器的需要，這通過在可編程分頻器前放置分頻值為M的所謂預頻分器(prescaler)以降低可編程分頻器需要的操作頻率來實現。Ahmed等在論文("CMOSVCO-prescalercell-baseddesignforRFPLLfrequencysynthesizers,"2000正EEProceedingsISCAS,Geneva,巻2，2000年5月，737—740頁)中公開了這種設計方法的一個實施例，這裡此篇論文作為參考結合於此。這種方法的一個缺點是在頻率合成器(見圖1)中，在執行對VCO輸出信號的小數-N分頻的過程中由E-zl調節器產生的量化噪聲可能是預分頻器值M倍。此外，在小數-N分頻器中的最小分頻值N^現在可能受A^N^大小限制。通常很可能的情況是對於一個多標準寬頻帶系統結構，最小分頻比需要比採用這種方法實現的值更小。CS.Vaucher在論文("AFamilyofLow-PowerTrulyModularProgrammableDividersinStandard0.35-umCMOSTechnology,"IEEEJ.固態電路(Solid-State)，巻35,第1039至1045頁，2000年7月)中公開了一種傳統結構的實施例，這裡此篇論文作為參考結合於此，其中該實施例嘗試通過採用雙模2/3分頻器級聯排列以處理有限的可編程分頻比問題。然而，儘管該實施例能夠適度地高速操作，但因為許多要求高功率供電電壓的層疊MOS(金屬氧化半導體)裝置的應用，該實施例對於以非常高的速度進行低功率的操作達不到最佳效果。根據本發明的一些實施方式，提供了具有非常大範圍的可編程分頻比的可編程分頻器。此外，該可編程分頻器能夠通過直接接入VCO中以甚高頻和低功率方式工作。在一種實施例中，通過採用可替換的源耦合邏輯方法設計允許使用低壓電源供應的級聯分頻單元，如採用減少的數量的層疊MOS裝置。參考圖8，闡明了包括一系列的級聯分頻器單元1到n的可編程小數-N分頻器的實施例。每個小數分頻器單元212可具有，比如2/3分頻比，並可包括輸入214以為級聯中的第一分頻器接收VCO輸出信號Fvco，及接收來自級聯中所有其它分頻器212之前的分頻器的分頻信號。每個分頻器的輸出216(級聯中最後一個分頻器除外)耦合於級聯中下一個分頻器的輸入，其中信號相繼除以2/3。級聯中最後一個分頻單元的輸出值可在線路194上提供(見圖3)分頻頻率F^。在一個實施例中，位數為等於級聯中分頻器的個數n的控制信號可應用到分頻器中以控制整個小數-N分頻器140的分頻比。如圖8所示，控制信號中的位可施加到每個分頻器212的方式使能(mode-enable)輸入21S。基於可由如微控制器提供的二進位輸入b0，bl，……bn的設置，可設置全部分頻比。參考圖9，闡明了圖8中每個分頻器單元212的邏輯實現實施例。在闡述的實例中，如圖9所示，分頻器單元212中採用四個D型觸發器(220)，三個與門(222)，一個或門(224)。信號p顯示了永久為邏輯l的狀態。該設計方法的優勢在於它非常簡單而且在包括較少的部件的同時允許大的靈活性(由於由二進位位模式bO...bn提供的分頻比的組合)，進而允許低功率操作。此外，與以上參考的Vaucher等人的論文中公開的設計方法相比較，此實施例不要求利用許多通常為高功率的層疊MOS裝置。根據VCO頻率及參考頻率F^的變化的最大可重構性，如以上所討論，可編程分頻器140的實現可提供大範圍內的分頻值。舉例說明，對於900MHz的VCO輸出值及104MHz的參考頻率，其分頻值為8.65。在小數-N分頻合成器(fractional-Nsynthesizer)中，分頻比包括兩部分整數部分為8及小數部分為0.65。由於頻率分頻器電路可能僅能夠被整數相除，可使用平均值方法以求出長時間內小數分頻比的近似值。比如，在每個時鐘周期中頻率分頻器將接收的信號除以一個整數值。比如，假設100個周期，為實現分頻比為8.65的長期近似值，除以8的分頻過程可能進行35次(即35個時鐘周期)，除以9的分頻過程進行65個時鐘周期。在8.65的100個時鐘周期中，可產生一個有效的平均分頻比，如方程所示(8*35)+(9*65)=865(4)100在i:-」調製的小數-N分頻合成器中，如應用在本發明的至少一些實施例中，s-」調製器可控制實現所需分頻比。比如，s-」調製器可循環地從集合{-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4)中添加一個數字到標準整數分頻比中，從而使得多個時鐘周期的平均有效分頻比近似等於所需小數分頻比。舉另一個例子，假設VCO輸出為2.5GHz及參考頻率為13MHz。此種情況下，分頻比為192.308。因此，標準整數分頻比可為192，並且小數部分可以通過27每時鐘周期土4以改變增加或減少整數值192的方式來近似，從而長期平均值近似為192.308。通過採用以上描述的近似位數n的設計方法，可容易又簡單地實現具有綜合這些實例中兩種能力的可編程分頻器。圖10闡明了小數分頻器單元212中的一個單元的電路實施方式。在該實施方式中，顯示了所謂的源耦合CMOS分頻器門電路，即圖9中描述的邏輯電路的低功率電晶體標準實現。對於第一順序，在給定的輸入頻率情況下，分頻器單元212中功率消耗正比於圖10中所示電路牽引的平均直流電流與供電電壓相乘的值。通過設計以上描述的電路，這些電路以一種能夠提供更低供電電壓的方式實現，節省的功率直接正比於降低的電源電壓量。由於以上描述的電路簡單且採用相對較少的部件及較少的MOS裝置，這些電路可以具有更小的節點大小，因而工作時需要更低的電源電壓。舉例說明，如果這些電路的節點大小中按比例縮小，可以提供1.2V的供應電源代替1.5V的供應電源，那麼這種設計對於可編程分頻器在功率消耗方面將實現20%的降低量，其中可編程分頻器通常是頻率合成器中最消耗功率的單元之根據另一種實施方式，頻率合成器可通過含有兩個獨立的環路濾波器進行設置，以致在帶寬方面提供重要的改變。如上述所描述，如果調製到頻率合成器所產生的載波的數據信號帶寬比環路濾波器的帶寬大時，一些信號將出現失真。這種情況至少在某種程度上可通過使用以上所討論的兩點調製法得到補償。此外，如果提供兩個或多個環路濾波器，採用依賴於VCO操作頻率範圍或甚至更寬的頻率範圍以在其之間進行切換的機制，可實現非失真的頻率合成器帶寬。參考圖11，根據本發明的一種實施方式闡明了頻率合成器的一部分，包括了兩個獨立的環路濾波器226和228，所述環路濾波器226和228耦合於在電荷泵116與壓控振蕩器138(見圖3)之間。環路濾波器226和228都可以包括電阻和電容組合。如圖所示，第一環路濾波器226可以包28括電容C1、C2、C3、C4，並與電阻R1、R2、R3組合。第二環路濾波器包括CV、C2'、C/和CV並與《'、A'和iV組合。選擇每個環路濾波器的電阻電容大小及其配置以實現任意所需傳遞函數，包括低通或高通傳遞函數及具有不同帶寬、不同中心頻率或不同截止頻率的傳遞函數。值得注意的是環路濾波器不受限於示出的確定電阻和電容的實現，而且頻率合成器也不受限於兩個環路濾波器；這種設計方法可擴展至兩個以上的並行環路濾波器。參照圖11，每一環路濾波器226,228可以分別被耦合到相應的MOS開關230，232。兩個MOS開關可以接收施加到其各自門級的控制信號。根據施加的控制信號的電壓等級，可以建立各個環路濾波器結構與地之間的連接。例如，當MOS開關230或者MOS開關232被打開時，也就是高阻態，整個響應的環路濾波器會呈現出似乎高阻抗存在。因此，環路濾波器可以有效地斷開電荷泵116和VC0138之間的連接。然而，一旦MOS開關230或232中的一者變成低阻態(由於接收到合適的門限偏置電壓)，可以建立到地的直接連接，並且各個環路濾波器可在電荷泵116和VCO138之間起作用。以這種方式，合適的環路濾波器(或者環路濾波器的組合)可以通過應用合適的控制電壓來選擇(可以通過例如微控制器來控制)。如上所討論的，多個環路濾波器之間的切換可以有助於允許頻率合成器的帶寬中的重大變化。綜上，本發明的各方面和實施方式意在一種頻率合成器和其上的元件，這些元件特別適於在多頻帶多標準發射機或無線電收發機中使用。特別地，頻率合成器可通過提供多個可切換環路濾波器以允許寬帶操作，及允許實際VCO頻帶校準的方法以提供多種不同的操作頻帶，並且可以包括被設計成允許使用減小的功率供電電壓的可編程分頻器。此外，頻率合成器可允許持續增益補償，而不直接感測VCO輸出因而不用中斷VCO操作。29權利要求1、一種在頻率合成器中進行壓控振蕩器頻帶選擇的方法，該方法包括以下動作基於操作中心頻率所位於的期望頻帶，將頻帶選擇控制信號的值設置成初始設置；反覆調整所述頻帶選擇控制信號的值以搜索一個高於所述初始設置的頻帶設置和一個低於所述初始設置的頻帶設置，直到確定出所述操作中心頻率所位於的操作頻帶的合適設置；以及將所述頻帶選擇控制信號的值設置成所述合適設置以將所述壓控振蕩器的諧振頻率調諧到所述操作頻帶中。2、根據權利要求1所述的方法，該方法還包括將所述壓控振蕩器的諧振頻率精調諧至所述操作中心頻率的動作。3、根據權利要求2所述的方法，其中設置所述頻帶選擇控制信號的值的動作包括設置數字控制信號的位模式以控制多個開關來激活相對應的多個電容中的所選電容，從而使得所述壓控振蕩器的諧振頻率在所述操作頻帶中。4、根據權利要求3所述的方法，其中精調諧的動作包括調整可變電容的控制電壓以將所述壓控振蕩器的諧振頻率精調諧至所述操作中心頻率。5、根據權利要求1所述的方法，其中反覆調整所述頻帶選擇控制信號的值的動作包括使用競爭計數器電路來將所述壓控振蕩器的諧振頻率的測量版與參考頻率進行比較。6、一種壓控振蕩器，該壓控振蕩器包括多個可切換調諧電路，該多個可切換調諧電路組合起來提供用於產生所述壓控振蕩器的諧振頻率的諧振電路；以及控制器，該控制器適用於提供用於控制將所述多個可切換調諧電路接入和不接入諧振電路的數字頻帶控制信號，以選擇初始諧振頻帶設置；其中所述控制器還適用於反覆調整所述頻帶選擇控制信號的值以搜索一個高於所述初始諧振頻帶設置的頻帶設置和一個低於初始諧振頻帶設置的頻帶設置，直到確定出所述數字頻帶控制信號的合適值，以選擇包括所述壓控振蕩器的所需操作中心頻率的用於所述諧振電路的操作頻帶。7、根據權利要求6所述的壓控振蕩器，其中所述多個可切換調諧電路包括多個可切換電容。8、根據權利要求7所述的壓控振蕩器，其中所述數字頻帶控制信號包括多個位，其中所述控制器適用於設置所述數字頻帶控制信號的位模式以控制多個開關來激活所述多個可切換電容中的所選電容，從而使得所述壓控振蕩器的諧振頻率在所述操作頻帶中。9、根據權利要求6所述的壓控振蕩器，該壓控振蕩器還包括耦合到所述多個可切換調諧電路和所述控制器的精調諧電路，其中所述控制器還適用於提供精調諧信號到所述精調諧電路以將壓控振蕩器的諧振頻率精調諧至所需操作中心頻率。10、根據權利要求9所述的壓控振蕩器，其中所述精調諧電路包括至少一個可變電容，並且其中所述控制器適用於調整所述至少一個可變電容的控制電壓以將所述壓控振蕩器的諧振頻率精調諧至所需操作中心頻率。11、一種可編程兩點頻率合成器結構，該可編程兩點頻率合成器結構包括壓控振蕩器，該壓控振蕩器具有第一埠、第二埠和輸出端；可編程分頻器，該可編程分頻器耦合到所述壓控振蕩器的輸出端並且適用於接收數據信號；相位檢測器，該相位檢測器具有耦合到所述可編程分頻器的輸出端的第一輸入端和用於接收參考頻率的第二輸入端，所述相位檢測器適用於基於所述參考頻率和從所述可編程分頻器接收到的信號的組合來產生環路信號；第一環路濾波器，該第一環路濾波器耦合在所述相位檢測器的輸出端和所述壓控振蕩器的第一埠之間，以提供包括壓控振蕩器、可編程分頻器、相位檢測器和第一環路濾波器的鎖相環；可變增益放大器，該可變增益放大器具有耦合到所述壓控振蕩器的第二埠的輸出端、適用於接收所述數據信號的輸入端、以及控制埠；以及相關取消電路，該相關取消電路耦合到所述可變增益放大器的控制埠並且適用於接收所述數據信號和所述環路信號；其中所述相關取消電路適用於基於所述數據信號和所述環路信號來產生控制信號，並且將所述控制信號施加到所述可變增益放大器的控制埠；和其中所述控制信號被選擇以持續調整所述可變增益放大器的增益從而使得由所述可編程分頻器分頻的所述壓控振蕩器的輸出信號實質上等於所述參考頻率。12、根據權利要求11所述的可編程兩點頻率合成器，該可編程兩點頻率合成器還包括-第二環路濾波器，該第二環路濾波器與所述第一環路濾波器並行耦合到所述相位檢測器的輸出端和所述壓控振蕩器的第一埠之間；第一開關，該第一開關耦合到所述第一環路濾波器，並且適用於接入和不接入所述第一環路濾波器；以及第二開關，該第二開關耦合到所述第二環路濾波器，並且適用於接入和不接入所述第二環路濾波器；其中所述可編程兩點頻率合成器被配置成選擇性地激活所述第一開關和第二開關以使得所述第一環路濾波器和第二環路濾波器中的一者在鎖相環中被激活。13、一種頻率合成器，該頻率合成器包括壓控振蕩器，該壓控振蕩器在鎖相環配置中與可編程分頻器和電荷泵耦合.第一環路濾波器，該第一環路濾波器耦合在所述電荷泵的輸出端和所述壓控振蕩器的輸入端之間；第二環路濾波器，該第二環路濾波器與所述第一環路濾波器並行耦合在所述電荷泵的輸出端和所述壓控振蕩器的輸入端之間；第一開關，該第一開關耦合到所述第一環路濾波器，並且適用於接入和不接入所述第一環路濾波器；以及第二開關，該第二開關耦合到所述第二環路濾波器，並且適用於接入和不接入所述第二環路濾波器；其中所述頻率合成器被配置成選擇性地激活所述第一開關和第二開關以使得第一環路濾波器和第二環路濾波器中的一者在鎖相環中被激活。14、根據權利要求13所述的頻率合成器，其中所述第一開關和第二開關是MOS開關。15、根據權利要求14所述的頻率合成器，其中施加到所述第一開關的門級的控制電壓的值被選擇以便打開所述第一開關，由此從所述鎖相環中解耦合所述第一環路濾波器。16、根據權利要求13所述的頻率合成器，該頻率合成器還包括與所述第一環路濾波器和第二環路濾波器並行耦合的至少一個附加環路濾波器，以及相對應的至少一個附加開關，該至少一個附加開關耦合到至少一個附加環路濾波器並且可操作地用於從所述鎖相環中連接和斷開連接所述至少一個附加環路濾波器。17、根據權利要求13所述的頻率合成器，其中所述第一環路濾波器包括電阻和電容的組合，該組合被選擇和配置成實現預定的傳遞功能。18、根據權利要求13所述的頻率合成器，其中所述可編程分頻器被直接耦合到所述壓控振蕩器的輸出端。19、根據權利要求18所述的頻率合成器，其中所述可編程分頻器包括多個級聯的小數分頻器單元；並且其中數字控制信號被施加到所述多個級聯的小數分頻器單元中的每一個小數分頻器單元以激活所述多個級聯的小數分頻器單元中的所選小數分頻器單元，從而設置可編程分頻器的分頻比。20、一種用於控制頻率合成器的操作頻率的方法，該方法包括以下動作使用包括第一環路濾波器和第二環路濾波器的鎖相環來產生諧振頻率；提供用於控制將所述第一環路濾波器和第二環路濾波器接入和不接入所述鎖相環的的選擇信號；以及基於所述諧振頻率調整所述選擇信號，以控制所述第一環路濾波器和第二環路濾波器的切換，從而使所述第一環路濾波器和第二環路濾波器中的一者在鎖相環中被激活。21、一種可編程小數-N分頻器，該可編程小數-N分頻器包括串聯耦合到一起的多個小數分頻器單元，所述多個小數分頻器單元中的每一個小數分頻器單元具有適用於接收數字控制信號的控制埠；其中所述數字控制信號激活和去激活所述多個小數分頻器單元中的所選小數分頻器單元，以便設置所述可編程小數-N分頻器的分頻比；其中所述多個分頻器單元中的每一個分頻器單元包括耦合到數字組件的多個觸發器。22、根據權利要求21所述的可編程-N小數分頻器，其中所述數字組件包括至少一個與門。全文摘要提供了一種能夠高速、低功率、寬帶操作的頻率合成器，包括增益補償的方法和快速壓控振蕩器(VCO)頻帶校準的方法。另外，所述頻率合成器可以包括兩個或更多個可切換的獨立環路濾波器以便於寬帶操作。這種頻率合成器可以在許多應用中使用，在一個例子中，可以具體適用於多頻帶、多標準發射機或無線電收發機。文檔編號H03L7/187GK101496287SQ200780028020公開日2009年7月29日申請日期2007年6月15日優先權日2006年6月15日發明者J·波奧克斯,J·韋努蒂申請人:比特沃半導體公司