音質調節電路的製作方法
2024-03-07 02:55:15 1
專利名稱：音質調節電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及音質調節電路。具體講，它涉及對音頻信號範圍的頻率特性進行調節的音質調節。
對於根據聲源或重放聲場的狀態或者聽者的聽力來調節音頻信號音質來說，已廣泛採用了用於連續地改變特定頻率範圍的增益的音調控制電路或用於將頻譜分成多段並在每個分開的段內改變其增益的圖示均衡器電路。
圖1示出由音調控制電路進行的音質調節方式。在圖1的例子中，其中用於調節音頻信號的音質的中心頻率固定為1KHz。增益在交岔頻率fL1-fL2的範圍的低端和在交岔頻率fH11-fH2的高端是連續改變的。以此方式，音調控制電路在每個分開的頻段內不增減增益的同時可根據預設的頻率特性改變音質。
相反，圖示均衡器電路將音頻信號分成多個頻段，以在每個分頻段內增減增益。圖2示出由圖示均衡器電路調節音質的方式。在此例中，頻譜被分成5段。
但是，圖示均衡器電路的頻段的中心頻率f1、f2、f3、f4和f5通常固定為預定值且不能隨意改變。因此，會有所需頻率的信號不能增加或衰減的情況。
在圖1和2中，響應曲線為輸出信號的強度比(增益)與輸入信號的關係。0dB以上的響應部分和0dB以下的響應部分分別代表信號被增大和變減。
圖3示出此種圖示均衡器電路的結構。
圖示均衡器電路包括加有輸入信號V1的輸入端111、具有非反相端和反相端以及用於輸出輸出信號V0的輸出端113的運算放大器112。輸出信號V0經負反饋電阻R0加到運放112的反相輸入端上。
帶通濾波器31A中心頻率為ω0傳輸函數為H(s)。一對電壓/電流轉換器32A、33A壓/流轉換帶通濾波器31A的輸出信號。壓/流轉換器32A、33A如隨後所述由電流鏡電路構成。第一和第二壓/流轉換器32A、33A的轉換導通係數分別為(1-a)gm和(1+a)gm，其中-1＜a＜1。
如果圖示均衡器電路將頻率分成N個部分，就會有如圖3的點所示的並排的每個由帶通濾波器31A、第一壓/流轉換器32A和第二壓/流轉換器33A構成的N個電路組。負責N個分段的由N個帶通濾波器31A、31B、31C…31N進行增益改變的第一至第N頻段信號被運算放大器2相加起來並在輸出端3以輸出信號V0輸出出來。
圖2所示的頻率特性與輸出信號V0相對應，該輸出信號V0是通過將輸入信號分成5個頻段、由負責5個頻段的帶通濾波器31A、31B、31C、31D和31E改變5個頻段信號的增益值、由運放2對各分段信號求和並在輸出端3輸出求和信號後而獲得的。
通過採用圖示均衡器電路，可以將音頻信號分成多個頻段，並可在分頻段的每個頻段內隨意地增加或衰減該增益。但是，由於分頻段的中心頻率是固定的，就會有如果頻譜的分段數目較少有些所需頻率的信號不能增加或衰減的情況。
當然，如果分段數目多且可在每個分段內改變增益，就可以僅改變所需頻率信號的增益。但是，此方法不適用於小規格和廉價的電路，因為它會使電路體積加大成本費用增加。
本發明的目的在於提供一種能解決上述問題的音質調節電路。
根據本發明，音質調節電路包括狀態可變型帶通濾波器和控制器。輸入信號饋到狀態可變型有源帶通濾波器。控制器控制狀態可變型帶通濾波器的轉換導通係數。通過由控制器控制轉換導通係數而連續地改變狀態可變型有源帶通濾波器的中心頻率。
根據本發明，還提供一種音質調節電路，該電路包括第一運算放大器和一串聯諧振電路。第一運算放大器具有加有輸入信號的非反相輸入端和經負反饋電阻連到輸出端的反相輸入端。串聯諧振電路包括第一電容和模擬電感電路。第一電容跨連在第一運放的反相輸入端與地之間。模擬電感電路具有第二運放。第一可變電阻連在第二運放的輸出端與第一電容的連接端之間。第二電容連在第二運放的非反相輸入端與第一電容的連接端之間。第二運算放大器的輸出端直接耦合到其反相輸入端。第二可變電阻器連在第二運算放大器的非反相輸入端與地之間。第一和第二可變電阻彼此操作互聯。
圖1示出音調控制電路的音質調節操作。
圖2示出由圖示均衡器電路進行的音質調節操作。
圖3為電路圖，示出由圖示均衡器電路進行的音質調節操作。
圖4為電路圖，示出狀態可改變型帶通濾波器的基本結構。
圖5為電路圖，示出圖4的帶通濾波器中的跨導放大器的一級。
圖6為電路圖，示出圖4所示帶通濾波器的結構。
圖7為電路圖，示出根據本發明第二實施例的音質調節電路。
圖8示出音質調節電路第一實施例的操作。
圖9為電路圖，示出根據本發明第三實施例的音質調節電路。
圖10a至10c為電路圖，示出音質調節電路的第三實施例。
圖11為圖表，示出音質調節電路第三實施例的頻率特性。
圖12為電路圖，示出根據本發明第四實施例的音質調節電路。
先見圖4ff，解釋根據本發明第一實施例的音質調節電路。
在對第一實施例的音質調節電路描述之前，先參見圖4和圖5來解釋帶通濾波器的工作。
圖4所示的帶通濾波器電路為有源濾波器，其名稱為狀態可改變型濾波器，並且是由加法器和積分器構成。圖4中，標號41代表輸入端，而標號42、43代表加法器。壓/流轉換器44和電容C11、壓/流轉換器45和電容C12分別對應積分器。標號47、48代表緩存器。
由運放42和壓/流轉換器44以及由運放43和壓/流轉換器45構成的電路部分分別構成所謂的跨導放大器。這兩個跨導放大器的轉換導通係數值gm1和gm2可由控制電路50的控制信號而加以改變。
如果加在輸入端41上的輸入信號電壓為V1，輸出端46上的輸出信號電壓為V2，則對應於積分器的上述兩電路的傳輸函數為Q·ω0/S和ω0/(S·Q)，該帶通濾波器電路的傳輸函數H(s)由下式表示H(s)=V2V1=SQ/01+S/(Q/0)+S2/02(1)]]>如果帶通濾波器具有由上方程給出的傳輸函數，且運放2的輸入端電壓為V1，下式則V1＝Vi-Ri·Ii……(2)Ii＝Vi(1-a)gm·H(s)……(3)V0＝Vi+R0·I0……(4)將上式按順序給出，則為Ii=ViS(1-a)gm/(Q0)1+S[1+(1-a)Rigm]/(Q0)+S2/02(5)]]>Vi=Vi1+S/(Q0)+S2/021+S[1+(1-a)Rigm]/(Q0)+S2/02(6)]]>I0=ViVi(1+a)gmH(s)=Ii1+a1-a(7)]]>考慮這種情況，為了使信號的衰減特性和增強特性彼此對稱，則Ri＝R0＝R，V0則為V0=Vi1+S[1+(1+a)Rgm]/(Q0)+S2/021+S[1+(1-a)Rgm]/(Q0)+S2/02(8)]]>如果從方程(8)得到傳輸函數T(s)＝V0/Vi，則得方程(9)T(s)=1+S[1+(1+a)Rgm]/(Q0)+S2/021+S[1+(1-a)Rgm]/(Q/0)+S2/02(9)]]>如果方程(9)中a＝1，則得方程(10)T(s)=1+S(1+2Rgm)/(Q0)+S2/021+S(Q0)+S2/02(10)]]>因此，在中心諧振頻率ω0＝2πf0時幅度特性增強，此時增益為(1+2Rgm)。
如果在方程(9)中，a＝-1，則有方程(11)T(s)=1+S(Q0)+S2/021+S(1+2Rgm)/(Q0)+S2/02(11)]]>在中心頻率ω0幅度特性呈衰減特性，ω0＝1/(1+2Rgm)。
因此，圖示均衡電路是由帶通濾波器和兩個其gm是以係數a不同地改變的壓/流轉換器構成的。
現假定在帶通濾波器中，壓/流轉換器44的轉換導通係數gm1與壓/流轉換器45的轉換導通係數gm2彼此相等。
如果gm1＝gm2＝gm，通帶的中心頻率(諧振頻率)和諧振Q由下式表示ω0＝gm·{1/(C11·C12}1/2……(12)Q＝(C12/C11)11/2……(13)
也就是說，如果兩個的轉換導通係數值相同，帶通濾波器的中心頻率ω0不同改變諧振Q值就可改變。
圖5示出由圖4的帶通濾波器電路中運放和壓/流轉換器構成的跨導放大器的一級電路。
在該跨導放大器中，由饋有輸入電壓ΔVin的三極體Q1和Q2構成的運放51、由二極體D1、D2構成的三極體對52和一對電流源I0/2與圖4的運放42相對應。由一對壓/流轉換器54構成的部分和由三極體Q3、Q4構成的差分放大器53與圖4的壓/流轉換器43相對應。輸出輸出電流ΔVout的輸出端55與圖4的端子49對應。控制電路50代表用於控制該跨導放大器電流源Ic的電流的裝置。控制電路50隨後將描述。
構成圖4的帶通濾波器下遊部分的運放43和壓/流換器45也以類似方式構成。在圖4中，在第一級跨導放大器與第二級跨導放大器之間取一個輸出端。其結構等同於取第二級跨導放大器的輸出端。
如果流經三極體對Q1和Q2的總電流為I0，則輸入電壓ΔVin則為ΔVin＝ΔIout·(1/R)·(Ic/I0)＝ΔIout·(1/gm) ……(14)如可從此方程見到的，此跨導放大器的傳輸導通係數gm的值是通過控制來自控制電路50的控制電流來改變連通到壓/流轉換器的電流源Ic的電流。由此跨導放大器構成的帶通濾波器的中心頻率ω0是與方程(12)代表的轉換導通係數gm成比例地改變的。
圖6示出參照圖4和5描述的帶通濾波器的結構。
輸入到輸入端41的輸入信號由差分放大器61轉換成電流，它隨後饋到由三極體Q17和Q18的基極和集電極短路後而構成的二極體對62上。二極體對66兩端的電壓加在差分放大器67的基極上，從而由電流鏡68取出作為輸出電流I12。
由電流鏡68取出的電流I12由電容C12積分以饋回給差分放大器61、65。二極體對66兩端的電壓加到差分放大器69和70的基極上。電流鏡71、72分別連到差分放大器69和70的集電極上以提取輸出電流I13和I14。
電流鏡73、74連在差分放大器69和70的公共射極上，其上分別加有用於改變電路增益的控制電流ICX，IC。應當注意，端子77、78分別為正和負端子。
電壓源79為用於提供偏流的偏壓源，並經R11將偏流加到電流鏡80上。該電流供給偏流以經三極體Q13、Q14和Q25加到差分放大器61、65上。
偏壓源79提供從端子81上所獲的偏流，經可變電阻VR11和端子82進入三極體Q19，經三極體Q24和Q34進入差分放大器63、64。它改變可變電阻VR11，從而改變轉換導通係數gm。
該帶通濾波器電路嚴格地實現了圖4和圖5所示的系統，並代表一個構成集成電路的一種系統。如果電路設計成IC，IC電路內採用的電容C11和C12可放在IC之外。一般來說，如果電路是中至高頻範圍工作的，電容就可裝在內部，而電路是低頻工作的情況下，電容值就增大，因而就要使其裝在IC之外。可用上述的狀態可變型帶通濾波器而不是上面描述的濾波器來構造音質調節電路。這種結構對於設計成集成電路的電路其電容裝在電路之外的情況最好，因為，電容C11、C12其一端是接地的。
圖7示出以本發明第一實施例的上述狀態可變型有源濾波器的帶通濾波器構成音質調節電路。在此圖中，H(s)代表上述帶通濾波器的傳輸函數。
音質調節電路的第一實施例構成得使輸入端41輸入的輸入信號Vin被運放所放大並在輸出端96上輸出。運放的頻響此時是在帶通濾波電路的頻響基礎上控制的。
輸入端41上的輸入信號Vin輸入到帶通濾波器91以及帶通濾波器91的非反相輸入端93a。運算放大器93包括經反饋電阻R連到輸出端96的反相輸入端93b和連在反相輸入端93b與地之間的壓/流轉換器94。
轉換器94的gm值是通過改變可變電阻VR13使連在壓/流轉換器94上的電流源的電流改變而改變的。在圖6中，該可變電阻VR13等同於用於控制從電壓源79上所加偏流的控制裝置的可變電阻VR11。
在該音質調節電路中，增益保持恆定而中心頻率ω0改變。然而，中心頻率ω0也可隨增益一起改變。這種結構將在下面介紹。
圖8示出圖7的音質調節電路的工作。以此音質調節電路，通過改變可變電阻VR的值而可以自由地改變中心頻率ω0。也就是說，如虛線所示根據預定增益對信號的頻響可如圖8箭頭所示在頻率軸上移動。
由此可見在圖1的圖示均衡器的相矛盾的形式中，不需要並排安置多個狀態電路來改變任意頻率的頻率分量的增益。雖然圖8所示的操作是對任意頻率的信號分量提升預定的增益，還可作出安排使信號分量提升或衰減任意量。
圖9示出音質調節電路的第二實施例的結構，其中圖7所示的音質調節電路其中心頻率ω0和增益是可變的。圖9所示的第二實施例與圖9的第二實施例類似，其中僅增益是可變的。具體講，該第二實施例在結構上與圖7的實施例不同之處在於可變電阻器VR14和可變電阻VR13，VR14通過改變壓/流轉換器的轉換導通係數gm而改變中心頻率ω0，VR13用來改變增益。用於改變中心頻率ω0的可變電阻VR14與圖7的可變電阻VR13相對應。該可變電阻VR14可獨立於VR15而加以控制以用於改變增益，或與VR13聯動改變增益以滿足預定關係。
用於改變增益的可變電阻VR2等同於圖6中用於改變在端子75上輸入的控制電流ICX和在端子76上輸入的控制電流IC的控制裝置，並且如果IC＞ICX或ICX＞IC分別用於增大或衰減信號之用。
見圖10a.ff，描述間質調節電路的第三實施例。
圖10a示出根據本發明第三實施例的音質調節電路的電路圖。音質調節電路包括具有加有輸入信號Vin的非反相輸入端101a和經反饋電阻R11連到輸出端101b的反相輸入端101c的運算放大器101。
由模擬電感電路102和第一電容器C11組成的串聯諧振電路103連在與反相輸入端101c相連的端子與地E之間。電阻R0連在端子f1與地E之間。模擬電感電路102包括第二運放10、連在輸出端101b與端子f2間的第一可變電阻R11和連在非反相輸入端101a與端子f2之間的第二電容C12。
第一可變電阻R1和第二可變電阻R2由互鎖裝置105互聯以調節彼此的互鎖關係。
下面描述該音質調節電路的操作和狀態。
連在端子t2與t3之間的模擬電感電路102的電感Z(s)是由A(s)＝R1·(1+S·C2·R2)/1+S·C2·R1表示的，模擬電感電路102的等效電路為一由電感L與電阻R2-R1的並聯與電阻R1的串聯組成的串/並聯電路。
等效電路具有由L＝C2·R1(R2-R1)給出的電感L。通過設定R2＞＞R1，L≈C2·R1·R2，形成圖10C所示的電容C1與電感L的串聯諧振電路。此時的諧振頻率由下式表示0=1/R1R2C1C2(15)]]>諧振的Q值由下式表示Q=R2C2R1C1(16)]]>如從方程(15)和(16)看出的，改變R1或R2可連續地改變頻率。由於具有恆定的諧振Q值，兩個可變電阻器彼此聯動而改變，以確保恆定的R1/R2比值。
圖11為圖形，示出音質調節電路第三實施例的頻響。在此表明，在諧振Q值保持恆定時，頻響可連續改變。
圖12為本發明第四實施例的電路圖，其中以預設電阻來代替第三實施例的可變電阻R1和R2。在圖13中，與圖10a的實施例中的零件相同或相似的零件以相同的標號標示，並且省略對該部分的描述。
在端子t2與第二運放104的輸出端104b之間接有第一串電阻Rg1，以通過第一選擇器S1與固定電阻R11-R15中的5個之一相連。與此類似，在第二運放104的非反相輸入端104a與地E之間連有第二串電阻Rg2，以通過第二選擇器S2與固定電阻R21-R25中的5個之一相連。第一選擇器S1與第二選擇器S2彼此互鎖。
平行的固定電阻Rx平行地與第一串電阻Rg1相連，同時，平行的固定電阻Ry與第二串電阻Rg2平行相連。
隨著選擇器S1和S2的動作，選出固定電阻R11和R25。隨著選擇器S1和S2的下一動作，選出固定電阻R12和R24。這使電阻比保持不變的同時改變了電阻的總值。
利用音質調節電路的第四實施例，可以預設所需的音質調節點，從而便於調節。
上述音質調節電路是假定用於諸如音頻設備的聲響設備的音質調節。但是音質調節電路當然可用於其它種類的聲響電路。
特別是，由於音質調節電路本身要做成集成電路以減小尺寸，因此對於上年紀的人或聽力有問題的人都可以很好地調節聲響裝置的頻率特性。
權利要求
1.一種音質調節電路，包括饋有輸入信號的狀態可變型有源帶通濾波器；和用於控制狀態可變型有源帶通濾波器的轉換導通係數的控制裝置；其中通過由所述控制裝置控制轉換導通係數而使狀態可變型有源帶通濾波器的中心頻率連續地改變。
2.如權利要求1的音質調節電路，其特徵在於所述狀態可變型有源帶通濾波器包括第一放大裝置和第二放大裝置，第一放大裝置是由具有饋有所述輸入信號的非反相端和經負反饋電阻聯到輸出端的反相輸入端的第一運算放大器、第一壓/流轉換裝置和第一積分裝置構成的，所述第一壓/流轉換裝置將所述運算放大器的輸出端的輸出電壓轉換成電流，且所述第一積分器裝置用於將所述第一壓/流轉換裝置的輸出電流積分；以及所述第二放大裝置是由饋有所述第一積分裝置的非反相端和經負反饋電阻聯到其輸出端的反相輸入端的第二運算放大裝置、第二壓/流轉換裝置和第二積分裝置構成的，所述第二壓/流轉換裝置用於將所述第二運放的輸出端的輸出電壓轉換成電流，所述第二積分器裝置用於將所述第二壓/流轉換裝置的輸出電流積分；第一和第二放大裝置具有彼此相等的轉換導通係數值。
3.如權利要求2的音質調節電路，其特徵在於還包括另一運算放大器，它具有饋有所述輸入信號的非反相輸入端和經另一反饋電阻與其輸出端相連的反相輸入端；另一壓/流轉換器，連在所述非反相輸入端與地之間，由所述控制裝置控制壓/流轉換器的轉換導通係數。
4.如權利要求1的音質調節電路，其特徵在於狀態可變型帶通濾波器的中心頻率是隨轉換導通係數而改變的。
5.一種音質調節電路，包括第一運算放大器，具有饋有輸入信號的非反相輸入端和經負反饋電阻連到其輸出端的反相輸入端；以及串聯諧振電路，由第一電容和模擬電感電路構成，所述第一電容連在所述第一運算放大器的反相輸入端與地之間，所述模擬電感電路具有第二運算放大器，第一可變電阻聯在所述第二運算放大器的輸出端與連到所述第一電容的連接端之間，第二電容器連在第二運算放大器的非反相輸入端與第一電容器的連接端之間，所述第二運放的輸出端直接耦合到其反相輸入端；第二可變電阻連在第二運放的非反相輸入端與地之間；所述第一和第二可變電阻彼此聯動。
6.如權利要求5的音質調節電路，其特徵在於還包括所述第一電容器，第一串電阻具有多個在所述運放的連接端與輸出端之間的多個固定電阻和用於選擇所述多個固定電阻的一個輸出的第一選擇器；以及第二串固定電阻連在所述第二運放的非反相端與地之間，且第二選擇器用於從所述多個固定電阻中選出一個；所述第一和第二可變電阻是彼此聯動的。
全文摘要
一種音質調節電路,它包括具有饋有輸入信號的放大電路和積分電路的狀態可變型有源帶通濾波器、以及用於控制放大電路的轉換導通係數的控制器。通過由控制器控制放大電路的轉換導通係數而連續地改變狀態可變型有源帶通濾波器的中心頻率。
文檔編號H03G5/02GK1181660SQ9712111
公開日1998年5月13日 申請日期1997年9月30日 優先權日1996年9月30日
發明者村山和雄, 村上敏哉 申請人:索尼公司