Mimowlan系統的製作方法

2023-05-22 12:43:51 1

專利名稱：Mimo wlan系統的製作方法
技術領域：
本發明一般涉及數據通信，尤其涉及一多輸入多輸出(MIMO)無線區域網(WLAN)通信系統。

背景技術：
無線通信系統廣泛用來提供諸如語音、分組數據等各類通信。這些系統可以是能通過共享可用的系統資源而支持順序地或同時與多個用戶通信的多址系統。多址系統的例子包括碼分多址(CDMA)系統、時分多址(TDMA)系統和頻分多址(FDMA)系統。
無線區域網(WLAN)也廣泛用於經由無線鏈路而允許無線電子設備(例如計算機)間的通信。WLAN可以採用像集線器一樣工作的接入點(或基站)，並且為無線設備提供連接。接入點也可以把WLAN連到(或「橋接」)有線LAN，從而使無線設備能接入LAN資源。
在無線通信系統中，來自發射機單元的射頻(RF)已調信號可以通過多個傳播路逕到達接收機單元。由於諸如衰落和多徑等諸多因素，傳播路徑的特徵會隨著時間而改變。為了提供相對於惡劣路徑效應的分集並改進性能，可以使用多根發射和接收天線。如果發射和接收天線之間的傳播路徑是線性獨立的(即一條路徑上的傳輸不是其他路徑上傳輸的組合)，這至少在某種程度上成立，則隨著天線數量的增加，正確接收到數據傳輸的概率也提高。一般而言，隨著發射和接收天線數量的增加，分集也增加，性能也得到改進。
MIMO系統採用多根(NT)發射天線和多根(NR)接收天線進行數據傳輸。由NT根發射天線和NR根接收天線形成的MIMO信道可以被分解成NS個空間信道，NS≤min{NT，NR}。NS個空間信道的每一個都對應於一個維數。如果使用多根發射和接收天線所創建的附加維數，MIMO系統就能提供改進的性能(例如提高了的傳輸容量和/或更高的可靠性)。
一給定通信系統的資源一般受到各種規章約束以及其他實際考慮因素所限。然而，可能要求系統支持多個終端、提供各種服務、實現特定的性能目標等等。
因此，本領域中需要能支持多個用戶並提供高系統性能的MIMO WLAN系統。


發明內容
這裡描述了一種具有各種能力並能實現高性能的多址MIMO WLAN系統。在一實施例中，系統採用MIMO和正交頻分復用(OFDM)來保持高吞吐量、對抗惡化的路徑效應、並且提供其他好處。系統中的每個接入點能支持多個用戶終端。下行鏈路和上行鏈路的資源分配取決於用戶終端的要求、信道條件及其它因素。
這裡也提供了支持有效的下行鏈路和上行鏈路傳輸的信道結構。信道結構包括可用於多個功能的多個傳輸信道，所述多個功能比如系統參數和資源分配的信令、下行鏈路和上行鏈路數據傳輸、系統的隨機接入等等。這些傳輸信道的各種屬性是可配置的，這使系統能容易地適應變化的信道和負載條件。
MIMO WLAN系統支持多個速率和傳輸模式以便在信道條件和用戶終端能力支持時維持高吞吐量。速率可以基於信道條件的估計而配置，並且可以為下行鏈路和上行鏈路獨立選擇。也可以使用不同的傳輸模式，這取決於用戶終端處的天線數目以及信道條件。每個傳輸模式都與發射機和接收機處的不同空間處理相關聯，並且可被選擇在不同的工作條件下使用。為了較高的吞吐量和/或分集，空間處理便於來自多根發射天線的數據傳輸以及/或者用多根接收天線的數據接收。
在一實施例中，MIMO WLAN系統為下行鏈路和上行鏈路使用單個頻帶，下行鏈路和上行鏈路使用時分雙工(TDD)共享同一工作頻帶。對於TDD系統，下行鏈路和上行鏈路信道響應是互逆的。這裡提供了校準技術來確定和彌補接入點和用戶終端處發射/接收鏈的頻率響應差異。這裡也描述了利用下行鏈路和上行鏈路的互逆特性以及校準來簡化接入點和用戶終端處的空間處理的技術。
還提供了具有不同功能所用的幾類導頻的導頻結構。例如，可以為頻率和系統捕獲使用信標導頻，可以為信道估計使用MIMO導頻，可以為改進的信道估計使用受控索引(即受控導頻)，並且可以為相位跟蹤使用載波導頻。
還提供了用於正確係統操作的各種控制迴路。可以在下行鏈路和上行鏈路上獨立地實行速率控制。可以為特定的傳輸(例如固定速率的服務)實行功率控制。可以為上行鏈路傳輸使用定時控制來彌補系統中所處的用戶終端的不同傳播延遲。
還提供了使用戶終端能接入系統的隨機接入技術。這些技術支持多個用戶終端對系統的接入、系統接入嘗試的快速確認以及下行鏈路/上行鏈路資源的快速分配。
下面進一步詳述了本發明的各個方面和實施例。



在下面結合附圖提出的詳細描述中，本發明的特徵和性質將變得更為明顯，附圖中相同的參考數字表示相同的元件，其中 圖1示出一MIMO WLAN系統； 圖2示出MIMO WLAN系統的層結構； 圖3A、3B和3C分別示出TDD-TDM幀結構、FDD-TDM幀結構和FDD-CDM幀結構； 圖4示出有五個傳輸信道-BCH、FCCH、FCH、RCH和RACH的TDD-TDM幀結構； 圖5A到5G示出五個傳輸信道的各種協議數據單元(PDU)格式； 圖6示出FCH/RCH分組的一種結構； 圖7示出一接入點和兩個用戶終端； 圖8A、9A和10A示出分別用於分集模式、空間復用模式和波束控制模式的三個發射機單元； 圖8B、9B和10B示出分別用於分集模式、空間復用模式和波束控制模式的三個發射分集處理器； 圖8C示出一OFDM調製器； 圖8D示出一OFDM碼元； 圖11A示出發射數據處理器內的組幀單元和擾亂器； 圖11B示出發射數據處理器內的編碼器和重複/截短單元； 圖11C示出可用於空間復用模式的另一發射數據處理器； 圖12A和12B示出用於用戶終端操作的狀態圖； 圖13示出RACH的時間線； 圖14A和14B示出分別用於控制下行鏈路和上行鏈路的傳輸速率的過程； 圖15示出功率控制迴路的操作；以及 圖16示出用於調節用戶終端的上行鏈路時序的過程。
詳細描述 這裡使用單詞「示例性」意指「充當示例、實例或說明」。這裡描述為「示例性」的任何實施例都不必被視為比其它實施例或設計更為優選或有利。
1.總系統 I.總系統 圖1示出支持多個用戶並能實現本發明的各個方面實施例的MIMO WLAN系統100。MIMO WLAN系統100包括支持多個用戶終端的通信的多個接入點(AP)110。為了簡潔，圖1中僅示出兩個接入點110。接入點一般是用於和用戶終端進行通信的固定站。接入點也可以稱為基站或某些其它術語。
用戶終端120可以遍布在系統中。每個用戶終端可以是能與接入點通信的固定或移動的終端。用戶終端也可以稱為移動站、遠程站、接入終端、用戶設備(UE)、無線設備或某些其它術語。每個用戶終端可以在任一給定時刻在下行鏈路和/或上行鏈路上與一個可能多個接入點進行通信。下行鏈路(即前向鏈路)是指從接入點到用戶終端的傳輸，上行鏈路(即反向鏈路)是指從用戶終端到接入點的傳輸。
圖1中，接入點110a通過120f與用戶終端120a通信，接入點110b通過120k與用戶終端120f通信。根據系統100的特定設計，接入點可以同時(例如通過多個編碼信道或子信道)或者順序地(例如經由多個時隙)與多個用戶終端進行通信。在任一給定的時刻，用戶終端可以接收來自一個或多個接入點的下行鏈路傳輸。來自每個接入點的下行鏈路傳輸可以包括要被多個用戶終端所接收的開銷數據、要被特定用戶終端所接收的用戶專用數據、其它類型的數據或者它們的任一組合。開銷數據可以包括導頻、尋呼和廣播消息、系統參數等等。
MIMO WLAN系統是基於一中央化控制器網絡結構。這樣，系統控制器130耦合到接入點110，進一步耦合到其它系統和網絡。例如，系統控制器130可以耦合到分組數據網絡(PDN)、有線區域網(LAN)、廣域網(WAN)、網際網路、公共交換電話網(PSTN)、蜂窩通信網等等。系統控制器130可以被設計成多個功能，比如(1)對與其耦合的接入點的協調和控制，(2)在這些接入點間路由數據，(3)接入和控制與這些接入點所服務的用戶終端的通信，等等。
與常規WLAN系統相比，MIMO WLAN系統也許能提供覆蓋能力大得多的高吞吐量。MIMO WLAN系統可以支持同步的、異步的和等時的數據/語音服務。MIMO WLAN系統可以被設計成提供以下特徵 高服務可靠性 有保證的服務質量(QoS) 高瞬時數據速率 高頻譜效率 擴展的覆蓋範圍。
MIMO WLAN系統可以工作在各個頻帶(例如2.4GHz和5.xGHz U-NII頻帶)內，受對於所選工作頻帶專用的帶寬和輻射限制。系統被設計成支持室內和室外的使用，一般最大的小區尺寸為1km或更少。系統支持固定的終端應用，然而一些工作模式還支持可攜式的和有限的移動操作。
1.MIMO，MISO和SIMO 在特定的實施例中，並且如該說明書所述，每個接入點都裝配有四根發射和接收天線來進行數據發送和接收，其中使用相同的四根天線來發送和接收。系統還支持設備(例如接入點、用戶終端)的發射天線和接收天線不共享的情況，即使該配置通常比天線共享時提供較低的性能。MIMO WLAN系統還可以這樣設計使得每個接入點都裝備有一些其它數量的發射/接收天線。每個用戶終端可以裝配有單根發射/接收天線或者多根發射/接收天線來進行數據發送和接收。每個用戶終端類型所採用的天線數量都取決於各種因素，比如用戶終端所支持的服務(例如語音、數據或兩者)、成本考慮、規章約束、安全問題等等。
對於給定的一對多天線接入點和多天線用戶終端，MIMO信道由可用於數據傳輸的NT根發射天線和NR根接收天線形成。在接入點和不同的多天線用戶終端之間形成不同的MIMO信道。每個MIMO信道可以被分解成NS個空間信道，NS≤min{NT，NR}。NS個數據流可以在NS個空間信道上被發送。在接收機處要求空間處理，可能或可能不在發射機處執行空間處理以便在NS個空間信道上發射多個數據流。
NS個空間信道可能彼此正交或可能不正交。這取決於各種因素，比如(1)為獲得正交空間信道在發射機處是否執行空間處理，以及(2)在使空間信道正交化時是否在發射機和接收機兩者處執行空間處理。如果在發射機處不執行空間處理，則NS個空間信道可以用NS根發射天線執行，並且不可能彼此正交。
如下所述，通過對MIMO信道的信道響應矩陣進行分解，NS個空間信道可以正交。如果NS個空間信道使用分解而正交，則每個空間信道都稱為MIMO信道的本徵模式，分解要求發射機和接收機處的空間處理。在這種情況下，NS個數據流可以在NS個本徵模式上正交發送。然而，本徵模式一般是指理論結構。由於各種原因，NS個空間信道一般不是完全彼此正交。例如，如果(1)發射機知道MIMO信道，或者(2)發射機和/或接收機具有MIMO信道的不完全估計，則空間信道不會正交。為了簡潔，在以下描述中，術語「本徵模式」用來表示嘗試用分解來使空間信道正交化的情況，即使嘗試由於不完全信道估計等原因而不完全成功。
對於接入點處給定數量(例如四根)的天線，每個用戶終端可用的空間信道數目取決於用戶終端所採用的天線數目以及耦合了接入點天線和用戶終端天線的無線MIMO信道的特徵。如果用戶終端裝配有一根天線，則接入點處的四根天線和用戶終端處的單根天線形成了下行鏈路的多輸入單輸出信道(MISO)以及上行鏈路的單輸入多輸出信道(SIMO)。
MIMO WLAN系統可以被設計成支持多種傳輸模式。表1列出由MIMOWLAN系統的示例性設計所支持的傳輸模式。
表1 為了簡潔，術語「分集」在以下描述中是指發送分集，除非特別指明。
每個用戶終端的下行鏈路和上行鏈路可用的傳輸模式取決於用戶終端處採用的天線數目。表2列出下行鏈路和上行鏈路的不同終端類型可用的傳輸模式，假定在接入點處有多根(例如四根)天線。
表2 對於下行鏈路，除空間復用模式以外的所有傳輸模式都可用於單天線用戶終端，所有傳輸模式都可用於多天線用戶終端。對於上行鏈路，所有傳輸模式可被多天線用戶終端所使用，而單天線用戶終端使用MIMO模式從一根可用的天線發送數據。接收分集(即用多根接收天線接收數據傳輸)可用於SIMO、分集和波束控制模式。
MIMO WLAN系統也可以被設計成支持各種其它傳輸模式，這在本發明的範圍內。例如，波束成形模式可用來在單個本徵模式上發送數據，使用了該本徵模式的幅度和相位信息(而不是僅使用相位信息，後者是波束控制模式所全部使用的)。舉另一個例子，可以定義一種「非受控的」空間復用模式，其中發射機僅僅從多根發射天線發送多個數據流(不進行任何空間處理)，接收機執行必要的空間處理以便隔離和恢復從多根發射天線發送的數據流。舉還有一個例子，可以定義一種「多用戶」空間復用模式，其中接入點在上行鏈路上並行地從多根發射天線把多個數據流發送到多個用戶終端(用空間處理)。舉再有一個例子，可以定義一種空間復用模式，其中發射機執行空間處理以嘗試對多根發射天線上發送的多個數據流進行正交化(但可能由於不完全的信道估計而不完全成功)，接收機執行必要空間處理來隔離和恢復從多根發射天線發送的數據流。這樣，為了經由多根空間信道發射多個數據流而進行的空間處理可以在以下位置執行(1)在發射機和接收機兩者處，(2)僅在接收機處，或者(3)僅在發射機處。根據以下因素可以使用不同的空間復用，例如接入點和用戶終端的能力、可用的信道狀態信息、系統要求等等。
通常，接入點和用戶終端可以被設計成有任何數量的發射天線和接收天線。為了簡潔，在下面描述了特定的實施例和設計，其中每個接入點裝配有四根發射/接收天線，每個用戶終端都裝配有四根或較少的發射/接收天線。
2.OFDM 在一實施例中，MIMO WLAN系統採用OFDM來把總系統帶寬有效地分成多個(NF)正交子帶。這些子帶也可以被稱為音調、頻率段或頻率信道。根據OFDM，每個子帶都與相應的子載波相關聯，子載波可以用數據來調製。對於使用OFDM的MIMO系統而言，每個子帶的每個空間信道都可以被視為一獨立的傳輸信道，藉此與每個子帶相關聯的復增益都在子帶帶寬上恆定。
在一實施例中，系統帶寬被分成64個正交子帶(即NF＝64)，分配到索引-32到+31。在這64個子帶中，為數據使用48個子帶(例如索引為±{1，...，6，8，...，20，22，...，26})，為導頻和可能的信令使用4個子帶(例如索引為±{7，21})，DC子帶(索引為0)未使用，奇遇的子帶也未使用並且充當保護子帶。該OFDM子帶結構在IEEE標準802.11a的文獻中進一步詳述，該文獻題為「Part 11Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)SpecificationsHigh-Speed Physical Layer in the 5GHz Band，」，於1999年9月提出，它可供公眾得到，並且通過引用結合於此。對於MIMO WLAN系統也可以使用不同數量的子帶以及各種其它OFDM子帶結構，這在本發明的範圍內。例如，可以為數據傳輸使用索引從-26到+26的全部53個索引。舉另一個例子，可以使用128子帶的結構、256子帶的結構以及具有某些其它數量子帶的子帶結構。為了清楚，下面描述了具有上述64子帶結構的MIMO WLAN系統。
對於OFDM，要在各個子帶上發送的數據首先用為該子帶選用的一特定調製方案進行調製(即碼元映射)。為未使用的子帶提供零值。對於每個碼元周期，全部NF個子帶的調製碼元和零值都用快速傅立葉逆變換(IFFT)變換到時域，以便獲得包含NF個時域採樣的已變換碼元。每個已變換碼元的持續期都與每個子帶的帶寬呈逆相關。在MIMO WLAN系統的一個特殊設計中，系統帶寬為20MHz，NF＝64，每個子帶的帶寬為312.5KHz，每個已變換碼元的持續期為3.2微秒。
OFDM能提供特定的優點，比如對抗頻率選擇性衰落的能力，其特徵是在總系統帶寬的不同頻率處有不同的信道增益。公知的是，頻率選擇性衰落造成碼元間的幹擾(ISI)，ISI是接收信號中的每個碼元都充當對接收信號中後續碼元的幹擾的一種現象。ISI失真通過影響正確解碼接收碼元的能力而使性能降級。通過重複每個已變換碼元的一部分(或向其附著一循環前綴)來形成相應的OFDM碼元，可以用OFDM容易地對付頻率選擇性衰落，相應的OFDM碼元隨後被發送。
每個OFDM碼元的循環前綴的長度(即要重複的量)取決於無線信道的延遲擴展。特別是，為了有效地對抗ISI，循環前綴應該比系統的最大預期延遲擴展要長。
在一實施例中，可以為OFDM碼元使用不同長度的循環前綴，這取決於預期的延遲擴展。對於上述特定的MIMO WLAN系統，可以為OFDM碼元選用400納秒(8個採樣)或800納秒(16個採樣)的循環前綴。「短」OFDM碼元使用400納秒的循環前綴，持續期為3.6微秒。「長」OFDM碼元使用800納秒的循環前綴，持續期為4.0微秒。如果最大預期的延遲擴展小於等於400納秒，則可以使用短OFDM碼元，如果延遲擴展大於400納秒，則可以使用長OFDM碼元。為不同的傳輸信道可以選用不同的循環前綴，循環前綴也可以動態地選擇，如下所述。通過在可能時使用較短的循環前綴可以實現較高的系統吞吐量，因為在一給定的固定時間間隔內可以發送更多持續期較短的OFDM碼元。
MIMO WLAN系統可以被設計成不使用OFDM，這在本發明的範圍內。
3.層結構 圖2說明了可用於MIMO WLAN系統的層結構200。層結構200包括(1)近似對應於ISO/OSI參考模型的第3層及以上層(較高層)的應用和較高層協議，(2)對應於第2層(鏈路層)的協議和服務，以及(3)對應於第1層(物理層)的協議和服務。
較高層包括各種應用和協議，比如信令服務212、數據服務214、語音服務216、電路數據應用等等。信令一般作為消息被提供，數據一般作為分組被提供。較高層中的服務和應用按照接入點和用戶終端之間通信協議的語意和時序開始和終止消息和分組。較高層使用第2層所提供的服務。
第2層支持較高層所生成的消息和分組的傳遞。在圖2所示的實施例中，第2層包括鏈路接入控制(LAC)子層220和介質訪問控制(MAC)子層230。LAC子層實現了一數據鏈路協議，該協議能夠正確地傳輸和傳遞較高層所生成的消息。LAC子層使用MAC子層和第1層所提供的服務。MAC子層負責使用第1層所提供的服務來傳輸消息和分組。MAC子層控RLP制較高層中的應用和服務對第1層資源的接入。MAC子層可以包括無線鏈路協議(232)，該協議是用於為分組數據提供較高可靠性的重發機制。第2層向第1層提供協議數據單元(PDU)。
第1層包括物理層240並且支持接入點和用戶終端之間無線信號的發送和接收。物理層為各個傳輸信道執行編碼、交織、調製和空間處理，所述傳輸信道用來發送較高層所生成的消息和分組。在該實施例中，物理層包括一復用子層242，復用子層242把為各個傳輸信道處理的PDU多路復用成正確的幀格式。第1層以幀為單位提供數據。
圖2示出可用於MIMO WLAN系統的層結構的特定實施例。還可以為MIMOWLAN系統設計和使用各種其它適當的層結構，這在本發明的範圍內。每層所執行的功能在下面進一步詳述。
4.傳輸信道 多個服務和應用可由MIMO WLAN系統所支持。此外，正確的系統操作所需的其它數據可能需要由接入點發送並且在接入點和用戶終端之間交換。可以為MIMO WLAN系統定義多個傳輸信道以便傳送各類數據。表3列出一組示例性的傳輸信道，還提供了各個傳輸信道的簡要描述。
表3 如表3所示，接入點所使用的下行鏈路傳輸信道包括BCH、FCCH和FCH。用戶終端所使用的上行鏈路傳輸信道包括RACH和RCH。這些傳輸信道的每一個都在下面進一步詳述。
表3中列出的傳輸信道表示了可用於MIMO WLAN系統的信道結構的一個特定實施例。也可以為MIMO WLAN系統的使用定義較少的、附加的以及/或者不同的傳輸信道。例如，特定的功能可以由功能專用的傳輸信道(例如導頻、尋呼、功率控制和同步信道)所支持。這樣，可以為MIMO WLAN系統定義和使用具有不同傳輸信道組的其它信道結構，這在本發明的範圍內。
5.幀結構 可以為傳輸信道定義多個幀結構。要用於MIMO WLAN系統的特定幀結構取決於各種因素，比如(1)為下行鏈路和上行鏈路使用相同還是不同的頻帶，以及(2)用於把傳輸信道復用在一起的復用方案。
如果僅有一個頻帶可用，則可以使用時分雙工(TDD)在一幀的不同相位上發送下行鏈路和上行鏈路，如下所述。如果有兩個頻帶可用，則使用頻分雙工(FDD)在不同的頻帶上發送下行鏈路和上行鏈路。
對於TDD和FDD，傳輸信道可以用時分復用(TDM)、碼分復用(CDM)、頻分復用(FDM)等等被復用在一起。對於TDM，每個傳輸信道都被分配給一幀的一個不同部分。對於CDM，傳輸信道並行地被發送，但每個傳輸信道都由一不同的信道化編碼來信道化，類似於在碼分多址(CDMA)系統中執行的信道化。對於FDM，每個傳輸信道都被分配到鏈路頻帶的一個不同部分。
表4列出可用來傳送傳輸信道的各種幀結構。這些幀結構的每一個都在下面進一步詳述。為了清楚，為表3中列出的這組傳輸信道描述了幀結構。
表4 圖3A說明了一TDD-TDM幀結構300a的實施例，該結構可以在為下行鏈路和上行鏈路使用單個頻帶時使用的。數據傳輸以TDD幀為單位而發生。每個TDD幀都可以被定義為跨過一特定時間持續期。幀持續期可以基於各種因素來選擇，例如(1)工作頻帶的帶寬，(2)傳輸信道的PDU的預期尺寸等等。通常，較短的幀持續期能提供減少的延遲。然而，較長的幀持續期可能更有效，因為報頭和開銷可以表示一幀的較小部分。在一特定的實施例中，每個TDD幀的持續期為2毫秒。
每個TDD幀都被分成下行鏈路相位和上行鏈路相位。對於三個下行鏈路傳輸信道-BCH、FCCH和FCH，下行鏈路相位進一步被分成三個分段。對於兩個上行鏈路傳輸信道-RCH和RACH，上行鏈路相位進一步被分成兩個分段。
每個傳輸信道的分段可以被定義為逐幀改變的固定持續期或可變持續期。在一實施例中，BCH分段被定義為有一固定持續期，FCCH、FCH、RCH和RACH分段被定義為有可變持續期。
每個傳輸信道的分段可用來傳送對於該傳輸信道的一個或多個協議數據單元(PDU)。在圖3A所示的特定實施例中，在下行鏈路相位中，BCH PDU在第一分段310中被發送，FCCH PDU在第二分段320中被發送，一個或多個FCH PDU在第三分段330中被發送。在上行鏈路相位上，一個或多個RCH PDU在第四分段340中被發送，一個或多個RACH PDU在TDD幀的第五分段350中被發送。
幀結構300a表示一TDD幀內各個傳輸信道的特殊布局。該布局可以為下行鏈路和上行鏈路上的數據傳輸提供特定的好處，比如減少的延遲。BCH首先在TDD幀內被發送，因為他傳送可用於同一TDD幀內其它傳輸信道的PDU的系統參數。FCCH接著被發送，因為它傳輸信道分配信息，所述信道分配信息表示在當前TDD幀內指定了哪些用戶終端來接收FCH上的下行鏈路數據以及指定了哪些用戶終端來接收RCH上的上行鏈路數據。也可以為MIMO WLAN系統定義和使用其它TDD-TDM幀結構，這在本發明的範圍內。
圖3B說明了當使用兩個分開的頻帶發送下行鏈路和上行鏈路時可能使用的FDD-TDM幀結構300b的實施例。下行鏈路數據在下行鏈路幀302a中被發送，上行鏈路數據在上行鏈路幀302b中被發送。每個下行鏈路和上行鏈路幀可以被定義跨過一特定的時間持續期(例如2毫秒)。為了簡潔，下行鏈路和上行鏈路幀可以被定義為具有相同的持續期，並進一步被定義為在幀邊界上對齊。然而，也可以為下行鏈路和上行鏈路使用不同的幀持續期和/或非對齊的(即偏移)幀邊界。
如圖3B所示，對於三個下行鏈路傳輸信道，下行鏈路幀被分成三個分段。對於兩個上行鏈路傳輸信道，上行鏈路幀被分成兩個分段。每個傳輸信道的分段可以被定義為有固定的或可變的持續期，並且可以用來為該傳輸信道傳送一個或多個PDU。
在圖3B所示的特定實施例中，下行鏈路幀分別在分段310、320和330中傳送一個BCH PDU、一個FCCH PDU、以及一個或多個FCH PDU。上行鏈路幀分別在分段340和350中傳送一個或多個RCH PDU以及一個或多個RACH PDU。該特殊布局可以提供上述的好處(例如對於數據傳輸的減少的延遲)。如下所述，傳輸信道可能有不同的PDU格式。也可以為MIMO WLAN系統定義和使用其它的FDD-TDM幀結構，這在本發明的範圍內。
圖3C說明了在下行鏈路和上行鏈路使用分開的頻帶發送時也可以使用的FDD-CDM/FDM幀結構300c的實施例。下行鏈路數據可以在下行鏈路幀304a中被發送，上行鏈路數據可以在上行鏈路幀304b中被發送。下行鏈路和上行鏈路幀可以被定義為有相同的持續期(例如2毫秒)並且在幀邊界處對齊。
如圖3C所示，在下行鏈路幀內並行地發送三個下行鏈路傳輸信道，在上行鏈路幀內並行地發送兩個上行鏈路傳輸信道。對於CDM，每個鏈路的傳輸信道用不同的信道化編碼來「信道化」，所述信道化編碼可以是Walsh碼、正交可變擴展因子(OVSF)碼、類正交函數(QOF)等等。對於FDM，每個鏈路的傳輸信道分配到該鏈路頻帶的不同部分。也可以為每個鏈路中的不同傳輸信道使用不同數量的發送功率。
也可以為下行鏈路和上行鏈路傳輸信道使用其它幀結構，這在本發明的範圍內。此外，可能為下行鏈路和上行鏈路使用不同類型的幀結構。例如，可以為下行鏈路使用基於TDM的幀結構，並且為上行鏈路使用基於CDM的幀結構。
在以下描述中，假定MIMO WLAN系統為下行鏈路和上行鏈路傳輸使用一個頻帶。為了清楚，圖3A所示的TDD-TDM幀結構用於MIMO WLAN系統。為了清楚，在本說明書中描述TDD-TDM幀結構的特定實現。對於該實現，每個TDD幀的持續期都被固定為2毫秒，每TDD幀的OFDM碼元數目是OFDM碼元所用的尋呼前綴長度的函數。BCH的固定持續期為80微秒，並且為所發射的OFDM碼元使用800納秒的尋呼前綴。如果使用800納秒的尋呼前綴，則TDD幀的其餘部分包含480個碼元，如果使用400納秒的循環前綴，則TDD幀的其餘部分包含533個OFDM碼元加上1.2微秒的過度時間。該過度時間可以在RACH分段的結束處被加到保護間隔。也可以使用其它幀結構和其它實現，這在本發明的範圍內。
II.傳輸信道 傳輸信道用來發送各類數據，並且可以被歸類為兩組公共傳輸信道和專用傳輸信道。由於為不同目的使用了公共和專用傳輸信道，因此可以為這兩組傳輸信道使用不同的處理，如下進一步詳述。
公共傳輸信道。公共傳輸信道包括包括BCH、FCCH和RACH。這些傳輸信道用來把數據發送到多個用戶終端或從多個用戶終端接收數據。對於改進的可靠性，BCH和FCCH由接入點用分集模式發出。在上行鏈路上，RACH由用戶終端用波束控制模式(如果用戶終端支持)發送。BCH以已知的固定速率工作，使得用戶終端能不用任何附加信息來接收和處理BCH。FCCH和RACH支持多個速率來允許更高的效率。如這裡所使用的，每個「速率」或「速率集」與一特定的編碼速率(或編碼方案)和一特定的調製方案相關聯。
專用傳輸信道。專用傳輸信道包括FCH和RCH。這些傳輸信道通常用來把用戶專用數據發送到特定的用戶終端。根據需要和根據可用情況，FCH和RCH可以被動態地分配給用戶終端。FCH還可以在廣播模式中用來把開銷、尋呼和廣播消息發送到用戶終端。通常，在FCH上的任一用戶專用數據之前發送開銷、尋呼和廣播消息。
圖4說明了基於TDD-TDM幀結構300a在BCH、FCCH、FCH、RCH和RACH上的示例性傳輸。在該實施例中，一個BCH PDU 410和一個FCCH PDU 420分別在BCH分段310和FCCH分段320中被發送。FCH分段330可以用來發送一個或多個FCH PDU 430，每個FCH PDU 430都可以指向一個特定的用戶終端或多個用戶終端。類似地，一個或多個RCH PDU 440可由一個或多個用戶終端在RCH分段340中被發送。每個FCH/RCH PDU的開始都由自前一分段結束起的FCH/RCH偏移來表示。RACH PDU 450可由多個用戶終端在RACH分段350中發送以便接入系統以及/或者發送短消息，如下所述。
為了清楚，為圖3A和4所示的特定TDD-TDM幀結構描述了傳輸信道。
1.廣播信道(BCH)-下行鏈路 接入點使用BCH把信標導頻、MIMO導頻和系統參數發送到用戶終端。用戶終端使用信標導頻來捕獲系統時序和頻率。用戶終端使用MIMO導頻來估計由接入點天線和它們自身的天線形成的MIMO信道。下面進一步詳述信標導頻和MIMO導頻。系統參數指定了下行鏈路和上行鏈路傳輸的各個屬性。例如，由於FCCH、FCH、RACH和RCH分段的持續期是可變的，則在BCH中發送為當前TDD幀指定這些分段中每一個的長度的系統參數。
圖5A說明了BCH PDU 410的實施例。在該實施例中，BCH PDU 410包括先導序列部分510和消息部分516。先導序列部分512還包括信標導頻部分512和MIMO導頻部分514。部分512傳送信標導頻，固定持續期為TCP＝8微秒。部分514傳送MIMO導頻，固定持續期為TMP＝32微秒。部分516傳送BCH消息，固定持續期為TBM＝40微秒。BCH PDU的持續期被固定在TCP+TMP+TBM＝80微秒。
先導序列可以用來發送一類或多類的導頻和/或其它信息。信標導頻包括從全部發射天線發出的一組特定的調製碼元。MIMO導頻包括用不同正交編碼從全部發射天線發出的一組特定的調製碼元，使接收機能恢復從每根天線發出的導頻。為信標和MIMO導頻可以使用不同組的調製碼元。信標和MIMO導頻的生成在下面進一步詳述。
BCH消息傳送系統配置信息。表5列出了一示例性BCH消息消息格式的各個欄位。
表5-BCH消息 幀計數器可用來同步接入點和用戶終端處的各個進程(例如導頻、擾碼、覆蓋碼等等)。幀計數器可以用繞回的4比特計數器來實現。該計數器在每個TDD幀的開始時增一，計數器值包括在幀計數器欄位中。網絡ID欄位表示了接入點所屬網絡的標識符(ID)。AP ID欄位表示了網絡ID內接入點的ID。AP Tx Lvl和AP Rx Lvl欄位分別表示了接入點處的最大發送功率電平和期望的接收功率電平。用戶終端可以使用期望的接收功率電平來確定初始上行鏈路發送功率。
FCCH長度、FCH長度和RCH長度欄位分別表示了當前TDD幀的FCCH、FCH和RCH欄位的長度。這些欄位的長度以OFDM碼元為單位而給出。BCH的OFDM碼元持續期被固定在4.0微秒。所有其它傳輸信道(即FCCH、FCH、RACH和RCH)的OFDM碼元持續期都是可變的，並且取決於所選的循環前綴，循環前綴由循環前綴持續期欄位指定。FCCH速率欄位表示了當前TDD幀的FCCH所使用的速率。
RACH長度欄位表示了RACH欄位的長度，它以RACH時隙為單位給出。每個RACH時隙的持續期由RACH時隙尺寸欄位給出，單位為OFDM碼元。RACH保護間隔欄位表示了上一個RACH時隙和下一TDD幀的BCH分段開始之間的時間量。RACH的這各個欄位在下面進一步詳述。
尋呼比特和廣播比特表示了在當前TDD幀中FCH上是否分別發送了尋呼消息和廣播消息。這兩個比特對於TDD幀可以被獨立地設置。RACH確認比特表示了在當前TDD幀中FCCH上發送TDD幀之前、在RACH上是否發送對PDU的確認。
CRC欄位包括整個BCH消息的CRC值。該CRC值可由用戶終端用來確定接收到的BCH消息是被正確地解碼(即是好的)還是被錯誤地解碼(即被擦除)。尾比特欄位包括一組零值，該組零值用來在BCH消息的結束處把卷積編碼器重置為已知狀態。
如表5所示，BCH消息包括總共120個比特。通過使用下面詳述的處理，這120個比特可以與10個OFDM碼元一起被發送。
表5示出BCH消息的格式的一個特定實施例。還可以定義和使用具有較少、附加和/或不同欄位的其它BCH消息格式，這在本發明的範圍內。
2.前向控制信道(FCCH)-下行鏈路 在一實施例中，接入點能夠逐幀地為FCH和RCH分配資源。接入點使用FCCH來傳達FCH和RCH的資源分配(即信道分配)。
圖5B說明了FCCH PDU 420的一個實施例。在該實施例中，FCCH PDU僅包括FCCH消息的部分520。FCCH消息具有會隨著幀的變化而改變的可變持續期，這取決於在該幀的FCCH上傳送的調度信息量。FCCH消息持續期是偶數個OFDM碼元，並且由BCH消息上的FCCH長度欄位給出。使用分集模式發送的消息(例如BCH和FCCH消息)的持續期以偶數個OFDM碼元給出，因為分集模式成對地發送OFDM碼元，如下所述。
在一實施例中，FCCH能用四個可能的速率發送。每個TDD幀中FCCH PDU所使用的特定速率用BCH消息中的FCCH物理模式(Phy Mode)欄位表示。每個FCCH速率都對應於一個特定的編碼速率和一個特定的調製方案，並且進一步與特定的傳輸模式相關聯，如表26所示。
FCCH消息可以包括零個、一個或者多個信息元素(IE)。每個信息元素可以和一個特定的用戶終端相關聯，並且用來為該用戶終端提供表示FCH/RCH資源分配的信息。表6列出了一示例性FCCH消息格式的各個欄位。
表6-FCCH消息 N_IE個信息元素，每個都包括 N_IE欄位表明當前TDD幀內發送的FCCH消息中包括的信息元素數目。對於FCCH消息中包括的每個信息元素(IE)，IE類型欄位表明該IE的特定類型。定義了多個IE類型用來為不同類型的傳輸分配資源，如下所述。
MAC IE欄位表示了信息元素所指向的特定用戶終端。每個用戶終端都在通信會話開始時向接入點註冊，並被接入點分配到唯一的MAC ID。該MAC ID用於在會話期間標識用戶終端。
控制欄位用來傳送用戶終端的信道分配信息，並且在下面詳述。填充比特欄位包括足夠數量的填充比特，使得FCCH消息的總長度是偶數個OFDM碼元。FCCH CRC欄位包括一CRC值，用戶終端可以使用所述CRC值來確定接收到的FCCH消息是被正確地解碼還是被錯誤解碼。尾比特欄位包括用於在FCCH消息的結尾處把卷積編碼器重置為已知狀態的零值。下面進一步詳述了這些欄位中的一些欄位。
如表1所示，MIMO WLAN系統為FCH和RCH支持多個傳輸模式。此外，用戶終端在連接期間可以是活動的或是空閒的。，定義了多類IE用來為不同類型的傳輸分配FCH/RCH資源。表7列出一組示例性的IE類型。
表7-FCCH IE類型 對於IE類型0、1和4，為FCH和RCH把資源分配給特定的用戶終端(即以信道對形式分配)。對於IE類型2，在FCH和RCH上把最少的資源分配給用戶終端以維持鏈路的最新估計。下面描述各個IE類型的示例性格式。通常，FCH和RCH的速率和持續期可以被獨立地分配給用戶終端。
A.IE類型0，4-分集/波束控制模式 IE類型0和4分別用來為分集模式和波束控制模式分配FCH/RCH資源。對於固定的低速率服務(例如語音)，速率對於呼叫的持續期保持固定。對於可變速率服務，速率可以對FCH和RCH獨立地選擇。FCCH IE表示分配給用戶終端的FCH和RCH PDU的位置。表8列出示例性的IE類型0和4信息元素的各個欄位。
表8-FCCH IE類型0和4 FCH和RCH偏移欄位表示自當前TDD幀的開始分別到FCH和RCH PDU的開始的時間偏移，由信息元素分配。FCH和RCH速率欄位分別表示FCH和RCH的速率。
FCH和RCH先導序列類型欄位分別表示FCH和RCH PDU中先導序列的尺寸。表9列出FCH和RCH先導序列類型欄位的值和相關的先導序列尺寸。
表9-先導序列類型 RCH定時調節欄位包括用來調節由MAC ID欄位標識的自用戶終端的上行鏈路傳輸的定時的兩個比特。該定時調節用來減少基於TDD的幀結構(比如圖3A所示的幀結構)中的幹擾，其中下行鏈路和上行鏈路傳輸是時分雙工的。表10列出RCH定時調節欄位的值和相關的行動。
表10-RCH定時調節 RCH功率控制欄位包括用來調節自所標識用戶終端的上行鏈路傳輸的發送功率的兩個比特。該功率控制欄位用來減少上行鏈路上的幹擾。表11列出RCH功率控制欄位的值和相關的行動。
表11-RCH定功率控制 所標識用戶終端的信道分配可以各種方式提供。在一實施例中，用戶終端僅對於當前的TDD幀被分配到FCH/RCH資源。在另一實施例中，在取消前對於每個TDD幀把FCH/RCH資源分配給終端。在還有一個實施例中，對於每n個TDD幀把FCH/RCH資源分配給用戶終端，這被稱為TDD幀的「抽取」調度。不同類型的分配可由FCCH信息元素中的分配類型欄位表明。
B.IE類型1-空間復用模式 IE類型1使用空間復用模式把FCH/RCH資源分配給用戶終端。這些用戶終端的速率是可變的，並且可以對於FCH和RCH獨立地選擇。表12列出一示例性IE類型1信息元素的各個欄位。
表12-FCCH IE類型1 對於IE類型1，各個空間信道的速率可以在FCH和RCH上獨立地選擇。空間復用模式的速率解譯通常是因為它能指定每個空間信道的速率(對於表12所示的實施例有多達四個空間信道)。如果發射機執行空間處理以便在本徵模式上發送數據，則按照每個本徵模式給出速率。如果發射機僅僅從發射天線發出數據而接收機執行空間處理以便隔離和恢復數據(對於非受控的空間復用模式)，則按照每根天線給出速率。
信息元素包括全部被啟用的空間信道的速率，對於未被啟用的信道為零值。具有少於四根發射天線的用戶終端把未使用的FCH/RCH空間信道速率欄位設為零。由於接入點裝配有四根發射/接收天線，因此具有多於四根發射天線的用戶終端可以用它們來發射多達四個獨立數據流。
C.IE類型2-空閒模式 IE類型2用來為工作在空閒狀態下的用戶終端提供控制信息(如下所述)。在一實施例中，當用戶終端處在空閒狀態時，持續地更新由接入點和用戶終端用來進行空間處理的控制向量，使得數據傳輸在繼續時能快速開始。表13列出一示例性IE類型2信息元素的各個欄位。
表13-FCCH IE類型2 D.IE類型3-RACH快速確認 IE類型3用來為嘗試通過RACH接入系統的用戶終端提供快速確認。為了獲得到系統的接入或者向接入點發送短消息，用戶終端可以在上行鏈路上發送RACHPDU。在用戶終端發送了RACH PDU後，它監視BCH以確定是否設置了RACH確認比特。如果任一用戶終端成功地接入了系統並且在FCCH上為至少一個用戶終端發送了確認，則該比特由接入點設置。如果設置了該比特，用戶終端就為FCCH上發送的確認來處理FCCH。如果接入點希望不分配資源而確認它從用戶終端正確解碼的RACH PDU，則IE類型3信息元素被發送。表14列出一示例性IE類型3信息元素的各個欄位。
表14-FCCH ID類型3 可以在FCCH上定義並發送單個或多個類型的確認。例如，可以定義一快速確認和一基於分配的確認。快速確認可以用來僅僅確認RACH PDU已被接入點接收，並且未向用戶終端分配過FCH/RCH資源。基於分配的確認包括對於當前TDD幀的FCH和/或RCH的分配。
FCCH可以以其它方式實現，也可以以各種方式被發送。在一實施例中，FCCH以在BCH消息中傳送的單個速率被發送。該速率可以基於例如FCCH在當前TDD幀中發送至的所有用戶的最低信號對噪聲和幹擾比(SNR)來選擇。根據每個TDD幀內受信者用戶終端的信道調節，可以為不同的TDD幀使用不同的速率。
在另一實施例中，FCCH用多個(例如四個)FCCH子信道實現。每個FCCH子信道都以一個不同的速率被發送，並且與一個不同的所需SNR相關，以便恢復子信道。FCCH子信道以最低速率到最高速率的順序被發送。每個FCCH子信道可能在或可能不在給定的TDD幀內被發送。第一FCCH子信道(具有最低速率)首先被發送，並且可以被所有用戶終端接收到。這一FCCH信道會表明在當前的TDD幀中是否會發送各個其餘的FCCH子信道。每個用戶終端會處理所發送的FCCH子信道來獲得其FCCH信息元素。每個用戶終端可以在發生以下任一點時終止FCCH的處理(1)未能解碼當前的FCCH子信道，(2)在當前的FCCH信道中接收到其FCCH信息元素，或(3)所有發送的FCCH子信道都已被處理。用戶終端只要遇到FCCH解碼失敗就能終止FCCH的處理，因為FCCH子信道以上升的速率被發送，用戶終端不可能能解碼以較高速率發送的後續FCCH子信道。
3.隨機存取信道(RACH)-上行鏈路 用戶終端使用RACH來獲得對系統的接入並且向接入點發送短消息。RACH的操作是基於分時隙的Aloha隨機存取協議，這在下面描述。
圖5C說明了RACH PDU 450的一個實施例。在該實施例中，RACH PDU包括先導序列部分552和消息部分554。如果用戶終端具有多根天線，則先導序列部分552可以用來發送一受控基準。受控基準是由一組特殊的調製碼元組成的導頻，它在上行鏈路上發送前受過空間處理。空間處理使導頻在MIMO信道的一個特定本徵模式上被發送。下面進一步詳述了受控基準的處理。先導序列部分552具有至少2個OFDM碼元的固定持續期。消息部分554傳送一RACH消息，並且具有可變的持續期。RACH PDU的持續期因此是可變的。
在一實施例中，為RACH支持四個不同的速率。每個RACH消息所使用的特定速率由一2比特的RACH數據速率指示符(DRI)來表示。在一實施例中，也為RACH支持四個不同的消息尺寸。每個RACH消息的尺寸都由包括在RACH消息內的消息部分欄位來表示。每個RACH速率支持1、2、3或全部4個消息尺寸。表15列出四個RACH速率、它們相關的編碼和調製參數、以及這些RACH速率所支持的消息尺寸。
表15 RACH消息傳送來自用戶終端的短消息和接入請求。表16列出一示例性RACH消息的各個欄位以及四個不同消息尺寸的每一個的每個欄位尺寸。
表16 消息持續期欄位表明了RACH消息的尺寸。MAC PDU類型欄位表明RACH消息類型。MAC ID欄位包含能唯一標識發送RACH消息的用戶終端的MAC ID。在初始系統接入期間，唯一的MAC ID未被分配給用戶終端。該情況下，可以在MAC ID欄位中包括一註冊MAC ID(例如為註冊目的保留的特定值)。時隙ID欄位表示開始的RACH時隙，其上發送RACH PDU(下面描述RACH定時和傳輸)。有效負載欄位包括RACH消息的信息比特。CRC欄位包含RACH消息的CRC值，尾比特欄位用來重置RACH的卷積編碼器。下面進一步詳述RACH的操作以及用於系統接入的BCH和FCCH。
RACH也可以用「快速」RACH(F-RACH)和「慢」RACH(S-RACH)來實現。F-RACH和S-RACH可以被設計成在不同工作狀態下有效地支持用戶終端。例如，F-RACH可由用戶終端使用(1)已向系統註冊，(2)通過正確地提前它們的發送定時而補償它們的往返延遲(RTD)，以及(3)為F-RACH上的操作而實現所需的SNR。S-RACH可以被在任何情況下都不使用F-RACH的用戶終端所使用。
可以為F-RACH和S-RACH使用不同的設計以便於每當可能就快速地接入系統，並且使實現隨機存取所需的系統資源量最小。例如，F-RACH可以使用較短的PDU，採用較弱的編碼方案，要求F-RACH PDU近似時間對齊地到達接入點處，並且使用分時隙的Aloha隨機存取方案。S-RACH可以使用較長的PDU，採用較強的編碼方案，允許S-RACH PDU在時間上非對齊地到達接入點，並且使用不分時隙的Aloha隨機存取方案。
為了簡潔，以下描述假定為MIMO WLAN系統使用單個RACH。
4.前向信道(FCH)-下行鏈路 接入點使用FCH把用戶專用數據發送到特定的用戶終端，並且把尋呼/廣播消息發送到多個用戶終端。FCH可以逐幀地被分配。提供多個FCH PDU類型以適應FCH的不同用途。表17列出一組示例性的FCH PDU類型。
表17-FCH PDU類型 FCH PDU類型0用來在FCH上發送尋呼/廣播消息和用戶消息/分組，並且僅包括消息/分組。(特定用戶終端的數據可以作為一消息或一分組被發送，這兩個術語在此可交換使用。)FCH PDU類型1用來發送用戶分組並且包括一先導序列。FCHPDU類型2僅包括先導序列而不包括任何消息/分組，並且與空閒狀態FCH話務相關聯。
圖5D說明了FCH PDU類型0的FCH PDU 430a的一個實施例。在該實施例中，FCH PDU 430a僅包括尋呼/廣播消息或用戶分組的一個消息部分534a。消息/分組可以有可變的長度，該長度由FCH PDU中的FCH消息長度欄位給出。消息長度以整數個PHY幀給出(下面描述)。下面指定和描述了尋呼/廣播消息的速率和傳輸模式。在相關的FCCH信息元素中指定了用戶分組的速率和傳輸模式。
圖5E說明了FCH PDU類型1的FCH PDU 430b的一個實施例。在該實施例中，FCH PDU 430b包括一先導序列部分532b和一消息/分組部分534b。先導序列部分532b用來發送MIMO導頻或受控基準，並且具有可變的長度，可變長度由相關的FCCH信息元素中的FCH先導序列類型欄位給出。部分534b用來發送FCH分組，並且也具有可變的長度(以整數個PHY幀表示)，可變長度由FCH PDU中的FCH消息長度欄位給出。FCH分組用相關的FCCH信息元素指定的速率和傳輸模式來發送。
圖5F說明了FCH PDU類型2的FCH PDU 430c的一個實施例。在該實施例中，FCH PDU 430c僅包括先導序列部分532c，而不包括消息部分。先導序列部分的長度由FCCH IE指示。FCH PDU類型2可用來使用戶終端在空閒狀態下時能更新其信道估計。
提供了多個FCH消息類型來適應FCH的不同用途。表18列出了一組示例性的FCH消息類型。
表18-FCH消息類型 一個尋呼消息可以用來尋呼多個用戶終端，並且用FCH PDU類型0發送。如果設置了BCH消息中的尋呼比特，則首先在FCH上發送具有導頻消息的一個或多個FCH PDU(即「尋呼PDU」)。在同一幀內可以發送多個尋呼PDU。尋呼PDU的發送使用分集模式和0.25bps/Hz的最低速率，以便提高用戶終端正確接收的概率。
一廣播消息可用來把信息發送到多個用戶終端，並且用FCH PDU類型0發送。如果設置了BCH消息中的廣播比特，則緊接著FCH上發送的任何尋呼PDU之後，在FCH上發送帶有廣播消息的一個或多個FCH PDU(即「廣播PDU」)。廣播PDU的發送也使用分集模式和0.25bps/Hz的最低速率，以便提高正確接收的概率。
一用戶分組可用來發送用戶專用數據，並且可以用FCH PDU類型1或2來發送。在FCH上發送任何尋呼和廣播PDU之後，類型1和2的用戶PDU在FCH上被發送。每個用戶PDU可以用分集、波束控制或空間復用模式來發送。FCCH信息元素指定了在FCH上發送的每個用戶PDU所使用的速率和傳輸模式。
FCH上發送的消息或分組包括整數個PHY幀。在一實施例中，如下所述，每個PHY幀可以包括一個CRC值，該值使得在必要式能檢驗和重發FCH PDU中的單獨PHY幀。對於異步服務而言，可以採用RLP對給定FCH PDU內的PHY幀進行分段、重發和重新裝配。在另一實施例中，為每個消息或分組而不是為每個PHY幀提供一個CRC值。
圖6說明了FCH分組534的結構的一個實施例。FCH分組包括整數個PHY幀610。每個PHY幀610包括有效負載欄位622、CRC欄位624和尾比特欄位626。FCH分組的第一PHY幀還包括報頭欄位620，其表示消息類型和持續期。FCH分組中的最後一個PHY幀還包括填充比特欄位628，該欄位628在有效負載的結尾處包含零值填充比特，以便填充最後一個PHY幀。在一實施例中，每個PHY幀包括6個OFDM碼元。每個PHY幀內包括的比特數取決於該PHY幀所使用的速率。
表19列出FCH PDU類型0和1的示例性FCH PDU格式的各個欄位。
表19-FCH PDU格式 FCH消息類型和FCH消息長度欄位在FCH PDU的第一PHY幀的報頭中被發送。有效負載、CRC和尾比特欄位被包括在各個PHY幀內。每個FCH PDU的有效負載部份傳送尋呼/廣播消息或用戶專用分組的信息比特。填充比特用來根據需要填充FCH PDU的最後一個PHY幀。
也可以定義PHY幀包括某些其它數量的OFDM碼元(例如1個、2個、4個、8個等等)。由於對於分集模式OFDM碼元是成對發送的，因此PHY幀可以用偶數個OFDM碼元來定義，分集模式可用於FCH和RCH。PHY幀尺寸可以基於預期的話務來選擇，使無效性最小。特別是，如果幀尺寸過大，則通過使用一個大PHY幀來發送少量數據而產生無效性。或者，如果幀尺寸過小，則開銷表示了幀的較大部份。
5.反向信道(RCH)-上行鏈路 用戶終端使用RCH把上行鏈路數據和導頻發送到接入點。RCH可以根據每個TDD幀被分配。可以指定一個或多個用戶終端在任一給定的TDD幀內在RCH上進行發送。提供了多種RCH PDU類型來適應RCH上的不同工作模式。表20列出了一組示例性的RCH PDU類型。
表20-RCH PDU類型 RCH PDU類型0用來在RCH上發送消息/分組，並且不包括先導序列。RCHPDU類型1用來發送消息/分組，並且包括先導序列。RCH PDU類型2包括先導序列和短消息，並且與空閒狀態的RCH話務相關聯。
圖5D說明了RCH PDU類型0的RCH PDU的一個實施例。在該實施例中，RCH PDU僅包括一可變長度RCH分組的消息部份534a，該分組由RCH PDU中的RCH消息長度欄位以整數個PHY幀給出。RCH分組的速率和傳輸模式在相關的FCCH信息元素中指定。
圖5E說明了RCH PDUY類型1的RCH PDU的一個實施例。在該實施例中，RCH PDU包括先導序列部份532b和分組部份534b。先導序列部份532b用來發送一基準(例如MIMO導頻或受控基準)，並且具有可變的長度，所述長度由相關FCCH信息元素中的RCH先導序列類型欄位給出。部份534b用來發送一RCH分組，並且具有可變的長度，所述可變長度由RCH PDU中的RCH消息長度欄位給出。RCH分組使用相關的FCCH信息元素中指定的速率和傳輸模式來發送。
圖5G說明了RCH PDU類型2的RCH PDU 350d的一個實施例。在該實施例中，RCH PDU包括先導序列部份532d和消息部份535d。先導序列部份532d用來發送一基準，且長度為1、4或8個OFDM碼元。部份536d用來發送一短RCH消息，並且具有一個OFDM碼元的固定長度。短RCH消息用特定的速率和傳輸模式來發送(例如速率1/2或速率1/4以及BPSK調製)。
RCH上發送的分組(對於PDU類型0和1)包括整數個PHY幀。圖6示出RCH分組的結構(對於PDU類型0和1，對於FCH分組同樣如此。RCH分組包括整數個PHY幀610。每個PHY幀包括有效負載欄位622、任選的CRC欄位624和尾比特欄位626。RCH分組中的第一PHY幀還包括報頭部份620，分組中的最後一個PHY幀還包括填充比特欄位628。
表21列出RCH PDU類型0和1的示例性RCH PDU格式的各個欄位。
表21-RCH PDU格式(PDU類型0和1) RCH消息類型、RCH消息長度和FCH速率指示符欄位在RCH PDU的第一PHY幀的報頭中被發送。FCH速率指示符欄位用來把FCH速率信息(例如各個空間信道所支持的最大速率)傳送到接入點。
表22列出了RCH PDU類型2的示例性RCH PDU格式的各個欄位。
表22-RCH PDU類型2的RCH消息 用戶終端使用RCH請求欄位來請求上行鏈路上的附加容量。該短RCH消息不包括CRC，並且在單個OFDM碼元中被發送。
6.專用信道活動 RCH和RCH上的數據傳輸會獨立地發生。根據為RCH和RCH使用而選擇的傳輸模式，一個或多個空間信道(對于波束控制和分集模式)可以是活動的，並且用於各個專用傳輸信道的數據傳輸。每個空間信道可以與一特定的速率相關聯。
當僅FCH或僅RCH的全部四個速率被設為零時，用戶終端在該鏈路上是空閒的。空閒終端仍會在RCH上發送一空閒PDU。在FCH和RCH的全部四個速率都被設為零時，接入點和用戶終端都關閉並且不進行發送。少於四根發射天線的用戶終端把不使用的速率欄位設為零。多於四根發射天線的用戶終端使用不超過四個空間信道來發送數據。表23示出在FCH或RCH之一(或兩者)的全部四個空間信道上的速率被設為零時的傳輸速率和信道活動性。
表23 可能有RCH和FCH都空閒(即不發送數據)但仍然發送先導序列的情況。這稱為空閒狀態。如表13所示，在FCCH IE類型2信息元素中提供了用於支持空閒狀態下的用戶終端的控制欄位。
7.其它設計 為了簡潔，已經對於示例性設計描述了特定的PDU類型、PDU結構、消息格式等等。也可以定義使用較少的、附加的和/或不同的類型、結構和格式，這在本發明的範圍內。
III.OFDM子帶結構 在上述描述中，為全部傳輸信道使用相同的OFDM子帶結構。通過為不同的傳輸信道使用不同的OFDM子帶結構可以實現改進的效率。例如，可以為一些傳輸信道使用64子帶結構，可以為一些其它傳輸信道使用256子帶的結構，等等。此外，可以為一給定的傳輸信道使用多個OFDM子帶結構。
對於給定的系統帶寬W，OFDM碼元的持續期取決於子帶總數。如果子帶總數為N，則每個經變換碼元(沒有循環前綴)的持續期為N/W微秒(如果W的單位為WHz)。向每個經變換的碼元添加一循環前綴來形成相應的OFDM碼元。循環前綴的長度由系統的預期延遲擴展確定。循環前綴表示開銷，開銷即每個OFDM碼元為了對抗頻率選擇性信道而需要的開銷。如果碼元很短，這一開銷表示較大百分比的OFDM碼元，如果碼元很長，這一開銷就表示較小百分比的OFDM碼元。
由於不同的傳輸信道可以與不同類型的話務數據相關聯，因此可以選擇一適當的OFDM子帶結構用於每個傳輸信道，以便與預期的話務數據類型相匹配。如果預期有大量數據在給定的傳輸信道上發送，則可以定義較大的子帶結構用於該傳輸信道。該情況下，循環前綴會表示較小百分比的OFDM碼元並且實現較大的效率。相反，如果在一給定的傳輸信道上預期要發送少量數據，則可以定義較小的子帶結構用於該傳輸信道。該情況下，即使循環前綴表示了OFDM碼元的較大百分比，通過使用較小的OFDM碼元尺寸來減少過度容量的數量，仍舊能實現較高的效率。因此，OFDM碼元可以被視為一「矩形波串(boxcar)」，可以根據預期要發送的數據量為每個傳輸信道選擇正確尺寸的「矩形波串」。
例如，對於上述的實施例，FCH和RCH上的數據在PHY幀中被發送，各個PHY幀都由6個OFDM碼元組成。該情況下，可以定義另一OFDM結構以用於FCH和RCH。例如，可以為FCH和RCH定義256子帶的結構。256子帶結構的「大」OFDM碼元在持續期上會是64子帶結構的「小」OFDM碼元的近似四倍，但在數據傳送容量上也會是四倍。然而，對於一個大OFDM碼元僅需要一個循環前綴，而對於等價的四個小OFDM碼元需要四個循環前綴。這樣，通過使用較大的256子帶結構能減少75％的循環冗餘開銷數。
這一概念可以擴展，從而能為同一傳輸信道使用不同的OFDM子帶結構。例如，RCH支持不同的PDU類型，每個類型都與一特定的尺寸相關聯。該情況下，可以為較大尺寸的RCH PDU類型使用較大的子帶結構，而可以為較小尺寸的RCHPDU類型使用較小的子帶結構。也可以為給定的PDU使用不同子帶結構的組合。例如，如果一個長OFDM碼元等價於四個短(OFDM)碼元，則可以用Nlarge個大OFDM碼元和Nsmall個小OFDM碼元來發送PDU，其中Nlarge≥0且3≥Nsmall≥0。
不同的OFDM子帶結構與不同長度的OFDM碼元相關聯。這樣，如果為不同的傳輸信道(以及/和為同一傳輸信道)使用不同的OFDM子帶結構，則FCH和RCHPDU的FCH和RCH偏移會需要用正確的時間解析度來指定，該時間解析度小於一OFDM碼元周期。特別是，FCH和RCH PDU的時間增量可以用整數個循環前綴長度給出，而不是OFDM碼元周期。
IV.速率和傳輸模式 上述傳輸信道用來為各種服務和功能發送各類數據。每個傳輸信道可以被設計成支持一個或多個速率以及一個或多個傳輸模式。
1.傳輸模式 為傳輸信道支持多種傳輸模式。如下所述，每個傳輸模式都與發射機和接收機處的特定空間處理相關聯。表24列出每個傳輸信道所支持的傳輸模式。
表24 對於分集模式，為了實現空間、頻率和/或時間分集，每個數據碼元都在多根發射天線、多個子帶、多個碼元周期或它們的組合上冗餘地發送。對于波束控制模式，單個空間信道用於數據傳輸(一般是最佳的空間信道)，每個數據碼元都用發射天線可用的全發送功率在單個空間信道上被發送。對於空間復用模式，多個空間信道用於數據傳輸，每個數據碼元都在一空間信道上被發送，其中一空間信道對應於一本徵模式、一發射天線等等。波束控制模式可以被視為空間復用模式的特殊情況，其中僅使用一個空間信道來進行數據傳輸。
分集模式可用於從接入點到用戶終端的下行鏈路的公共傳輸信道(BCH和FCCH)。分集模式也可用於專用傳輸信道(FCH和RCH)。分集模式在FCH和RCH上的使用可以在呼叫設立時協商。分集模式對於每個子帶使用一對天線在一個「空間模式」上發送數據。
波束控制模式可以在RACH上由具有多根發射天線的用戶終端所採用。用戶終端可以基於BCH上發送的MIMO導頻來估計MIMO信道。該信道估計然後用來在RACH上為系統接入而執行波束控制。波束控制模式也可用於專用傳輸信道(FCH和RCH)。通過利用發射機處天線陣的增益，波束控制模式也許能在接收機處比分集模式實現更高的信號對噪聲和幹擾比(SNR)。此外，由於受控基準僅包括單個「受控」天線的碼元，因此PDU的先導序列部份會減少。分集模式也可用於RACH。
在信道條件支持時，空間復用模式可用於FCH和RCH兩者來實現較高的吞吐量。空間復用模式和波束控制模式是基準驅動的，並且對正確的操作要求閉環路控制。這樣，用戶終端在FCH和RCH上都分配到資源以支持空間復用模式。在FCH和RCH上可以支持多達四個空間信道(受到接入點處天線數量所限制)。
2.編碼和調製 為傳輸信道支持多個不同的速率。每個速率與一特定的編碼速率和一特定的調製方案相關聯，後兩者結合產生一特定頻譜效率(或數據速率)。表25列出系統所支持的各個速率。
表25 每個公共傳輸信道都支持一個或多個速率和一個傳輸模式(或可能多個，比如RACH的情況)。BCH使用分集模式以固定速率被發送。使用分集模式，FCCH可以以四個可能的速率之一被發送，比如BCH消息中的FCCH物理模式欄位所表示的。在一實施例中，RACH可以以四個可能的速率之一被發送，如RACH PDU的先導序列中嵌入的RACH DRI所指示，每個RACH消息都是四個可能的尺寸之一。在另一實施例中，RACH以單個速率被發送。表26列出每個公共傳輸信道所支持的編碼、調製以及傳輸參數和消息尺寸。
表26-公共傳輸信道的參數 FCCH消息的尺寸是可變的，並且以偶數個OFDM碼元給出。
FCH和RCH支持表25中列出的全部速率。表27列出FCH和RCH所支持的編碼、調製以及傳輸參數和消息尺寸。
表27-FCH和RCH的參數 注A在每個速率1/2都在兩個子帶上重複，以便獲得有效的編碼速率1/4。奇偶比特表示編碼所引入的冗餘比特，並且用於接收機的糾錯。
表27中的PHY幀尺寸表示每個PHY幀的編碼比特、調製碼元和OFDM碼元的數目。如果數據傳輸使用了48個數據子帶，則每個OFDM碼元包括48個調製碼元。對於分集和波束控制模式，發送一個碼元流，且PHY幀尺寸對應於該碼元流所採用的單個速率。對於空間復用模式，多個碼元流可以在多個空間信道上被發送，總PHY幀尺寸可由單獨空間信道的PHY幀尺寸之和來確定。各個空間信道的PHY幀尺寸由該空間信道所採用的速率來確定。
例如，假定MIMO信道能支持在0.5、1.5、4.5和5.5bps/Hz的頻譜效率下工作的四個空間子信道。於是在表28中示出為四個空間信道選擇的四個速率。
表28-示例空間復用傳輸 於是，總PHY幀尺寸為144+432+1296+1584個信息比特或288+576+1728+2304個編碼比特。即使四個空間信道的每一個都支持不同數量的有效負載比特，總PHY幀也可以在6個OFDM碼元內被發送(例如24微秒，假定4微秒/OFDM碼元)。
V.物理層處理 圖7示出MIMO WLAN系統內的接入點110x和兩個用戶終端120x和120y一實施例的框圖。
在下行鏈路上，在接入點110x處，發送(TX)數據處理器710接收來自數據源708的話務數據(即信息比特)和來自控制器730和可能的調度器734的信令和其它信息。這各類數據可以在不同的傳輸信道上被發送。發送數據處理器710對數據進行「組幀」(如果必要)、對組幀的/解幀的數據進行擾亂、對經擾亂的數據進行編碼、對經編碼的數據進行交織(即重新排序)、並且把經交織的數據映射到調製碼元上。為了簡潔，「數據碼元」是指話務數據的調製碼元，「導頻碼元」是指導頻的調製碼元。擾亂是數據比特隨機化。編碼提高了數據傳輸的可靠性。交織為已編碼的比特提供了時間、頻率和/或空間分集。擾亂、編碼和調製可以基於控制器730所提供的控制信號來執行，下面進一步詳述。發送數據處理器710為數據傳輸所使用的每個空間信道提供了一調製碼元流。
發送空間處理器720從發送數據處理器710接收一個或多個調製碼元流，並且對調製碼元執行空間處理以便提供四個發射碼元流，對於每根發射天線有一個流。下面進一步詳述了空間處理。
每個調製器(MOD)722接收並處理一個相應的發射碼元流以便提供一個相應的OFDM碼元流。每個OFDM碼元流都被進一步處理，以便提供一個相應的下行鏈路已調信號。然後分別從四根天線724a到724d發出來自調製器722a到722d的四個下行鏈路已調信號。
在每個用戶終端120處，一根或多根天線752接收所發送的下行鏈路已調信號，每根接收天線都向相應的解調器(DEMOD)754提供一個接收信號。每個解調器754執行與調製器722處執行的處理相反的處理，並且提供接收碼元。然後，接收(RX)空間處理器720對來自所有解調器754的接收碼元執行空間處理以提供經恢復的碼元，經恢復的碼元是接入點所發送的調製碼元的估計。
接收數據處理器770接收經恢復的碼元並將其多路分解到它們相應的傳輸信道內。每個傳輸信道的經恢復的碼元可以經碼元解映射、解交織、解碼和解擾亂，以便為該傳輸信道提供經解碼的數據。每個傳輸信道的經解碼數據可以包括經恢復的分組數據、消息、信令等等，後者被提供給數據宿722進行保存，以及/或者被提供給控制器780進行進一步處理。
下面進一步詳述了下行鏈路的接入點110和終端120的處理。上行鏈路的處理可以與下行鏈路的處理相同或不同。
對於下行鏈路，在每個活動用戶終端120處，接收空間處理器760進一步估計下行鏈路以獲得信道狀態信息(CSI)。CSI可以包括信道響應估計、接收的SNR等等。接收數據處理器770還可以提供下行鏈路上接收到的各個分組/幀的狀態。控制器780接收信道狀態信息和分組/幀狀態，並且確定要被發回接入點的反饋信息。反饋信息由發送數據處理器790和發送空間處理器792(如果存在)處理，由一個或多個調製器754調節，並且經由一根或多根天線752被發回接入點。
在接入點110處，所發送的上行鏈路信號被天線724接收、由解調器722解調，並且由接收空間處理器740和接收數據處理器742以與用戶終端處執行的方式相反的方式進行處理。然後把經恢復的反饋信息提供給控制器730和調度器734。
調度器734使用反饋信息來執行多種功能，比如(1)選擇一組用戶終端用於在下行鏈路和上行鏈路上的數據傳輸，(2)為每個所選的用戶終端選擇傳輸速率和傳輸模式，以及(3)向所選的終端分配可用的FCH/RCH資源。調度器734和/或控制器730進一步使用從上行鏈路傳輸獲得的信息(例如控制向量)來處理下行鏈路傳輸，如下進一步詳述。
對於下行鏈路和上行鏈路上的數據傳輸支持多種傳輸模式。下面進一步詳述這些傳輸模式的每一個的處理。
1.分集模式-發送處理 圖8A示出能為分集模式執行發送處理的發射機單元800一實施例的框圖。發射機800可用於接入點和用戶終端的發射機部份。
在發送數據處理器710a內，組幀單元808對要在FCH或RCH上發送的每個分組的數據進行組幀。組幀無需對於其它傳輸信道執行。組幀可以如圖6所示執行，以便為每個用戶分組生成一個或多個PHY幀。然後，擾亂器810為每個傳輸信道的組幀/解幀的數據進行擾亂，以便使數據隨機化。
編碼器812接收經擾亂的數據並且按照所選的編碼方案對所述數據進行編碼，以便提供經編碼的比特。然後，重複/截短單元814重複或截短(即刪除)一些編碼比特以獲得期望的期望的編碼速率。在一實施例中，編碼器812是速率為1/2、限制長度為7的二進位卷積編碼器。通過將每個編碼比特重複一次而可以獲得編碼速率1/4。通過從編碼器812刪除一些編碼比特可以獲得大於1/2的編碼速率。下面描述了組幀單元808、擾亂器810、編碼器812和重複/截短單元814的特殊設計。
然後，交織器818基於所選的交織方案對來自單元814的編碼比特進行交織(即重新排序)。在一實施例中，要在一給定空間信道上發送的每組48個連續編碼比特在48個數據傳送子帶(或簡稱為數據子帶)上擴展，以便提供頻率分集。下面進一步詳述了交織過程。
碼元映射單元820接著按照一特定的調製方案來映射經交織的數據以提供調製碼元。如表26所示，根據所選的速率，分集模式可以使用BPSK、4QAM或16QAM。在分集模式中，為所有數據子帶使用同一調製方案。碼元映射可通過如下實現(1)組織B個比特的各組以形成B比特值，其中B≥1，以及(2)把每個B比特值映射到與所選調製方案對應的信號星群中的一點。每個被映射的信號點都是一複數值，並且對應於一調製碼元。碼元映射單元820向發送分集處理器720a提供了一個調製碼元流。
在一實施例中，分集模式按照每個子帶為雙發送分集使用空時發送分集(STTD)。STTD支持獨立的碼元流在兩根發射天線上的同時傳輸，而同時維持接收機處的正交性。
STTD方案如下運作。假定要在一給定子帶上發送兩個調製碼元，標記為s1和s2。發射機生成兩個向量x1＝[s1s2]T和其中「*」表示復共軛，「T」表示轉置。每個向量包括在一個碼元周期內要從兩根發射天線發出的兩個元素(即，向量x1在第一碼元周期內從兩根天線發出，向量x2在下一碼元周期內從兩根天線發出)。
如果接收機裝配有單根接收天線，則接收碼元可以表示為 r1＝h1s1+h2s2+n1，(1) 其中r1和r2是接收機處在兩個連續碼元周期內接收到的兩個碼元； h1和h2是對於考慮中的子帶從兩根發射天線到接收天線的路徑增益，其中假定路徑增益在該子帶上恆定，並且在2碼元的周期上保持靜止；以及 n1和n2是分別與兩個接收碼元r1和r2相關聯的噪聲。
接收機然後可以如下導出兩個發射碼元s1和s2的估計 或者，發射機可以生成兩個向量和並且在兩個碼元周期內從兩根發射天線順序地發出這兩個向量。接收碼元於是可以表示為 接收機接著如下導出兩個發射碼元的估計 上述描述可以擴展用於有兩根或多根發射天線、NR根接收天線和多個子帶的MIMO-OFDM系統。對於任一給定子帶使用了兩根發射天線。假定在一給定的子帶k上要發送兩個調製碼元，標記為s1(k)和s2(k)。發射機生成兩個向量x1＝[s1(k)s2(k)]T和或者等價的兩個碼元集和每個碼元集包括在子帶k上在兩個碼元周期內從相應的發射天線順序發出的兩個元素(即碼元集{xi(k)}在子帶k上在兩個碼元周期內從天線i發出，碼元集{xj(k)}在子帶k上在同樣的2碼元周期內從天線j發出)。
兩個碼元周期內接收天線處的接收碼元的向量可以表示為 r1(k)＝hi(k)s1(k)+hj(k)s2(k)+n1(k)， 其中r1(k)和r2(k)是在子帶k上在兩個連續碼元周期內在接收機處接收到的碼元向量，每個向量都包括NR根接收天線的NR個接收碼元； hi(k)和hj(k)是對於子帶k從兩根發射天線i和j到NR根接收天線的路徑增益的向量，每個向量都包括從相關的發射天線到NR根接收天線的每一根的信道增益，其中假定路徑增益在該子帶上恆定並且在2碼元周期上保持靜止；以及 n1(k)和n2(k)是分別與兩個接收向量r1(k)和r2(k)相關聯的噪聲向量。
然後，接收機可以如下導出兩個發射碼元s1(k)和s2(k)的估計 或者，發射機可以生成兩個碼元集{xi(k)}＝{s1(k)s2(k)}和並且從兩根發射天線i和j發出這兩個碼元集。接收碼元的向量於是可以表示為 然後，接收機可以如下導出兩個發射碼元的估計 STTD方案由S.M.Alamouti在題為「A Simple Transmit Diversity Technique forWireless Communications」的論文中加以描述，該論文發表於有關通信選定領域的IEEE期刊上，1998年10月第8號第16卷，第1451-1458頁。STTD方案也在以下共同轉讓的美國專利申請中描述於2001年1月5日提交的第09/737,602號申請，題為「Method and System for Increased Bandwidth Efficiency in Multiple Input-Multiple Output Channels」；以及於2002年6月24日提交的第10/179,439號申請，題為「Diversity Transmission Modes for MIMO OFDM Communication Systems」。
STTD方案在每個碼元周期內通過兩根發射天線在每個子帶內發送一個調製碼元。然而，STTD方案在兩個連續OFDM碼元上在每個調製碼元內分布信息。這樣，接收機處的碼元恢復基於兩個連續接收到的OFDM碼元而執行。
STTD方案對於每個數據子帶使用一對發射天線。由於接入點包括四根發射天線，因此可以選擇每根天線用於48個數據子帶的一半。表29列出STTD方案的示例性子帶-天線分配方案。
表29 如表29所示，發射天線1和2用於索引為-26、-19、-13等的子帶，發射天線2和4用於索引為-25、-18、-12等的子帶，發射天線1和3用於索引為-24、-17、-11等的子帶，依此類推。四根發射天線有六個不同的天線對。兩個天線對的每一個都用於8個數據子帶，8個數據子帶在48個數據子帶上近似均勻地間隔。天線對到子帶的分配使得為相鄰子帶使用不同的天線，這會提供較大的頻率和空間分集。例如，天線1和2用於子帶-26，天線3和4用於子帶-25。
表29中的天線-子帶分配也使得為最低速率1/4的每個編碼比特使用全部的四根發射天線，這使天線分集最大。對於速率1/4，每個編碼比特都在兩個子帶上被重複和發送(也稱為雙子帶重複編碼)。每個編碼比特所用的兩個子帶被映射到不同的天線對，使得使用全部的四根天線來發送該編碼比特。例如，表29中的比特索引0和1對應於分集模式下的同一編碼比特，其中索引為0的比特在子帶-26上從天線1和2發出，索引為1的比特在子帶1上從天線3和4發出。舉另一個例子，表29中的比特索引2和3對應於同一編碼比特，其中索引為2的比特在子帶-17上從天線1和3發出，索引為3的比特在子帶10上從天線2和4發出。
系統可以支持其它發送分集方案，這在本發明的範圍內。例如，系統可以支持一空間-頻率發送分集(SFTD)，它能根據每個子帶對來實現空間和頻率分集。一示例性的SFTD方案如下運作。假定生成兩個調製碼元s(k)和s(k+1)，並將它們映射到OFDM碼元的兩個相鄰子帶。對於SFTD，發射機會在子帶k上從兩根天線發出碼元s(k)和s(k+1)，並且會在子帶k+1上從相同的兩根天線發出碼元s*(k+1)和-s*(k)。由於假定信道響應對於兩個碼元對的發送保持恆定，因此調製碼元對使用了相鄰的子帶。接收機處用於恢復調製碼元的處理與STTD方案中的處理相同，除了處理兩個子帶的接收碼元而不是兩個OFDM碼元周期的接收碼元以外。
圖8B示出能實現分集模式下的STTD方案的發送分集處理器720a的一實施例的框圖。
在發送分集處理器720a內，多路分解器832從發送數據處理器710a接收調製碼元流s(n)，並將其多路分解成對於48個數據子帶的48個子流，標記為s1(n)到s1(n)。每個調製碼元子流對於一個碼元周期包括一個調製碼元，對應於碼元速率(TOFDM)-1，其中TOFDM是一個OFDM碼元的持續期。每個調製碼元流被提供給相應的發送子帶分集處理器840。
在每個發送子帶分集處理器840內，多路分解器842把該子帶的調製碼元多路分解成兩個碼元序列，每個序列的碼元速率為(2TOFDM)-1。空時編碼器850接收這兩個調製碼元序列，並且對於每個2碼元周期，使用這兩個序列中的兩個碼元s1和s2為兩根發射天線形成兩個碼元集和每個碼元集包括兩個碼元，每個碼元來自兩個序列之一。通過首先提供碼元s1其次提供碼元s2*而生成碼元集{xi}，其中通過開關856a獲得s1，通過用單元852a取s2的共軛並且用延遲單元854a將共軛的碼元延遲一個碼元周期而獲得s2*。如表29所示，兩個碼元集{xi}和{xj}要從分配給子帶的兩根天線i和j發出。空時編碼器850對於第一根發射天線i把第一碼元集提供給緩衝器/多路復用器870，對於第二根發射天線j把第二碼元集提供給另一緩衝器/多路復用器870。控制編碼器850為各個碼元周期提供的兩個碼元被稱為STTD碼元。
緩衝器/多路復用器870a到870d用於對來自所有分集處理器840的STTD碼元進行緩衝和多路復用。根據表29的確定，每個緩衝器/多路復用器870從適當的發送子帶分集處理器840接收導頻碼元和STTD碼元。例如，緩衝器/多路復用器870a接收子帶-26、-24、-22、-19等(即被映射到天線1的所有子帶)的調製碼元，緩衝器/多路復用器870b接收子帶-26、-23、-20、-19等(即被映射到天線2的所有子帶)的調製碼元，緩衝器/多路復用器870c接收子帶-25、-24、-20、-18等(即被映射到天線3的所有子帶)的調製碼元，緩衝器/多路復用器870d接收子帶-25、-23、-22、-18等(即被映射到天線4的所有子帶)的調製碼元. 然後對於各個碼元周期，每個緩衝器/多路復用器870分別為四個導頻子帶、24個數據子帶和36個未使用子帶多路復用四個導頻、24個STTD碼元和36個零，以便為64個總子帶形成一64個發射碼元的序列。儘管總共有48個數據子帶，但是對於分集模式，僅為每根發射天線使用了24個子帶，因此，每根天線未使用子帶的實際總數為36而不是12。每個發射碼元都是在一個碼元周期內在一子帶上發送的複數值(對於未使用的子帶可以為零)。每個緩衝器/多路復用器870為一根發射天線提供了一個發射碼元流xi(n)。每個發射碼元流包括64個發射碼元的級聯序列，一個碼元周期有一個序列。回過頭參照圖8A，發送分集處理器720a向四個OFDM調製器722a到722d提供了四個發射碼元流x1(n)到x4(n)。
圖8C示出OFDM調製器722x一實施例的框圖，該調製器可用於圖8A中的各個OFDM調製器722a到722d。在OFDM調製器722x內，快速傅立葉逆變換(IFFT)單元852接收一發射碼元流xi(n)，並且使用一64點的快速傅立葉逆變換把每個64發射碼元的序列轉換為其時域表示(稱為經變換的碼元)。每個經變換的碼元包括對應於總共64個子帶的64個時域採樣。
對於每個經變換的碼元，循環前綴生成器854重複一部分的經變換碼元以形成相應的OFDM碼元。如上所述，可以使用兩個不同的循環前綴長度之一。BCH的循環前綴是固定的，並且為800nsec。所有其它傳輸信道的循環前綴都是可選的(或是400nsec或是800nsec)，並且由BCH消息的循環前綴持續期欄位表示。對於帶寬為20MHz、採樣周期為50nsec以及64個欄位的系統，每個經變換碼元的持續期為3.2毫秒(即64×50nsec)，每個OFDM碼元的持續期或為3.6毫秒或為4.0毫秒，這取決於OFDM碼元使用的是400nsec還是800nsec的循環前綴。
圖8D說明了一OFDM碼元。OFDM碼元由兩部份組成持續期為400或800nsec的循環前綴(8或16個採樣)、以及持續期為3.2微秒的經變換碼元(64個採樣)。循環前綴是經變換碼元的最後8個或16個採樣的副本(即循環持續)，並且被插在經變換碼元的前面。循環前綴quebaoOFDM1碼元在存在多徑延遲擴展時能保持其正交性，從而改進了對抗有害路徑效應的性能，所述有害效應比如由頻率選擇性衰落引起的多徑和信道擴散。
循環前綴生成器854向發射機(TMTR)856提供了一OFDM碼元流。發射機856把OFDM碼元流轉換為一個或多個模擬信號，並且對模擬信號進一步地放大、濾波和上變頻，以便生成一已調信號便於從相關的天線發出。
OFDM碼元的基帶波形可以表示為 其中n表示碼元周期(即OFDM碼元索引)； k表示子帶索引； NST是導頻和數據子帶的數目； cn(k)表示在碼元周期n的子帶k上發送的碼元；以及
其中TCP是循環前綴持續期； TS是OFDM碼元持續期；以及 Δf是各個子帶的帶寬。
2.空間復用模式-發送處理 圖9A示出能為空間復用模式執行發送處理的發射機單元900的框圖。發射機單元90是接入點和用戶終端的發射機部份的另一實施例。對於空間復用模式，同樣假定有四根發射天線和四根接收天線可用，數據可以在多達四個空間信道上發送。為每個空間信道根據其傳輸容量而使用不同的速率。每個速率域一特定的編碼速率和調製方案相關聯，如表25所示。在以下描述中，假定選擇NE個空間信道供數據傳輸使用，其中NE≤NS≤min{NT，NR}。
在發送數據處理器710b內，組幀單元808對每個FCH/RCH分組的數據進行組幀以便為該分組生成一個或多個PHY幀。每個PHY幀都包括在6個OFDM碼元內可以在全部NE個空間信道內發送的數據比特數。擾亂器810對各個傳輸信道的數據進行擾亂。編碼器812接收經擾亂的數據並且按照所選的編碼方案對其編碼，以便提供編碼比特。在一實施例中，使用一共同的編碼方案為所有NE個空間信道的數據進行編碼，通過用不同的截短模式來截短編碼比特，從而為不同的空間信道獲得不同的編碼速率。因此，截短單元814截短編碼比特以便為各個空間信道獲得期望的編碼速率。下面進一步詳述空間復用模式的截短。
多路分解器816從截短單元814接收編碼比特，並且多路分解所述編碼比特以便為選用的NE個空間信道提供NE個編碼比特流。每個編碼比特流都被提供給一個相應的交織器818，交織器在48個數據子帶上交織該流中的編碼比特。下面進一步詳述空間復用模式的編碼和交織。來自每個交織器818的經交織的數據被提供給相應的碼元映射單元820。
在空間復用模式中，根據為四個空間信道實現的接收SNR，可以為這些空間信道使用多達四個不同的速率。每個速率與一特定的調製方案相關聯，如表25所示。每個碼元映射單元820按照為相關空間信道選擇的特定調製方案來映射經交織的數據，以便提供調製碼元。在選用的全部四個空間信道中，碼元映射單元820a到820d向發送空間處理器720b提供了四個空間信道的四個調製碼元流。
發送空間處理器720b為空間復用模式執行空間處理。為了簡潔，以下描述假定為數據傳輸使用率四根發射天線、四根接收天線和48個數據子帶。數據子帶索引由集合K給出，其中對於上述的OFDM子帶結構，K＝±{1，...，6，8...，20，22，...26}。
MIMO-OFDM系統的模型可以表示為 r(k)＝H(k)x(k)+n(k)，k∈K，(5) 其中r(k)是對於通過子帶k的四根接收天線接收到的碼元有四項的「接收」向量(即r(k)＝[r1(k)r2(k)r3(k)r4(k)]T)； x(k)是對於通過子帶k的四根發射天線發送的碼元有四項的「發送」向量(即x(k)＝[x1(k)x2(k)x3(k)x4(k)]T)； H(k)是子帶k的(NR×NT)信道響應矩陣；以及 n(k)是子帶k的附加自高斯噪聲(AWGN)的向量。
假定噪聲向量n(k)的分量具有零均值，協方差矩陣為Λn＝σ2I，其中I是單位矩陣，σ2是噪聲方差。
子帶k的信道響應矩陣H(k)可以表示為 其中hij(k)項是子帶k的發射天線i和接收天線j之間的連接項(即復增益)(對於i∈{1，2，3，4}和j∈{1，2，3，4})。為了簡潔，假定信道響應矩陣H(k)(對於k∈K)是已知的，或者可由發射機和接收機兩者確定。
各個子帶的信道響應矩陣H(k)可以被「對角線化」，以便為該子帶獲得NS個本徵模式。這可以通過對相關矩陣H(k)執行本徵值分解來實現，R(k)＝HH(k)H(k)，其中HH(k)表示H(k)的共軛轉置。相關矩陣R(k)的本徵值分解可以表示為 R(k)＝V(k)D(k)VH(k)，k∈K，(7) 其中V(k)是一(NT×NT)酉陣，它的列是R(k)的本徵向量(即V(k)＝[v1(k)v2(k)v3(k)v4(k)]，其中每個vi(k)是一個本徵模式的本徵向量)；以及 D(k)是R(k)本徵值的(NT×NT)對角矩陣。
酉陣的特性是MHM＝I。本徵向量vi(k)(對於i∈{1，2，3，4})也稱為各個空間信道的發送空間向量。
信道響應矩陣H(k)也可以用奇異值分解來對角線化，表示如下 H(k)＝U(k)∑(k)VH(k)，k∈K，(8) 其中V(k)是列為H(k)的右本徵向量的矩陣； ∑(k)是包含H(k)的奇異值的對角矩陣，它們是D(k)的對角元素(R(k)的本徵值)的正平方根；以及 U(k)是列為H(k)的左本徵向量的矩陣。
奇異值分解由Gilbert Strang在題為「Linear Algebra and Its Applications」的書中描述，1980年Academic出版社第二版。如公式(7)和(8)所示，矩陣V(k)的列是R(k)的本徵向量以及H(k)的右本徵向量。矩陣U(k)的列是H(k)HH(k)的本徵向量以及H(k)的左本徵向量。
各個子帶的對角矩陣D(k)包含對角線上的非負實值以及其它位置處的零值。R(k)的本徵值被標記為{{λ1(k)，λ2(k)，λ3(k)，λ4(k)}或{λi(k)}，對於i∈{1，2，3，4}。
對於48個數據子帶的每一個，可以為信道響應矩陣H(k)獨立地執行本徵值分解，以便為該子帶確定四個本徵模式(假定每個矩陣H(k)都是全排列)。每個對角矩陣D(k)的四個本徵值可以被排序，使得{λ1(k)≥λ2(k)≥λ3(k)≥λ4(k)}，其中對於子帶k，λ1(k)是最大本徵值，λ4(k)是最小本徵值。當各個對角矩陣D(k)的本徵值被排序時，相關矩陣V(k)的本徵向量(或列)也相應地排序。
「寬帶」本徵模式可以被定義為排序後所有子帶中相同階的本徵模式的集合(即寬帶本徵模式m包括所有子帶中的本徵模式m)。「主要」寬帶本徵模式是在排序後與每個矩陣

中的最大奇異值相關聯的本徵模式。
然後形成向量dm，包括所有48個數據子帶的第m排本徵值。該向量dm可以表示為 dm＝[λm(-26)...λm(-22)...λm(22)...λm(26)]，m＝{1，2，3，4}(9) 向量d1包括最佳或主要寬帶本徵模式的本徵值。對於有四根發射天線和四根接收天線的MIMO-OFDM系統(即4×4系統)，有多達四個寬帶本徵模式。
如果接收機處的噪聲方差在工作頻帶上恆定並且對於發射機已知，則通過把本徵值λm(k)除以噪聲方差σ2可以確定各個寬帶本徵模式的各個子帶的接收SNR。為了簡潔，假定噪聲方差等於1(即σ2＝1)。
對於空間復用模式，對於發射機可用的總發送功率Ptotal可以基於各種功率分配方案被分配給寬帶本徵模式。在一種方案中，總發送功率Ptotal被均勻地分配給所有四個寬帶本徵模式，使Pm＝Ptotal/4，其中Pm是被分配給寬帶本徵模式m的發送功率。在另一種方案中，使用注水(water-filling)過程把總發送功率Ptotal分配給四個寬帶本徵模式。
注水過程分配功率，使具有較高功率的寬帶本徵模式接收到總發送功率的較大部份。分配給一給定寬帶本徵模式的發送功率量取決於其接收SNR，接收SNR又取決於該寬帶本徵模式的全部子帶的功率增益(或本徵值)。注水過程可以向具有足夠差的接收SNR的寬帶本徵模式分配零值發送功率。注水過程為四個寬帶本徵模式接收β＝{β1，β2，β3，β4}，其中βm是寬帶本徵模式m的標準化因數，並且可以表示為 如下所述，標準化因數βm在應用信道反轉後使分配給寬帶本徵模式m的發送功率保持不變。如公式(10)所示，標準化因數βm可以基於向量dm中的本徵值並且假設噪聲方差等於1(即σ2＝1)而導出。
然後，注水過程基於集合β來確定要被分配給各個寬帶本徵模式的總發送功率，使得能優化頻譜效率或者某些其它標準。注水過程分配給寬帶本徵模式m的發送功率可以表示為 Pm＝αmPtotal，m＝{1，2，3，4}(11) 四個寬帶本徵模式的功率分配可由α＝{α1，α2，α3，α4}給出，其中且如果集合α中有不止一個值是非零的，則可以選用空間復用模式。
執行注水的過程是本領域公知的，這裡不再描述。描述注水的一參考書目是Robert G.Gallager所著的「Information Theory and Reliable Communication」，JohnWiley and Sons出版社，1968，其通過引用被結合於此。
對於空間復用模式，每個空間信道或寬帶本徵模式的速率選擇可以基於該空間信道/寬帶本徵模式在其分配到發送功率Pm時實現的接收SNR。為了簡潔，以下描述假定寬帶本徵模式上的數據傳輸。每個寬帶本徵模式的接收SNR可以表示為 在一實施例中，每個寬帶本徵模式的速率基於一表格確定，該表格包括系統所支持的速率以及每個速率的SNR範圍。該表格可以通過計算機仿真、實驗測量等等來獲得。每個寬帶本徵模式要使用的特定速率是該表格中的速率，具有包括寬帶本徵模式的接收SNR的一定範圍的SNR。在另一實施例中，每個寬帶本徵模式的速率基於以下來選擇(1)寬帶本徵模式的接收SNR，(2)用於彌補估計誤差、MIMO信道中的變化性以及其它因素的SNR偏移，以及(3)所支持的速率和它們所需的SNR的表格。對於該實施例，首先如上所述地計算每個寬帶本徵模式的平均接收SNR，或者作為寬帶本徵模式所有子帶的接收SNR的平均來計算(以dB為單位)。在任一情況下，接著計算一工作SNR，等於接收SNR和SNR偏移之和(兩者均以dB為單位)。然後將工作SNR與系統所支持的每個速率所需的SNR相比較。然後為寬帶本徵模式選擇表格中的最高速率，其所需的SNR小於或等於工作SNR。發送分集模式和波束控制模式的速率也可以以類似方式確定。
為每個寬帶本徵模式分配的發送功率Pm可以分布在該寬帶本徵模式的48個數據子帶間，使得所有子帶的接收SNR近似相等。這一功率在子帶間的非均勻分配被稱為信道反轉。分配給每個子帶的發送功率Pm(k)可以表示為 其中βm在公式(10)中給出。
如公式(13)所示，發送功率Pm基於它們的信道功率增益非均勻地分布在數據子帶間，信道功率增益由本徵值λm(k)給出，對於k∈K。功率分布使得對於每個寬帶本徵模式的所有數據子帶均在接收機處實現近似相等的接收SNR。這一信道反轉對於四個寬帶本徵模式的每一個獨立地執行。按寬帶本徵模式的信道反轉在以下共同轉讓的美國專利申請中進一步詳述2002年8月27日提交的第10/229,209號美國專利申請，題為「Coded MIMO Systems with Selective Channel Inversion AppliedPer Eigenmode」。
信道反轉可以用各種方式執行。對於全信道反轉，如果選用了一寬帶本徵模式，則所有數據子帶均用於數據傳輸。對於選擇性信道反轉，可以為每個寬帶本徵模式選擇使用可用數據子帶的全部或一個子集。選擇性信道反轉丟棄接收SNR低於特定閾值的不良子帶，並且僅對所選的子帶執行信道反轉。每個寬帶本徵模式的選擇性信道反轉也在共同轉讓的第10/229,209號美國專利申請中描述，該專利於2002年8月27日提交，題為「Coded MIMO Systems with Selective Channel InversionApplied Per Eigenmode」。為了簡潔，以下描述假定為選用的每個寬帶本徵模式執行全信道反轉。
每個寬帶本徵模式的每個子帶所用的增益可以基於分配給該子帶的發送功率Pm(k)來確定。每個數據子帶的增益gm(k)可以表示為 可以為每個子帶定義一對角增益矩陣G(k)。該矩陣G(k)沿對角線包括子帶k的四個本徵模式的增益，並且可以表示為G(k)＝diag[g1(k)，g2(k)，g3(k)，g4(k)] 對於空間復用模式，每個數據子帶的發送向量x(k)可以表示為 x(k)＝V(k)G(k)s(k)，k∈K，(15) 其中 s(k)＝[s1(k)s2(k)s3(k)s4(k)]T， x(k)＝[x1(k)x2(k)x3(k)x4(k)]T 向量s(k)包括要在子帶k的四個本徵模式上發送的四個調製碼元，向量x(k)包括要從子帶k的四個天線發出的四個發送碼元。為了簡潔，公式(15)不包括彌補接入點和用戶終端處的發送鏈/接收鏈之差所使用的校正因數，下面詳細描述。
圖9B示出能為空間復用模式執行空間處理的發送空間處理器720b一實施例的框圖。為了簡潔，以下描述假定選用了所有四個寬帶本徵模式。然而，也可以選用少於四個寬帶本徵模式。
在處理器720b內，多路分解器932接收要在四個寬帶本徵模式上發送的四個調製碼元流(標記為s1(n)到s4(n))，對於48個數據子帶把每個流多路分解器48個子流，並且把每個數據子帶的四個調製碼元流提供給相應的發送子帶空間處理器940。每個處理器940為一個子帶執行公式(15)所示的處理。
在每個發送子帶空間處理器940，四個調製碼元子流(標記為s1(k)到s4(k))被提供給四個乘法器942a到942d，乘法器還接收相關子帶的四個本徵模式的增益g1(k)、g2(k)、g3(k)和g4(k)。每個增益gm(k)可以基於分配給該子帶/本徵模式的發送功率Pm(k)來確定，如公式(14)所示。每個乘法器942用其增益gm(k)來縮放其調製碼元以便提供經縮放的調製碼元。乘法器942a到942d將四個經縮放的調製碼元子流分別提供給四個波束成形器950a到950d。
每個波束成形器950執行波束成形，在一個子帶的一個本徵模式上發送一個碼元子流。每個波束成形器950接收相關本徵模式的一個碼元子流sm(k)和一個本徵向量vm(k)。特別是，波束成形器950a接收第一本徵模式的本徵向量v1(k)，波束成形器950d接收第二本徵模式的本徵向量v2(k)，依此類推。波束成形使用相關本徵模式的本徵向量來執行。
在每個波束成形器950內，經縮放的調製碼元被提供給四個乘法器952a到952d，乘法器還接收相關本徵模式vm(k)的本徵向量的四個元素vm，1(k)、vm，2(k)、vm，3(k)和vm，4(k)。接著，每個乘法器952用其本徵向量值vm，j(k)來乘以經縮放的調製碼元以提供「經波束成形的」碼元。乘法器952a到952d把四個經波束成形的碼元子流(它們要從四根天線發出)分別提供給加法器960a到960d。
每個加法器960接收每個碼元周期的四個本徵模式的四個經波束成形的碼元，並將它們相加以便為相關的發射天線提供經預調節的碼元。加法器960a到960d把四根發射天線的四個經預調節的碼元子流分別提供給緩衝器/多路復用器970a到970d。
每個緩衝器/多路復用器970為48個數據子帶從發送子帶空間處理器940a到940k接收導頻碼元和經預調節的碼元。接著，對於每個碼元周期，每個緩衝器/多路復用器970分別為4個導頻子帶、48個數據子帶和12個未使用子帶多路復用4個導頻碼元、48個經預調節的碼元和12個零，以便為該碼元周期形成一64個發送碼元的序列。每個緩衝器/多路復用器970為一根發射天線提供一發送碼元流xi(n)，其中發送碼元流包括64個發送碼元的級聯序列。發送碼元可以用校正因數縮放，以便彌補接入點和用戶終端處發送鏈/接收鏈之差，如下所述。上面描述了每個發送碼元流的後續OFDM調製。
並行碼元流也可以從四根發射天線發出，而不使用非受控空間復用模式在接入點處的空間處理。對於這一模式，可以省略波束成形器950進行從信道反轉過程和波束成形。每個調製碼元流經進一步OFDM處理，並且從相應的發射天線發出。
非受控空間復用模式可用於各種場合，比如在發射機不能執行基於本徵模式分解來支持波束控制所必要的空間處理的情況下。這可能是因為發射機尚未執行校準過程，並且不能生成信道的足夠好的估計，或者根本不進行校準和本徵模式處理。對於非受控空間復用模式，空間復用仍用來提高傳輸能力，但接收機執行空間處理以便隔開單獨的碼元流。
對於非受控空間復用模式，接收機執行空間處理以便恢復所發送的碼元流。特別是，用戶終端可以實現信道相關矩陣反轉(CCMI)技術、最小均方誤差(MMSE)技術、逐次幹擾對消接收機處理技術或者某些其它接收機空間處理技術。這些技術在共同轉讓的第09/993,087號美國專利申請中詳細描述，該專利於2001年11月6日提交，題為「Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System」。非受控空間復用模式可用於下行鏈路和上行鏈路傳輸兩者。
多用戶空間復用模式基於用戶終端的「空間特徵」來支持下行鏈路上同時到多個用戶終端的數據傳輸。用戶終端的空間特徵由接入點天線和各個用戶終端天線之間的信道響應向量(對於每個子帶)給出。接入點可以基於用戶終端所發送的受控基準來獲得空間特徵。接入點可以處理期望數據傳輸的用戶終端的空間特徵，以(1)選擇一組用戶終端用於下行鏈路上的同時數據傳輸，以及(2)為要被發送給所選用戶終端的每個獨立數據流導出控制向量。
多用戶空間復用模式的控制向量可以以各種方式導出。下面描述了兩個示例性的方案。為了簡潔，以下描述針對一個子帶，假定每個用戶終端都裝配有單根天線。
在第一種方案中，接入點使用信道反轉獲得控制向量。接入點可以選擇Nap個單天線用戶終端用於下行鏈路上的同時傳輸。接入點為每個所選的用戶終端獲得一1×Nap信道響應行向量，並且形成一Nap×Nap信道響應矩陣Hmu，該矩陣具有Nap個用戶終端的Nap個行向量。接著，接入點為Nap個所選用戶終端獲得Nap個控制向量的矩陣Hsteer，接入點也可以向每個所選的用戶終端發送一受控基準。每個用戶終端處理其受控基準來估計信道增益和相位，並且用信道增益和相位估計為其單根天線解調接收碼元，以獲得經恢復的碼元。
在第二種方案中，接入點預先解碼要被發送給Nap個用戶終端的Nap個碼元流，使得這些碼元流在用戶終端處幾乎不受到串話。接入點可以為Nap個所選用戶終端形成信道響應矩陣Hmu，並且對Hmu執行OR因子分解，使得Hmu＝FtriQmu，其中Ttri和Qmu是酉陣。接入點接著用矩陣Ttri來預先解碼Nap個數據碼元流，以獲得Nap個經預解碼的碼元流a，並且用酉陣Qmu進一步處理經預解碼的碼元流以獲得供發送到Nap個用戶終端的Nap個發送碼元流。同樣，接入點也可以向每個用戶終端發送一受控基準。每個用戶終端使用受控基準對其接收碼元相干解調以便獲得經恢復的碼元。
對於多用戶空間復用模式中的上行鏈路，接入點可以用MMSE接收機處理、逐次幹擾對消或某些其它接收機處理技術來恢復由Nap個用戶終端同時發送的Nap個碼元流。接入點可以估計每個用戶終端的上行鏈路信道響應，並且使用信道響應估計進行接收機空間處理並且來調度上行鏈路傳輸。每個單天線用戶終端可以在上行鏈路上發送一正交導頻。來自Nap個用戶終端的上行鏈路導頻可以在時間上和/或頻率上正交。時間正交性這樣實現通過使每個終端用分配給該用戶終端的一個正交序列來覆蓋其上行鏈路導頻。頻率正交性這樣實現使每個用戶終端在一組不同的子帶上發送其上行鏈路導頻。來自用戶終端的上行鏈路傳輸應該在接入點處近似時間對齊(例如在尋呼前綴內時間對齊)。
3.波束控制模式-發送處理 圖10A示出能為波束控制模式執行發送處理的發射機單元1000的框圖。發射機單元1000是接入點和用戶終端的發射機部分的還有一個實施例。
在發送數據處理器710c內，組幀單元808對每個FCH/RCH分組的數據組幀以便為該分組生成一個或多個PHY幀。擾亂器810接著為每個傳輸信道的數據進行擾亂。編碼器812接著按照所選的編碼方案來編碼經組幀的數據，以便提供編碼比特。接著，截短單元814截短編碼比特以便為數據傳輸所用的寬帶本徵模式獲得期望的編碼速率。來自截短單元818的編碼比特在所有數據子帶間被交織。然後，碼元映射單元820按照所選的調製方案來映射經交織的數據以便提供調製碼元。接著，對于波束控制模式，發送空間處理器720c對調製碼元執行發送處理。
波束控制模式可用來在一空間信道或寬帶本徵模式上發送數據-所述空間信道或寬帶本徵模式一般是與所有數據子帶的最大本徵值相關聯的空間信道。如果對寬帶本徵模式的發送功率分配僅在集合a中生成非零的一項，則可以選擇波束控制模式。而空間復用模式基於其本徵向量對每個子帶的每個所選本徵模式執行波束成形，波束控制模式基於「標準化的」本徵向量來執行波束控制，其原理是使每個子帶的本徵模式在該單個本徵模式上發送數據。
對於主要本徵模式，每個本徵向量v1(k)(對於k∈K)的四個元素可能有不同的大小。因而，四個每天線的發送向量可能有不同的大小，每個所述發送向量都包括一給定發射天線的所有數據子帶的經預調節的碼元。如果每個發射天線的發送功率受到限制(例如由於功率放大器的限制)，則波束成形技術可能不完全使用每根天線可用的總功率。
波束控制模式僅使用來自主要本徵模式的本徵向量v1(k)(對於k∈K)的相位信息，並且對每個本徵向量標準化，使得本徵向量中的全部四個元素有相等的大小。子帶k的經標準化的本徵向量

可以表示為 其中A是一常數(例如A＝1)；以及 θi(k)是發射天線i的子帶k的相位，表示為 如公式(17)所示，向量

中每個元素的相位都從本徵向量v1(k)的相應元素獲得(即，θi(k)從v1，i(k)獲得，其中v1(k)＝[v1，1(k) v1，2(k) v1，3(k) v1，4(k)]T)。
也可以為波束控制模式執行信道反轉，使得可以為所有數據信道使用一共同的速率。對于波束控制模式，分配給每個數據子帶的發送功率

可以表示為 其中

是在應用信道反轉後保持總發送功率不變的標準化因數；

是分配給四根天線的每一根的發送功率；以及

是對于波束控制模式的主要本徵模式的子帶k的功率增益。
標準化因數

可以表示為 發送功率

可以給出為P1＝Ptotal/4(即總發送功率在四根發射天線間的均勻分配)。
功率增益

可以表示為 對於48個數據子帶，信道反轉導致

的功率分配，對於k∈K。每個數據子帶的增益於是可以給出為 對于波束控制模式，每個子帶的發送向量x(k)可以表示為 同樣是為了簡潔，公式(21)不包括用於彌補接入點和用戶終端處的發送鏈/接收鏈之差的校正因數。
如公式(16)所示，每個子帶的標準化控制向量

的四個元素可能有相等的大小，但可能有不同的相位。因此，波束控制為每個子帶生成一個發送向量x(k)，x(k)的四個元素具有相同的大小但可能有不同的相位。
圖10B示出能為波束控制模式執行空間處理的發送空間處理器720c一實施例的框圖。
在處理器720c內，多路分解器1032接收調製碼元流s(n)並將其多路分解成48個數據子帶的48個子流(標記為s(1)到s(k))。每個碼元子流被提供給相應的發送子帶波束控制處理器1040。每個處理器1040為一個子帶執行公式(14)所示的處理。
在每個發送子帶波束控制處理器1040內，調製碼元子流被提供給乘法器1042，乘法器1042還為相關的子帶接收增益

接著，乘法器1042用增益

縮放調製碼元以獲得經縮放的調製碼元，後者接著被提供給波束控制單元1050。
波束控制單元1050還接收相關子帶的標準化本徵向量

在波束控制單元1050內，經縮放的調製碼元被提供給四個乘法器1052a到1052d，後者也分別接收標準化本徵向量

的四個元素

和

每個乘法器1052用其標準化本徵向量值

乘以其經縮放的調製碼元以提供經預調節的碼元。乘法器1052a到1052d把四個經預調節的碼元子流分別提供給緩衝器/多路復用器1070a到1070d。
對於48個數據子帶，每個緩衝器/多路復用器1070從發送子帶波束控制處理器1040a到1040k接收導頻碼元和經預調節的碼元，對於每個碼元周期把導頻和經預調節的碼元和零值多路復用，並且為一根發射天線提供一個發送碼元流xi(n)。每個發送碼元流的後續OFDM調製如上所述。
波束控制模式的處理在共同轉讓的美國專利申請中進一步詳述，該專利於2002年8月27日提交，序列號為10/228,393，題為「Beam-Steering and Beam-Formingfor Wideband MIMO Systems」。系統也可以被設計成支持波束成形模式，藉此使用本徵向量而不是標準化向量在主要本徵模式上發送數據流。
4.PHY幀的組幀 圖11A示出組幀單元808的一個實施例，組幀單元808用於在發送數據處理器進行後續處理前對每個FCH/RCH分組的數據進行組幀。該組幀功能對於BCH、FCCH和RACH上發送的消息而旁路。組幀單元為每個FCH/RCH分組生成整數個PHY幀，其中對於這裡所述的實施例，每個PHY幀跨過6個OFDM碼元。
對於分集和波束控制模式，對於數據傳輸僅使用一個空間信道或寬帶本徵模式。該模式的速率是已知的，可以計算在每個PHY幀的有效負載內可能發送的信息比特數。對於空間復用模式，可以為數據傳輸使用多個空間信道。由於每個空間信道的速率是已知的，因此對於所有空間信道，可以計算在每個PHY幀的有效負載內發送的信息比特數。
如圖11A所示，把每個FCH/RCH分組的信息比特(標記為i1i2i3i4...)提供給組幀單元808內的CRC生成器1102和多路復用器1104。CRC生成器1102為每個PHY幀的報頭(如果有)和有效負載欄位中的比特生成一CRC值，並把CRC比特提供給多路復用器1104。多路復用器1104接收信息比特、CRC比特、報頭比特和填充比特(例如零值)，並且基於PHY幀控制信號以正確的順序提供這些比特，如圖6所示。通過直接通過多路復用器1104提供信息比特，可以旁路組幀功能。經組幀的和未組幀的比特(標記為d1d2d3d4...)被提供給擾亂器810。
5.擾亂 在一實施例中，每個傳輸信道的數據比特在編碼器被擾亂。擾亂把數據隨機化，使得全一或全零組成的長序列都不發送。這可以減少OFDM波形的峰值對平均功率的變化。擾亂可以對一個或多個傳輸信道而省略，並且也可以被選擇性地啟用和禁用。
圖11A還示出擾亂器810的一個實施例。在該實施例中，擾亂器810實現一生成器多項式 G(x)＝x7+x4+x(22) 也可以使用其它生成器多項式，這在本發明的範圍內。
如圖11A所示，擾亂器810包括順序耦合的七個延遲元件1112a到1112g。對於每個時鐘周期，加法器1114對延遲元件1112d和1112g中保存的兩個比特執行模2加，並且把一擾亂比特提供給延遲元件1112a。
經組幀的/未組幀的比特(d1d2d3d4)被提供給加法器1116，加法器1116用相應的擾亂比特對每個比特dn執行模2加，以便提供經擾亂的比特qn。擾亂器810提供一經擾亂比特的序列，標記為q1q2q3q4...。
在每個TDD幀的開始處，擾亂器的初始狀態(即延遲元件1112a到1112g的內容)被設為一7比特的非零數。如BCH消息中所示，三個最高有效位(MSB)(即延遲元件1112e到1112f)總是被設為一(「1」)，四個最低有效位(LSB)被設為TDD幀計數器。
6.編碼/截短 在一實施例中，使用單個基碼在傳輸前對數據進行編碼。該基碼為一個編碼速率生成編碼比特。系統所支持的所有其它編碼速率(如表25所示)可以通過或重複編碼比特或或截短編碼比特來獲得。
圖11B示出能實現系統的基碼的編碼器812的一個實施例。在該實施例中，基碼是速率為1/2、限制長度為7(K＝7)的卷積編碼，生成器為133和171(八進位)。
在編碼器812內，多路復用器1120接收並多路復用經擾亂的比特和尾比特(例如零值)。編碼器812還包括順序耦合的六個延遲元件1122a到1122f。四個加法器1124a到1124d也順序耦合，並且用來實現第一生成器(133)。類似地，四個加法器1126a到1126d也順序耦合，並且用來實現第二生成器(171)。如圖11B所示，加法器以實現兩個生成器133和171的方式進一步耦合到延遲元件。
把經擾亂的比特提供給第一延遲元件1122a以及加法器1124a和1126a。對於每個時鐘周期，加法器1124a到1124d對到來的比特和延遲元件1122b、1122c、1122e和1122f中保存的四個先前比特執行模2加，以便為該時鐘周期提供第一編碼比特。類似地，加法器1126a到1126d對到來的比特和延遲元件1122a、1122b、1122c和1122f中保存的四個先前比特執行模2加，以便為該時鐘周期提供第二編碼比特。第一生成器所生成的編碼比特被標記為a1a2a3a4...，第二生成器所生成的編碼比特被標記為b1b2b3b4...。然後，多路復用器1128從兩個生成器接收兩個編碼比特流，並將它們多路復用成單個編碼比特流，後者被標記為a1b1a2b2a3b3a4b4...。對於每個經擾亂的比特qn，生成兩個編碼比特an和bn，這產生編碼速率1/2。
圖11B還示出可以基於1/2的基碼速率來生成其它編碼速率所使用的重複/截短單元814的一個實施例。在單元814內，來自編碼器812的速率1/2的編碼比特被提供給重複單元1132和截短1134。重複單元1132把每個速率1/2編碼比特重複一次，以獲得有效的編碼速率1/4。截短單元1134基於特定的截短模式來刪除一些速率1/2的編碼比特，以便提供期望的編碼速率。
表30列出可用於系統所支持的各種編碼速率的示例性截短模式。也可以使用其它截短模式，這在本發明的範圍內。
表30 為了獲得編碼速率k/n，截短單元1134為從編碼器812接收到的每組2k個速率1/2的編碼比特提供n個編碼比特。這樣，從每組2k個編碼比特中刪除2k-n個編碼比特。要從每組刪除的比特由截短模式中的零來標記。例如，為獲得編碼速率7/12，從來自編碼器812的每組14個編碼比特中刪除兩個比特，所刪除的比特是組中的第8個和第14個編碼比特，如截短模式「11111110111110」所標記。如果期望的編碼速率為1/2，則不執行截短。
多路復用器1136接收來自重複單元1132和來自截短單元1134的編碼比特流。接著，如果期望編碼速率為1/4，則多路復用器1136提供來自重複單元1132的編碼比特，如果期望編碼速率為1/2或更高，則多路復用器1136提供來自截短單元1134的編碼比特流。
除了上述編碼和截短模式以外，也可以使用其它編碼和截短模式，這在本發明的範圍內。例如，可以使用Turbo碼、塊編碼、一些其它碼或它們的任意組合來對數據進行編碼。同樣，為不同的傳輸信道可以使用不同的編碼方案。例如，可以為公共傳輸信道使用常規的編碼，可以為專用傳輸信道使用Turbo編碼。
7.交織 在一實施例中，要被發送的編碼比特在48個數據子帶間被交織。對於分集和波束控制模式，在所有的數據子帶間發送和交織一個編碼比特流。對於空間復用模式，在多達四個空間信道上可以發送多達四個編碼比特流。交織可以為每個空間信道獨立地執行，使得每個編碼比特流都在用於發送該比特流的空間信道的所有數據子帶間被交織。表29示出可用於所有傳輸模式的交織的示例性編碼比特-子帶分配。
在一實施例中，在每個交織間隔內，在所有48個數據子帶間執行交織。對於該實施例，一個流中每組48個編碼比特都在48個數據子帶上擴展，以提供頻率分集。每組中的48個編碼比特可以被分配到索引0到47。每個編碼比特索引都與一相應的子帶相關聯。具有一特定索引的所有編碼比特都在相關的子帶上被發送。例如，每組中的第一編碼比特(索引為0)在子帶-26上被發送，第二編碼比特(索引為14)在子帶1上被發送，第三編碼比特(索引為2)在子帶-17上被發送，依此類推。這一交織方案可用於分集模式、波束控制模式以及空間復用模式。下面描述了用於空間復用的其它交織方案。
交織或者或另外可以隨時間進行。例如，在數據子帶間交織後，每個子帶的編碼比特可以被進一步交織(例如在一個PHY幀或一個PDU上)以提供時間分集。對於空間復用模式，也可以在多個空間信道上執行交織。
此外，可以在QAM碼元的維數上採用交織，使得形成QAM碼元的編碼比特被映射為QAM碼元的不同比特位置。
8.碼元映射 表31示出系統所支持的各個調製方案的碼元映射。對於每個調製方案(除了BPSK以外)，一半的比特被映射為同相(I)分量，另一半比特被映射為正交(Q)分量。
在一實施例中，可以基于格雷(Gray)映射來定義每個所支持調製方案的信號星群。根據格雷映射，信號星群中的相鄰點(I和Q分量兩者中)僅相差一個比特位置。格雷映射為更可能出錯的情況減少了比特差錯數，出錯情況對應於接收碼元被映射為正確位置附近的一個位置，該情況下僅會錯誤接收到一個編碼比特。
表31
表31所示的每個調製方案的I和Q值都用一標準化因數knorm縮放，使得相關信號星群中所有信號點的平均功率等於一。也可以使用所支持調製方案的標準化因數的量化值。於是，一特定信號星群中的調製碼元s會有以下形式 s＝(I+jQ)·Knorm， 其中I和Q是表31中信號星群的值。
對於給定的PDU，調製在PDU間可能不同，並且對於數據傳輸所使用的多個空間信道也可能不同。例如，對於BCH PDU，可以為信標導頻、MIMO導頻和BCH消息使用不同的調製方案。
9.空間復用模式的處理 對於空間復用模式，一PDU可以在多個空間信道上被發送。可以使用各種方案來處理數據，用於在多個空間信道上發送。下面描述了空間復用模式的兩個特定的處理方案。
在第一種處理方案中，按每個空間信道來執行編碼和截短，以便為每個空間信道實現期望的編碼速率。數據傳輸要使用的NE個空間信道從最高到最低的接收SNR排列。首先編碼整個PDU的數據以獲得速率1/2編碼比特流。然後截短編碼比特以便為每個空間信道獲得期望的編碼速率。
對於NE個空間信道，截短可以以順序執行，從最佳(即最高SNR)到最差(即最低SNR)的空間信道。特別是，截短單元首先為具有最高接收SNR的最佳空間信道執行截短。當已經為最佳空間信道生成了正確數量的編碼比特時，截短單元就為具有次高接收SNR的次佳空間信道執行截短。該過程繼續，直到所有NE個空間信道的編碼比特都已生成為止。截短的順序是從最大接收SNR到最小接收SNR，無論每個空間信道所使用的特定編碼速率是多少。
對於表28所示的例子，首先用速率1/2的基碼對要在總的PHY幀內發送的3456個信息比特進行編碼，以便獲得6912個編碼比特。前3168個編碼比特用編碼速率11/16的截短模式來截短以獲得2304個編碼比特，後者在第一空間信道的PHY幀內提供。然後用編碼速率3/4的截短模式對接著2592個編碼比特進行截短以獲得1728個編碼比特，後者在第二空間信道的PHY幀內提供。接著用編碼速率3/4的截短模式來截短接著864個編碼比特以獲得576個編碼比特，後者在第三空間信道的PHY幀內提供。然後用編碼速率1/2的截短模式來截短PHY幀的最後288個編碼比特以獲得288個編碼比特，後者在最後一個空間信道的PHY幀內提供。這四個單獨的PHY幀被進一步處理並且在四個空間信道上被發送。然後以類似方式執行下一總PHY幀的截短。第一種處理方案可以用圖9A中的發送數據處理器710b實現。
在第二種處理方案中，為子帶的對執行編碼和截短。此外，編碼和截短在每對子帶的全部所選空間信道上循環。
圖11C示出一框圖，其說明了實現第二種處理方案的發送數據處理器710d。編碼器812對來自擾亂器810的經擾亂的比特執行速率1/2的卷積編碼。每個空間信道都被分配到一特定速率，該特定速率與編碼速率和調製方案的特定組合相關聯，如表25所示。令bm表示對於空間信道m的每個調製碼元的編碼比特數(或等價地，在空間信道m的每個數據子帶上發送的編碼比特數)，rm表示空間信道m所使用的編碼速率。bm的值取決於空間信道m所使用的調製方案的星群尺寸。特別是，對於BPSK、QPSK、16-QAM、64-QAM和256-QAM，bm分別等於1、2、4、6和8。
編碼器812向多路分解器816提供一速率1/2編碼比特流，多路分解器816把接收到的編碼比特流多路分解成四個空間信道的四個子流。多路分解使得前4b1r1個編碼比特被發送到空間信道1的緩衝器813a，接著4b2r2個編碼比特被發送到空間信道2的緩衝器813b，依此類推。每當多路分解器816在所有四個空間信道上循環一次時，每個緩衝器813就接收4bmrm個編碼比特。對於每個周期，總共有個速率1/2的編碼比特被提供給四個緩衝器813a到813d。因此，對於每btotal個編碼比特，多路分解器816循環經過四個空間信道的全部四個位置，btotal是使用全部四個空間信道可以在一對子帶上發送的編碼比特數。
一旦每個緩衝器813都用相關空間信道的4bmrm個編碼碼片所填充，就可以截短緩衝器中的編碼比特以便獲得該空間信道的編碼速率。由於4bmrm個速率1/2的編碼比特跨過了各個截短模式的整數個截短周期，因此在每個空間信道m的截短後，實際上提供了2bm個編碼比特。然後，每個空間信道的2bm個編碼比特就在數據子帶上分布(或交織)。
在一實施例中，一次在一組6個子帶中對每個空間信道執行交織。每個空間信道的截短後的編碼比特可以順序排列為ci，對於i＝0，1，2，...。為每個空間信道維持一計數器Cm以便對截短單元為該空間信道提供的每組6bm個編碼比特進行計數。例如，對於bm＝2的QPSK，對於截短單元所提供的編碼比特c0到c11，計數器會被設為Cm＝0，對於之後的編碼比特c12到c23，會被設為Cm＝1，依此類推。空間信道m的計數器值Cm可以表示為 Cm＝i/(6bm)mod8(23) 為了確定編碼比特ci被分配到哪個子帶，首先如下確定編碼比特的編碼索引 比特索引＝(imod6)+6·Cm(24) 然後，比特索引使用表29映射到相應的子帶。
對於上例，第一組6個編碼比特c0到c5分別與比特索引0到5相關聯，第二組6個編碼比特c6到c11也分別與比特索引0到5相關聯。如表29所示，編碼比特c0和c6會被映射到子帶-26，編碼比特c1和c7會被映射到子帶1，依此類推。然後為這第一組6個子帶開始空間處理。第三組6個編碼比特c12到c17(Cm＝1)分別與比特索引6到11相關聯，第四組6個編碼比特c18到c23也分別與比特索引6到11相關聯。編碼比特c12和c18會被映射到子帶-25，編碼比特c13和c19會被映射到子帶2，依此類推。然後為這下一組6個子帶開始空間處理。
公式(24)中的數字6源於在6個子帶的組中執行交織。公式(23)中的(mod8)運算源於對於48個數據子帶有8個交織組。由於圖11C所示的多路分解器816的每個循環都產生足夠的編碼比特來填充每個寬帶本徵模式的兩個子帶，因此需要總共24個周期來為每個空間信道的一個OFDM碼元提供48bm個編碼比特。
一次在6個子帶的組中進行交織可以減少處理延遲。特別是，一旦每組6個子帶是可用的，即可開始空間處理。
在其它實施例中，一次可以在NB個子帶的組中為每個空間信道執行交織，其中NB可以是任一整數(例如對於全部48個數據子帶上的交織，NB可以等於48)。
VI.校準 對於TDD系統，下行鏈路和上行鏈路以時分雙工的方式共享同一頻帶。該情況下，一半在下行鏈路和上行鏈路的信道響應之間存在高度相關。該相關可用來簡化信道估計和空間處理。對於TDD系統，假定無線鏈路的每個子帶為互逆的。也就是，如果H(k)表示對於子帶k從天線陣A到天線陣B的信道響應矩陣，則互逆的信道意味著從天線陣B到天線陣A的接合由H(k)的轉置給出，即HT(k)。
然而，接入點處發送和接收鏈的響應(增益和相位)一般與用戶終端處發送和接收鏈的響應不同。可以執行校準來確定接入點和用戶終端處的發送/接收鏈的頻率響應之差，並且彌補該差異，使得經校準的下行鏈路和上行鏈路響應可以根據彼此來表示。一旦已經校準並彌補了發送/接收鏈，就可以使用一條鏈路(例如下行鏈路)的度量來導出另一條鏈路(例如上行鏈路)的控制向量。
「有效的」下行鏈路和上行鏈路信道響應Hdn(k)和Hup(k)包括接入點和用戶終端處可用的發送和接收鏈的響應，並且表示為 Hdn(k)＝Rut(k)H(k)Tap(k)，k∈K，(25) Hup(k)＝Rap(k)HT(k)Tut(k)，k∈K， 其中Tap(k)和Rap(k)是Nap×Nap的對角矩陣，其項是對於子帶k、分別與接入點處Nap根天線的發送鏈和接收鏈相關聯的復增益的項； Tut(k)和Rut(k)是Nut×Nut的對角矩陣，其項是對於子帶k、分別與用戶終端處Nut根天線的發送鏈和接收鏈相關聯的復增益的項；以及 H(k)是下行鏈路的Nut×Nap信道響應矩陣。
聯合公式集(25)中的兩個公式，獲得以下關係式 Hup(k)Kut(k)＝(Hdn(K)Kap(k))T，k∈K，(26) 其中且 公式(26)的左邊表示上行鏈路上的「實際」校準的信道響應，右邊表示下行鏈路上「實際」校準的信道響應的轉置。如公式(26)所示，向有效的下行鏈路和上行鏈路信道響應分別應用對角矩陣Kap(k)和Kut(k)，能夠用彼此的轉置來表示下行鏈路和上行鏈路的校準的信道響應。接入點的(Nap×Nap)對角矩陣是接收鏈響應Rap(k)與發送鏈響應Tap(k)之比(即)，其中該比率是逐個元素得出的。類似地，用戶終端的(Nut×Nut)對角矩陣是接收鏈響應Rut(k)與發送鏈響應Tut(k)之比。
矩陣Kap(k)和Kut(k)包括能彌補接入點和用戶終端處發送/接收鏈之差的值。這於是使一條鏈路的信道響應能夠由另一鏈路的信道響應來表示，如公式(26)所示。
可以執行校準來確定矩陣Kap(k)和Kut(k)。一般而言，實際信道響應H(k)以及發送/接收鏈響應是未知的，也不能精確或容易地確定它們。而是可以分別基於下行鏈路和上行鏈路上發送的導頻來估計有效的下行鏈路和上行鏈路信道響應Hdn(k)和Hup(k)，如下所述。然後如下所述，可以基於下行鏈路和上行鏈路信道響應估計

和

來導出矩陣Kap(k)和Kut(k)的估計，後者稱為校正矩陣

和

矩陣

和

包括能彌補接入點和用戶終端處發送/接收鏈之差的校正因數。
用戶終端和接入點觀測到的「校準的」下行鏈路和上行鏈路信道響應分別表示為 其中HcdnT(k)和Hcup(k)是公式(26)中「實際」校準的信道響應表達式的估計。使用公式(26)的表達式來聯合公式集(27)中的兩個公式，可得關係式的準確性取決於矩陣

和

的準確性，後者一般又取決於下行鏈路和上行鏈路信道響應估計

和

的質量。
校準可以使用各種方案來執行。為了清楚，下面描述一特定的校準方案。為了執行校準，用戶終端首先基於BCH上發送的信標導頻來獲得接入點的定時和頻率。然後，用戶終端在RACH上發送一消息以便開始與接入點的校準過程。校準可以與註冊/驗證並行地執行。
由於接入點和用戶終端處發送/接收鏈的頻率響應一般在大多數注意的頻帶上是平滑的，因此發送/接收鏈的相位/增益差可以用少量子帶來表徵。校準可以對4、8、16、48或某些其它數量的子帶執行，該數量在被發送以開始校準的消息內指定。校準也可以對導頻子帶執行。其上未明確執行校準的子帶的校準常數可以通過對校準的子帶內插而計算出來。為了清楚，以下假定為所有數據子帶均執行校準。
對於校準而言，接入點在RACH上向用戶終端分配足夠數量的時間，以便發送具有足夠持續期的上行鏈路MIMO導頻加上一消息。上行鏈路MIMO導頻的持續期可能取決於其上執行校準的子帶數。例如，如果對四個子帶執行校準，則8個OFDM碼元會是足夠的，較多的子帶可能需要較多的(例如20個)OFDM碼元。總發送功率一般是固定的，因此如果在少量子帶上發送MIMO導頻，則可以為這些子帶的每一個使用較多數量的發送功率，每個子帶的SNR很高。相反，如果在大量子帶上發送MIMO導頻，則可以為各個子帶使用較少量的發送功率，每個子帶的SNR很差。如果每個子帶的SNR不足夠高，則為MIMO導頻發送較多的OFDM碼元，並且在接收機處積分這些OFDM碼元以便為該子帶獲得較高的總SNR。
然後，用戶終端在RCH上發送一MIMO導頻，接入點使用它來為各個數據子帶導出有效上行鏈路信道響應的估計

上行鏈路信道響應估計被量化(例如量化為12比特的複數值，具有同相(I)和正交(Q)分量)並且被發送到用戶終端。
用戶終端還基於BCH上發送的下行鏈路MIMO導頻來為各個數據子帶導出有效下行鏈路信道響應的估計

在為所有數據子帶獲得有效的上行鏈路和下行鏈路信道響應估計

和

後，用戶終端為各個數據子帶確定校正因數

和

它們分別被接入點和用戶終端所使用。可以把校正向量

定義為僅包括

的對角元素，而把校正向量

定義為僅包括

的對角元素。
校正因數可以以各種方式導出，包括通過矩陣比率計算和MMSE計算。這兩種計算方法都在下面進一步詳述。也可以使用其它計算方法，這在本發明的範圍內。
1.矩陣比率計算 為了根據有效的下行鏈路和上行鏈路信道響應估計

和

來確定校正向量

和

首先為各個數據子帶計算一(Nut×Nap)矩陣C(k)，如下 其中比率是逐個元素得出的。因此C(k)的各個元素可以如下計算 其中

是

的第(i，j)個(行，列)元素，

是

的第(i，j)個元素，ci，j(k)是C(k)的第(i，j)個元素。
於是，接入點的校正向量

等於C(k)的標準化行的均值。首先用一行中的第一個元素對該行中Nap個元素的每一個進行縮放，從而對C(k)的每行進行標準化。這樣，如果是C(k)的第i行，則標準化的行

可以表示為 於是，標準化行的均值為Nut個標準化行之和除以Nut，表示如下 由於標準化，因此

的第一個元素為一。
用戶終端的校正向量

等於C(k)的標準化列的倒數的均值。首先用向量

的第j個元素(標記Kap，j，j(k)為)對一列中的每個元素進行縮放，從而對C(k)的每列進行標準化。這樣，如果是C(k)的第j行，則標準化的行

可以表示為
於是，標準化列的倒數的均值為Nap個標準化列的倒數之和除以Nap，表示如下
其中標準化列

的倒數是按元素執行的。
2.MMSE計算 對於MMSE計算，校正因數

和

從有效的下行鏈路和上行鏈路信道響應估計

和

中導出，從而使校準的下行鏈路信道響應和校準的上行鏈路信道響應之間的均方誤差(MSE)最小。這一條件可以表示如下 也可以寫作 其中因為

是一對角矩陣，因此 公式(34)受到約束

的首個元素被設為一(即)。如果沒有這一約束，則會獲得普通的解，矩陣

和

的所有元素都被設為零。在公式(34)中，首先獲得矩陣Y(k)接著為矩陣Y(k)的Nap·Nut個項的每一項得到絕對值的平方。
為每個指定的子帶執行MMSE計算以得到該子帶的校正因數

和

下面描述一個子帶的MMSE計算。為了簡潔，在以下描述中省略子帶索引k。同樣為了簡潔，下行鏈路信道響應估計

的元素被標記為{aij}，上行鏈路信道響應估計

的元素被標記為{bij}，矩陣

的對角元素被標記為{ui}，矩陣

的對角元素被標記為{vi}，其中i＝{1...Nap)且j＝{1...Nut)。
可以從公式(34)重寫均方誤差，如下 同樣約束條件為u1＝1。通過參照u和v取公式(35)的偏導出並且把偏導數設為零，從而得到最小均方誤差。這些運算的結果為以下公式集 在公式(36a)中，u1＝1，因此該情況下沒有偏導數，索引i從2取到Nap。
公式集(36a)和(36b)中(Nap+Nut-1)個公式的集合可以以矩陣形式更方便地表示，如下 Ay＝z， (37) 其中 矩陣A包括(Nap+Nut-1)行，前Nap-1行對應於公式集(36a)中的Nap-1個公式，最後Nut行對應於公式集(36b)中的Nut個公式。特別是，矩陣A的第一行根據i＝2從公式集(36a)中生成，第二行根據i＝3生成，依此類推。矩陣A的第Nap行根據j＝1從公式集(36b)中生成，依此類推，最後一行根據j＝Nut生成。如上所示，矩陣A的各項和向量z的各項可以基於矩陣

和

中的各項而得出。
校正因數包括在向量y中，如下得出 y＝A-1z(38) MMSE計算的結果是使校準的下行鏈路和上行鏈路信道響應中的均方誤差最小的校正矩陣

和

如公式(34)所示。由於矩陣

和

基於下行鏈路和上行鏈路信道響應估計

和

獲得，因此校正矩陣

和

的質量取決於信道估計

和

的質量。MIMO導頻在接收機處平均以便獲得

和

的更準確的估計。
基於MMSE計算獲得的校正矩陣

和

一般比基於矩陣比率計算獲得的校正矩陣要好。在一些信道增益很小且度量噪聲能使信道增益大大降級的情況下尤其如此。
3.在後計算 可以為各個數據子帶確定一對校正向量

和

由於相鄰的子帶可能是相關的，因此計算得到簡化。例如，可以為每n個子帶而不是為每個子帶來執行計算，其中n可以由發送/接收鏈的預期響應來確定。如果為少於全部數據和導頻子帶執行校準，則「未校準」子帶的校正因數可以通過為「校準的」子帶內插校正因數來獲得。
也可以使用各種其它校準方案來分別為接入點和用戶終端導出校正向量

和

然而，上述方案能夠在校準由不同用戶終端執行時為接入點導出「兼容的」校正向量。
在導出後，用戶終端把所有數據子帶的校正向量

發回接入點。如果接入點已被校準(例如被其它用戶終端)，則用新接收到的校正向量來更新當前的校正向量。這樣，如果接入點使用校正向量

來發送MIMO導頻，用戶終端從該MIMO導頻中確定新的校正向量

則更新後的校正向量是當前和新的校正向量之積，即其中乘法按逐個元素地執行。然後，更新後的校正向量

可以被接入點使用，直到它們被再次更新為止。
校正向量

和

可由同一用戶終端或不同的用戶終端來導出。在一實施例中，更新後的校正向量被定義為其中乘法按逐個元素地執行。在另一實施例中，更新後的校正向量可以被重新定義為其中α是用來提供加權平均的因數(例如0＜α＜1)。如果校準更新不頻繁，則α接近於1可能最佳。如果校準更新是頻繁但卻有噪的，則較小的α值會較佳。然後，更新後的校正向量

被接入點使用，直到它們被再次更新為止。
接入點和用戶終端使用它們相應的校正向量

和

或者相應的校正矩陣

和

(對於k∈K)在傳輸前縮放調製碼元，如下所述。公式(27)示出用戶終端和接入點所觀測到的校準的下行鏈路和上行鏈路信道。
VII.空間處理 在已經執行校準來彌補發送/接收鏈中的差異後，可以為TDD系統簡化接入點和用戶終端處的空間處理。如上所述，校準的下行鏈路信道響應為校準的上行鏈路信道響應為 1.上行鏈路空間處理 校準的上行鏈路信道響應矩陣Hcup(k)的奇異值分解可表示為 其中Uap(k)是Hcup(k)的左邊本徵向量的(Nap×Nap)酉陣； ∑(k)是Hcup(k)的奇異值的(Nap×Nut)對角矩陣；以及 Vut(k)是Hcup(k)的右邊本徵向量的(Nut×Nut)酉陣。
相應地，校準的下行鏈路信道響應矩陣Hcdn(k)的奇異值分解可表示為 矩陣Vut*(k)和Uap*(k)分別是Hcdn(k)的左邊和右邊本徵向量的矩陣。如公式(39)和(40)所示並且基於以上描述，一條鏈路的左邊和右邊本徵向量的矩陣分別是另一條鏈路的右邊和左邊本徵向量的矩陣的復共軛。矩陣Vut(k)、Vut*(k)、VutT(k)和VutH(k)是矩陣Vut(k)的不同形式，矩陣Uap(k)、Uap*(k)、UapT(k)和UapH(k)也是矩陣Uap(k)的不同形式。為了簡潔，在以下描述中所指的矩陣Uap(k)和Vut(k)也指它們的各種其它形式。矩陣Uap(k)和Vut(k)分別由接入點和用戶終端用來進行空間處理，並且由它們的下標標識。本徵向量通常也稱為「控制」向量。
用戶終端可以基於接入點所發送的MIMO導頻來估計校準的下行鏈路信道響應。然後，用戶終端可以對校準的下行鏈路信道響應估計

執行奇異值分解(對於k∈K)，以獲得

的對角矩陣

和左邊本徵向量的矩陣Vut*(k)。該奇異值分解可以給出為其中每個矩陣上的帽「^」表示它是實際矩陣的估計。
類似地，接入點可以基於用戶終端所發送的MIMO導頻來估計校準的上行鏈路信道響應。然後，接入點可以對校準的上行鏈路信道響應估計

執行奇異值分解(對於k∈K)，以獲得

的對角矩陣

和左邊本徵向量的矩陣Uap*(k)。該奇異值分解可以給出為 一(Nut×Nut)矩陣Fut(k)可以定義為 在活動時，用戶終端連續地估計校準的下行鏈路信道

以及

左邊本徵向量的矩陣

後者用來更新矩陣Fut(k)。
用戶終端使用矩陣Fut(k)為波束控制和空間復用模式進行空間處理。對於空間復用模式，每個子帶的發送向量xup(k)可以表示為 xup(k)＝Fut(k)sup(k)，k∈K，(42) 其中sup(k)是一數據向量，其具有要在子帶k的Ns個本徵模式上發送的Ns個碼元； Fut(k)替換公式(15)中的V(k)，為了簡潔，在公式(42)中省略了為實現信道反轉而由G(k)進行的信號縮放； xup(k)是子帶k的上行鏈路的發送向量。
在接入點處，上行鏈路傳輸的接收向量rup(k)可以表示為 其中rup(k)是上行鏈路子帶k的接收向量；以及 nup(k)是子帶k的附加白高斯噪聲(AWGN)。
公式(43)使用以下關係式和如公式(43)所示，在接入點處，接收到的上行鏈路傳輸由

進行變換，後者是

的左邊本徵向量的矩陣

用奇異值組成的對角矩陣

縮放。
用戶終端使用矩陣Fut(k)在上行鏈路上發送一受控基準。受控基準是在使用波束控制或波束成形的一個寬帶本徵模式上的導頻傳輸，下面詳述。在接入點處，接收到的上行鏈路受控基準(在沒有噪聲時)近似為

這樣，接入點可以基於用戶終端所發送的受控基準來得出酉陣

和對角矩陣

的估計。可以使用各種估計技術來得出酉陣和對角矩陣的估計。
在一實施例中，為了得出

的估計，對於寬帶本徵模式m的子帶k，受控基準的接收向量rm(k)首先與為受控基準發送的導頻OFDM碼元的復共軛p*(k)相乘。下面詳細描述受控基準和導頻OFDM碼元的生成。對於每個寬帶本徵模式，其結果在多個接收到的受控基準碼元上積分，以得出

的估計，

是寬帶本徵模式m的

的經縮放的左邊本徵向量。由於本徵向量具有單位功率，因此可以基於受控基準的接收功率來估計

中的奇異值(或σm(k))，受控基準的接收功率可以為每個寬帶本徵模式的每個子帶進行度量。
在另一實施例中，使用MMSE技術來基於受控基準的接收向量rm(k)而得出

的估計。
受控基準可以對於一個寬帶本徵模式在任一給定的碼元周期內被發送，並且又用來為該寬帶本徵模式的每個子帶得出一個本徵向量的估計。這樣，接收機能在任一給定的碼元周期內得出一酉陣內一個本徵向量的估計。由於在不同的碼元周期內得出酉陣的多個本徵向量的估計，並且由於傳送路徑中的噪聲和其它降級源，因此為酉陣估計的本徵向量可能不正交。如果所估計的本徵向量接著用於其它鏈路上數據傳輸的空間處理，則這些所估計本徵向量的正交性的任何誤差都會導致本徵模式間的串話，這會使性能降級。
在一實施例中，為每個酉陣估計的本徵向量被強制為彼此正交。本徵向量的正交可以用各種技術來實現，比如QR因子分解、最小均方誤差計算、極化分解等等。QR因子分解把一矩陣MT(具有非正交的列)分解成一正交矩陣QF和一上三角矩陣RF。矩陣QF為MT的列形成正交基礎。RF的對角元素在QF相應列的方向上給出MT各列的分量的長度。矩陣QF可用於下行鏈路上的空間處理。矩陣QF和RF可用於為上行鏈路導出增強的匹配濾波器矩陣。QR因子分解可以通過各種方法執行，包括Gram-Schmidt過程、輔助變換等等。
也可以使用其它基於受控基準來估計酉陣和對角矩陣的技術，這在本發明的範圍內。
因此，接入點可以基於用戶終端所發送的受控基準來估計

和

兩者，而無需對

進行奇異值分解。
來自用戶終端的上行鏈路傳輸的標準化匹配濾波器矩陣Map(k)可以表示為 接入點處對於上行鏈路傳輸的匹配濾波可以表示為 其中up(k)是對於空間復用模式由用戶終端發送的調製碼元向量sup(k)的估計。對于波束控制模式，僅使用矩陣Map(k)的一行來為數據傳輸所用的本徵模式提供一個碼元估計(k)。
2.下行鏈路空間處理 對於下行鏈路，接入點使用一(Nap×Nap)矩陣Fap(k)來進行空間處理。該矩陣可以表示為 校正矩陣

由用戶終端導出並在校準期間被發回接入點。矩陣

可以基於用戶終端在上行鏈路上發送的受控基準來得出。
對於空間復用模式，每個數據子帶的下行鏈路的發送向量xdn(k)可以表示為 xdn(k)＝Fap(k)sdn(k)，k∈K，(47) 其中xdn(k)是發送向量，sdn(k)是下行鏈路的數據向量，同樣為了簡潔而省略由G(k)為實現信道反轉而進行的信號縮放。
在用戶終端處，下行鏈路傳輸的接收向量rdn(k)可以表示為 如公式(48)所示，在用戶終端處，接收到的下行鏈路傳輸經

變換，

是

左邊本徵向量的矩陣

用奇異值組成的對角矩陣

來縮放。
如上所述，通過對校準的下行鏈路信道響應估計

執行奇異值分解，用戶終端可以導出對角矩陣

和左邊本徵向量的矩陣
用戶終端處為下行鏈路傳輸進行的匹配濾波於是可以表示為 3.接入點和用戶終端的空間處理 由於TDD系統的互逆信道以及校準，因此接入點和用戶終端兩者處的空間處理都得以簡化。表32總結了接入點和用戶終端處為數據發送和接收進行的空間處理。
表32
數據接收的空間處理也稱為匹配濾波。
由於互逆信道的存在，因此

是用戶終端的

(用於發送)的右邊本徵向量以及

(用於接收)的左邊本徵向量兩者的矩陣。類似地，

是接入點的

(用於發送)的右邊本徵向量以及

(用於接收)的左邊本徵向量兩者的矩陣。奇異值分解僅需要由用戶終端為校準的下行鏈路信道響應估計

執行，以得出

和

接入點可以基於用戶終端所發送的受控基準來導出

和

並且無需對上行鏈路信道響應估計

進行奇異值分解。接入點和用戶終端可能由於為導出

而使用了不同的手段因此具有不同形式的矩陣

此外，接入點基於受控基準導出的矩陣

一般與用戶終端用奇異值分解導出的矩陣

不同。為了簡潔，在上述推導中未顯示出這些不同。
4.波束控制 對於特定的信道條件，僅在一個寬帶本徵模式上發送數據是較佳的，這個寬帶本徵模式一般是最佳的或主要的寬帶本徵模式。這一情況可能是所有其它寬帶本徵模式的接收SNR都足夠差，從而通過在主要寬帶本徵模式上使用全部可用的發送功率可以實現改進的性能。
一個寬帶本徵模式上的數據傳輸可以用波束成形或波束控制來實現。對于波束成形，一般用主要寬帶本徵模式的本徵向量

或

(即在排序後，

或

的第一列)對調製碼元進行空間處理，其中k∈K。對于波束控制，一般用主要寬帶本徵模式的一組「標準化的」(或飽和的)本徵向量

或

對調製碼元進行空間處理，其中k∈K。為了清楚，下面描述了上行鏈路的波束控制。
對於上行鏈路，主要寬帶本徵模式的每個本徵向量

的元素可能有不同的大小，其中k∈K。這樣，每個子帶的經預調節的碼元也可能有不同的大小，所述經預調節的碼元通過把子帶k的調製碼元與子帶k的本徵向量

的元素相乘而得出。因而，每天線的發送向量都可能有不同的大小，所述每個發送向量都包括一給定發射天線的全部數據子帶的經預調節的碼元。如果每根發射天線的發送功率受到限制(例如由於功率放大器的限制)，則波束成形不完全地使用每根天線可用的總功率。
波束控制僅使用主要寬帶本徵模式的本徵向量

的相位信息，k∈K，並且對每個本徵向量進行標準化，使得本徵向量中的所有元素都具有相等的大小。子帶k的標準化本徵向量

可以表示為 其中A是一常數(例如A＝1)；以及 θi(k)是天線i的子帶k的相位，給出如下 如公式(52)所示，向量

中每個元素的相位都從本徵向量

的相應元素中得出(即θi(k)從

得出，其中 5.上行鏈路波束控制 用戶終端在上行鏈路上為波束控制進行的空間處理可以表示為 其中sup(k)是要在子帶k上發送的調製碼元；以及

是對于波束控制，子帶k的發送向量。
如公式(53)所示，每個子帶的標準化控制向量

的Nut個元素可能有相等的大小但可能有不同的相位。
接入點處為波束控制接收到的上行鏈路傳輸可以表示為 其中

是對于波束控制，子帶k的上行鏈路的接收向量。
使用波束控制的上行鏈路傳輸的匹配濾波器行向量

可以表示為 匹配濾波器向量

可以如下所述地得出。接入點處為使用波束控制的接收上行鏈路傳輸進行的空間處理(即匹配濾波)可以表示為 其中(即

是

和其共軛轉置的內積)， up(k)是由用戶終端在上行鏈路上發送的調製碼元sup(k)的估計，以及

是後處理的噪聲。
6.下行鏈路波束控制 接入點在下行鏈路上為波束控制進行的空間處理可以表示為 其中

是子帶k的標準化本徵向量，其基於主要寬帶本徵模式的本徵向量

而生成，如上對於上行鏈路所述。
使用波束控制的下行鏈路傳輸的匹配濾波器行向量

可以表示為 用戶終端處對接收到的下行鏈路傳輸進行的空間處理(即匹配濾波)可以表示為 其中(即

是

和其共軛轉置的內積)。
7.用信道反轉進行的空間處理 對於上行鏈路，空間復用模式的發送向量xup(k)可由用戶終端導出為 其中G(k)是上述信道反轉的增益的對角矩陣。公式(60)類似於公式(15)，除了使用

代替V(k)以外。

的元素被提供給圖9B的波束成形器950內的乘法器952。
對於上行鏈路，波束控制模式的發送向量

可由用戶終端導出為 其中

是一向量，它有四個元素具有相同的大小，但相位卻是基於主要本徵模式的本徵向量

而得出。向量

可以類似於上面在公式(16)和(17)中所述的那樣導出。增益

實現信道反轉，並且可以類似於上面在公式(18)到(20)中所述的那樣導出，除了為公式(20)使用以外。

的元素被提供給圖10B的波束控制單元1050內的乘法器1052。
對於下行鏈路，空間復用模式的發送向量xdn(k)可由接入點導出為 公式(62)類似於公式(15)，除了代替V(k)而使用

以外。

的元素可以被提供給圖9B中波束成形器950內的乘法器952。
對於下行鏈路，波束控制模式的發送向量

可由接入點導出為 其中

是一向量，它有四個元素，它們有相等的大小，但它們的相位基於主要本徵模式的

來得出。增益

實現了信道反轉，並且可以以上面在公式(18)到(20)中所述的那樣導出，除了為公式(20)使用以外。

的元素被提供給圖10B中波束控制單元1050內的乘法器1052。
VIII.導頻結構 為MIMO WLAN系統提供了一導頻結構，使接入點和用戶終端能執行定時和頻率捕獲、信道估計以及正確係統運作所需的其它功能。表33列出一示例性導頻結構的四類導頻以及它們的簡短描述。
表33-導頻類型 受控基準和受控導頻是同義詞。
在一實施例中，導頻結構包括(1)對於下行鏈路-信標導頻、MIMO導頻、受控基準以及接入點所發送的載波導頻，以及(2)對於上行鏈路-MIMO導頻、受控基準以及由用戶終端發送的載波信號。
下行鏈路信標導頻和MIMO導頻在每個TDD幀內在BCH上發送(如圖5A所示)。用戶終端可以使用信標導頻進行定時和頻率捕獲以及都卜勒估計。用戶終端可以使用MIMO導頻來(1)得出下行鏈路MIMO信道的估計，(2)為上行鏈路傳輸導出受控向量(如果支持波束控制或空間復用模式)，以及(3)為下行鏈路傳輸導出匹配濾波器。下行鏈路受控基準可由特定的用戶終端用來進行信道估計。
上行鏈路受控基準由支持波束控制或空間復用模式的每個活動用戶終端發送，並且可由接入點用來(1)為下行鏈路傳輸導出控制向量，以及(2)為上行鏈路傳輸導出匹配濾波器。通常，受控基準僅由支持波束控制和/或空間復用模式的用戶終端所發送。基準發送物件，無論它是否得到正確控制(例如由於差的信道估計)。也就是，由於控制矩陣是對角的，因此基準也按每根發射天線變得正交。
如果用戶終端被校準，則它能使用向量

(對於k∈K)在RACH上的主要本徵模式上發送一受控基準，其中

是對於主要本徵模式的

的列。如果用戶終端未校準，則它可以用向量(對於k∈K)在RACH上發送一導頻。每個子帶的向量vut，p(k)包括Nut個隨機控制係數，它們的相位θi(k)可能按照-偽隨機過程來選擇，其中i∈{1，2，...Nut}。由於只有Nut個控制係數間的相對相位才有關係，因此可以把第一控制係數的相位設為零(即θ1(k)＝0)。其它Nut-1個控制係數的相位可能在每個接入嘗試時改變，使得每個控制係數以360°/Nθi的間隔覆蓋了全部360度，其中Nθi是Nut的函數。在校準前在波束模式中使用RACH時，每次RACH嘗試時對控制向量vut，p(k)的Nut個元素的相位擾動使用戶終端不為所有接入嘗試使用壞的控制向量。可以為不支持波束控制和/或空間復用模式的用戶終端發送MIMO，或由這些用戶終端發出MIMO。
在用戶終端直接與接入點通信前，接入點不知道任一用戶終端的信道。在用戶希望發送數據時，它首先基於接入點所發送的MIMO導頻來估計信道。 控制向量

是經校準的上行鏈路信道響應估計

右邊本徵向量的矩陣

的第一列，其中

是

的第i列。以上假定

中的奇異值和

的列以上述順序排列。
用戶終端在RACH的先導序列中發送的受控基準的第二碼元包括RACH PDU的數據速率指示符(DRI)。如表15所示，通過把DRI映射到一特定的QPSK碼元sdri把DRI嵌入在第二受控基準碼元中，然後，sdri碼元在空間處理前與導頻碼元p(k)相乘。RACH的受控基準的第二碼元可以表示為 如公式(64)和(65)所示，僅僅主要本徵模式的本徵向量

才用於RACH的受控基準。
用戶終端在RCH的先導序列中發送的受控基準的碼元可以表示為 其中xup，sr，m(m)是寬帶本徵模式m的子帶k的發送向量；以及

是寬帶本徵模式m的子帶k的控制向量(即

的第m列)。
接入點在RCH的先導序列中發送的受控基準的碼元可以表示為 其中xdn，sr，m(m)是寬帶本徵模式m的子帶k的發送向量；以及

是接入點的子帶k的校正矩陣；以及

是寬帶本徵模式m的子帶k的控制向量。
控制向量

是經校準的下行鏈路信道響應估計

的右邊本徵向量矩陣

的第m列，其中 受控基準可以以各種方式發送。在一實施例中，一個或多個本徵向量用於各個TDD幀的受控基準，並且取決於受控基準的持續期，後者由FCCH信息元素中的FCH/RCH先導序列類型欄位來表示。表36列出對於一示例性設計，對於各種先導序列尺寸的RCH和RCH的先導序列所使用的本徵模式。
表36 如表36所示，在先導序列尺寸為4個或8個OFDM碼元時，為單個TDD幀內的全部四個本徵模式發送受控基準。用戶終端為RCH的先導序列中第n個OFDM碼元發送的受控基準可以表示為 其中L是先導序列尺寸，即對於類型2，L＝4，對於類型3，L＝8。
類似地，接入點為FCH的先導序列中第n個OFDM碼元發送的受控基準可以表示為 如公式(68)和(69)所示，通過控制向量的(n mod 4)運算而在每個4-碼元周期內循環經過四個本徵模式。該方案可以在信道更快速改變時使用以及/或者在為正確的系統操作需要獲得良好信道估計時在一連接的早期使用。
在另一實施例中，為每個TDD幀的一個寬帶本徵模式發送受控基準。例如，在四個TDD幀內可以循環經過四個寬帶本徵模式的受控基準。例如，用戶終端可以分別為第一、第二、第三和第四TDD幀使用控制向量

和

要使用的特定控制向量可由BCH消息中幀計數器值的2個LSB指定。該方案能夠在PDU中使用較短的先導序列部份，但可能要求較長的時間段來獲得信道的良好估計。
對於上述兩個實施例，可以在數據傳輸所用的全部四個本徵模式上發送受控基準，即使目前使用了少於四個本徵模式(例如由於未使用的本徵模式很差並且通過注水來丟棄)。受控基準在目前未使用本徵模式上的傳輸使接收機能確定本徵模式何時改進到能被選用。
B.波束控制的受控基準 對于波束控制模式，發送端的空間處理用主要寬帶本徵模式的一組標準化本徵向量來執行。具有標準化本徵向量的總傳遞函數不同於具有非標準化本徵向量的總傳遞函數(即)。然後，用全部子帶的一組標準化本徵向量生成的受控基準可由發射機發送，並且由接收機用來為波束控制模式的這些子帶導出匹配濾波器向量。
對於上行鏈路，波束控制模式的受控基準可以表示為 在接入點處，波束控制模式的接收上行鏈路受控基準可以表示為 為了為使用波束控制的上行鏈路傳輸獲得匹配濾波器行向量

受控基準的接收向量

首先與p*(k)相乘。於是在多個接收的受控基準碼元上對結果積分以形成

的估計。於是向量

就是該估計的共軛轉置。
在工作在波束控制模式下時，用戶終端可以發送受控基準的多個碼元，例如使用標準化本徵向量

的一個或多個碼元、使用主要寬帶本徵模式的本徵向量

的一個或多個碼元、以及可能使用其它寬帶本徵模式的本徵向量的一個或多個碼元。用

生成的受控基準碼元可由接入點用來導出匹配濾波器向量

用

生成的受控基準碼元可用來獲得


接著用來導出下行鏈路上波束控制所使用的標準化本徵向量

用其它本徵模式的本徵向量

到

生成的受控基準碼元可由接入點用來得出

到

以及這些其它本徵模式的奇異值。這一信息接著由接入點用來確定為數據傳輸使用空間復用模式還是波束控制模式。
對於下行鏈路，用戶終端可以基於經校準的下行鏈路信道響應估計

為波束控制模式導出匹配濾波器向量

特別是，用戶終端從

的奇異值分解得出

並且能導出標準化本徵向量

然後，用戶終端可以把

與

相乘以得出

然後基於

導出

或者，受控基準可由接入點使用標準化本徵向量

發送，該受控基準可由用戶終端以上述方式處理以得出
4.載波導頻-上行鏈路 這裡所述的OFDM子帶結構包括索引為-21、-7、7和21的四個導頻子帶。在一實施例中，一載波導頻在全部OFDM碼元中不是先導序列一部分的四個導頻子帶上發送。載波導頻可由接收機用來跟蹤由於發射機和接收機處振蕩器的漂移而引起的相位變化。這可能提供改進的數據解調性能。
載波導頻包括四個導頻序列Pc1(n)、Pc2(n)、Pc3(n)和Pc4(n)，它們在四個導頻子帶上被發送。導頻序列可以被定義為 Pc1(n)＝Pc2(n)＝Pc3(n)＝-Pc4(n)，n＝{1，2，...27}，(72) 其中n是OFDM碼元周期的索引。
導頻序列可以基於各種數據序列來定義。在一實施例中，導頻序列Pc1(n)基於一多項式G(x)＝x7+x4+x生成，其中初始狀態被設為全一，輸出比特如下被映射為信號值1-1和01。於是，對於n＝{1，2，...127}，導頻序列Pc1(n)可以表示為 Pc1(n)＝{1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，1，1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，1， 1，1，-1，1，1，-1，-1，1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1， -1，-1，1，-1，1，-1，1，1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1，1，-1，1，-1，1，-1，1， -1，-1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1}. 導頻序列Pc1(n)中的值「1」和「-1」可以用一特定的調製方案映射到導頻碼元。例如，通過使用BPSK，「1」被映射為「1+j」，「-1」被映射為「-(1+j)」。如果有多於127個OFDM碼元，則重複導頻序列，使得對於n＞127，Pc1(n)＝Pc1(nmod127) 在一實施例中，為每個傳輸信道重置四個導頻序列。這樣，在下行鏈路上，為BCH消息的第一OFDM碼元重置導頻序列，再次為FCCH消息的第一OFDM碼元重置，並且為FCH上發送的第一OFDM碼元重置。在另一實施例中，導頻序列在每個TDD幀的開始處被重置，並且根據需要重複。對於該實施例，導頻序列可以在BCH和RCH的先導序列部份期間被停止。
在分集模式下，如表29所示，四個導頻序列映射為四個子帶/天線對。特別是，Pc1(n)用於天線1的子帶-21，Pc2(n)用於天線2的子帶-7，Pc3(n)用於天線3的子帶7，Pc4(n)用於天線4的子帶21。每個導頻序列然後在相關的子帶和天線上被發送。
在空間復用模式下，四個導頻序列在它們相應的子帶的主要本徵模式上被發送。載波導頻碼元的空間處理類似於為調製碼元執行的處理，如上所述。在波束控制模式下，四個導頻序列使用波束控制在它們相應的子帶上被發送。載波導頻碼元的波束控制也類似於為調製碼元執行的處理。
上面為MIMO WLAN系統描述了一特定的導頻結構。也可以為該系統使用其它導頻結構，這在本發明的範圍內。
IX.系統操作 圖12A示出用戶終端操作的狀態圖1200的一個特殊實施例。該狀態圖包括四個狀態-初始(Init)狀態1210、休眠(Dormant)狀態1220、接入(Access)狀態1230和連接(Connected)狀態1240。每個狀態1210、1220、1230和1240都與多個子狀態(為了簡潔在圖12A中未示出)相關聯。
在初始狀態中，用戶終端捕獲系統頻率和定時，並且獲得BCH上發送的系統參數。在初始狀態中，用戶終端可以執行以下功能 ●系統確定-用戶終端確定以哪個載波頻率來捕獲系統。
●頻率/定時捕獲-用戶終端捕獲信標導頻並且相應地調節其頻率和定時。
●參數捕獲-用戶終端處理BCH以獲得與從中接收下行鏈路信號的接入點相關聯的系統參數。
在完成初始狀態所需的功能後，用戶終端轉變為休眠狀態。
在休眠狀態中，用戶終端周期性地監視BCH中是否有更新後的系統參數、對下行鏈路上發送的尋呼和廣播消息的指示、等等。該狀態下不向用戶終端分配任何無線資源。在休眠狀態中，用戶終端可以執行以下功能 ●如果註冊受到保證，用戶終端就根據註冊請求進入接入狀態。
●如果發射機/接收機的校準受到保證，用戶終端就根據校準請求進入接入終端。
●用戶終端監視BCH是否有對FCH上發送的尋呼和廣播消息的指示。
●如果用戶終端具有要在上行鏈路上發送的數據，它就根據資源請求進入接入狀態。
●用戶終端執行諸如更新系統參數和跟蹤信道這樣的維持過程。
●用戶終端可以進入分時隙的操作模式以節約電源，如果該模式被用戶終端支持。
如果用戶終端對於任何任務都期望來自接入點的無線資源，它就轉變為接入終端。例如，用戶終端可以響應於BCH消息中發送的尋呼或DST指示符而轉變為接入狀態，用於註冊或請求校準，或者請求專用的資源。
在接入狀態中，用戶終端處在接入系統的過程中。用戶終端可以用RAHC發送短消息和/或對FCH/RCH資源的請求。RACH上的操作如下進一步詳述。如果用戶終端被接入點釋放，它就轉變回休眠狀態。如果用戶終端分配到下行鏈路和/或上行鏈路的資源，它就轉變為連接狀態。
在連接狀態中，用戶終端分配到FCH/RCH資源，儘管並非對於每個TDD幀都必要。用戶終端可以活動地使用所分配的資源或者可以在連接狀態中為空閒(而仍保持連接)。用戶終端保持在連接狀態下，直到它被接入點釋放為止、或者它在一特定超時時段內沒有活動後超時為止，該情況下它轉變回休眠狀態。
在休眠、接入或連接狀態下時，如果用戶終端被關閉電源或如果連接丟失，用戶終端就轉變回初始狀態。
圖12B示出連接狀態1240的狀態圖的一個特殊實施例。在該實施例中，連接狀態包括三個子狀態-設立子狀態1260、開啟子狀態1270和空閒子狀態1280。用戶終端在FCCH上接收到分配後進入設立子狀態。
在設立子狀態中，用戶終端處在設立連接的過程中，尚未交換數據。連接設立可以包括對接入點、速率確定、服務協商等等的信道估計。在進入設立子狀態後，用戶終端在一特定的時間量內設置一計時器。如果計時器在用戶終端離開該子狀態之前期滿，它就轉變為休眠狀態。用戶終端在完成連接設立後轉變為開啟子狀態。
在開啟子狀態中，用戶終端和接入點在下行鏈路和/或上行鏈路上交換數據。在開啟子狀態中時，用戶終端監視BCH是否有系統參數和尋呼/廣播消息的指示。如果在一特定數量的TDD幀內正確解碼BCH消息，則用戶終端轉變回初始狀態。
用戶終端還監視FCCH是否有信道分配、速率控制、RCH定時控制和功率控制信息。用戶終端使用BCH信標導頻和FCH先導序列來估計接收到的SNR，並且確定可以在FCH上可靠維持的最大速率。
每個TDD幀的用戶終端的FCH和RCH分配由當前(或者可能先前的)TDD幀中發送的FCCH PDU中的信息元素給出。對於任一給定TDD幀，對於FCH和/或RCH上的數據傳輸可能不分配用戶終端。對於其中不為數據傳輸調度用戶終端的每個TDD幀，它不在下行鏈路上接收FCH PDU，並且不在上行鏈路上發送。
對於其中調度用戶終端的每個TDD幀，下行鏈路和/或上行鏈路上的數據傳輸使用FCCH分配(即定址到用戶終端的FCCH信息元素)中表示的速率、傳輸模式和RCH定時偏移(對於上行鏈路)來執行。用戶終端接收發送到它的FCH PDU，並對其進行解調和解碼。用戶終端還發送RCH PDU，其包括先導序列和RCH數據速率指示符。用戶終端按照FCCH分配中包含的速率控制信息來調節RCH上使用的速率。如果為上行鏈路傳輸應用功率控制，則用戶基於FCCH中包括的功率控制命令來調節其發送功率。數據交換可以是突發的，該情況下用戶終端每當沒有數據可交換時進入空閒子狀態。用戶終端根據接入點的指示進入空閒子狀態。如果接入點在一特定數量的TDD幀內未把FCH或RCH分配給用戶終端，則用戶終端轉變回休眠狀態並且保持其MAC ID。
在空閒子狀態中，上行鏈路和下行鏈路都是空閒的。在任一方向上都不發送數據。然而，鏈路用受控基準和控制消息來維持。在該子狀態下，接入點在RCH和可能FCH上把空閒PDU周期性地分配給用戶終端(不必要同時)。用戶終端也許能不確定地保持在連接狀態下，只要接入點在FCH和RCH上周期性地分配空閒PDU以維持該鏈路。
在空閒子狀態下時，用戶終端監視BCH。如果BCH消息在一特定數量的TDD幀內未被正確解碼，則用戶終端就轉變回初始狀態。用戶終端還監視FCCH是否有信道分配、速率控制、RCH定時控制和功率控制信息。用戶終端還可以估計接收SNR並且確定FCH所支持的最大速率。用戶終端在RCH(在被分配時)上發送空閒PDU，並且如果它有數據要發送就設置空閒PDU中的RCH請求比特。如果接入點在一特定數量的TDD幀內不把FCH或RCH分配給用戶終端，用戶終端就轉變回休眠狀態，並且保持其MAC ID。
在進入三個子狀態的任何一個後，超時計時器可以被設為一特定值。如果在子狀態內時沒有活動，則該計時器倒計時。在設立、活動或空閒子狀態內時，如果超時計時器期滿，終端會轉變回休眠狀態，如果連接丟失，終端會轉變回初始狀態。在活動或空閒子狀態下時，如果連接被釋放，終端也會轉變回休眠狀態。
圖12A和12B示出可用於用戶終端的狀態圖的一個特定實施例。也可以為系統定義具有較少的、附加的和/或不同的狀態和子狀態的各種其它狀態圖，這在本發明的範圍內。
X.隨機接入 在一實施例中，採用一種隨機接入方案使用戶終端能接入MIMO WLAN系統。在一實施例中，隨機接入方案是基於一分時隙的Aloha方案，藉此用戶終端在隨機選擇的RACH時隙內發送以便能接入該系統。用戶終端可以在RACH上發送多個傳輸，直到接入被許可或者已經達到最大接入嘗試次數為止。可以改變每個RACH傳輸的各個參數以提高成功概率，如下所述。
圖13說明了RACH的時間線，它被分成RACH時隙。每個TDD幀內和RACH時隙持續期間可用的RACH時隙數目是可配置的參數。每個TDD幀內可以使用最多32個RACH時隙。上一RACH時隙的結尾和下一TDD幀的BCH PDU開始之間的保護間隔也是可配置的參數。RACH的這三個參數可以隨著幀的改變而改變，並且由BCH消息的RACH長度欄位、RACH時隙尺寸欄位和RACH保護間隔欄位所指示。
當用戶終端希望接入系統時，它首先處理BCH以獲得相關的系統參數。然後，用戶終端在RACH上發送一RACH PDU。該RACH PDU包括一RACH消息，其包含接入點為處理來自用戶終端的接入請求所需的信息。例如，RACH消息包括用戶終端分配到的MAC ID，其使接入點能標識用戶終端。註冊MAC ID(即特定的MAC ID值)可以為未註冊的用戶終端保留。該情況下，用戶終端的長ID可以和註冊MAC ID一起包括在RACH消息的負載欄位中。
如下所述，RCH PDU可以以四個速率之一被發送，如表15所列出。所選的速率被嵌入在RACH PDU的先導序列中(如圖5C所示)。RACH PDU也具有可變長度1、2、4或8個OFDM碼元(也如表15列出)，該長度在RACH消息的消息持續期欄位中表示。
為了發送RACH PDU，用戶終端首先確定可用於傳輸的RACH時隙數目(即「可用的」RACH時隙數目)。這一確定基於以下作出(1)當前TDD幀中可用的RACH時隙數目，(2)每個RACH時隙的持續期，(3)保護間隔，以及(4)要發送的RACH PDU的長度。RACH PDU不能延伸超出TDD幀的RACH分段的結尾。這樣，如果RACH PDU比一個RACH時隙加上保護間隔要長，則該PDU不可能在一個或多個稍後可用的RACH時隙上被發送。基於上面列舉的因素，可用於發送RACH PDU的RACH時隙數可能比可用的RACH時隙的數目要少。RACH分段包括一保護間隔，後者用於防止來自用戶終端的上行鏈路傳輸會與下一BCH分段幹擾，這對於未補償其往返延遲的用戶終端來說是可能的。
接著，用戶終端隨機地選擇可用的RACH時隙之一來發送RACH PDU。然後，用戶終端從所選的RACH時隙開始發送RACH PDU。如果用戶終端知道到接入點的往返延遲，則它能通過相應地調節其定時來彌補該延遲。
當接入點接收一RACH PDU時，它使用接收RACH消息中包括的CRC來檢驗該消息。如果CRC失敗，接入點就丟棄該RACH消息。如果CRC通過，接入點就在後續的TDD幀內設置BCH上的RACH確認比特，並且在2個TDD幀內在FCCH上發送一RACH確認。在BCH上設置確認比特和在FCCH上發送確認之間可能存在延遲，其用於彌補調度延遲等等。例如，如果接入點在RACH上接收到消息，它可以在BCH上設置確認比特，並且在FCCH上具有延遲響應。確認比特阻止用戶終端進行重試，並且使不成功的用戶終端能快速重試，除了在繁忙的RACH周期內。
如果用戶終端正在執行註冊，它就使用註冊MAC ID(例如0x0001)。接入點通過在FCH上發送一MAC ID分配消息而進行響應。所有其它的RACH傳輸類型包括系統所分配的用戶終端MAC ID。接入點通過使用分配給用戶終端的MAC ID在FCCH上發送確認，從而明確確認了所有正確接收到的RACH消息。
在用戶終端發送RACH PDU之後，它監視BCH和FCCH以確定其RACH PDU是否已被接入點接收和處理。用戶終端監視BCH以確定是否已設置了BCH消息中的RACH確認比特。如果該比特已設，這表明這個和/或其它用戶終端的確認已經在FCCH上發送，於是用戶終端進一步處理FCCH以獲得包含確認的IE類型3信息元素。否則，如果RACH確認比特未設，用戶終端就繼續監視BCH或繼續其在RACH上的接入過程。
FCCH IE類型3用於傳送對成功接入嘗試的快速確認。每個確認信息元素包含與為其發送確認的用戶終端相關聯的MAC ID。快速確認用來通知用戶終端它的接入請求已經被接收但是與FCH/RCH資源的分配不相關聯。相反，基於分配的確認與一FCH/RCH分配相關聯。如果用戶終端在FCCH上接收一快速確認，它就轉變為休眠狀態。如果用戶終端接收一基於分配的確認，它就獲得與該確認一起發送的調度信息，並且開始使用當前TDD幀中分配的FCH/RCH。( 如果用戶終端在發送RACH PDU之後在一特定數量的TDD幀內在FCCH上接收到一確認，它就繼續RACH上的接入過程。該情況下，用戶終端可以假定接入點未正確地接收RACH PDU。用戶終端維持一計數器對接入嘗試次數進行計數。該計數器在第一次接入嘗試初始化為零，然後對於每次隨後的接入請求增一。如果計數器值達到最大嘗試次數，用戶終端就終止接入過程。
對於每次後續的接入嘗試，用戶終端首先確定這一接入嘗試的各個參數，包括(1)在發送RACH PDU之前要等待的時間量，(2)為RACH PDU傳輸使用的RACH時隙，以及(3)RACH PDU的速率。為了確定要等待的時間量，用戶終端首先確定下一次接入嘗試要等待的最大時間量，這稱為爭用窗(CW)。在一實施例中，爭用窗(以TDD幀為單位給出)對於每次接入嘗試可能指數性地增長(即CW＝2access_attempt)。爭用窗也可以基於接入嘗試次數的某些其它函數(例如線性函數)來確定。然後在零和CW之間隨機選擇下一接入嘗試要等待的時間量。用戶終端會在為下一接入嘗試發送RACH PDU之前等待這一時間量。
對於下一接入嘗試，如果沒有為上一接入嘗試使用最低速率，用戶終端降低RACH PDU的速率。第一接入嘗試的初始速率可以基於BCH上發送的導頻的接收SNR來選擇。接入點未能正確接收RACH PDU可能造成未能接收到確認。這樣，下一接入嘗試中RACH PDU的速率被降低，以提高接入點正確接收的概率。
在等待了該隨機選擇的等待時間後，用戶終端再次隨機選擇一RACH時隙用於RACH PDU的傳輸。該接入嘗試的RACH時隙的選擇可以以上述第一接入嘗試的類似方式執行，除了(在BCH消息中傳送的)當前TDD幀的RACH參數(即RACH時隙數、時隙持續期和保護間隔)與當前RACH PDU長度一起使用以外。RACHPDU然後在隨機選擇的RACH時隙中被發送。
上述接入過程繼續直到發生以下任一點(1)用戶終端從接入點接收到一確認，或(2)已經達到最大允許的嘗試次數。對於每次接入嘗試，可以如上所述地選擇在發送RACH PDU之前要等待的時間量、RACH PDU傳輸要使用的RACH時隙以及RACH PDU的速率。如果接收到確認，用戶終端就如確認所指示地工作(即它在接收到快速確認時等待在休眠狀態中，或者在接收到基於分配的確認時使用FCH/RCH開始)。如果已經達到最大允許的接入嘗試次數，用戶終端就轉變回初始狀態。
XI.速率、功率和定時控制 接入點調度FCH和RCH上的下行鏈路和上行鏈路傳輸，並且進一步控制所有活動用戶終端的速率。此外，接入點在上行鏈路上調節特定活動用戶終端的發送功率。可以維持各種控制環路來為每個活動用戶終端調節速率、發送功率和定時。
1.固定和可變速率服務 接入點可以支持FCH和RCH上的固定和可變速率的服務。固定速率服務可用於語音、視頻等等。可變速率服務可用於分組數據(例如Web瀏覽)。
對於FCH/RCH上的固定速率服務，固定速率用於整個連接。最佳成果的傳送用於FCH和RCH(即沒有重傳)。接入點在每個指定時間間隔內調度恆定數量的FCH/RCH PDU，以滿足服務的Qos要求。根據延遲要求，接入點可能無需每個TDD幀都調度一個FCH/RCH PDU。對於固定速率服務，在RCH而不是FCH上實現功率控制。
對於FCH/RCH上的可變速率服務，FCH/RCH所使用的速率能夠隨著信道條件而改變。對於一些同步服務(例如視頻、音頻)，QoS要求可以利用最小速率約束條件。對於這些服務，接入點處的調度器調節FCH/RCH分配，從而能提供恆定速率。對於異步數據服務(例如web瀏覽、文件傳輸等等)，最佳效果傳送擁有重傳選項。對於這些服務，速率是信道條件所能可靠承受的最大值。對用戶終端的FCH/RCH PDU的調度一般是它們的QoS要求的函數。每當在下行鏈路/上行鏈路上沒有數據要發送時，在FCH/RCH上發送空閒PDU以維持鏈路。對於可變速率服務，在FCH而不是RCH上實現閉環路功率控制。
2.速率控制 速率控制可用於FCH和RCH上工作的可變速率服務，以便使FCH/RCH的速率適合於變化的信道條件。FCH和RCH所使用的速率可以獨立地控制。此外，在空間復用模式中，每個專用傳輸信道的每個寬帶本徵模式的速率可以獨立控制。速率控制由接入點基於每個活動用戶終端所提供的反饋來執行。接入點內的調度器調度數據傳輸，並且確定活動用戶終端的速率分配。
任一鏈路上所能支持的最大速率都是以下的函數(1)全部數據子信道的信道響應矩陣，(2)接收機所觀察到的噪聲級，(3)信道估計的質量，以及可能其它因素。對於TDD系統而言，信道對於下行鏈路和上行鏈路可以被視為是互逆的(在已經執行校準以彌補接入點和用戶終端處的任何差異後)。然而，該互逆信道並不意味著噪聲最低限度在接入點和用戶終端處相同。因此，對於給定的用戶終端，FCH和RCH上的速率可以獨立地控制。
閉環路速率控制可用於一個或多個空間信道上的數據傳輸。閉環路速率控制可以用一個或多個環路來實現。內環路估計信道條件並且為數據傳輸所用的每個空間信道選擇一適當速率。信道估計和速率選擇可以如上所述地執行。外環路可用於估計在每個空間信道上接收到的數據傳輸的質量，並且調節內環路的操作。數據傳輸質量可以用分組差錯率(PER)、解碼器度量等等或者它們的組合來量化。例如，外環路可以調節每個空間信道的SNR偏移以便為該空間信道實現目標PER。如果為空間信道檢測到過度的分組差錯，外環路也可以指示內環路為一空間信道選擇一較低速率。
下行鏈路速率控制 每個活動用戶終端可以基於每個TDD幀中在BCH上發送的MIMO導頻來估計下行鏈路信道。接入點也可以在發送給特定用戶終端的FCH PDU中發送一受控基準。通過使用BCH上的MIMO導頻和/或FCH上的受控基準，用戶終端可以估計接收SNR並且確定FCH上所能支持的最大速率。如果用戶終端工作在空間復用模式下，就可以為每個寬帶本徵模式確定最大速率。每個用戶終端可以在RCH PDU的FCH速率指示符欄位中向接入點發回每個寬帶本徵模式所支持的最大速率(對於空間復用模式)、主要寬帶本徵模式所支持的最大速率(對于波束控制模式)、或者MIMO信道所支持的最大速率(對於分集模式)。這些速率可以被映射為接收SNR，後者接著用來執行上述注水過程。或者，用戶終端可以發回充分的信息(例如接收SNR)以便使接入點能確定下行鏈路所支持的最大速率。
對於使用分集、波束控制還是空間復用模式的確定是基於來自用戶終端的反饋作出的。隨著控制向量間的分隔提高，選用的寬帶本徵模式的數目也會增加。
圖14A說明了為用戶終端控制下行鏈路傳輸的速率的過程。一BCH PDU在每個TDD幀的第一分段內發送，並且包括可由用戶終端用來估計和跟蹤該信道的信標和MIMO導頻。受控基準也可以在向用戶終端發送的FCH PDU的先導序列中被發送。用戶終端基於MIMO和/或受控基準來估計該信道，並且確定下行鏈路所能支持的最大速率。如果用戶工作在空間復用模式下，則為每個寬帶本徵模式支持一個速率。然後，用戶終端在它向接入點發送的RCH PDU的FCH速率指示符欄位中發送FCH的速率指示符。
調度器使用下行鏈路可以為每個活動用戶終端支持的最大速率來調度後續TDD幀中的下行鏈路數據傳輸。用戶終端的速率和其它信道分配信息在FCCH上發送的信息元素中反映出來。分配給一個用戶終端的速率會影響其它用戶終端的調度。用戶確定速率及其使用之間的最小延遲約為單個TDD幀。
通過使用Gram-Schmidt排序過程，接入點能直接從RCH先導序列準確地確定FCH上支持的最大速率。這於是能大大簡化速率控制。
上行鏈路速率控制 每個用戶終端在系統接入期間在RACH上發送一受控基準，並且在分配到FCH/RCH資源後在RCH上發送受控基準。接入點可以基於RCH上的受控基準為每個寬帶本徵模式估計接收SNR，並且確定每個寬帶本徵模式所支持的最大速率。首先，接入點可能沒有好的信道估計以便允許在每個寬帶本徵模式所支持的最大速率處或其附近進行的可靠操作。為了提高可靠性，FCH/RCH上使用的初始速率可以大大低於最大支持的速率。接入點可以在多個TDD幀上對受控基準積分以便獲得改進的信道估計。隨著信道估計的提高，速率也可以被提高。
圖14B說明了用於為用戶終端控制上行鏈路傳輸的速率的過程。在為上行鏈路傳輸調度時，用戶終端發送一RCH PDU，其包括接入點用來確定上行鏈路上的最大速率的基準。然後，調度器使用上行鏈路能為每個活動用戶終端支持的最大速率來調度後續TDD幀中的上行鏈路數據傳輸。用戶終端的速率和其它信道分配信息反映在FCCH上發送的信息元素中。接入點確定速率及其使用之間的最小延遲約為單個TDD幀。
3.功率控制 對於固定速率服務，功率控制可用於RCH上的上行鏈路傳輸(而非速率控制)。對於固定速率服務，速率在呼叫設立時協商，並且在連接期間保持固定。一些固定速率服務可能與有限的移動性要求相關聯。然而在一實施例中，為上行鏈路實現了功率控制以對抗用戶終端間的幹擾，但是不對下行鏈路使用功率控制。
一功率控制機制用來控制每個活動用戶終端的上行鏈路發送功率，使得接入點處接收到的SNR被保持在能實現期望服務質量的一級別。該級別通常稱為目標接收SNR、工作點或設定點。對於移動的用戶終端，傳播損失很可能隨著用戶終端的移動而發生變化。功率控制機制跟蹤信道中的變化以便把接收SNR保持在設定點附近。
功率控制機制可以用兩個功率控制環路實現-內環路和外環路。內環路調節用戶終端的發送功率，使得接入點處的接收SNR被保持在設定點附近。外環路調節設定點以實現特定級別的性能，性能由特定的幀差錯率(FER)(例如1％FER)、分組差錯率(PER)、塊差錯率(BLER)、消息差錯率(MER)或某些其它量度來定量化。
圖15說明了用戶終端的內功率控制的操作。在用戶終端被分配到FCH/RCH後，接入點估計RCH上的接收SNR並將其與設定點相比較。用戶終端要使用的初始功率可以在呼叫設立時確定，並且一般在其最大發送功率級附近。對於每個幀間隔，如果接收SNR超出一特定正餘量δ，接入點就能在發送到該用戶終端的FCCH信息元素中指示用戶終端將其發送功率降低一特定量(例如1dB)。相反，如果接收SNR比閾值低一餘量δ，接入點就能指示用戶終端將其發送功率提高所述特定量。如果接收SNR在可接受的設定點限制內，接入點就不會請求對用戶終端的發送功率發生變化。上行鏈路發送功率被給出為初始發送功率級加上從接入點接收到的所有功率調節之和。
設置接入點處使用的初始設定點以實現特定級別的性能。該設定點由外環路基於RCH的FER或PER來調節。例如，如果在一特定時間段上未發生幀差錯/分組差錯，則設定點可以降低第一量(例如0.1dB)。如果由於出現一個或多個幀差錯/分組差錯而超出平均FER，則設定點可以提高第二量(例如1dB)。設定點、滯後餘量和外環路操作對於系統所使用的功率控制設計是特定的。
4.定時控制 定時控制最好用於基於TDD的幀結構中，其中下行鏈路和上行鏈路以時分雙工的方式共享同一頻帶。用戶終端可以遍布在系統中，並因此與到接入點的不同傳播延遲相關聯。為了使上行鏈路上的效率最大，可以調節來自每個用戶終端的RCH和RACH上的上行鏈路傳輸的定時以彌補其傳播延遲。這於是會保證來自不同用戶終端的上行鏈路傳輸在一特定時間窗內到達接入點處，並且在上行鏈路上不會彼此幹擾，或者對於下行鏈路傳輸如此。
圖16說明了用於調節用戶終端的上行鏈路定時的過程。首先，用戶終端在上行鏈路上發送一RACH PDU以便能接入系統。接入點導出與用戶終端相關聯的往返延遲(TDD)的初始估計。往返延遲可以基於如下估計(1)接入點用來確定傳輸開始點的滑動相關器，以及(2)用戶終端所發送的RACH PDU中包括的時隙ID。然後，接入點基於初始RTD估計為用戶終端計算一初始定時提前量。初始定時提前量在其在RCH上的傳輸之前被發送到用戶終端。初始定時提前量可以在FCH上一消息內被發送、在FCCH信息元素的一個欄位內被發送，或者通過某些其它手段被發送。
用戶終端從接入點接收初始定時提前量，然後在RCH和RACH上的所有後續上行鏈路傳輸上使用該定時提前量。如果用戶終端分配到FCH/RCH資源，其定時提前量就可以通過FCCH信息元素的RCH定時調節欄位中的接入點所發送的命令來調節。用戶終端於是能基於目前的定時提前量來調節它在RCH上的上行鏈路傳輸，當前定時提前量等於初始定時提前量加上接入點發送到用戶終端的全部定時調節。
這裡描述的MIMO WLAN系統的各部份和各種技術可以通過各種手段來時隙。例如，接入點和用戶終端處的處理可以用硬體、軟體或者它們的組合來實現。對於硬體實現而言，處理可以在以下元器件內實現一個或多個專用集成電路(ASIC)、數位訊號處理器(DSP)、數位訊號處理設備(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、其它被設計成執行這裡所述功能的電子單元、或者它們的組合。
對於軟體實現而言，處理可以用執行這裡所述功能的模塊(例如過程、函數等等)來實現。軟體代碼可以被保存在存儲器單元(例如圖7中的存儲器732或782)中，並且由處理器(例如控制器730或780)執行。存儲器單元可以在處理器內或處理器外實現，後一情況下它通過本領域公知的各種手段與處理器通信上耦合。
這裡包括的標題方便索引，並且幫助定位特定的章節。這些標題不是為了限制其下所述概念的範圍，這些概念可以應用在整篇說明書的其它章節中。
上述優選實施例的描述使本領域的技術人員能製造或使用本發明。這些實施例的各種修改對於本領域的技術人員來說是顯而易見的，這裡定義的一般原理可以被應用於其它實施例中而不背離本發明的精神或範圍。因此，本發明並不限於這裡示出的實施例，而要符合與這裡揭示的原理和新穎特徵一致的最寬泛的範圍。
權利要求
1.一種在無線多輸入多輸出(MIMO)通信系統中發送信令信息的方法，包括
在前向控制信道的第一子信道上以第一速率發送至少一個用戶終端的第一組的信令信息；以及
在所述前向控制信道的第二子信道上以第二速率發送至少一個用戶終端的第二組的信令信息，其中所述第二速率高於所述第一速率，所述第二子信道在第一子信道之後被發送。
2.如權利要求1所述的方法，其特徵在於還包括
在所述前向控制信道的第三子信道上以第三速率發送至少一個用戶終端的第三組的信令信息，其中所述第三速率高於所述第二速率，所述第三子信道在第二子信道之後被發送。
3.如權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述第一子信道表明所述第二子信道是否在當前幀內被發送。
4.無線多輸入多輸出(MIMO)通信系統中的一種裝置，包括
發送數據處理器，用於
基於第一速率來處理至少一個用戶終端的第一組的信令信息，以及
基於高於所述第一速率的第二速率來處理至少一個用戶終端的第二組的信令信息；以及
發射機單元，用於
在前向控制信道的第一子信道上發送所述第一用戶終端組的經處理的調度信息，以及
在所述前向控制信道的第二子信道上發送所述第二用戶終端組的經處理的調度信息，其中所述第二子信道在所述第一子信道之後被發送。
5.如權利要求4所述的裝置，其特徵在於，所述發送數據處理器還用於基於高於所述第二速率的第三速率來處理至少一個用戶終端的第三組的信令信息，其中所述發射機單元還用於在所述前向控制信道的第三子信道上發送第三用戶終端組的經處理的信令信息，其中所述第三子信道在所述第二子信道之後被發送。
6.如權利要求4所述的裝置，其特徵在於，所述第一子信道表明所述第二子信道是否在當前幀內被發送。
7.無線多輸入多輸出(MIMO)通信系統中的一種裝置，包括
用於在前向控制信道的第一子信道上以第一速率發送至少一個用戶終端的第一組的信令信息的裝置；以及
用於在所述前向控制信道的第二子信道上以第二速率發送至少一個用戶終端的第二組的信令信息的裝置，其中所述第二速率高於所述第一速率，所述第二子信道在所述第一子信道之後被發送。
8.如權利要求7所述的裝置，其特徵在於還包括
用於在所述前向控制信道的第三子信道上以第三速率發送至少一個用戶終端的第三組的信令信息的裝置，其中所述第三速率高於所述第二速率，所述第三子信道在所述第二子信道之後被發送。
9.如權利要求7所述的裝置，其特徵在於，所述第一子信道表明所述第二子信道是否在當前幀內被發送。
10.一種在多輸入多輸出(MIMO)通信系統中在用戶終端處接收信令信息的方法，包括
接收以第一速率在前向控制信道的第一子信道上發送的信令信息；以及
如果未從所述第一子信道獲得所述用戶終端的信令信息，則接收以第二速率在所述前向控制信道的第二子信道上發送的信令信息，其中所述第二速率高於所述第一速率，所述第二子信道在所述第一子信道之後被發送。
11.如權利要求10所述的方法，其特徵在於還包括
如果未從所述第二子信道獲得所述用戶終端的信令信息，則接收以第三速率在所述前向控制信道的第三子信道上發送的信令信息，其中所述第三速率高於所述第二速率，所述第三子信道在所述第二子信道之後被發送。
12.如權利要求10所述的方法，其特徵在於還包括
在遇到所述前向控制信道一子信道的解碼失敗後終止所述前向控制信道的處理。
13.無線多輸入多輸出(MIMO)通信系統中的一種裝置，包括
接收數據處理器，用於
接收以第一速率在前向控制信道的第一子信道上發送的信令信息，以及
如果未從所述第一子信道獲得所述裝置的信令信息，則接收以第二速率在所述前向控制信道的第二子信道上發送的信令信息，其中所述第二速率高於所述第一速率，所述第二子信道在所述第一子信道之後被發送；以及
用於指示所述第一和第二子信道的處理的控制器。
14.如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述接收數據處理器還用於如果未從所述第二子信道獲得所述裝置的信令信息，則接收以第三速率在所述前向控制信道的第三子信道上發送的信令信息，其中所述第三速率高於所述第二速率，所述第三子信道在所述第二子信道之後被發送。
15.如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述控制器還用於在遇到所述前向控制信道一子信道的解碼失敗後終止所述前向控制信道的處理。
16.無線多輸入多輸出(MIMO)通信系統中的一種設備，包括
用於接收以第一速率在前向控制信道的第一子信道上發送的信令信息的裝置；以及
如果未從所述第一子信道獲得所述設備的信令信息，則接收以第二速率在所述前向控制信道的第二子信道上發送的信令信息的裝置，其中所述第二速率高於所述第一速率，所述第二子信道在所述第一子信道之後被發送。
17.如權利要求16所述的設備，其特徵在於還包括
如果未從所述第二子信道獲得所述設備的信令信息，則接收以第三速率在所述前向控制信道的第三子信道上發送的信令信息的裝置，其中所述第三速率高於所述第二速率，所述第三子信道在所述第二子信道之後被發送。
18.如權利要求16所述的設備，其特徵在於還包括
用於在遇到所述前向控制信道一子信道的解碼失敗後終止所述前向控制信道的處理的裝置。
全文摘要
一種採用MIMO、OFDM和TDD的多址MIMO WLAN系統。所述系統(1)使用具有多個可配置傳輸信道的信道結構，(2)支持多個速率和傳輸模式，它們可基於信道條件和用戶終端能力而配置，(3)採用對於不同功能有幾類導頻(例如信標、MIMO、受控索引以及載波導頻)的導頻結構，(4)為正確的系統操作實現了速率、定時和功率控制迴路，以及(5)為用戶終端對系統的接入、快速確認和快速資源分配採用了隨機接入。可以執行校準來彌補接入點和用戶終端處發射/接收鏈的頻率響應的差異。於是，通過利用下行鏈路和上行鏈路的互逆特性以及校準能簡化空間處理。
文檔編號H04L1/06GK101166054SQ20071019384
公開日2008年4月23日 申請日期2003年10月24日 優先權日2002年10月25日
發明者J·R·沃頓, M·S·華萊士, J·W·凱淳, S·J·海華德 申請人:高通股份有限公司