一種非均等的多用戶高階調製方法
2023-05-19 22:50:56
專利名稱：一種非均等的多用戶高階調製方法
技術領域：
本發明涉及通信領域多用戶傳輸的調製技術。特別是，設計一種非均等的多用戶高階調製方法背景技術二進位移相鍵控(BPSK)和四相移鍵控(QPSK)是目前通信領域常用的調製技術。為了進一步提高頻譜效率，又引入了高階調製技術，如8PSK、16QAM、64QAM和256QAM[文獻14Stephen G.Wilson，DigitalModulation and Coding，Prentice-Hall，1996]。在高階調製的星座圖上，每個調製符號由若干個比特組成，如8PSK、16QAM、64QAM和256QAM的調製符號分別由3，4，6和8個比特組成。為了降低誤碼率，由比特串到調製符號的映射通常採用Golay映射。圖1給出了8PSK格雷(Golay)編碼的星座映射圖，每一個星座點由三個比特(a1a2a3)表示，星座圖在單位圓上。圖2給出了16QAM格雷(Golay)編碼的星座映射圖，每一個星座點由四個比特(a1a2a3a4)表示。其中，X軸分量由a1a2表示，Y軸分量由a3a4表示，星座圖的能量歸一化因子是c=110.]]>圖3給出了64QAM格雷(Golay)編碼的星座映射圖，每一個星座點由六個比特(a1a2a3a4a5a6)表示。其中，X軸分量由a1a2a3表示，Y軸分量由a4a5a6表示，星座圖的能量歸一化因子是c=142.]]>Golay映射對比特串中的每個比特的保護能力是不均等的，有些比特具有強的保護能力，而一些比特的保護能力比較弱。
在傳統的多用戶傳輸技術中，每個調製符號都是同一個用戶的信息。在實際的應用中，每個用戶的信道也可能是不均等。有些用戶的信道的質量較好，而一些用戶的信道的信噪比則比較大。例如，對於無線通信中的多用戶傳輸情況，接近基站的用戶由於鏈路衰耗較小，通常信噪比較高，而小區邊緣的用戶由於鏈路衰耗較大，通常信噪比較低，從而產生了遠近效應。信道差的用戶的信號往往會受到信道好的用戶信號的嚴重幹擾。對於這類問題，通常會用功率控制的方法加以解決，基站會提高對信道差的用戶的發射功率，從而提高其信幹噪比，改善其性能。
圖4給出了傳統的多用戶高階調製的多址接入發送過程，每個用戶都進行單獨的編碼、交織、高階調製和功率控制，然後進行多址接入。通常的接入方式有時分(TDM)、頻分(FDM)、正交頻分復用(OFDM)和碼分(CDM)等方式。然而，單純地提高信道差的用戶的發射功率，雖然改善了差用戶的性能，但對信道好的用戶也造成了附加的多址幹擾，降低了信道好的用戶的性能，從而不能改善總的吞吐效率，尤其是對於受限於多址幹擾(MAI)的碼分多址(CDMA)系統。
圖5給出了傳統的多用戶高階調製的多址解接入接收過程，每個用戶都進行單獨的多址解接入，高階解調，並串轉換，解交織和解碼，其中功率控制技術沒有和高階調製技術進行有機的結合，從而限制了其性能的提高。
發明內容
本發明主要是將高階調製對不同比特的保護能力和多用戶的信道情況進行有效的結合。在發送端，首先要對不同編碼映射方式的高階調製確定其對各個比特的保護能力。對此，我們提出一個簡便易行的方法在高階調製的星座映射圖上，找到所有的歐式距離最小的星座點對，並計算其中的各個比特的漢明距離之和。各個比特的保護能力與其漢明距和成反比，所以和大者被定義為弱比特，而和小者被定義為強比特。這是因為高階解調的誤符號率主要取決於其最小歐式距離，而在誤符號率相同的條件下，各個比特的誤碼率又正比於其平均漢明距，所以高階調製的各個比特的誤碼率正比於歐式距離最小的星座點對中的各個比特的漢明距離之和。同時在發送端，根據反饋回來的不同用戶的CQI(信道質量指示)信息，可以區分信道條件好的用戶(稱為強用戶)和信道條件差的用戶(稱為差用戶)。例如，可以將信幹噪比(SINRsignal to interference and noise ratio)大的用戶稱為強用戶，而信幹噪比小的用戶稱為弱用戶。或者，將反饋回ACK信號的用戶分為強用戶，而將反饋回NACK信號的用戶分為弱用戶。如果用戶反饋回NACK信號，那麼明顯表明該用戶的信道是很惡劣的，以至於不能正確解碼，所以將該用戶定義為弱用戶。對於弱用戶，需要提高其性能，所以弱用戶的數據可以映射到高階調製的強比特位置上，而強用戶的數據可以映射到高階調製的弱比特位置上。這樣，一個高階調製符號上就含有多個用戶的信息，弱用戶對強用戶沒有多址幹擾(MAI)。
而在接收端，對於不同用戶可以進行相應的解接入，選擇性的解高階調製，並串轉換，解復用和解交織和解碼，得到判決數據。而與傳統方法不同的是，對於某個特定用戶的高階解調，它只需要對本用戶比特進行解調，用Max-Log-Map解碼算法得到其相應的LLR(對數似然比值)，而無需解調一個調製符號上的所有映射比特。
本發明將高階調製技術與多用戶傳輸的信道情況進行有效的匹配，改善了傳輸信道差的用戶的性能，也增強了多用戶傳輸的總的吞吐效率。
根據本發明的具體方案，提出了一種非均等的多用戶高階調製方法，包括以下步驟分別對來自多個用戶的信源數據序列進行編碼和交織，生成多個交織編碼數據序列；按照從每個用戶反饋回的信道狀態，對用戶進行排序；按照保護能力強弱的順序，對調製符號中的各個符號比特位進行排序；根據符號比特位的個數以及用戶的個數，將符號比特位和用戶分為一一對應的符號比特位組和用戶組；將來自信道狀態好的用戶組的交織編碼數據序列匹配復用到保護能力弱的符號比特位組上，將來自信號狀態差的用戶組的交織編碼數據序列匹配復用到保護能力強的符號比特位組上；由並行的各個符號比特位構成一個調製符號，生成調製符號序列；以及對調製符號序列進行多址接入，生成多址接入發送數據序列。
優選地，用戶信道狀態是由信幹噪比確定的，信幹噪比越高，則該用戶的信道狀態越好。或者，用戶信道狀態是由ACK/NACK反饋信號確定的，如果用戶反饋回ACK反饋信號，則該用戶的信道狀態較好；如果用戶反饋回NACK反饋信號，則該用戶的信道狀態較差。
優選地，各個符號比特位的保護能力強弱是由各個符號比特位的漢明距離之和確定的，其中漢明距離之和越大，該比特位的保護能力越弱。
優選地，所述多址接入採用以下多址接入方式之一時分多址接入、頻分多址接入、正交頻分復用多址接入、碼分多址接入、正交頻分-碼分多址接入。
優選地，將同一調製符號內的多個用戶的時隙、子帶或擴頻碼空間合併成幀，該調製符號內的多個用戶共享導頻數據。
相應地，根據本發明的另一具體方案，提出了一種接收根據前述多用戶高階調製方法而產生的多址接入發送數據序列的多址解接入高階解調方法，包括以下步驟接收多址接入發送數據序列，對接收到的多址接入發送數據序列進行多址解接入，生成多址解接入調製符號序列；針對多址解接入調製符號序列中的每一個多址解接入調製符號，按照接收用戶與符號比特位之間的對應關係，對多址解接入調製符號中與所述接收用戶相對應的符號比特位進行選擇性高階解調，丟棄多址解接入調製符號中與其他用戶相對應的符號比特位，由解調出的數據構成與所述接收用戶相對應的解調數據序列；以及對解調數據序列進行解交織和解碼，生成判決數據序列。
下面將參照附圖，對本發明的優選實施例進行詳細的描述，其中圖1給出了8PSK格雷(Golay)編碼的星座映射圖，每一個星座點由三個比特(a1a2a3)表示，星座圖在單位圓上。
圖2給出了l6QAM格雷(Golay)編碼的星座映射圖，每一個星座點由四個比特(a1a2a3a4)表示。
圖3給出了64QAM格雷(Golay)編碼的星座映射圖，每一個星座點由六個比特(a1a2a3a4a5a6)表示。
圖4給出了傳統的多用戶高階調製的多址接入發送過程的示意圖。
圖5給出了傳統的多用戶高階調製的多址解接入接收過程的示意圖。
圖6是區分高階調製中的強弱比特的方法的示意圖。
圖7是16QAM格雷編碼的各比特在AWGN信道下的誤碼率性能的曲線圖。
圖8是64QAM格雷編碼的各比特在AWGN信道下的誤碼率性能的曲線圖。
圖9是根據本發明實施例的通用多用戶高階調製方法的多址接入發送示意圖。
圖10是兩個用戶16QAM調製方法的多址接入發送示意圖。
圖11是根據本發明的通用多用戶高階調製方法的比特流匹配復用方法示意圖。
圖12是兩個用戶16QAM調製方法的比特流匹配復用方法示意圖。
圖13是根據本發明實施例的通用多用戶高階調製方法的多址解接入接收示意圖。
圖14是根據本發明實施例的兩個用戶16QAM調製方法的多址解接入接收示意圖。
圖15是時分方式下的多用戶高階調製符號發送的簡單示意圖。
圖16是時分方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。
圖17是頻分方式下的多用戶高階調製符號發送的簡單示意圖。
圖18是頻分方式下的多用戶高階調製符號接收的簡單示意圖。
圖19是頻分方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。
圖20是頻分方式下的多用戶高階調製符號接收的通用示意圖。
圖21是OFDM方式下的多用戶高階調製符號發送的簡單示意圖。
圖22是OFDM方式下的多用戶高階調製符號接收的簡單示意圖。
圖23是OFDM方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。
圖24是OFDM方式下的多用戶高階調製符號接收的通用示意圖。
圖25是碼分方式下的多用戶高階調製符號發送的簡單示意圖。
圖26是碼分方式下的多用戶高階調製符號接收的簡單示意圖。
圖27是碼分方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。
圖28是碼分方式下的多用戶高階調製符號接收的通用示意圖。
圖29是OFCDMA方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。
圖30是OFCDMA方式下的多用戶高階調製符號接收的通用示意圖。
圖31是時分多址下的多用戶高階調製符號的時隙格式(數據/導頻)分配示意圖。
圖32是OFDM下的多用戶高階調製符號的時隙格式(數據/導頻)分配示意圖。
圖33是CDMA方式下的多用戶高階調製符號的時隙格式(數據/導頻)分配示意圖。
圖34是多用戶高階調製方法的簡單信令流程示意圖。
具體實施例方式
下面結合附圖對本發明作具體說明。應該指出，所描述的實施例僅是為了說明的目的，而不是對本發明範圍的限制。所描述的各種數值並非用於限定本發明，這些數值可以根據本領域普通技術人員的需要進行任何適當的修改。在本說明書中，以16QAM調製為例，描述本發明。但應當清楚的是，本發明可以應用於採用如64QAM等其他M-QAM(M＝2m)調製方式的通信系統。
圖6是區分高階調製中的強弱比特的方法的示意圖。首先，根據一定的編碼規則確定高階調製的星座映射圖，找到星座點間的最小歐式距離。其次，找到滿足最小距離的所有星座點對。然後，計算這些星座點上的所有比特的漢明距離之和，並進行排序。如果得到的和小，表明保護能力強，稱為強比特；而如果得到的和大，表明保護能力弱，稱為弱比特。事實上，各個比特的誤碼率與其漢明距和近似成線性正比例關係。漢明距和越大，誤碼率越高。
例如，(1)對於圖1所示的8PSK格雷(Golay)編碼的星座映射圖，星座點間的最小歐式距離是2sin(π/8)，歐式距離最小的所有星座點對是(111，110)、(110，100)、(100，101)、(101，001)、(001，000)、(000，010)、(010，011)和(011，111)共八對。對於a1比特，在(101，001)和(011，111)中發生了改變，所以其漢明距的和是2。對於a2比特，在(110，100)和(000，010)中發生了改變，所以其漢明距的和是2。對於a3比特，在(111，110)、(100，101)、(001，000)和(010，011)中發生了改變，所以其漢明距的和是4。所以，a1a2a3的漢明距的和比為2∶2∶4＝1∶1∶2。a1a2是強比特，而a3是弱比特，而a1a2a3的誤碼率應該正比於1∶1∶2。
(2)對於圖2所示的16QAM格雷(Golay)編碼的非歸一化的星座映射圖，星座點間的最小歐式距離是2。X軸分量由a1a2表示，Y軸分量由a3a4表示，它們是完全對稱的。所以，可以先看X軸的歐式距離最小的所有星座點對，(11，10)、(10，00)、(00，01)共三對。對於a1比特，在(10，00)中發生了改變，所以其漢明距之和是1。對於a2比特，在(11，10)和(00，01)中發生了改變，所以其漢明距之和是2。同理，a3的漢明距之和是1，a4的漢明距之和是2。所以，a1a2a3a4的漢明距之和之比為1∶2∶1∶2。a1a3是強比特，而a2a4是弱比特。a1a2a3a4的誤碼率應該正比於1∶2∶1∶2。另外，在圖7中給出了16QAM格雷編碼的a1和a2比特在AWGN信道下的誤碼率的計算機仿真曲線，根據對稱性，a3，a4比特的誤碼率分別等同於a1，a2。誤碼率曲線證明了判斷方法的準確性。
(3)對於圖3所示的64QAM格雷(Golay)編碼的非歸一化的星座映射圖，星座點間的最小歐式距離是2。X軸分量由a1a2a3表示，Y軸分量由a4a5a6表示，它們是完全對稱的。所以，可以先看X軸的歐式距離最小的所有星座點對，(111，110)、(110，100)、(100，101)、(101，001)、(001，000)、(000，010)、(010，011)共7對。對於a1比特，在(101，001)中發生了改變，所以其漢明距之和是1。對於a2比特，在(110，100)和(000，010)中發生了改變，所以其漢明距之和是2。對於a3比特，在(111，110)、(100，101)、(001，000)和(010，011)中發生了改變，所以其漢明距之和是4。所以，a1a2a3的漢明距之和比為1∶2∶4。同理，a4a5a6的漢明距之和比也為1∶2∶4。所以，a1a2a3a4a5a6的漢明距之和之比為1∶2∶4∶1∶2∶4。因此，a1a4是強比特，而a3a6是弱比特，a2a5居中。a1a2a3a4a5a6的誤碼率應該正比於1∶2∶4∶1∶2∶4。另外，在圖8中給出了64QAM格雷編碼的a1a2a3比特在AWGN信道下的誤碼率的計算機仿真曲線，根據對稱性，a4a5a6比特的誤碼率分別等同於a1a2a3。誤碼率曲線同樣也證明了判斷方法的準確性。
應當指出的是，本發明的方法不僅適用于格雷編碼的高階調製方法，對於任意編碼映射的高階調製方法也是同樣適用的。
圖9是根據本發明的通用多用戶高階調製方法的多址接入發送示意圖。各用戶的信源數據序列Di(i∈[1，N])先經過各自的信道編碼和信道交織得到序列Ui，然後按照多用戶高階調製的比特流匹配復用方法得到多用戶比特數據流序列V，再進行串並轉換，就可以進行相應的高階調製映射，並得到調製符號序列S，然後進行多址接入得到多址發送序列Q。通常的接入方式有時分(TDM)、頻分(FDM)、正交頻分復用(OFDM)和碼分(CDM)等，都可以適用於本發明。而圖10則給出了其中的一個特例——兩個用戶16QAM調製方法的多址接入發送示意圖。用戶1，2的信源數據序列Di(i∈[1，2])先經過各自的信道編碼和信道交織得到序列Ui，然後按照兩個用戶16QAM調製的比特流匹配復用方法得到多用戶比特數據流序列V，再進行串並轉換，分為四個並行支路，就可以進行相應的16QAM調製映射並得到調製符號序列S，然後進行多址接入得到多址發送序列Q。
圖11是根據本發明的通用多用戶高階調製的比特流匹配復用方法示意圖。首先，在發送端接收到不同用戶反饋回的信道狀態信息，如信幹噪比和ACK/NACK反饋信號。然後，按信道狀態對用戶Ui(i∈[1，N])進行分組，如將信幹噪比高的用戶信道分為強用戶組，而將信幹噪比低的用戶信道分為弱用戶組。或者，將反饋回ACK信號的用戶分為強用戶組，而將反饋回NACK信號的用戶分為弱用戶組。接著，就可以在高階調製的強弱比特和由信道情況表徵的強弱用戶之間進行匹配，將強用戶數據映射到高階調製的弱比特位置上，而將弱用戶數據映射到高階調製的強比特位置上。接收到各用戶的比特流後，然後再按上述匹配的結果進行復用，形成最終的多用戶比特比特流序列V。
圖12給出了其中的一個特例——兩個用戶16QAM調製方法的比特流匹配復用方法示意圖。首先接收到用戶1，2的信道反饋信息，假設用戶1的信幹噪比小於用戶2，那麼用戶1是弱用戶，使用16QAM調製符號的強比特(a1a3)，而用戶2是強用戶，使用16QAM調製符號的強比特(a2a4)。接收到用戶1的比特流序列U1和用戶2的比特流序列U2，兩者序列長度均設為N，那麼可以按如下公式得到復用的比特流序列Vv(4k)＝u1(k)、v(4k+2)＝u1(k+N/2)、v(4k+1)＝u2(k)、v(4k+3)＝u2(k+N/2)，k
.]]>實施例1假設存在兩個用戶A和B，用戶A處於小區邊緣，其信幹噪比低，而用戶B臨近基站，其信幹噪比高。基站根據各個用戶的信幹噪比，將用戶A定義為弱用戶，而用戶B定義為強用戶。假設用戶A經過信道編碼和交織後的二進位數據塊是{ai}，i∈
。而用戶B經過信道編碼和交織後的二進位數據塊是{bi}，i∈
。其中，N是塊長，N＝0(mod 3)。經過匹配復用的多用戶比特數據流是{ci}，i∈
。當採用格雷映射的8PSK時，可以採用如下復用方式c3k＝akc3k+2＝bkk
]]>c3i+1＝ai+2N/3c3i+N+1＝bi+2N/3i
]]>然後對{ci}每三個比特一組映射到8PSK的星座圖上，進行發送。
實施例2假設存在兩個用戶A和B，用戶A處於小區邊緣，其信幹噪比低，而用戶B臨近基站，其信幹噪比高。基站根據各個用戶的信幹噪比，將用戶A定義為弱用戶，而用戶B定義為強用戶。假設用戶A經過信道編碼和交織後的二進位數據塊是{ai}，i∈
。而用戶B經過信道編碼和交織後的二進位數據塊是{bi}，i∈
。其中，N是塊長，N＝0(mod 2)。經過匹配復用的多用戶比特數據流是{ci}，i∈
。當採用格雷映射的16QAM時，可以採用如下復用方式c4k＝akc4k+2＝ak+N/2c4k+1＝bkc4k+3＝bk+N/2k
]]>然後對{ci}每四個比特一組映射到16QAM的星座圖上，進行發送。
實施例3假設存在三個用戶A，B和C，其信幹噪比依次升高。基站根據各個用戶的信幹噪比，將用戶A定義為弱用戶，而用戶C定義為強用戶，用戶B居中。假設用戶A，B，C經過信道編碼和交織後的二進位數據塊分別是{ai}，{bi}，{ci}，i∈
。其中，N是塊長，N＝0(mod2)。經過匹配復用的多用戶比特數據流是{di}，i∈
。當採用格雷映射的64QAM時，可以採用如下復用方式dk＝akdk+3＝ak+N/2dk+4＝bkdk+1＝bk+N/2dk+2＝ckdk+5＝ck+N/2k
]]>然後對{di}每六個比特一組映射到64QAM的星座圖上，進行發送。
圖13是根據本發明的通用多用戶高階調製方法的多址解接入接收示意圖。對於每個用戶終端i，接收到信道輸出序列 進行與發送端相應的多址解接入得到序列 然後進行選擇性的高階解調和並/串轉換得到序列 再進行解交織和解碼，最終得到判決數據序列 對於傳統方法，需要輸出一個高階調製符號上的所有比特的LLR(對數似然比)值，而選擇性的高階解調只需要輸出本用戶比特的對數似然比值，其它用戶的比特可以丟棄不算。
實施例4
圖14給出了根據本發明的兩個用戶16QAM調製方法的多址解接入接收示意圖。對於上述的實施例2中採用16QAM調製的用戶A，可以進行與發端相應的多址解交織、選擇性的高階解調、並/串轉換、解交織和解碼，最終得到判決數據。
LLR(bi)=LnP(bi=1)P(bi=0)minb(k,i)=1{-||Y-S(k)||2}-minb(k,i)=0{-||Y-S(k)||2}]]>i∈[1，4] k∈[1，16]其中復向量Y＝{yI，yQ}表示某一時刻高階調製符號的加性白高斯噪聲(AWGN)信道輸出值，復向量S(k)＝{SI(k)，SQ(k)}表示16QAM星座圖上的第k個星座點。假設Y＝S(t)+N，N表示復高斯白噪聲，S(t)是發送星座點。‖Y-S(k)‖2＝(yI-SI(k))2+(yQ-SQ(k))2表示Y和S(k)之間的歐式距離。b(k，j)表示第k個星座點S(k)所代表的第j個比特值，b(k，j)∈{0，1}。對於低複雜度的選擇性解調技術，用戶A的解調只需計算LLR(b1)和LLR(b3)，而用戶B的解調只需計算LLR(b2)和LLR(b4)。
對於各種多址接入技術下的多用戶高階調製，多用戶高階調製都是普遍適用的。傳統的多址接入技術是對時域、頻域、碼域、空域等資源在多用戶上的正交性分配，而多用戶高階調製在其基礎上增加了高階調製比特資源的分配。
應用實施例1對於時分多址(TDMA)方式，多用戶高階調製是在時域基礎上增加了調製比特資源的分配。對於發送端，每一個時域上的調製符號不再代表單個用戶的信息，而是代表多個用戶的信息。而對於每個用戶的接收終端，需要在時域上接收包含其信息的所有調製符號，作為多址解接入的過程。假設每個用戶的編碼長度都一樣，由於每個調製符號對於每個用戶只分配部分比特，所以與傳統的TDMA相比，每個用戶在時域上佔用的調製符號更多，可以帶來更多的時間分集。
圖15是時分方式下的多用戶高階調製符號發送的簡單示意圖。時隙1上的調製符號代表了用戶1和用戶2的信息。同理，時隙3和5也代表了用戶1和用戶2的信息。而時隙2，4和6代表了用戶3和用戶4的信息。對於用戶1的接收終端，需要接收與之相關的時隙1，3，5的調製符號，作為圖11中的解接入過程。同理，用戶2的接收終端需要接收與之相關的時隙1，3，5的調製符號，而用戶3和4的接收終端需要接收與之相關的時隙2，4，6的調製符號。
圖16給出了時分方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。在圖16中，第i個時隙的高階調製符號是Qui，共有N個時隙。設全體用戶的集合是U，那麼ui是U的子集，uiU。將ui中的用戶數記為mi，用戶總數記為L，高階調製的階數(一個符號中的比特數)記為M，則1≤mi≤min{M，L}。
應用實施例2-1對於頻分多址(FDMA)方式或者正交頻分復用(OFDM)方式，多用戶高階調製是在頻域基礎上增加了調製比特資源的分配。對於發送端，每一個頻帶(子載波)上的調製符號不再代表單個用戶的信息，而是代表多個用戶的信息。而對於每個用戶的接收終端，需要在頻域上做相干解調(對於FDMA)或者FFT(對於OFDM)，接收包含其信息的所有頻域(子載波)上的調製符號，作為多址解接入的過程。假設每個用戶的編碼長度都一樣，由於每個調製符號對於每個用戶只分配部分比特，所以與傳統的FDMA或者OFDM相比，每個用戶佔用的頻帶(子載波)更多，因而可以帶來更多的頻率分集。
圖17給出了頻分方式下的多用戶高階調製符號發送的簡單示意圖。子載波1上的調製符號代表了用戶1和用戶2的信息。同理，子載波3和5也代表了用戶1和用戶2的信息。而子載波2，4和6代表了用戶3和用戶4的信息。
圖18給出了頻分方式下的多用戶高階調製符號接收的簡單示意圖。對於用戶1的接收終端，經過子載波1，3，5的相干解調後，接收到與之相關的子載波的調製符號，作為高階解調前的解接入過程。同理，用戶2的接收終端需要接收與之相關的子載波1，3，5的調製符號，而用戶3和4的接收終端需要接收與之相關的子載波2，4，6的調製符號。
圖19給出了頻分方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。在圖19中，第i個載波fi上發送的高階調製符號是Qui(i∈[1，N])，共有N個載波。設全體用戶的集合是U，那麼ui是U的子集，uiU。將ui中的用戶數記為mi，用戶總數記為L，高階調製的階數(一個符號中的比特數)記為M，則1≤mi≤min{M，L}。
圖20給出了頻分方式下的多用戶高階調製符號接收的通用示意圖。對於用戶j，首先定義函數Fj(ui)=1jui0jui.]]>當Fj(ui)＝1時，電路接通，否則斷開。對於用戶j的終端，它對有其信息的所有子載波fi進行相干解調，並得到其高階調製符號序列{Qui}(i∈[1，N])。
應用實施例2-2圖21給出了OFDM方式下的多用戶高階調製符號發送的簡單示意圖。子載波1上的調製符號代表了用戶1和用戶2的信息。同理，子載波3也代表了用戶1和用戶2的信息。而子載波2，4代表了用戶3和用戶4的信息。高階調製符號序列通過IFFT計算和並/串轉換後得到發送序列S(t)。
圖22給出了OFDM方式下的多用戶高階調製符號接收的簡單示意圖。對於用戶1的接收終端，經過串/並轉換和FFT計算後，選擇子載波1和3上的輸出信號序號，作為高階解調前的解接入過程。
圖23給出了OFDM方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。在圖23中，第i個載波fi上發送的高階調製符號是Qui(i∈[1，N])，共有N個子載波，通過IFFT計算和並/串轉換後得到發送序列S(t)。設全體用戶的集合是U，那麼ui是U的子集，uiU。將ui中的用戶數記為mi，用戶總數記為L，高階調製的階數(一個符號中的比特數)記為M，則1≤mi≤min{M，L}。
圖24給出了OFDM方式下的多用戶高階調製符號接收的通用示意圖。對於用戶j，首先定義函數Fj(ui)=1jui0jui.]]>當Fｘ(ui)＝1時，電路接通，否則斷開。對於用戶j的終端，經過串/並轉換和FFT計算後，選擇有其信息的所有子載波上的輸出信號序號，作為高階解調前的解接入過程。
應用實施例3對於碼分多址(CDMA)方式，多用戶高階調製是在碼域基礎上增加了調製比特資源的分配。對於發送端，每一個由擴頻碼所表徵的碼域上的調製符號不再代表單個用戶的信息，而是代表多個用戶的信息。而對於每個用戶的接收終端，需要在碼域上用相應的擴頻碼做匹配濾波的解擴過程，接收包含其信息的所有碼域上的調製符號，並取其均值，作為多址解接入的過程。
圖25給出了CDMA方式下的多用戶高階調製符號的碼分示意圖。調製符號Q12代表了用戶1和用戶2的信息，分別以用戶1的擴頻碼C1和用戶2的擴頻碼C2進行擴頻，並在時域上相加。如同通常的CDMA系統，C1和C2正交，亦即C1，C2＝0，x，y表示求序列x和y之間的相關值。可以理解，本例中的用戶1和用戶2的信息在碼域上依然是正交的，亦即Q12C1，Q12C2＝|Q12|2Q12C1，C2＝0。同理，調製符號Q34代表了用戶3和用戶4的信息，分別以用戶3的擴頻碼PN3和用戶4的擴頻碼PN4進行擴頻，並在時域上相加。可以理解，用戶1，2，3和4的信息在碼域上兩兩正交。例如，用戶1和用戶3的信息在碼域上的相關值是Q12C1，Q34C2＝Q12Q*34C1，C2＝0，Q*34是Q34的復共軛。
圖26給出了碼分方式下的多用戶高階調製的解擴接收示意圖。對於用戶1，可以用其擴頻碼C1和C2分別進行匹配濾波(解擴過程)並取其均值，由上述的碼域正交性原理可以得到發送的調製符號Q12，從而完成圖11中所示的解接入過程。
圖27給出了碼分方式下的多用戶高階調製符號發送的通用示意圖。在圖27中，第i個用戶集ui上發送的高階調製符號是Qui(i∈[1，N])，共有N個用戶集。設全體用戶的集合是U，那麼ui是U的子集，uiU。並假設用戶集之間正交，亦即ui∩uj＝Φ，i≠j。將ui中的用戶數記為mi，用戶總數記為L，高階調製的階數(一個符號中的比特數)記為M，則1≤mi≤min{M，L}。對於Qui，用屬於用戶ui集上的所有擴頻碼{Cui(1)，…，Cui(mi)}進行擴頻，並在時域上相加。如此對所有N個用戶集進行擴頻相加得到發送序列S(t)。
圖28給出了OFDM方式下的多用戶高階調製符號接收的通用示意圖。對於用戶j，假設j∈ui。對於用戶j的終端，可以用屬於用戶ui集上的所有擴頻碼{Cui(1)…，Cui(mi)}分別進行匹配濾波(解擴過程)並取其均值作為高階解調前的解接入過程。
應用實施例4對於正交頻分-碼分多址系統(OFCDMA)，多用戶高階調製是在碼域和頻域的二維域的基礎上增加了調製比特資源的分配。對於發送端，每一個由擴頻碼和子載波所表徵的頻域/碼域上的調製符號不再代表單個用戶的信息，而是代表多個用戶的信息。而對於每個用戶的接收終端，需要在頻域上做FFT運算，繼而在碼域上用擴頻碼做匹配濾波的解擴過程，在碼域和頻域上接收包含其信息的所有調製符號，做為多址解接入的過程。
圖29給出了OFCDMA方式下的多用戶高階調製符號的碼分-頻分示意圖。設OFDM的子載波總數是Nc，而擴頻碼的擴頻因子是SF，Nc應是SF的整數倍。再設第i個用戶集ui上發送的高階調製符號是Qui(i∈[1，N])，共有N個用戶集。設全體用戶的集合是U，那麼ui是U的子集，uiU。並假設用戶集之間正交，亦即ui∩uj＝Φ，i≠j。將ui中的用戶數記為mi，用戶總數記為L，高階調製的階數(一個符號中的比特數)記為M，則1≤mi≤min{M，L}。對於Qui，首先進行串/並轉換，分為Nc/SF個並行支路。對於每個並行支路，用屬於用戶ui集上的所有擴頻碼{Cui(1)，…，Cui(mi)}進行擴頻，並對於相同的碼片(chip)位在時域上相加，得到SF個並行輸出信號，作為IFFT的SF個輸入。如此，從Nc/SF個並行支路上一共得到Nc個並行輸出信號，再進行Nc點的IFFT運算和並/串轉換，得到用戶集ui的發送序列。如此，可以求得N個用戶集的發送序列，並在時域上相加，得到總的發送序列。
圖30給出了OFCDMA方式下的多用戶高階調製符號的接收示意圖。對於用戶j，假設j∈ui。對於用戶j的終端，首先進行串/並轉換和FFT運算，得到Nc個並行輸出信號，然後以SF個信號為一組，共分為Nc/SF組。對於每組信號，用屬於用戶ui集上的所有擴頻碼{Cui(1)…，Cui(mi)}進行解擴並在時域上相加，得到一個輸出值。對於Nc/SF個輸出值進行並/串轉換，即得到與用戶j相關的高階調製符號序列Qui。
應用實施例5對於多用戶高階調製，在發送端可以將同一調製符號內的不同用戶的時隙格式進行合併成幀，導頻數據可以共享；而在接收端，不同的用戶可以利用共享的導頻數據進行合併幀的信道估計。由於多用戶共享的導頻數據要多於傳統的單用戶專有的導頻數據，因而信道估計會更加準確。
圖31是時分多址下的多用戶高階調製符號的時隙格式(數據/導頻)分配示意圖。在傳統的時分多址方法中，用戶1和用戶2分別佔用不同的時隙1和時隙2。在時隙1中，用戶1的導頻P1放在時隙的中間，而數據Q1放在兩端。而在時隙2中，用戶2的導頻P2放在時隙的中間，而數據Q2放在兩端，P2和P1有可能不一樣，由高層信令指定。在接收端，用戶1會用P1進行信道估計，而用戶2會用P2進行信道估計。而在多用戶高階調製的框架下，調製符號Q12代表了用戶1和用戶2的信息，用戶1和用戶2可以合併成幀，共享相同的導頻P12，如圖所示。而在接收端，用戶1和用戶2都能用共享的相同導頻P12進行信道估計。在不改變頻帶利用率的前提下，由於能夠使用更多的導頻數據，所以信道估計會更精確。另外，可以看到用戶在時域所佔用的調製符號數目也比傳統方法多，因而可以有更多的時間分集，改善糾錯性能。同理，再設第i個用戶集ui上發送的高階調製符號是Qui(i∈[1，N])，共有N個用戶集。設全體用戶的集合是U，那麼ui是U的子集，uiU。將ui中的用戶數記為mi，用戶總數記為L，高階調製的階數(一個符號中的比特數)記為M，則1≤mi≤min{M，L}。同樣，可以對傳統方法中的mi個時隙進行合併成幀，共享mi個相同的導頻Pui。
應用實施例6圖32給出了OFDM下的多用戶高階調製符號的時隙格式(數據/導頻)分配示意圖。在傳統的OFDM方法中，用戶1和用戶2分別佔用不同的頻率子帶1和子帶2。在子帶1中，用戶1的導頻P1放在頻率子帶的中間，而數據Q1放在兩端。在子帶2中，用戶2的導頻P2放在頻率子帶的中間，而數據Q2放在兩端。P2和P1有可能不一樣。在接收端，用戶1會用P1進行頻域的信道估計，而用戶2會用P2進行頻域的信道估計。而在多用戶高階調製的框架下，調製符號Q12代表了用戶1和用戶2的信息，用戶1和用戶2可以合併成幀，共享相同的導頻P12，如圖所示。而在接收端，用戶1和用戶2都能用共享的相同導頻P12在頻域上進行信道估計。同樣在不改變頻帶利用率的前提下，由於能夠使用更多的導頻數據，所以信道估計會更精確。另外，可以看到用戶在頻域所佔用的調製符號數目也比傳統方法多，因而可以有更多的頻率分集，改善糾錯性能。同理，再設第i個用戶集ui上發送的高階調製符號是Qui(i∈[1，N])，共有N個用戶集。設全體用戶的集合是U，那麼ui是U的子集，uiU。將ui中的用戶數記為mi，用戶總數記為L，高階調製的階數(一個符號中的比特數)記為M，則1≤mi≤min{M，L}。同樣，可以對傳統方法中的mi個子帶進行合併成幀，共享mi個相同的導頻Pui。
應用實施例7圖33給出了CDMA下的多用戶高階調製的時隙格式(數據/導頻)示意圖。在傳統的CDMA方法中，用戶1和用戶2分別佔用不同的正交碼C1和C2同時進行擴頻發送。在時隙1中，用戶1的導頻P1放在時隙1的中間，而數據Q1放在兩端。在同時發送的時隙2中，用戶2的導頻P2同樣放在時隙2的中間，而數據Q2放在兩端。P2和P1有可能不一樣。在接收端，用戶1先用C1解擴然後用P1進行時域的信道估計，亦即hi=YP1*C1|P1|2N,]]>其中x，y表示序列x與y相關函數，N是擴頻長度，Y表示接收的序列。同理，用戶2先用C2解擴而後用P2進行時域的信道估計，亦即h2=YP2*,C2|P2|2N.]]>而在多用戶高階調製的框架下，調製符號Q12代表了用戶1和用戶2的信息，用戶1和用戶2可以合併成幀，共享相同的導頻P12，如圖所示。而在接收端，用戶1和用戶2都能用C1和PN2進行解並用共享導頻P12在時域上進行信道估計，亦即h=YP1*,C12|P1|2N+YP2*,C22|P2|2N.]]>同樣在不改變頻帶利用率的前提下，由於能夠使用更多的導頻數據，所以信道估計會更精確。另外，可以看到用戶在碼域所佔用的調製符號數目也比傳統方法多，因而可以有更多的碼分集，改善糾錯性能。同理，再設第i個用戶集ui上發送的高階調製符號是Qui(i∈[1，N])，共有N個用戶集。設全體用戶的集合是U，那麼ui是U的子集，uiU。並假設用戶集之間正交，亦即ui∩uj＝Φ，i≠j。將ui中的用戶數記為mi，用戶總數記為L，高階調製的階數(一個符號中的比特數)記為M，則1≤mi≤min{M，L}。同樣，可以於傳統方法中的mi個擴頻碼空間進行合併成幀，共享mi個相同的導頻Pui。
圖34給出了多用戶高階調製的簡單信令流程示意圖。第一步(①)，移動臺定期向基站傳送其信道狀態信息(CSI)，如信幹噪比(SINR)以及ACK/NACK信息。第二步(②)，基站定期對這些移動臺的CSI和ACK/NACK等信息進行分析整理，對信道好(SINR高，ACK信號)的用戶分配弱比特，而對信道差(SINR低，NACK信號)的用戶分配強比特，並分配其它多址資源，如各個用戶的時隙格式，擴頻碼，頻帶和導頻等。第三步(③)，基站通過控制信道將多址資源和比特位的相關信息定期發給各移動臺。第四步(④)，基站通過業務信道向移動臺傳輸經過多用戶高階調製後的數據。整個流程是自適應於信道變化的過程，當移動臺的信道發生變化時，基站也就相應的重新分配高階調製中的強弱比特及其相關的多址資源，從而提高弱用戶的傳輸性能，並使系統的吞吐量最大化。
非均等的多用戶高階調製與傳統方法相比有如下優點和效果1.它能自適應信道變化的過程，對於信幹噪比低的移動臺，基站能夠將高階調製中的強比特分配給它，等效於提高了弱用戶的信幹噪比，從而提高了弱用戶的傳輸性能，有助於緩解遠近效應；而對於反饋回NACK信號的移動臺(NACK信號通常反映出信道條件比較惡劣)，基站也能夠將高階調製中的強比特分配給它，也有助於改善弱用戶在ARQ(自動重發請求)過程中的性能，提高其吞吐量。
2.在不改變編碼長度和頻譜利用率的前提下，由於每個高階調製符號包含的每個用戶比特數減少，所以每個用戶所佔用的調製符號數目就增多了，在分集接收時，每個用戶可以有更多的時間分集(對時分系統)或者更多的頻率分集(對頻分系統)或者更多的碼分集(對碼分系統)，而且每個用戶可以與其它同組的用戶分享更多的導頻數據，可以提供更準確的信道估計，從而提高整個系統的吞吐量。
儘管已經針對典型實施例示出和描述了本發明，本領域的普通技術人員應該理解，在不脫離本發明的精神和範圍的情況下，可以進行各種其他的改變、替換和添加。因此，本發明不應該被理解為被局限於上述特定實例，而應當由所附權利要求所限定。
參考文獻列表[1]Todd A.Summers and Stephen G.Wilson，SNR Mismatch and OnlineEstimation in Turbo Decoding，IEEE TRANSACTIONS ONCOMMUNICATIONS，VOL.46，NO.4，APRIL 1998 pp421-423[2]Jason P.Woodard and Lajos Hanzo，Comparative Study of TurboDecoding TechniquesAn Overview，IEEE TRANSACTIONS ONVEHICULAR TECHNOLOGY，VOL.49，NO.6，NOVEMBER2000，pp2208-2233[3]王新梅，糾錯碼-原理與方法，西安電子科技大學出版社，2001年4月第3版[4]C.Berrou，A.Glavieux，and P.Thitimajshima，Near Shannon LimitError-Correcting Coding and DecodingTurbo Codes[A]，in Proc.ICC′93，Geneva，Switzerland[c]，1993，51064-1070. 吳偉陵，通向信道編碼的Turbo碼及其性能分析[J]，電子學報，1998，28(7)35-40[6]孫毅，Turbo碼在移動通信中的應用[D]，博士學位論文，北京北京郵電大學，1999年[7]Heegard，「the turbo coding」，BostonKluwer AcademicPublisher，1999/01/01，1st edition，chapter334-62[8]J.Hagenauer，E.Offer，and L.Papke，「Iterative decoding of binaryblock and convolutional codes，」IEEE Trans.Inform.Theory，vol.42，pp.429-445，Mar.1996. Rose Y.Shao，Two Simple Stopping Criteria for Turbo Decoding，IEEE Transactions On Communications，VOL.47，NO.8，AUGUST1999，pp1117-1120[10]Yufei Wu，Brian D.Woerner，A Simple Stopping Criterion for TurboDecoding，IEEE Communications Letters，VOL.4，NO.8，AUGUST2000，pp258-260[11]Nam Yul Yu，efficient stopping criterion for iterative decoding ofturbo codes，electronics letters，9th January 2003 Vol.39 No.1，pp73-74[12]Wangrok Oh and Kyungwhoon Cheun，Adaptive Channel SNREstimation Algorithm for Turbo Decoder，IEEE Communicationletters，VOL.4，NO.8，AUGUST 2000，pp255-256[13]Soonyoung Kim，simple iterative decoding stop criterion forwireless packet transmisiion，Electronics Letters，23rd November2000，Vol.36，No.24，pp2026-2027[14]Stephen G.Wilson，Digital Modulation and Coding，Prentice-Hall，1996[15]Pavan K.Vitthaladevuni，and Mohamed-Slim Alouini，A RecursiveAlgorithm for the Exact BER Computation of GeneralizedHierarchical QAM Constellations，IEEE TRANSACTIONS ONINFORMATION THEORY，VOL.49，NO.1，JANUARY 2003 297.
權利要求
1.一種非均等的多用戶高階調製方法，包括以下步驟分別對來自多個用戶的信源數據序列進行編碼和交織，生成多個交織編碼數據序列；按照從每個用戶反饋回的信道狀態，對用戶進行排序；按照保護能力強弱的順序，對調製符號中的各個符號比特位進行排序；根據符號比特位的個數以及用戶的個數，將符號比特位和用戶分為一一對應的符號比特位組和用戶組；將來自信道狀態好的用戶組的交織編碼數據序列匹配復用到保護能力弱的符號比特位組上，將來自信號狀態差的用戶組的交織編碼數據序列匹配復用到保護能力強的符號比特位組上；由並行的各個符號比特位構成一個調製符號，生成調製符號序列；以及對調製符號序列進行多址接入，生成多址接入發送數據序列。
2.根據權利要求1所述的多用戶高階調製方法，其特徵在於用戶信道狀態是由信幹噪比確定的，信幹噪比越高，則該用戶的信道狀態越好。
3.根據權利要求1所述的多用戶高階調製方法，其特徵在於用戶信道狀態是由ACK/NACK反饋信號確定的，如果用戶反饋回ACK反饋信號，則該用戶的信道狀態較好；如果用戶反饋回NACK反饋信號，則該用戶的信道狀態較差。
4.根據權利要求1所述的多用戶高階調製方法，其特徵在於各個符號比特位的保護能力強弱是由各個符號比特位的漢明距離之和確定的，其中漢明距離之和越大，該比特位的保護能力越弱。
5.根據權利要求1所述的多用戶高階調製方法，其特徵在於所述多址接入採用以下多址接入方式之一時分多址接入、頻分多址接入、正交頻分復用多址接入、碼分多址接入、正交頻分-碼分多址接入。
6.根據權利要求1所述的多用戶高階調製方法，其特徵在於將同一調製符號內的多個用戶的時隙、子帶或擴頻碼空間合併成幀，該調製符號內的多個用戶共享導頻數據。
7.一種接收根據權利要求1～6之一所述的多用戶高階調製方法而產生的多址接入發送數據序列的多址解接入高階解調方法，包括以下步驟接收多址接入發送數據序列，對接收到的多址接入發送數據序列進行多址解接入，生成多址解接入調製符號序列；針對多址解接入調製符號序列中的每一個多址解接入調製符號，按照接收用戶與符號比特位之間的對應關係，對多址解接入調製符號中與所述接收用戶相對應的符號比特位進行選擇性高階解調，丟棄多址解接入調製符號中與其他用戶相對應的符號比特位，由解調出的數據構成與所述接收用戶相對應的解調數據序列；以及對解調數據序列進行解交織和解碼，生成判決數據序列。
全文摘要
一種非均等的多用戶高階調製方法，包括以下步驟分別對來自多個用戶的信源數據序列進行編碼和交織，生成多個交織編碼數據序列；按照從每個用戶反饋回的信道狀態，對用戶進行排序；按照保護能力強弱的順序，對調製符號中的各個符號比特位進行排序；根據符號比特位的個數以及用戶的個數，將符號比特位和用戶分為一一對應的符號比特位組和用戶組；將來自信道狀態好的用戶組的交織編碼數據序列匹配復用到保護能力弱的符號比特位組上，將來自信號狀態差的用戶組的交織編碼數據序列匹配復用到保護能力強的符號比特位組上；由並行的各個符號比特位構成一個調製符號，生成調製符號序列；以及對調製符號序列進行多址接入，生成多址接入發送數據序列。
文檔編號H04L5/02GK101043484SQ20061007141
公開日2007年9月26日 申請日期2006年3月20日 優先權日2006年3月20日
發明者吳湛擊, 李繼峰 申請人:松下電器產業株式會社