發送裝置、接收裝置及ofdm傳輸方法

2023-04-30 09:47:41 1

專利名稱：發送裝置、接收裝置及ofdm傳輸方法
技術領域：
本發明涉及在載波一碼元平面上分散配置導頻信號，使用0F而 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing:正交步員分復用)傳輸類夂 據的技術。
背景技術：
OFDM傳輸方式是調製通過將要傳輸的數字數據互相正交的多個載波， 並復用它們的調製波進行傳輸的方式，該方式具有下述特徵，在增多使用 的載波的數量時，與相同傳輸速率的單載波方式相比，碼元時間變長，所 以不易受到多總線傳播的影響。並且，通過在碼元之間設計被稱為保護期 間的冗長期間，能夠防止起因於多總線傳播的碼元間幹擾。
但是，在多總線傳輸路徑中，由於各個載波受到振幅和相位的變化， 所以接收裝置需要補償(均衡)該振幅和相位的變化。為此，使用OFDM信 號中包含的一部分小區(利用碼元序號和載波序號特定的OFDM信號的傳輸 單位)傳輸導頻信號(在接收裝置中已知振幅和相位的信號)，接收裝置使 用該導頻信號來推測傳輸路徑的傳遞特性，並使用該推測到的傳輸路徑的 傳遞特性來均衡接收信號，這種方法被廣泛採用。
例如，在歐洲的地面數字視頻播放方式即DVB — T (Digital Video Broadcasting Terrestrial)方式、禾口日本的ISDB — T(Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial:綜合服務數字播放)方式中，如圖 17所示，被稱為SP (Scattered Pilot:分散導頻)的導頻信號被分散配 置在載波一碼元平面上(以下稱為"k—n平面")(參照非專利文獻1、非 專利文獻2)。其中，在表示SP信號的信號配置的各個附圖中，縱軸是時間 軸，n表示碼元序號，橫軸是頻率軸，k表示載波序號。並且，圓圈表示傳 輸SP信號的小區，黑點表示傳輸數據的小區。此處所說的數據不限於與影 像信息和語音信息相關的數據，也包括DVB—T方式中的TPS(TransmissionParameter Signaling:傳輸參數信令)、和ISDB —T方式中的TMCC (Transmission Multiplexing Configuration Control:寸專輸復用酉己置J空 制)等的控制信息等。另外，在表示k一n平面上的SP信號的信號配置的 各個附圖中，使碼元序號從0開始，使載波序號從l開始。
在把有效碼元期間設為Tu、把保護間隔期間設為Tg、把碼元期間設為 Ts (=Tu+Tg)時，在相同載波中沿時間軸方向鄰接的小區的間隔為Ts， 在相同碼元中沿頻率軸方向鄰接的小區的間隔為1/Tu。
在圖17中，SP信號以12載波間隔被配置在各個碼元中，並以4碼元 間隔被配置在各個載波中，相對每個碼元各移動3載波。即，如果把在碼 元序號為n的碼元中傳輸SP信號的小區的載波序號設為kSP (n)，則載波序 號W (n)滿足下述的(式l)。其中，在(式l)中，mod表示剩餘運算， p表示0以上的整數。
ksp(n) = 3x(n mod4) + 12xp(式1)
SP信號根據虛擬隨機編碼序列w被調製，其振幅和相位不依賴於碼元 序號n，只根據配置有該SP信號的小區的載波序號k確定。
下面，使用圖18說明在接收裝置中進行的使用SP信號的信道推測及 均衡的原理。圖18是接收裝置的裝置結構圖。
在接收裝置100中，通過未圖示的接收天線接收到的接收信號，在通 過未圖示的調諧器等實施預定的處理後，被輸入傅立葉轉換部101。傅立葉 轉換部101從所輸入的接收信號中切取有效碼元期間Tu的信號，並對切取 到的信號實施傅立葉轉換，由此轉換為接收信號Y' (n，k)，將接收信號Y' (n， k)輸出給除法部106和SP信號提取部102。 SP信號提取部102從接 收信號Y' (n，k)中提取接收SP信號Y' (n，ksp(n))，將提取到的接收SP 信號Y， (n，ksp (n))輸出給除法部104。
SP信號生成部103生成正規的SP信號(由發送裝置生成的SP信號)Y (n，ksp (n))，將SP信號Y (n，ksp (n))輸出給除法部104。除法部104 將接收SP信號Y， (n，kSP (n))除以SP信號Y (n，kSP (n))，將相除值作 為傳輸路徑應答H' (n，ksp (n))輸出給插補部105。插補部105在k一n平 面上對傳輸路徑應答H' (n，ksp (n))進行插補，由此推測針對全部小區的
7傳輸路徑應答H' (n，k)，將推測到的傳輸路徑應答H' (n，k)輸出給除法 部106。
除法部106將接收信號Y' (n，k)除以傳輸路徑應答H' (n，k)，由此 推測發送信號X， (n，k)，並輸出推測到的發送信號X， (n，k)。
由此，對發送信號在多總線傳輸路徑中受到的振幅和相位的變化，能 夠使用SP信號進行補償(例如，參照專利文獻l)。
另一方面，還公開了對發送接收雙方使用多個天線進行快速、大容量 的數據傳輸的MIMO (Multiple Input Multiple Output:多入多出)技術， 適用於DVB—T等使用SP信號的地面數字播放的技術(例如，參照非專利 文獻3)。
首先，使用圖19說明發送裝置和接收裝置雙方使用兩個天線的MIM0 傳輸系統的概況。圖19是MIM0傳輸系統的系統結構圖。
發送裝置200使用碼元序號n而且載波序號k的小區，從第1發送天 線201發送對第1發送信號Xcl (n, k)進行逆傅立葉轉換後的第1發送信 號，同時從第2發送天線202發送對第2發送信號Xc2 (n， k)進行逆傅立 葉轉換後的第2發送信號。
接收裝置300接收經由傳輸路徑Pcll到達接收天線301的第1發送信 號、和經由傳輸路徑Pcl2到達接收天線301的第2發送信號，作為第l接 收信號，對第1接收信號進行傅立葉轉換，得到第1接收信號Yc' 1 (n， k)。 並且，接收裝置300接收經由傳輸路徑Pc21到達接收天線302的第1發送 信號、和經由傳輸路徑Pc22到達接收天線302的第2發送信號，作為第2 接收信號，對第2接收信號進行傅立葉轉換，得到第2接收信號Yc， 2(n， k)。 接收裝置300對第l接收信號Yc， 1 (n,k)和第2接收信號Yc， 2 (n，k) 進行預定的處理，並輸出第l發送信號Xc， 1 (n，k)和第2發送信號Xc， 2 (n，k)。
在此，把針對傳輸路徑Pcll、 Pcl2、 Pc21、 Pc22中的碼元序號n而且 載波序號k的小區的傳輸路徑應答設為Hcll(n, k)、Hcl2(n， k)、Hc21(n， k)、 Hc22 (n，k)，把第l接收信號Yc， 1 (n，k)和第2接收信號Yc， 2 (n，k) 中包含的雜音功率設為Ncl (n， k)和Nc2 (n， k)，第1接收信號Yc' 1 (n, k) 和第2接收信號Yc， 2 (n，k)利用下述的(式2)表示。其中，在(式2)
8中，[]表示矩陣。formula see original document page 9[式2]
即，當在接收裝置300中能夠推測傳輸路徑Pcll、 Pcl2、 Pc21、 Pc22的傳輸路徑應答的情況下，把推測到的傳輸路徑應答分別設為Hc' ll(n， k)、Hc， 12 (n,k)、 Hc， 21 (n，k)、 Hc， 22 (n，k)，則接收裝置300能夠根據下述的(式3)，將第1發送信號Xc' 1 (n， k)和第2發送信號Xc' 2 (n， k)分離並均衡。其中，在(式3)中，[]表示矩陣，[]—i表示[]的逆矩陣。
formula see original document page 9
在非專利文獻3中記載了以下內容，從第1發送天線發送圖17所示的信號配置的SP信號，從第2發送天線發送圖20所示的信號配置的SP信號，以便分離並推測從兩個發送天線到接收天線的兩個傳輸路徑的傳輸路徑應答。其中，在圖20中，十符號表示從第2發送天線發送的SP信號相對於從第1發送天線發送的SP信號，其極性沒有反轉， 一符號表示從第2發送天線發送的SP信號相對於從第1發送天線發送的SP信號，其極性反轉。
從第2發送天線發送的SP信號相對於從第1發送天線發送的SP信號，在碼元序號為偶數的碼元中極性沒有反轉，在碼元序號為奇數的碼元中極性反轉。
接收裝置在碼元序號n為偶數的碼元中，估測從第1發送天線到接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答(以下稱為"第1傳輸路徑應答")、與從第2發送天線到接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答(以下稱為"第2傳輸路徑應答")之和的成分，在碼元序號n為奇數的碼元中，估測第l傳輸路徑應答與第2傳輸路徑應答之差的成分。由此，接收裝置通過將之和的成分與之差的成分相加，來分離並推測第1傳輸路徑應答，通過從之和的成分中減去之差的成分，來分離並推測第2傳輸路徑應答。
非專利文獻1: European Telecommunications Standards Institutes,"Digital Video Broadcasting(DVB);Framing tructure， Channel coding
He2J (n，k) Hc2.2(n,k)JLxe2(n,fc)
Nc2《n,fc)
He 2〗(n，k) He 22《n，k]i
~j 一s
—Ye'!,-
(.式3 )and modulation for digital terrestrial television" ， ETSI EN 300 744非專利文獻2:社團法人電波產業會，"地面數字視頻播放的傳輸方式"，ARIB STD—B31
非專利文獻3: J.D.Mitchell, P. N. Moss, M. J. Thorp, "A DUALPOLARIZATION MIM0 BROADCAST TV SYSTEM" ， BBC Research White Paper WHP144
專利文獻l:日本專利第2772286號公報
在此，在使用DVB—T方式和ISDB-T方式所採用的、圖17所示的信號配置的SP信號的情況下，研究能夠推測的傳輸路徑應答的範圍。
圖21是表示按照圖17所示的k一n平面上的信號配置發送的SP信號在延遲時間一都卜勒頻率平面(以下稱為"t一f。平面")上的應答的示意圖，相當於按照圖17所示的k一n平面上的信號配置發送的SP信號的二維傅立葉轉換對。其中，在表示SP信號的應答的各個附圖中、和用於說明能夠推測的傳輸路徑應答的範圍各個附圖中，橫軸為延遲時間軸(以下稱為"T軸")，並對應於傳輸路徑的脈衝應答的延遲時間(t)，縱軸為都卜勒頻率軸(以下稱為"f。軸")，並對應於傳輸路徑的都卜勒波譜的都卜勒頻率(f。)。並且，黑點表示在T一f。平面上的SP信號的應答。
如圖21所示，i一f。平面上的SP信號的應答在T軸方向上的最小間隔為Tu/12，這對應於在k一n平面上的同一碼元內每12載波配置一個SP信號，換言之，對應於在k軸方向上的取樣間隔為Tu/12。並且，T一f。平面上的SP信號的應答在f。軸方向上的最小間隔為1/ (4Ts)，這對應於在k一n平面上的同一載波內每4碼元配置一個SP信號，換言之，對應於在n軸方向上的取樣間隔為4Ts。並且，T一f。平面上的同一都卜勒頻率中的SP信號的應答在T軸方向上的間隔為Tu/3，這對應於k一n平面上的SP信號在k軸方向上的最小間隔為3載波。並且，T一fD平面上的同一延遲時間中的SP信號的應答在f。軸方向上的間隔為1/Ts，這對應於k一n平面上的SP信號在n軸方向上的最小間隔為1碼元。
在傳輸路徑的脈衝應答具有延遲擴散的情況下，該應答相對於SP信號的應答在T軸方向擴散，在傳輸路徑的都卜勒波譜具有頻率擴散的情況下，該波譜相對於SP信號的應答在f。軸方向擴散。
10圖22表示當在k一n平面上對作用於SP信號的傳輸路徑應答H'(n， kSP (n))沿n軸方向進行插補後、沿k軸方向進行插補的情況下，能夠進行 插補而且不產生折返畸變的T一f。平面上的區域。其中，在圖22中，黑點表 示在T一fD平面上的SP信號的應答。並且，矩形表示從發送天線到接收天線
的傳輸路徑的傳輸路徑應答。
根據圖22可知，沿T軸方向寬度Tu/3、沿f。軸方向寬度1/ (4Ts)的
矩形區域，是能夠對傳輸路徑應答進行插補而且不產生折返畸變的區域(以 下稱為"能夠插補區域")。在DVB—T方式和ISDB—T方式中，最長的保護 間隔期間是Tu/4。在保護間隔期間是Tu/4的情況下，如果傳輸路徑的脈衝 應答的擴散為Tu/4以下，則能夠將碼元間幹擾控制在保護間隔期間內，所 以不會對接收質量造成不良影響。把上述的能夠插補區域的T軸方向的寬度 設為Tu/3，這是因為考慮到針對在插補時使用的實用濾波器的富餘量，使 能夠在不產生碼元間幹擾的範圍內準確推測傳輸路徑應答。
這樣，在傳輸方式的設計中，保護間隔期間與SP信號的配置具有密切 的關係。S卩，存在下述的權衡關係，為了不破壞通過設計保護間隔期間得 到的多總線延遲耐性，需要使k—n平面上的SP信號在k軸方向的最小間 隔小於預定的間隔，但從傳輸效率的角度考慮，優選將不傳輸有效信息的 SP信號的密度抑制得儘可能低。
並且，圖23表示當在k一n平面上對作用於SP信號的傳輸路徑應答H' (n，ks,, (n))不沿n軸方向進行插補、而只沿k軸方向進行插補的情況下， 能夠進行插補而且不產生折返畸變的T一f。平面上的區域。其中，在圖23 中，黑點表示在T—f。平面上的SP信號的應答。並且，矩形表示從發送天線
到接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答。
根據圖23可知，沿T軸方向寬度Tu/12、沿f。軸方向寬度1/Ts的矩形
區域，是能夠對傳輸路徑應答進行插補而且不產生折返畸變的區域(能夠 插補區域)。
下面，在使用非專利文獻3公開的MIM0傳輸系統用的SP信號的情況 下，研究能夠推測的傳輸路徑應答的範圍。
上述從第1發送天線發送的SP信號的極性的不反轉和反轉處理，與將 從第1發送天線發送的SP信號乘以複平面波的運算等效，該複平面波利用在k一n平面上具有與k軸平行的等相位線，並且n軸方向的周期為2n的 下述(式4)中的左邊表示。
其中，在(式4)中，右邊是使用關係n二 (1/Ts) t改寫左邊得到的。 因此，可以認為在T—f。平面上的從第2發送天線發送的SP信號的應
答，是使從第1發送天線發送的SP信號的應答沿f。軸方向只移動1/ (2Ts)
得到的。
考慮到上述內容，如果將從第1發送天線發送的SP信號的應答和從第 2發送天線發送的SP信號的應答表述在同一T一f。平面上，則兩者的SP信 號的應答如圖24所示。其中，黑點表示從第1發送天線發送的SP信號的 應答，X符號表示從第2發送天線發送的SP信號的應答。
另外，圖20所示的從第1發送天線發送的SP信號的極性的反轉和不 反轉處理，可以解釋為與將從第1發送天線發送的SP信號乘以複平面波的 運算等效，該複平面波沿頻率方向進行每3載波的極性反轉，換言之，利 用在k一n平面上具有與n軸平行的等相位線，並且k軸方向的周期為6k 的下述(式5)中的左邊表示。
其中，在(式5)中，右邊是使用關係k二Tuf改寫左邊得到的。另外， 在(式5)中，相位項帶有負號是因為T軸的正方向的延遲對應於與頻率f 成比例的負方向的相位旋轉exp (-j2兀fO。
在進行上述解釋的情況下，可以認為在T —f。平面上的從第2發送天線 發送的SP信號的應答，是使從第1發送天線發送的SP信號的應答沿T軸方 向只移動Tu/6得到的。根據圖24可知，這與沿f。軸方向只移動1/ (2Ts)
在接收裝置中，將接收到的SP信號(混合了從第1發送天線發送的SP 信號和從第2發送天線發送的SP信號的SP信號)除以正規的SP信號，由 此能夠獲得混合了從第1發送天線到接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答
* * .(式4)
12(第1傳輸路徑應答)和從第2發送天線到接收天線的傳輸路徑的傳輸路 徑應答(第2傳輸路徑應答)的傳輸路徑應答。
但是，第1傳輸路徑應答具有以圖24中的黑點為基點的、對應脈衝應 答和都卜勒波譜的擴散，第2傳輸路徑應答具有以圖24中的X符號為基點 的、對應脈衝應答和都卜勒波譜的擴展(spreading)。
圖25表示當在k一n平面上對作用於SP信號的傳輸路徑應答沿n軸方 向進行插補後、沿k軸方向進行插補的情況下，能夠對第1傳輸路徑應答 和第2傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠 將它們分離並使它們互相不產生交調失真的、T一f。平面上的區域。其中， 在圖25中，黑點表示從第1發送天線發送的SP信號的應答，X符號表示 從第2發送天線發送的SP信號的應答。另外，實線矩形表示第1傳輸路徑 應答，虛線矩形表示第2傳輸路徑應答。
根據圖25可知，沿T軸方向寬度Tu/6、沿f。軸方向寬度1/ (4Ts)的 矩形區域，是能夠對第1傳輸路徑應答和第2傳輸路徑應答分別進行插補 並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交 調失真的區域(以下稱為"能夠插補分離區域")。
並且，圖26表示當在k —n平面上對作用於SP信號的傳輸路徑應答不 沿n軸方向進行插補、而只沿k軸方向進行插補的情況下，能夠對第1傳 輸路徑應答和第2傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、 而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的、T —f。平面上的區域。 其中，在圖26中，黑點表示從第1發送天線發送的SP信號的應答，X符 號表示從第2發送天線發送的SP信號的應答。另外，實線矩形表示第1傳 輸路徑應答，虛線矩形表示第2傳輸路徑應答。
根據圖26可知，沿i軸方向寬度Tu/12、沿f。軸方向寬度1/ (2Ts)的 矩形區域，是能夠對第1傳輸路徑應答和第2傳輸路徑應答分別進行插補 並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交 調失真的區域(能夠插補分離區域)。
比較圖22中的能夠插補區域和圖25中的能夠插補分離區域，後者的
能夠插補分離區域的T軸方向的寬度是前者的能夠插補區域的T軸方向的寬
度Tu/3的一半，即Tu/6。優選能夠準確推測第1傳輸路徑應答和第2傳輸路徑應答的T軸方向的寬度，不會破壞通過設計保護間隔期間而得到的多總 線延遲耐性。但是，在非專利文獻3記載的SP信號的發送方法中，即使忽 視針對在插補和分離時使用的實用濾波器的富餘量，在保護間隔期間超過
Tu/6的情況下、例如保護間隔期間為Tu/4的情況下，存在第1傳輸路徑應 答和第2傳輸路徑應答的推測將破壞通過設計保護間隔期間而得到的多總 線延遲耐性的問題。
另外，比較圖23中的能夠插補區域和圖26中的能夠插補分離區域， 後者的能夠插補分離區域的f。軸方向的寬度是前者的能夠插補區域的f。軸 方向的寬度1/Ts的一半，即1/ (2Ts)。這樣，在非專利文獻3記載的SP 信號的發送方法中，存在將破壞針對傳輸路徑隨時間而變動的跟蹤特性的 問題。

發明內容
本發明的目的在於，提供一種發送裝置、接收裝置及OFDM傳輸方法， 在從多個發送天線發送多個導頻信號的情況下，與從一個發送天線發送導 頻信號的情況時相同，能夠推測具有延遲擴散的傳輸路徑應答，或者能夠 獲得針對傳輸路徑隨時間而變動的相同跟蹤特性。
為了達到上述目的，本發明的一個方式的發送裝置具有第1 第M (M 為2以上的整數)發送天線，發送在每個碼元期間對多個載波進行調製得 到的OFDM信號，所述OFDM信號包括在載波一碼元平面上分散配置的導頻 信號，在載波一碼元平面上，把載波序號設為k，把碼元序號設為n，把同 一碼元中的導頻信號的間隔設為Ak，把同一載波中的導頻信號的間隔設為 An，把p設為0以上的整數，n.,和ks是除O之外的整數，m是l以上M以下 的整數，在所述m為2以上M以下的情況下，使(m—l) ris和(m—1) ks 不會成為M的整數倍，在碼元序號n的碼元中傳輸導頻信號的載波的載波 序號kp (n)滿足(式6)，
formula see original document page 14 (式g )
所述發送裝置具有說明書第10/47頁
生成部，其生成第m導頻信號，以使對應第m (m是l以上M以下的整 數)發送天線的該第m導頻信號的相位與基準導頻信號的相位之差，成為 利用(式7)表示的值，
L MAn MAk
發送部，從所述第m發送天線發送包括由所述生成部生成的所述第m 導頻信號的OFDM信號。
根據上述方式，在t一f。平面上，在同一都卜勒頻率中只存在從第l 第m發送天線中的任一個發送天線發送的導頻信號的應答，在同一延遲時 間中只存在從第l 第m發送天線中的任一個發送天線發送的導頻信號的應 答。因此，在從第l 第m發送天線中的各個發送天線發送導頻信號的情況 下，與從一個發送天線發送導頻信號的情況時相同，能夠推測具有延遲擴 散的傳輸路徑應答，或者能夠獲得針對傳輸路徑隨時間而變動的相同跟蹤 特性。


圖1是第1實施方式的MIMO傳輸系統的系統結構圖。
圖2是表示從圖1中的第2發送天線12發送的SP信號的信號配置和 極性反轉的狀態的示意圖。
圖3是表示從圖1中的第1發送天線11和第2發送天線12發送的各 個SP信號在t —f。平面上的應答的示意圖。
圖4是表示在使用圖17和圖2所示的各個SP信號的情況下，能夠進
行傳輸路徑應答的分離和推測的區域的示意圖。
圖5是表示在使用圖17和圖2所示的各個SP信號的情況下，能夠進
行傳輸路徑應答的分離和推測的區域的其他示意圖。 圖6是圖1中的發送裝置10的裝置結構圖。 圖7是圖1中的接收裝置30的裝置結構圖。 圖8是圖7中的信道分離推測部35、 39的結構圖。 圖9是表示從第2實施方式的第2發送天線12發送的SP信號的信號
15配置和極性反轉的狀態的示意圖。
圖10是表示從第2實施方式的第1發送天線11和第2發送天線12發 送的各個SP信號在i一f。平面上的應答的示意圖。
圖ll是表示在使用圖17和圖9所示的各個SP信號的情況下，能夠進 行傳輸路徑應答的分離和推測的區域的示意圖。
圖12是表示在使用圖17和圖9所示的各個SP信號的情況下，能夠進
行傳輸路徑應答的分離和推測的區域的其他示意圖。
圖13是第2實施方式的發送裝置10a的裝置結構圖。
圖14是第2實施方式的接收裝置30a的裝置結構圖。
圖15是圖14中的信道分離推測部35a、 39a的結構圖。
圖16是說明第1和第2實施方式的複平面波的廣義化的圖。
圖17是表示DVB—T方式或ISDB—T方式的SP信號的信號配置的示意圖。
圖18是用於說明接收裝置中的信道推測和接收信號的均衡的原理的現
有接收裝置的裝置結構圖。
圖19是用於說明MIM0傳輸方式的原理的現有M頂0傳輸系統的系統結構圖。
圖20是表示以往從第2發送天線發送的SP信號的信號配置和極性反 轉的狀態的示意圖。
圖21是表示圖17中的SP信號在i一f。平面上的應答的示意圖。
圖22是表示在使用圖17所示的SP信號的情況下，能夠進行傳輸路徑 應答的推測的區域的示意圖。
圖23是表示在使用圖17所示的SP信號的情況下，能夠進行傳輸路徑 應答的推測的區域的其他示意圖。
圖24是表示以往從第1發送天線和第2發送天線發送的各個SP信號
在T一f。平面上的應答的示意圖。
圖25是表示在使用圖17和圖20所示的各個SP信號的情況下，能夠 進行傳輸路徑應答的分離和推測的區域的示意圖。
圖26是表示在使用圖17和圖20所示的各個SP信號的情況下，能夠 進行傳輸路徑應答的分離和推測的區域的其他示意圖。
16標號說明
IO發送裝置；ll第l發送天線；12第2發送天線；13SP信號生成部； 14複平面波生成部；15乘法部；30接收裝置；31第1接收天線；32第2
接收天線；35、 38信道分離推測部；51、 61 SP信號提取部；53、 63除法 部；54、 57、 64、 67插補部；55複平面波生成部；56、 66乘法部。
具體實施例方式
本發明的一個方式的第1發送裝置具有第1 第M(M為2以上的整數) 發送天線，發送在每個碼元期間對多個載波進行調製得到的OFDM信號，所 述OF匿信號包括在載波一碼元平面上分散配置的導頻信號，在載波一碼元 平面上，把載波序號設為k，把碼元序號設為n，把同一碼元中的導頻信號 的間隔設為Ak，把同一載波中的導頻信號的間隔設為An，把p設為O以上 的整數，ns和ks是除O之外的整數，m是l以上M以下的整數，
在所述m為2以上M以下的情況下，使(m—l) n,和(m—l) k,不會成 為M的整數倍，在碼元序號n的碼元中傳輸導頻信號的載波的載波序號kP (n)滿足(式8)，
kD(n) 二竺x(n modAn)十Akxp(式8 )
An
所述第l發送裝置具有
生成部，其生成第m導頻信號，以使對應第m (m是l以上M以下的整 數)發送天線的該第m導頻信號的相位與基準導頻信號的相位之差，成為 利用(式9)表示的值，
L MAn MAk
發送部，從所述第m發送天線發送包括由所述生成部生成的所述第m 導頻信號的OFDM信號。
根據上述方式，在T一f。平面上，在同一都卜勒頻率中只存在從第l 第m發送天線中的任一個發送天線發送的導頻信號的應答，在同一延遲時間中只存在從第l 第m發送天線中的任一個發送天線發送的導頻信號的應 答。因此，在從第l 第m發送天線中的各個發送天線發送導頻信號的情況 下，與從一個發送天線發送導頻信號的情況時相同，能夠推測具有延遲擴 散的傳輸路徑應答，或者能夠獲得針對傳輸路徑隨時間而變動的相同跟蹤 特性。
本發明的一個方式的第2發送裝置，在第l發送裝置的方式中，所述 生成部具有基準信號生成部，生成所述基準導頻信號，把該基準導頻信 號作為所述第1導頻信號；和乘法部，將所述基準導頻信號乘以在載波一 碼元平面上利用(式10)表示的複平面波，由此生成m為2以上M以下的 所述第m導頻信號，
本發明的一個方式的第3發送裝置，在第l發送裝置的方式中，所述
生成部具有基準信號生成部，生成所述基準導頻信號，把該基準導頻信 號作為所述第1導頻信號；和相位旋轉部，使所述基準導頻信號按照所述 (式2)表示的值的量進行相位旋轉，由此生成m為2以上M以下的所述第
m導頻信號。
本發明的一個方式的第4發送裝置，在第l發送裝置的方式中，所述M 是2，所述生成部具有基準信號生成部，生成所述基準導頻信號，把該基 準導頻信號作為所述第1導頻信號；和極性反轉部，使所述基準導頻信號 的極性在同一碼元中沿載波方向交替地反覆進行不反轉和反轉，由此生成 所述第2導頻信號。
根據這些方式，能夠提供容易生成第1 第m導頻信號的單元。 本發明的一個方式的第5發送裝置，在第l發送裝置的方式中，所述M 是2，所述An是4，所述Ak是12，所述ris是l，所述ks是l。
本發明的一個方式的第6發送裝置，在第l發送裝置的方式中，所述M 是2，所述An是4，所述Ak是12，所述&是1，所述ks是-3。
根據這些方式，能夠直接適用於例如DVB—T方式或ISDB—T方式。 本發明的一個方式的第l接收裝置，從具有第1 第M (M為2以上的
.(式IO)。整數)發送天線的發送裝置，接收在每個碼元期間對多個載波進行調製得
到的OFDM信號，所述OFDM信號包括在載波—碼元平面上分散配置的導頻 信號，在載波一碼元平面上，把載波序號設為k，把碼元序號設為n，把同 一碼元中的導頻信號的間隔設為Ak，把同一載波中的導頻信號的間隔設為 △n，把p設為0以上的整數，&和ks是除0之外的整數，m是1以上M以下 的整數，在所述m為2以上M以下的情況下，使(m—1)仏和(m—l) ks 不會成為M的整數倍，在碼元序號n的碼元中傳輸導頻信號的載波的載波 序號kp (n)滿足(式11)， [式ll]
kD(n) = !x(n modAn) + Akxp(式11)
p An
從第m (m是1以上M以下的整數)發送天線發送的第m導頻信號與基 準導頻信號，具有利用(式12)表示的值的相位差， [式12]
L MAn MAk _
所述第l接收裝置具有接收天線，從所述發送裝置接收OFDM信號； 應答推測部，根據通過所述接收天線接收到的OFDM信號中包含的導頻信號 和所述(式12)，推測有關從所述第1 所述第M發送天線到所述接收天線 的第1 第M傳輸路徑的傳輸路徑應答；和信號推測部，根據通過所述接收 天線接收到的OFDM信號、和由所述應答推測部推測到的有關所述第1 所 述第M傳輸路徑的傳輸路徑應答，推測與從所述第1 所述第M發送天線發 送的第1 第M的OFDM信號對應的第1 第M發送信號。
根據上述方式，在t —f。平面上，在同一都卜勒頻率中只存在從第l 第m發送天線中的任一個發送天線發送的導頻信號的應答，在同一延遲時 間中只存在從第l 第m發送天線中的任一個發送天線發送的導頻信號的應 答。因此，在從第1 第m發送天線中的各個發送天線發送導頻信號的情況 下，與從一個發送天線發送導頻信號的情況時相同，接收裝置能夠推測具 有延遲擴散的傳輸路徑應答，或者能夠針對相同傳輸路徑隨時間的變動而 推測傳輸路徑應答。
本發明的一個方式的第2接收裝置，在第1接收裝置的方式中，所述
19應答推測部從通過所述接收天線接收到的OFDM信號中提取導頻信號，將提 取到的導頻信號除以所述基準導頻信號，根據相除結果進行有關所述第1 傳輸路徑的傳輸路徑應答的推測，所述應答推測部根據所述相除結果和所 述(式12)，進行有關m為2以上M以下的所述第m傳輸路徑的傳輸路徑應
答的推測。
根據該方式，能夠容易進行有關第m傳輸路徑的傳輸路徑應答的推測。 本發明的一個方式的第1 OFDM傳輸方法，從具有第1 第M (M為2 以上的整數)發送天線的發送裝置，傳輸在每個碼元期間對多個載波進行 調製得到的OFDM信號，所述OFDM信號包括在載波一碼元平面上分散配置 的導頻信號，在載波一碼元平面上，把載波序號設為k，把碼元序號設為n， 把同一碼元中的導頻信號的間隔設為Ak，把同一載波中的導頻信號的間隔 設為An，把p設為0以上的整數，ns和ks是除O之外的整數，m是l以上M 以下的整數，在所述m為2以上M以下的情況下，使(m—l)仏和(m—l) k不會成為M的整數倍，在碼元序號n的碼元中傳輸導頻信號的載波的載波 序號kp (n)滿足(式13)， [式13]
formula see original document page 20
所述第IOFDM傳輸方法包括
生成步驟，生成第m導頻信號，以使對應第m (m是l以上M以下的整 數)發送天線的該第m導頻信號的相位與基準導頻信號的相位之差，成為 利用(式14)表示的值，
formula see original document page 20
發送步驟，從所述第m發送天線發送包括在所述生成步驟生成的所述 第m導頻信號的OFDM信號。
根據上述方式，在t—f。平面上，在同一都卜勒頻率中只存在從第1 第m發送天線中的任一個發送天線發送的導頻信號的應答，在同一延遲時 間中只存在從第l 第m發送天線中的任一個發送天線發送的導頻信號的應 答。因此，在從第l 第m發送天線中的各個發送天線發送導頻信號的情況下，與從一個發送天線發送導頻信號的情況時相同，能夠推測具有延遲擴 散的傳輸路徑應答，或者能夠獲得針對傳輸路徑隨時間而變動的相同跟蹤 特性。
下面，參照

本發明的實施方式。 《第1實施方式》
下面，參照

本發明的第l實施方式。另外，在下面的說明中， 與以往示例的情況相同，把有效碼元期間設為Tu，把保護間隔期間設為Tg，
把碼元期間設為Ts (=Tu+Tg)。 〈MIM0傳輸系統〉
參照圖1說明本實施方式的MIMO傳輸系統。圖1是本實施方式的MIMO 傳輸系統的系統結構圖。
圖1所示的MIMO傳輸系統1包括具有兩個發送天線11、 12的發送裝 置10、和具有兩個接收天線31、 32的接收裝置30。
發送裝置10使用碼元序號n而且載波序號k的小區，從第1發送天線 11發送對第1發送信號XI (n，k)進行逆傅立葉轉換後的第1發送信號， 同時從第2發送天線12發送對第2發送信號X2 (n， k)進行逆傅立葉轉換 後的第2發送信號。另外，從第1發送天線11和第2發送天線12發送的 第1發送信號和第2發送信號，是對通過傳輸的數據等相互正交的多個載 波進行調製，並復用這些調製波的信號。
接收裝置30接收經由傳輸路徑Pll到達接收天線31的第1發送信號、 和經由傳輸路徑P12到達接收天線31的第2發送信號，作為第1接收信號， 對第1接收信號進行傅立葉轉換，得到第1接收信號Y， 1 (n，k)。並且， 接收裝置30接收經由傳輸路徑P21到達接收天線32的第1發送信號、和 經由傳輸路徑P22到達接收天線32的第2發送信號，作為第2接收信號， 對第2接收信號進行傅立葉轉換，得到第2接收信號Y， 2 (n, k)。接收裝 置30對第1接收信號Yl' (n，k)和第2接收信號Y2' (n，k)進行預定的 處理，並輸出第1發送信號X1， (n，k)和第2發送信號X2， (n，k)。
〈SP信號〉
在具體說明圖1所示的發送裝置10和接收裝置30之前，說明從第1 發送天線11發送的SP信號、和從第2發送天線12發送的SP信號。
21從第1發送天線11發送的SP信號的信號配置是進行上述圖17所示的
信號配置，在各個小區中配置的SP信號的複數值，與在相同小區中配置的 在DVB—T方式和ISDB—T方式中使用的一般的SP信號的複數值相同。
與此相對，從第2發送天線12發送的SP信號的信號配置是進行圖2 所示的信號配置。但是，在圖2中，+符號表示從在帶有+符號的小區 中配置的第2發送天線12發送的SP信號，其極性相對於從在相同碼元序 號且相同載波序號的小區中配置的第1發送天線11發送的SP信號不反轉。 並且， 一符號表示從在帶有一符號的小區中配置的第2發送天線12發送 的SP信號，其極性相對於從在相同碼元序號且相同載波序號的小區中配置 的第1發送天線11發送的SP信號反轉。
如圖17和圖2所示，從第1發送天線11發送的SP信號的信號配置與 從第2發送天線12發送的SP信號的信號配置相同。並且，在雙方的SP信 號的信號配置中，在碼元序號n的碼元中傳輸SP信號的小區的載波序號ksp (n)滿足上述(式1)。
從第2發送天線12發送的SP信號，相對於在同一碼元中從第1發送 天線11發送的SP信號，其極性交替地反覆進行不反轉和反轉，相對於在 碼元序號增加1而且載波序號增加3的方向上從第1發送天線11發送的SP 信號，其極性全部不反轉或全部反轉。
上述從第1發送天線11發送的SP信號的極性的不反轉和反轉處理， 與將從第1發送天線11發送的SP信號乘以複平面波的運算等效，該復平 面波利用在k一n平面上n軸方向的周期為8n、 k軸方向的周期為24k的下 述(式15)的左邊表示。
其中，(式15)中的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k二Tuf改寫左邊 得到的。
因此，可以認為在T一f。平面上的從第2發送天線12發送的SP信號的 應答，是使從第1發送天線11發送的SP信號的應答沿i軸方向只移動Tu/24、 而且沿f。軸方向只移動1/ (8Ts)得到的。考慮到上述內容，如果將從第1發送天線11發送的SP信號的應答和
從第2發送天線12發送的SP信號的應答表述在同一T一f。平面上，則兩者 的SP信號的應答如圖3所示。其中，在圖3中，黑點表示從第l發送天線 11發送的SP信號的應答，X符號表示從第2發送天線12發送的SP信號的 應答。
在接收裝置30中，將接收到的SP信號除以正規的SP信號，由此能夠 獲得混合了從第1發送天線11到接收天線(第1接收天線31或第2接收 天線)的傳輸路徑的傳輸路徑應答(以下稱為"有關第1發送天線11的傳 輸路徑應答")、和從第2發送天線12到該接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑 應答(以下稱為"有關第2發送天線12的傳輸路徑應答")的傳輸路徑應 答。
但是，有關第1發送天線11的傳輸路徑應答具有以圖3中的黑點為基 點的、對應脈衝應答和都卜勒波譜的擴散，有關第2發送天線12的傳輸路 徑應答具有以圖3中的X符號為基點的、對應脈衝應答和都卜勒波譜的擴散。
圖4表示當在k —n平面上對作用於SP信號的傳輸路徑應答沿n軸方 向進行插補後、沿k軸方向進行插補的情況下，能夠對有關第1發送天線 11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並 且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調 失真的、T一f。平面上的區域。其中，在圖4中，黑點表示從第l發送天線 11發送的SP信號的應答，X符號表示從第2發送天線12發送的SP信號的 應答。另外，實線矩形表示有關第l發送天線ll的傳輸路徑應答，虛線矩 形表示有關第2發送天線12的傳輸路徑應答。
根據圖4可知，沿4由方向寬度Tu/3、沿fD軸方向寬度1/ (8Ts)的矩 形區域，是能夠對有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天 線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠 將它們分離並使它們互相不產生交調失真的區域(以下稱為"能夠插補分 離區域")。
比較圖22和圖4，在從第1發送天線11發送的SP信號使用圖17所示 的SP信號、從第2發送天線12發送的SP信號使用圖2所示的SP信號的情況下，能夠插補分離區域的T軸方向的寬度達到Tu/3，這與從一個發送天線發送圖17所示的SP信號時、能夠進行插補而且不產生折返畸變的區域(能夠插補區域)的T軸方向的寬度相同。這樣，能夠準確推測有關第l發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答的T軸方向的寬度，不會破壞通過設計保護間隔期間而得到的多總線延遲耐性。
並且，圖5表示當在k一n平面上對作用於SP信號的傳輸路徑應答不沿n軸方向進行插補、而只沿k軸方向進行插補的情況下，能夠對有關第l發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的、T一f。平面上的區域。其中，在圖5中，黑點表示從第1發送天線11發送的SP信號的應答，X符號表示從第2發送天線12發送的SP信號的應答。另外，實線矩形表示有關第1發送天線11的傳輸路徑應答，虛線矩形表示有關第2發送天線12的傳輸路徑應答。
根據圖5可知，沿i軸方向寬度Tu/24、沿f。軸方向寬度1/Ts的矩形區域，是能夠對有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的區域(能夠插補分離區域)。
另外，比較圖23和圖5，在從第1發送天線11發送的SP信號使用圖17所示的SP信號、從第2發送天線12發送的SP信號使用圖2所示的SP信號的情況下，能夠插補分離區域的f。軸方向的寬度達到1/Ts，這與從一個發送天線發送圖17所示的SP信號時、能夠迸行插補而且不產生折返畸變的區域(能夠插補區域)的fn軸方向的寬度相同。這樣，能夠準確推測有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答的f。軸方向的寬度未遭破壞，換言之，針對傳輸路徑隨時間而變動的跟蹤特性未遭破壞。
另外，比較圖24和圖3。
在圖24中，在同一都卜勒頻率中混合存在從第1發送天線發送的SP信號的應答和從第2發送天線發送的SP信號的應答，因此，各個傳輸路徑的脈衝應答必須在T軸方向上互相分享區域。並且，在同一延遲時間中混合存在從第1發送天線發送的SP信號的應答和從第2發送天線發送的SP信號的應答，因此，各個傳輸路徑的都卜勒波譜必須在f。軸方向上互相分享區域。
與此相對，在圖3中，在同一都卜勒頻率中只存在從第1發送天線11
發送的SP信號的應答和從第2發送天線12發送的SP信號的應答中的任一
應答，因此各個傳輸路徑的脈衝應答能夠在T軸方向上佔用區域。並且，在
同一延遲時間中只存在從第1發送天線11發送的SP信號的應答和從第2發送天線12發送的SP信號的應答中的任一應答，因此各個傳輸路徑的都卜勒波譜能夠在f。軸方向上佔用區域。
上述區別起因於T一f。平面上的移動方向和移動量的不同，換言之，起因於k一n平面上的SP信號的等相位線的方向和頻率的不同。
因此，根據使用圖17所示的SP信號和圖2所示的SP信號的本實施方式，相比使用圖17所示的SP信號和圖20所示的SP信號的以往示例中的、
能夠插補分離區域的T軸方向的寬度或f。軸方向的寬度，能夠增大對有關第
1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的區域(能夠插補分離區域)的T軸方向的寬度或f。軸方向的寬度。
〈發送裝置10的結構〉
下面，使用圖6說明圖1中的發送裝置10的裝置結構。圖6是圖1中的發送裝置10的裝置結構圖。
具有第1發送天線11和第2發送天線12的發送裝置10具有SP信號生成部13、複平面波生成部14、乘法部15、映射部16、小區配置部17、逆傅立葉轉換部18、保護間隔插入部19、映射部20、小區配置部21、逆傅立葉轉換部22、保護間隔插入部23。
SP信號生成部13生成根據虛擬隨機編碼序列w調製後的SP信號。並且，SP信號生成部13將所生成的SP信號作為從第1發送天線11發送的SP信號輸出給小區配置部17，同時將所生成的SP信號輸出給乘法部15。另外，SP信號的振幅和相位不依賴於碼元序號n，只根據配置有該SP信號的小區的載波序號k確定。[複平面波生成部14]
複平面波生成部14生成下述的(式16)所示的複平面波，將所生成的複平面波輸出給乘法部15。[式16]
其中，在(式16)中，n表示碼元序號，k表示載波序號。[乘法部15]
乘法部15將從SP信號生成部13輸入的SP信號乘以從複平面波生成部14輸入的複平面波，將相乘值作為從第2發送天線12發送的SP信號輸出給小區配置部21。其中，乘法部15的相乘處理與下述處理等效，g卩，使從SP信號生成部13輸入的SP信號在T一f。平面上沿T軸方向只移動Tu/24、而且沿f。軸方向只移動1/ (8Ts)的處理。另外，作為相乘的對象的SP信號和複平面波，當然是相同碼元序號而且相同載波序號的SP信號和複平面波。
映射部16被輸入已實施預定的處理的數據。映射部16按照預定的比特數單位，將預定的比特數的數據分配給預定的星座(constellation),將分配的結果所得到的數據輸出給小區配置部17。
另外，關於映射部16、 20使用的星座，例如可以列舉PSK (Phase ShiftKeying:移相鍵控)、QAM (Quadrature Amplitude Modulation:正交振幅調製)、APSK (Amplitude Phase Shift Keying:振幅移相鍵控)等的星座。
小區配置部17對利用上述的(式1)特定的小區分配從SP信號生成部13輸入的SP信號(從第1發送天線11發送的SP信號)，對除此之外的小區分配從映射部16輸入的數據，由此構成幀，將與所構成的幀相關的幀信號輸出給逆傅立葉轉換部18。
逆傅立葉轉換部18對於每個碼元，對分配給與從小區配置部17輸入的幀信號內的各個載波對應的小區的調製碼元(映射部16輸出的數據、SP
■，(式l 6)
26信號生成部13輸出的SP信號)進行逆傅立葉轉換，由此進行OFDM調製。由此，逆傅立葉轉換部18生成對互相正交的多個載波進行調製並復用的有效期間Tu的調製信號，將所生成的有效碼元期間Tu的調製信號輸出給保護間隔插入部19。
保護間隔插入部19根據從逆傅立葉轉換部18輸入的有效碼元期間Tu的調製信號，生成插入到保護間隔部分中的保護間隔期間Tg的信號(以下稱為"保護期間信號")，並輸出附加了保護期間信號的調製信號(以下稱為"0FDM信號")。從保護間隔插入部19輸出的0FDM信號，在被實施了用
於從數位訊號轉換為模擬信號的處理、用於轉換為發送頻率頻帶的處理和放大處理等後，作為第1發送信號從第1發送天線11發送出去。
其中，由保護間隔插入部19、 23附加到調製信號中的保護期間信號，是使有效碼元期間Tu的調製信號周期性地連續反覆得到的信號中對應於保護間隔部分的信號。說明具體的示例，保護期間信號是有效碼元期間Tu的調製信號中後面部分的保護間隔期間Tg量的信號。另外，保護期間信號也
可以使用根據預定的虛擬隨機編碼序列調製後的信號和無信號等。[映射部20]
映射部20被輸入已實施預定的處理的數據。映射部20按照預定的比特數單位，將預定的比特數的數據分配給預定的星座，將分配的結果所得到的數據輸出給小區配置部21。
小區配置部21對利用上述的(式1)特定的小區分配從乘法部15輸入的相乘值(從第2發送天線12發送的SP信號)，對除此之外的小區分配從映射部20輸入的數據，由此構成幀，將與所構成的幀相關的幀信號輸出給逆傅立葉轉換部22。
逆傅立葉轉換部22對於每個碼元，對分配給與從小區配置部21輸入的幀信號內的各個載波對應的小區的調製碼元(映射部20輸出的數據、乘法部15輸出的相乘值)進行逆傅立葉轉換，由此進行OFDM調製。由此，逆傅立葉轉換部22生成對互相正交的多個載波進行調製並復用的有效碼元期間Til的調製信號，將所生成的有效碼元期間Tu的調製信號輸出給保護
間隔插入部23。
保護間隔插入部23根據從逆傅立葉轉換部22輸入的有效碼元期間Tu的調製信號，生成插入到保護間隔部分中的保護間隔期間Tg的信號(保護期間信號)，並輸出附加了保護期間信號的調製信號(0FDM信號)。從保護間隔插入部23輸出的OFDM信號，在被實施了用於從數位訊號轉換為模擬信號的處理、用於轉換為發送頻率頻帶的處理和放大處理等後，作為第2發送信號從第2發送天線12發送出去。
下面，說明參照圖6說明了結構的發送裝置的動作概況。
SP信號生成部13生成SP信號，將所生成的SP信號作為從第1發送天線11發送的SP信號輸出給小區配置部17，同時將所生成的SP信號輸出給乘法部15。另外，複平面波生成部14生成上述的(式16)所示的複平面波，將所生成的複平面波輸出給乘法部15。另外，乘法部15將從SP信號生成部13輸入的SP信號乘以從複平面波生成部14輸入的複平面波，把相乘值作為從第2發送天線12發送的SP信號輸出給小區配置部21。
映射部16對所輸入的數據實施匹配處理，將匹配處理的結果所得到的數據輸出給小區配置部17。小區配置部17對構成幀的小區分配從SP信號生成部13輸入的SP信號(從第1發送天線11發送的SP信號)、和從映射部16輸入的數據，由此構成幀，將與所構成的幀相關的幀信號輸出給逆傅立葉轉換部18。逆傅立葉轉換部18對於每個碼元，對從小區配置部17輸入的幀信號進行逆傅立葉轉換，並生成有效碼元期間Tu的調製信號。保護間隔插入部19對有效碼元期間Tu的調製信號附加保護間隔期間Tg的信號(保護期間信號)，並輸出附加了保護期間信號的調製信號(0FDM信號)。從保護間隔插入部19輸出的OFDM信號，在被實施了預定的處理後，作為第1發送信號從第1發送天線11發送出去。
與上述處理並行地進行下述的處理。
映射部20對所輸入的數據實施匹配處理，將匹配處理的結果所得到的數據輸出給小區配置部21。小區配置部21對構成幀的小區分配從乘法部15輸入的相乘值(從第2發送天線12發送的SP信號)、和從映射部20輸
入的數據，由此構成幀，將與所構成的幀相關的幀信號輸出給逆傅立葉轉換部22。逆傅立葉轉換部22對於每個碼元，對從小區配置部21輸入的幀信號進行逆傅立葉轉換，並生成有效碼元期間Tu的調製信號。保護間隔插入部23對有效碼元期間Tu的調製信號附加保護間隔期間Tg的信號(保護期間信號)，並輸出附加了保護期間信號的調製信號(0FDM信號)。從保護間隔插入部23輸出的OFDM信號，在被實施了預定的處理後，以和與第1發送信號為相同碼元序號而且相同載波序號的小區被同時傳輸的方式，作為第2發送信號從第2發送天線12發送出去。〈接收裝置30的結構〉
下面，參照圖7說明圖1中的接收裝置30的裝置結構。圖7是圖1中的接收裝置30的裝置結構圖。
具有第1接收天線31和第2接收天線32的接收裝置30具有保護間隔去除部33、傅立葉轉換部34、信道分離推測部35、保護間隔去除部36、傅立葉轉換部37、信道分離推測部38和信號分離均衡部39。
混合了從發送裝置10的第1發送天線11發送的第1發送信號(0F謹信號)和從第2發送天線12發送的第2發送信號(0F匿信號)的第1接收信號，被第1接收天線31接收。由第1接收天線31接收到的第1接收信號在被實施了預定的處理後，被輸入保護間隔去除部33。
保護間隔去除部33從所輸入的第1接收信號中去除保護間隔期間，將被去除了保護間隔期間的第1接收信號輸出給傅立葉轉換部34。
傅立葉轉換部34被輸入由保護間隔去除部33去除了保護間隔期間的第1接收信號。傅立葉轉換部34對於每個碼元，對有效碼元期間Tu量的信號進行傅立葉轉換，由此進行OFDM解調(頻率分離)，將OFDM解調的結果所得到的第1接收信號Y' 1 (n，k)輸出給信號分離均衡部39和信道分離推測部35。
信道分離推測部35使用從傅立葉轉換部34輸入的第1接收信號Y， 1(n，k)，分離並推測有關傳輸路徑Pll的傳輸路徑應答H' 11 (n，k)和有關傳輸路徑P12的傳輸路徑應答H' 12(n，k)，將推測到的傳輸路徑應答H'11 (n，k)、 H' 12 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。[保護間隔去除部36]
混合了從發送裝置10的第1發送天線11發送的第1發送信號和從第2發送天線12發送的第2發送信號的第2接收信號，被第2接收天線32接收。由第2接收天線32接收到的第2接收信號在被實施了預定的處理後，被輸入保護間隔去除部36。
保護間隔去除部36從所輸入的第2接收信號中去除保護間隔期間，將被去除了保護間隔期間的第2接收信號輸出給傅立葉轉換部37。
傅立葉轉換部37被輸入由保護間隔去除部36去除了保護間隔期間的第2接收信號。傅立葉轉換部37對於每個碼元，對有效碼元期間Tu量的信號進行傅立葉轉換，由此進行OFDM解調，將OFDM解調的結果所得到的第2接收信號Y' 2 (n， k)輸出給信號分離均衡部39和信道分離推測部38。
信道分離推測部38使用從傅立葉轉換部37輸入的第2接收信號Y， 2(n，k)，分離並推測有關傳輸路徑P21的傳輸路徑應答H' 21 (n，k)和有關傳輸路徑P22的傳輸路徑應答H' 22 (n，k)，將推測到的傳輸路徑應答H'
21 (n，k)、 H' 22 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。
從傅立葉轉換部34向信號分離均衡部39輸入第1接收信號Y， l(n， k)，從傅立葉轉換部37向信號分離均衡部39輸入第2接收信號Y' 2 (n， k)。另外，從信道分離推測部35向信號分離均衡部39輸入傳輸路徑應答H' 11(n，k)、 H' 12 (n，k)，從信道分離推測部38向信號分離均衡部39輸入傳輸路徑應答H， 21 (n，k)、 H， 22 (n，k)。
信號分離均衡部39使用第1接收信號Y' 1 (n, k)和第2接收信號Y'2 (n，k)、以及傳輸路徑應答H， 11 (n，k)、 H， 12 (n，k)、 H， 21 (n，k)、 H，
22 (n，k)，運算下述的(式17)，由此將第1發送信號X， 1 (n，k)和第2發送信號X， 2 (n，k)分離並均衡，輸出第1發送信號X， 1 (n，k)和第2發送信號X' 2 (n，k), 的逆矩陣。 [式17]
其中，在(式17)中，[]表示矩陣，[]—表示[]formula see original document page 31(式l 7)
〈信道分離推測部35、 38的結構〉
下面，參照圖8具體說明圖7中的信道分離推測部35、 38。圖8是圖 7中的信道分離推測部35、 38的結構圖。 [信道分離推測部35]
信道分離推測部35具有SP信號提取部51、 SP信號生成部52、除法部 53、插補部54、複平面波生成部55、乘法部56和插補部57。 (SP信號提取部51) SP信號提取部51按照上述的(式l)，從由傅立葉轉換部34輸入的第 1接收信號Y' 1 (n，k)中提取第1接收SP信號Y' 1 (n，ksp (n))，將提取 到的第1接收SP信號Y' 1 (n，ksp (n))輸出給除法部53。 (SP信號生成部52) SP信號生成部52生成與由發送裝置10的SP信號生成部13生成的SP 信號相同的正規的SP信號Y(n， ks,,(n))，將所生成的正規的SP信號Y(n， kSP (n))輸出給除法部53和信道分離推測部38的後面敘述的除法部63。 (除法部53)
除法部53將第1接收SP信號Y' 1 (n， kSP (n))除以SP信號Y (n， kSP (n))，將相除值(以下稱為"第1混合傳輸路徑應答")輸出給插補部54 和乘法部56。
(插補部54)
插補部54使用設於其內部的低通濾波器，從由除法部53輸入的第1 混合傳輸路徑應答中去除該第1混合傳輸路徑應答中包含的有關第2發送 天線12的傳輸路徑應答，並且在k一n平面上對該第1混合傳輸路徑應答 中包含的有關第1發送天線11的傳輸路徑應答進行插補，並推測針對全部 小區的傳輸路徑應答H' 11 (n，k)。並且，插補部54將推測到的傳輸路徑 應答H' 11 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。另外，關於插補部54具有的低通濾波器，例如，可以使用T軸方向的通過頻帶為一Tu/6 Tu/6、 f。軸 方向的通過頻帶為一1/ (16Ts) 1/ (16Ts)的低通濾波器(參照圖4)， 或者使用T軸方向的通過頻帶為一Tu/48 Tu/48、 fD軸方向的通過頻帶為一 1/ (2Ts) 1/ (2Ts)的低通濾波器(參照圖5)。另外，實際上優選考慮 實用濾波器的富餘量來確定通過頻帶。 (複平面波生成部55) 複平面波生成部55生成下述的(式18)所示的複平面波，將所生成的 複平面波輸出給乘法部56和信道分離推測部38的後面敘述的乘法部66。formula see original document page 32
其中，在(式1S)中，n表示碼元序號，k表示載波序號。 (乘法部56)
乘法部56將從除法部53輸入的相除值(第1混合傳輸路徑應答)乘 以從複平面波生成部55輸入的複平面波，將相乘值(以下稱為"第l移動 混合傳輸路徑應答")輸出給插補部57。其中，乘法部56的相乘處理與下
述處理等效，即，使第l混合傳輸路徑應答在T一f。平面上沿T軸方向只移動
一Tu/24，而且沿f4由方向只移動一1/ (8Ts)的處理。另外，成為相乘的 對象的第1混合傳輸路徑應答和複平面波當然是相同碼元序號而且相同載 波序號的第1混合傳輸路徑應答和複平面波。 (插補部57)
插補部57使用設於其內部的低通濾波器，從由乘法部56輸入的第1 移動混合傳輸路徑應答中去除該第1移動混合傳輸路徑應答中包含的有關 第1發送天線11的傳輸路徑應答，並且在k一n平面上對該第1移動混合 傳輸路徑應答中包含的有關第2發送天線12的傳輸路徑應答進行插補，並 推測針對全部小區的傳輸路徑應答H' 12 (n，k)。並且，插補部57將推測 到的傳輸路徑應答H' 12 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。另外，關於插 補部57具有的低通濾波器，例如，可以使用具有與插補部54具有的低通 濾波器相同的通過特性的低通濾波器。信道分離推測部38具有SP信號提取部61、除法部63、插補部64、乘 法部66和插補部67。另外，也可以使信道分離推測部38具有與SP信號生 成部52和複平面波生成部55分別等效的結構。 (SP信號提取部61) SP信號提取部61按照上述的(式l)，從由傅立葉轉換部37輸入的第 2接收信號Y' 2 (n，k)中提取第2接收SP信號Y' 2 (n，kSP (n))，將提取 到的第2接收SP信號Y， 2 (n,ksp (n))輸出給除法部63。 (除法部63)
除法部63將第2接收SP信號Y， 2 (n， kSP (n))除以SP信號Y (n， kSP (n))，將相除值(以下稱為"第2混合傳輸路徑應答")輸出給插補部64 和乘法部66。
(插補部64)
插補部64使用設於其內部的低通濾波器，從由除法部63輸入的第2 混合傳輸路徑應答中去除該第2混合傳輸路徑應答中包含的有關第2發送 天線12的傳輸路徑應答，並且在k—n平面上對該第2混合傳輸路徑應答 中包含的有關第1發送天線11的傳輸路徑應答進行插補，並推測針對全部 小區的傳輸路徑應答H' 21 (n，k)。並且，插補部64將推測到的傳輸路徑 應答H' 21 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。另外，關於插補部64具有 的低通濾波器，例如，可以使用具有與插補部54具有的低通濾波器相同的 通過特性的低通濾波器 (乘法部66)
乘法部66將從除法部63輸入的相除值(第2混合傳輸路徑應答)乘 以從複平面波生成部55輸入的複平面波，將相乘值(以下稱為"第2移動 混合傳輸路徑應答")輸出給插補部67。其中，乘法部66的相乘處理與下
述處理等效，S卩，使第2混合傳輸路徑應答在T —f。平面上沿T軸方向只移動
一Tu/24，而且沿f。軸方向只移動一1/ (8Ts)的處理。另外，成為相乘的 對象的第2混合傳輸路徑應答和複平面波當然是相同碼元序號而且相同載 波序號的第2混合傳輸路徑應答和複平面波。 (插補部67)
插補部67使用設於其內部的低通濾波器，從由乘法部63輸入的第2移動混合傳輸路徑應答中去除該第2移動混合傳輸路徑應答中包含的有關
第1發送天線11的傳輸路徑應答，並且在k一n平面上對該第2移動混合 傳輸路徑應答中包含的有關第2發送天線12的傳輸路徑應答進行插補，並 推測針對全部小區的傳輸路徑應答H' 22 (n，k)。並且，插補部67將推測 到的傳輸路徑應答H' 22 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。另外，關於插 補部67具有的低通濾波器，例如，可以使用具有與插補部54具有的低通 濾波器相同的通過特性的低通濾波器。 〈接收裝置30的動作〉
下面，說明參照圖7和圖8說明了結構的接收裝置的動作概況。 由第1接收天線31接收到的第1接收信號在被實施了預定的處理後， 被輸入保護間隔去除部33，在由保護間隔去除部33去除保護間隔期間後， 被輸入傅立葉轉換部34。傅立葉轉換部34針對所輸入的被去除了保護間隔 期間的第l接收信號，對於每個碼元，對有效碼元期間Tu量的信號進行傅 立葉轉換，將第1接收信號Y， 1 (n，k)輸出給信號分離均衡部39和信道 分離推測部35。
在信道分離推測部35中，由SP信號生成部52生成正規的SP信號Y (n，ksl， (n))，由複平面波生成部55生成利用上述的(式18)表示的復平 面波。
SP信號提取部51從由傅立葉轉換部34輸入的第1接收信號Y' l(n, k) 中提取第1接收SP信號Y' 1 (n， kSP (n))，將提取到的第1接收SP信號Y' 1 (n，ksp (n))輸出給除法部53。除法部53將從SP信號提取部51輸入的 第1接收SP信號Y， 1 (n,ksp (n))除以由SP信號生成部52生成的SP信 號Y (n， kSP (n))，將相除值(第1混合傳輸路徑應答)輸出給插補部54和 乘法部56。
插補部54對從除法部53輸入的第1混合傳輸路徑應答進行上述的處 理，並推測針對全部小區的傳輸路徑應答H' 11 (n，k)，將推測到的傳輸路 徑應答H' 11 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。
乘法部56將從除法部53輸入的相除值(第1混合傳輸路徑應答)乘 以由複平面波生成部55生成的複平面波，將相乘值(第l移動混合傳輸路 徑應答)輸出給插補部57。插補部57對從乘法部56輸入的第1移動混合傳輸路徑應答進行上述的處理，並推測針對全部小區的傳輸路徑應答H' 12 (n，k)，將推測到的傳輸路徑應答H' 12 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。 與上述處理並行地進行下述處理。
由第2接收天線32接收到的第2接收信號在被實施了預定的處理後， 被輸入保護間隔去除部36,在由保護間隔去除部36去除保護間隔期間後， 被輸入傅立葉轉換部37。傅立葉轉換部37針對所輸入的被去除了保護間隔 期間的第2接收信號，對於每個碼元，對有效碼元期間Tu量的信號進行傅 立葉轉換，將第2接收信號Y， 2 (n,k)輸出給信號分離均衡部39和信道 分離推測部38。
在信道分離推測部38中，SP信號提取部61從由傅立葉轉換部37輸 入的第2接收信號Y， 2 (n，k)中提取第2接收SP信號Y' 2 (n， kSP (n))， 將提取到的第2接收SP信號Y' 2 (n， kSP (n))輸出給除法部63。除法部 63將從SP信號提取部61輸入的第2接收SP信號Y' 2 (n， kSP (n))除以 由SP信號生成部52生成的SP信號Y (n， kSP (n))，將相除值(第2混合傳 輸路徑應答)輸出給插補部64和乘法部66。
插補部64對從除法部63輸入的第2混合傳輸路徑應答進行上述的處 理，並推測針對全部小區的傳輸路徑應答H' 21 (n，k)，將推測到的傳輸路 徑應答H' 21 (n,k)輸出給信號分離均衡部39。
乘法部66將從除法部63輸入的相除值(第2混合傳輸路徑應答)乘 以由複平面波生成部55生成的複平面波，將相乘值(第2移動混合傳輸路 徑應答)輸出給插補部67。插補部67對從乘法部66輸入的第2移動混合 傳輸路徑應答進行上述的處理，並推測針對全部小區的傳輸路徑應答H' 22 (n，k)，將推測到的傳輸路徑應答H' 22 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。
信號分離均衡部39使用通過並行進行上述兩個處理而輸入的第1接收 信號Y' 1 (n，k)和第2接收信號Y' 2 (n，k)、以及傳輸路徑應答H' 11 (n，k)、 H， 12 (n，k)、 H， 21 (n，k)、 H， 22 (n，k)，運算上述的(式17)， 由此將第1發送信號X' 1 (n， k)和第2發送信號X， 2 (n， k)分離並均衡， 並輸出第1發送信號X， 1 (n，k)和第2發送信號X， 2 (n,k)。 《第2實施方式》
下面，參照

本發明的第2實施方式。其中，本實施方式與第l實施方式相同，把包括具有兩個發送天線11、 12的發送裝置10a、和具有 兩個接收天線31、 32的接收裝置30a的MIM0傳輸系統作為對象，從第2 發送天線12發送與第1實施方式不同的SP信號。另外，在本實施方式中， 對與第1實施方式基本相同的構成要素標註相同的標號，由於能夠適用第1 實施方式的說明，所以在本實施方式中省略其說明。 〈SP信號〉
在具體說明本實施方式的發送裝置10a和接收裝置30a之前，說明從 發送裝置10a具有的第1發送天線11發送的SP信號、和從第2發送天線 12發送的SP信號。
從第1發送天線11發送的SP信號的信號配置是迸行上述圖17所示的 信號配置，在各個小區中配置的SP信號的複數值，與在相同小區中配置的 在DVB—T方式和ISDB—T方式中使用的一般的SP信號的複數值相同。
與此相對，從第2發送天線12發送的SP信號的信號配置是進行圖9 所示的信號配置。但是，在圖9中，十符號表示從在帶有+符號的小區中 配置的第2發送天線12發送的SP信號，而且其極性相對於從在相同碼元 序號且相同載波序號的小區中配置的第1發送天線11發送的SP信號不反 轉。並且， 一符號表示從在帶有一符號的小區中配置的第2發送天線12發 送的SP信號，而且其極性相對於從在相同碼元序號且相同載波序號的小區 中配置的第1發送天線11發送的SP信號反轉。
如圖17和圖9所示，從第1發送天線11發送的SP信號的信號配置與 從第2發送天線12發送的SP信號的信號配置相同。並且，在雙方的SP信 號的信號配置中，在碼元序號n的碼元中傳輸SP信號的小區的載波序號kSP (n)滿足上述(式1)。
從第2發送天線12發送的SP信號，相對於在同一碼元中從第1發送 天線11發送的SP信號，其極性交替地反覆進行不反轉和反轉，在碼元序 號增加3而且載波序號減少3的方向上相對於從第1發送天線11發送的SP 信號，其極性全部不反轉或全部反轉。
上述從第1發送天線11發送的SP信號的極性的不反轉和反轉處理， 與將從第1發送天線11發送的SP信號乘以複平面波的運算等效，該復平 面波在k一n平面上n軸方向的周期為8n、 k軸方向的周期為-8k並由下述(式19)的左邊表示。
其中，(式19)中的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k二Tuf改寫左邊得到的。
因此，可以認為在T一f。平面上的從第2發送天線12發送的SP信號的應答，是使從第1發送天線11發送的SP信號的應答沿T軸方向移動一Tu/8、而且沿f。軸方向移動1/ (8Ts)得到的。
考慮到上述內容，如果將從第1發送天線11發送的SP信號的應答和從第2發送天線12發送的SP信號的應答表述在同一T一fn平面上，則兩者的SP信號的應答如圖IO所示。其中，在圖10中，黑點表示從第l發送天線11發送的SP信號的應答，X符號表示從第2發送天線12發送的SP信號的應答。
在接收裝置30a中，將接收到的SP信號除以正規的SP信號，由此能夠獲得混合了從第1發送天線11到接收天線(第1接收天線31或第2接收天線)的傳輸路徑的傳輸路徑應答(有關第1發送天線11的傳輸路徑應答)、和從第2發送天線12到該接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答(有關第2發送天線12的傳輸路徑應答)的傳輸路徑應答。
但是，有關第1發送天線11的傳輸路徑應答具有以圖10中的黑點為基點的、對應脈衝應答和都卜勒波譜的擴散，有關第2發送天線12的傳輸路徑應答具有以圖10中的X符號為基點的、對應脈衝應答和都卜勒波譜的擴散。
圖11表示當在k一n平面上對作用於SP信號的傳輸路徑應答沿n軸方向進行插補後、沿k軸方向進行插補的情況下，能夠對有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的、i一f。平面上的區域。其中，在圖11中，黑點表示從第1發送天線11發送的SP信號的應答，X符號表示從第2發送天線12發送的SP信號的應答。另外，實線矩形表示有關第l發送天線ll的傳輸路徑應答，虛線矩形表示有關第2發送天線12的傳輸路徑應答。
根據圖11可知，沿t軸方向寬度Tu/3、沿f。軸方向寬度1/ (8Ts)的矩形區域，是能夠對有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的區域(能夠插補分離區域)。
比較圖22和圖11，在從第1發送天線11發送的SP信號使用圖17所示的SP信號、從第2發送天線12發送的SP信號使用圖9所示的SP信號的情況下，能夠插補分離區域的t軸方向的寬度達到Tu/3，這與從一個發送天線發送圖17所示的SP信號時、能夠進行插補而且不產生折返畸變的區域(能夠插補區域)的t軸方向的寬度相同。這樣，能夠準確推測有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答的t軸方向的寬度，不會破壞通過設計保護間隔期間而得到的多總線延遲耐性。
並且，圖12表示當在k一n平面上對作用於SP信號的傳輸路徑應答不沿n軸方向進行插補、而只沿k軸方向進行插補的情況下，能夠對有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的、t —f。平面上的區域。其中，在圖12中，黑點表示從第1發送天線11發送的SP信號的應答，X符號表示從第2發送天線12發送的SP信號的應答。另外，實線矩形表示有關第1發送天線11的傳輸路徑應答，虛線矩形表示有關第2發送天線12的傳輸路徑應答。
根據圖12可知，沿t軸方向寬度Tu/24、沿f。軸方向寬度1/Ts的矩形區域，是能夠對有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的區域(能夠插補分離區域)。
另外，比較圖23和圖12，在從第1發送天線11發送的SP信號使用圖17所示的SP信號、從第2發送天線12發送的SP信號使用圖9所示的SP信號的情況下，能夠插補分離區域的f。軸方向的寬度達到1/Ts，這與從一個發送天線發送圖17所示的SP信號時、能夠進行插補而且不產生折返畸變的區域(能夠插補區域)的f。軸方向的寬度相同。這樣，能夠準確推測有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答的f。軸方向的寬度未遭破壞，換言之，針對傳輸路徑隨時間而變動的跟蹤特性未遭破壞。
另外，比較圖24和圖10。
在圖24中，在同一都卜勒頻率中混合存在從第1發送天線11發送的SP信號的應答和從第2發送天線12發送的SP信號的應答，因此，各個傳輸路徑的脈衝應答必須在T軸方向上互相分享區域。並且，在同一延遲時間中混合存在從第1發送天線11發送的SP信號的應答和從第2發送天線12發送的SP信號的應答，因此，各個傳輸路徑的都卜勒波譜必須在f。軸方向上互相分享區域。
與此相對，在圖10中，在同一都卜勒頻率中只存在從第1發送天線11發送的SP信號的應答和從第2發送天線12發送的SP信號的應答中的任一應答，因此各個傳輸路徑的脈衝應答能夠在T軸方向上佔用區域。並且，在同一延遲時間中只存在從第1發送天線11發送的SP信號的應答和從第2發送天線12發送的SP信號的應答中的任一應答，因此各個傳輸路徑的都卜勒波譜能夠在f。軸方向上佔用區域。
因此，根據使用圖17所示的SP信號和圖9所示的SP信號的本實施方式，相比使用圖17所示的SP信號和圖20所示的SP信號的以往示例中的、能夠插補分離區域的T軸方向的寬度或f。軸方向的寬度，能夠增大對有關第1發送天線11的傳輸路徑應答和有關第2發送天線12的傳輸路徑應答分別進行插補並且不產生各自的折返畸變、而且能夠將它們分離並使它們互相不產生交調失真的區域(能夠插補分離區域)的T軸方向的寬度或f。軸方向的寬度。
〈發送裝置10a的結構〉
下面，參照圖13說明本實施方式的發送裝置10a的裝置結構。圖13是本實施方式的發送裝置10a的裝置結構圖。
發送裝置10a具有複平面波生成部14a，以取代發送裝置10的複平面波生成部14。
複平面波生成部14a生成下述的(式20)所示的複平面波，將所生成的複平面波輸出給乘法部15。[式20]
其中，在(式20)中，n表示碼元序號，k表示載波序號。 另外，本實施方式的乘法部15將從SP信號生成部13輸入的SP信號 乘以從複平面波生成部14a輸入的複平面波，以取代乘以從複平面波生成 部14輸入的複平面波，將相乘值作為從第2發送天線12發送的SP信號輸 出給小區配置部21。其中，乘法部15的相乘處理與下述處理等效，g卩，使 從SP信號生成部13輸入的SP信號在T一f。平面上沿T軸方向只移動一Tu/8、 而且沿f。軸方向只移動1/ (8Ts)的處理。 〈接收裝置30a的結構〉
下面，參照圖14說明本實施方式的接收裝置30a的裝置結構。圖14 是本實施方式的接收裝置30a的裝置結構圖。
接收裝置30a具有信道分離推測部35a、 38a，以取代接收裝置30的信 道分離推測部35、 38。 信道分離推測部35a使用從傅立葉轉換部34輸入的第1接收信號Y， 1 (n，k)，分離並推測有關傳輸路徑Pll的傳輸路徑應答H' 11 (n，k)和有 關傳輸路徑P12的傳輸路徑應答H' 12(n，k)，將推測到的傳輸路徑應答H' 11 (n，k)、 H' 12 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。 [信道分離推測部38a] 信道分離推測部38a使用從傅立葉轉換部37輸入的第2接收信號Y'2 (n，k)，分離並推測有關傳輸路徑P21的傳輸路徑應答H' 21 (n，k)和有 關傳輸路徑P22的傳輸路徑應答H' 22 (n，k)，將推測到的傳輸路徑應答H' 21 (n，k)、 H， 22 (n，k)輸出給信號分離均衡部39。 〈信道分離推測部35a、 38a的結構〉
下面，參照圖15具體說明圖14中的信道分離推測部35a、 38a。圖15 是圖14中的信道分離推測部35a、 38a的結構圖。 [信道分離推測部35a]
信道分離推測部35a具有複平面波生成部55a，以取代信道分離推測部35的複平面波生成部55。
(複平面波生成部55a)
複平面波生成部55a生成下述的(式21)所示的複平面波，將所生成 的複平面波輸出給乘法部56和信道分離推測部38a的乘法部66。
formula see original document page 41
(式2 1〗
其中，在(式21)中，n表示碼元序號，k表示載波序號。 另外，本實施方式的乘法部56將從除法部53輸入的相除值(第1混 合傳輸路徑應答)乘以從複平面波生成部55a輸入的複平面波，以取代乘 以從複平面波生成部55輸入的複平面波，將相乘值(第l移動混合傳輸路 徑應答)輸出給插補部57。其中，乘法部56的相乘處理與下述處理等效， 即，使第1混合傳輸路徑應答在T一f。平面上沿T軸方向只移動Tu/8，而且 沿f。軸方向只移動一1/ (8Ts)的處理。 [信道分離推測部38a]
信道分離推測部38a具有與信道分離推測部38相同的結構。另外，本 實施方式的乘法部66將從除法部63輸入的相除值(第2混合傳輸路徑應 答)乘以從複平面波生成部55a輸入的複平面波，以取代乘以從複平面波 生成部55輸入的複平面波，將相乘值(第2移動混合傳輸路徑應答)輸出 給插補部67。其中，乘法部66的相乘處理與下述處理等效，g卩，使第2混 合傳輸路徑應答在T一f。平面上沿T軸方向只移動Tu/8，而且沿f。軸方向只 移動一1/ (8Ts)的處理。 《補充》
本發明不限於上述實施方式，例如也可以是下述方式。
(1) 在上述實施方式中，假設DVB—T方式和ISDB—T方式，並使用 用語SP信號進行了說明，但只要是具有在接收裝置中為已知振幅和已知相 位的導頻信號，本發明就能夠適用。
(2) 在上述第1實施方式中，也可以是，複平面波生成部14生成具 有將上述的(式16)中的相位項乘以一l得到的值的相位項的複平面波， 複平面波生成部55生成具有將上述的(式18)中的相位項乘以一l得到的值的相位項的複平面波。
並且，在上述第2實施方式中，也可以是，複平面波生成部14a生成 具有將上述的(式20)中的相位項乘以一l得到的值的相位項的複平面波， 複平面波生成部55a生成具有將上述的(式21)中的相位項乘以一l得到
的值的相位項的複平面波。
(3)在上述各個實施方式中說明了下述情況，假設DVB—T方式和ISDB 一T方式，把同一碼元中的SP信號的間隔設為12,把同一載波中的SP信 號的間隔設為4，傳輸SP信號的載波的載波序號ksp (n)滿足(式l)，但 本發明也可以適用於，將載波一碼元平面上的導頻信號(在接收側為已知 振幅和己知相位的信號)的信號配置按照下面所述廣義化。
把碼元序號設為n，把載波序號設為k，把同一碼元中的導頻信號的間 隔設為Ak，把同一載波中的導頻信號的間隔設為An，把p設為0以上的整 數，傳輸導頻信號的載波的載波序號kp (n)滿足下述的(式22)。
formula see original document page 42
該情況時，上述的第1實施方式或第2實施方式例如能夠按照下面所 述進行變更。
(3—A)關於從第1發送天線發送的導頻信號的應答，表示(式22) 所示的被廣義化的信號配置的導頻信號的應答的圖16中、點A與點B的t 軸方向的距離是Tu/Ak， f。軸方向的距離是1/ (TsAn)。並且，使從第2發 送天線發送的導頻信號成為使其應答位於點A與點B之間的中心點的導頻 信號。
從第2發送天線發送的這種導頻信號，能夠通過使從第1發送天線發 送的導頻信號的應答沿t軸方向移動Tu/ (2Ak)、並沿f。軸方向移動1/ (2TsAn)來生成。
因此，發送裝置內的導頻信號生成部生成基準導頻信號(在接收側為 已知振幅和已知相位的信號，後面也相同)，把所生成的基準導頻信號作為 從第1發送天線發送的導頻信號。並且，考慮到上述情況，發送裝置內的 複平面波生成部生成利用下述的(式23)的左邊表示的複平面波，乘法部 將該基準導頻信號乘以所生成的複平面波，把相乘值作為從第2發送天線發送的導頻信號, [式23]
1
:鄉j
、2 ^jfi formula see original document page 43
其中，(式23)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k二Tuf改寫左邊得 到的。
接收裝置將由接收天線(第1接收天線或第2接收天線)接收到的導 頻信號除以正規的導頻信號(由發送裝置生成的基準導頻信號，後面也相 同)。由此，能夠獲得混合了從第l發送天線到該接收天線的傳輸路徑的傳 輸路徑應答(有關第l發送天線的傳輸路徑應答)、和從第2發送天線到該 接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答(有關第2發送天線的傳輸路徑應答) 的傳輸路徑應答(以下稱為"混合傳輸路徑應答")。對應第1發送天線的 插補部根據混合傳輸路徑應答，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有 關第1發送天線的傳輸路徑應答。接收裝置內的複平面波生成部生成利用 下述的(式24)的左邊表示的複平面波，乘法部將混合傳輸路徑應答乘以 所生成的複平面波。對應第2發送天線的插補部根據乘法部的相乘值，使 用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第2.發送天線的傳輸路徑應答。
formula see original document page 43
—t唚.
其中，(式24)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k=Tuf改寫左邊得 到的。
另外，也可以是，發送裝置內的複平面波生成部生成具有將上述(式 23)中的相位項乘以一l得到的值的相位項的複平面波，接收裝置內的復平 面波生成部生成具有將上述(式24)中的相位項乘以一1得到的值的相位 項的複平面波。
(3—B)關於從第l發送天線發送的導頻信號的應答，圖16中的點A 與點C的T軸方向的距離是3Tu/Ak， f。軸方向的距離是1/ (TsAn)。並且， 使從第2發送天線發送的導頻信號成為其應答位於點A與點C之間的中心 點的導頻信號。
這種從第2發送天線發送的導頻信號，能夠通過使從第1發送天線發送的導頻信號的應答沿T軸方向移動一3TU/ (2Ak)、並沿f。軸方向移動1/
(2TsAn)而生成。
因此，發送裝置內的導頻信號生成部生成基準導頻信號，把所生成的 基準導頻信號作為從第1發送天線發送的導頻信號。並且，考慮到上述情 況，發送裝置內的複平面波生成部生成利用下述的(式25)的左邊表示的 複平面波，乘法部將該基準導頻信號乘以所生成的複平面波，把相乘值作 為從第2發送天線發送的導頻信號。
.f 1 3 ■k 2 Ab 2 Ak j
=，j 2
1 ^ 3^T^u ^ 2AnTs2她」
(式2 5)
其中，(式25)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k=Tuf改寫左邊得 到的。
接收裝置將由接收天線(第1接收天線或第2接收天線)接收到的導 頻信號除以正規的導頻信號。由此，能夠獲得混合了從第1發送天線到該 接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答(有關第1發送天線的傳輸路徑應答)、 和從第2發送天線到該接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答(有關第2發 送天線的傳輸路徑應答)的傳輸路徑應答(混合傳輸路徑應答)。對應第1 發送天線的插補部根據混合傳輸路徑應答，使用低通濾波器來推測針對全 部小區的有關第1發送天線的傳輸路徑應答。接收裝置內的複平面波生成 部生成利用下述的(式26)的左邊表示的複平面波，乘法部將混合傳輸路 徑應答乘以所生成的複平面波。對應第2發送天線的插補部根據乘法部的 相乘值，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第2發送天線的傳輸 路徑應答。
"J:
1 .3
.2 Afi
2 乂
1
.i u ,
-t+—t
2 AnTs2 Ak
(JC 2 6 )
其中，(式26)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k=Tuf改寫左邊得 到的。
另外，也可以是，發送裝置內的複平面波生成部生成具有將上述的(式 25)中的相位項乘以一1得到的值的相位項的複平面波，接收裝置內的復平 面波生成部生成具有將上述的(式26)中的相位項乘以一1得到的值的相
44位項的複平面波。
(4)在上述的各個實施方式中，假設從第1發送天線11和第2發送
天線12發送發送信號，發送裝置具有M (M為2以上的整數)個發送天線， 從第m (m是l以上M以下的整數)發送天線發送的第m導頻信號(在接收 側為已知振幅和已知相位的信號)的信號配置，是按照上述的(式22)賦 予的被廣義化的信號配置。
該情況時，上述第1實施方式或第2實施方式例如可以按照下面所述 進行變更。
(4一A)關於從第1發送天線發送的導頻信號的應答，圖16中的點A 與點B的T軸方向的距離是Tu/Ak， f。軸方向的距離是1/ (TsAn)。並且， 使從m為2以上M以下的第m發送天線發送的第m導頻信號，成為使其應 答位於將點A與點B之間按照相等間隔M等分後的(M—l)個點中、從點A 起的第(m—l)個點的位置的導頻信號。
從m為2以上M以下的第m發送天線發送的第m導頻信號，能夠通過 使從第1發送天線發送的第1導頻信號的應答沿T軸方向移動(m—l) Tu/ (MAk)、並沿fn軸方向移動(m—l) / (MTsAn)而生成。
因此，發送裝置內的導頻信號生成部生成基準導頻信號，把所生成的 基準導頻信號作為從第1發送天線發送的第1導頻信號。並且，考慮到上 述情況，對於m為2以上M以下的各個第m發送天線，發送裝置內的復平 面波生成部生成利用下述的(式27)的左邊表示的複平面波，乘法部將該 基準導頻信號乘以所生成的複平面波，把相乘值作為從第m發送天線發送 的第m導頻信號。
formula see original document page 45(式2 7 )
其中，(式27)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k=Tuf改寫左邊得 到的。
接收裝置將由接收天線接收到的導頻信號除以正規的導頻信號。由此， 能夠獲得混合了從各個發送天線到該接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答 的傳輸路徑應答(混合傳輸路徑應答)。對應第1發送天線的插補部根據混合傳輸路徑應答，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第1發送天
線的傳輸路徑應答。對於m為2以上M以下的各個第m發送天線，接收裝 置內的複平面波生成部生成利用下述的(式28)的左邊表示的複平面波， 乘法部將混合傳輸路徑應答乘以所生成的複平面波，插補部根據乘法部的 相乘值，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第m發送天線的傳輸 路徑應答。 [式28]
formula see original document page 46
其中，(式28)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k=Tuf改寫左邊得 到的。
另外，也可以是，發送裝置內的複平面波生成部生成具有將上述的(式 27)中的相位項乘以一l得到的值的相位項的複平面波，接收裝置內的復平 面波生成部生成具有將上述的(式28)中的相位項乘以一l得到的值的相 位項的複平面波。
(4—B)關於從第1發送天線發送的導頻信號的應答，圖16中的點A 與點C的T軸方向的距離是3Tu/Ak， f。軸方向的距離是1/ (TsAn)。並且， 使從m為2以上M以下的第m發送天線發送的第m導頻信號，成為使其應 答位於將點A與點C之間按照相等間隔M等分後的(M—l)個點中、從點A 起的第(m—l)個點的位置的導頻信號。
從m為2以上M以下的第m發送天線發送的第m導頻信號，能夠通過 使從第1發送天線發送的第1導頻信號的應答沿T軸方向移動一3 (m—l) Tu/ (MAk)、並沿f。軸方向移動(m—l) / (MTsAn)而生成。
因此，發送裝置內的導頻信號生成部生成基準導頻信號，把所生成的 基準導頻信號作為從第1發送天線發送的第1導頻信號。並且，考慮到上
述情況，對於m為2以上M以下的各
木i
m
發送天線，發送裝置內的復平
面波生成部生成利用下述的(式29)的左邊表示的複平面波，乘法部將該 基準導頻信號乘以所生成的複平面波，把相乘值作為從第m發送天線發送 的第m導頻信號。 [式29]exp j2
M An
M Akj.
-1^--^—t
M'AdTs
MAk
(式2 9 —)
其中，(式29)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k=Tuf改寫左邊得到的。
接收裝置將由接收天線接收到的導頻信號除以正規的導頻信號。由此，能夠獲得混合了從各個發送天線到該接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答的傳輸路徑應答(混合傳輸路徑應答)。對應第l發送天線的插補部根據混合傳輸路徑應答，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第1發送天線的傳輸路徑應答。對於m為2以上M以下的各個第m發送天線，接收裝置內的複平面波生成部生成利用下述的(式30)的左邊表示的複平面波，乘法部將混合傳輸路徑應答乘以所生成的複平面波，插補部根據乘法部的相乘值，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第m發送天線的傳輸路徑應答。
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、M An
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1 M緒s
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(式3 0 )
其中，(式30)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k = Tuf改寫左邊得到的。
另外，也可以是，發送裝置內的複平面波生成部生成具有將上述的(式29)中的相位項乘以一l得到的值的相位項的複平面波，接收裝置內的複平面波生成部生成具有將上述的(式30)中的相位項乘以一1得到的值的相位項的複平面波。
並且，在上述的(4一B)中，在m為2以上M以下的情況下，需要使一3 (m—l)不是M的整數倍。
(5)參照圖16記述上述各個實施方式的SP信號的發送方法的更進一步的廣義化。其中，在圖16中，黑點表示從第1發送天線11發送的第1導頻信號的應答，X符號表示從第2發送天線12發送的第2導頻信號的應答。另外，把發送天線數量設為M (M是2以上的整數)，從第m(m是l以上M以下的整數)發送天線發送的第m導頻信號的信號配置，是按照上述的(式22)賦予的被廣義化的信號配置。
在圖16中，利用實線表示由與通過第1導頻信號的應答的T軸平行的
47直線、和與通過該應答的f。軸平行的直線構成的網格，利用虛線表示由與 通過第2導頻信號的應答的T軸平行的直線、和與通過該應答的f。軸平行的 直線構成的網格。
從各個發送天線發送導頻信號的方法的要點是，從各個發送天線發送 的導頻信號的應答不會位於與從其他的全部發送天線發送的導頻信號的應 答相關的網格上。
這可以通過下述處理實現，將與從第1發送天線發送的第1導頻信號
的應答相關的網格之間進行了 M分割而形成M種網格，將從各個發送天線 發送的導頻信號的應答分配在互不重複的網格上。
因此，發送裝置內的導頻信號生成部生成基準導頻信號，把所生成的 基準導頻信號作為從第1發送天線發送的第1導頻信號。並且，考慮到上 述情況，對於m為2以上M以下的各個第m發送天線，發送裝置內的復平 面波生成部生成利用下述的(式31)的左邊表示的複平面波，乘法部將該 基準導頻信號乘以所生成的複平面波，把相乘值作為從第m發送天線發送 的第m導頻信號。
exp
j2 r
(m-lK (m —l)ks1.
MAn
MAk
=6Xp
j2兀
(m-lK MAnTs
t (m-l)ksTuf MAk
(式31)
其中，在m為2以上M以下的情況下，ris和ks是使(m—l)仏和(m— 1) k,不會成為M的整數倍的、除0之外的整數。
並且，(式31)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k=Tuf改寫左邊得 到的。
另外，上述的(式31)表示使第1導頻信號移動到進行了M分割的網 格上。並且，ns和ks是使(m—l) ns和(m—l) L不會成為M的整數倍的、 除0之外的整數這一條件，是用於使與各個導頻信號的應答相關的網格互 不重複的條件。
接收裝置將由接收天線接收到的導頻信號除以正規的導頻信號。由此， 能夠獲得混合了從各個發送天線到該接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答 的傳輸路徑應答(混合傳輸路徑應答)。對應第1發送天線的插補部根據混合傳輸路徑應答，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第1發送天
線的傳輸路徑應答。對於m為2以上M以下的各個第m發送天線，接收裝 置內的複平面波生成部生成利用下述的(式32)的左邊表示的複平面波， 乘法部將混合傳輸路徑應答乘以所生成的複平面波，插補部根據乘法部的 相乘值，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第m發送天線的傳輸 路徑應答。 [式32]
exp
-j2 r
(m-l)ns (m-l)ks MAn n_~MAk
k
_ 廣
=exp-j2 r _ 、
(m-l)nSt (m — l)ksTuf
MAnTs
MAk
…(式32)
其中，(式32)的右邊是使用關係n二 (1/Ts) t、 k = Tuf改寫左邊得 到的。
(6)在上述實施方式等中，通過生成複平面波、並將信號乘以所生成 的複平面波，來實現該信號(SP信號、將接收到的SP信號除以正規的SP 信號得到的相除值)的相位的移動，但不限於此，例如也可以利用下述方
式實現。
(6—A)把發送天線數量設為M (M是2以上的整數)，從第m (m是l 以上M以下的整數)發送天線發送的第m導頻信號的信號配置，是按照上 述的(式22)賦予的被廣義化的信號配置。
發送裝置內的導頻信號生成部生成基準導頻信號，把所生成的基準導 頻信號作為從第1發送天線發送的第1導頻信號。並且，對於m為2以上M (M是2以上的整數)以下的各個第m發送天線，發送裝置內的相位生成部 生成由上述的發送裝置內的複平面波生成部生成的任一個複平面波的相 位，相位旋轉部使基準導頻信號的相位旋轉由相位生成部生成的相位量， 把實施相位旋轉處理後的基準導頻信號作為從第m發送天線發送的第m導 頻信號。另外，相位旋轉例如也可以適用已知的CORDIC算法。
接收裝置將由接收天線接收到的導頻信號除以正規的導頻信號。由此， 能夠獲得混合了從各個發送天線到該接收天線的傳輸路徑的傳輸路徑應答 的傳輸路徑應答(混合傳輸路徑應答)。對應第1發送天線的插補部根據混 合傳輸路徑應答，使用低通濾波器來推測針對全部小區的有關第1發送天
49線的傳輸路徑應答。對於m為2以上M以下的各個第m發送天線，接收裝 置內的相位生成部生成與由發送裝置內的相位生成部生成的相位對應的、 由上述的接收裝置內的複平面波生成部生成的任一個複平面波的相位，相 位旋轉部使混合傳輸路徑應答的相位旋轉由相位生成部生成的相位量，插 補部根據實施相位旋轉處理後的混合傳輸路徑應答，使用低通濾波器來推 測針對全部小區的有關第m發送天線的傳輸路徑應答。另外，相位旋轉例 如也可以適用已知的CORDIC算法。
另外，在發送裝置中，複平面波生成部和乘法部被替換為相位生成部 和相位旋轉部，在接收裝置中，複平面波生成部和乘法部被替換為相位生 成部和相位旋轉部。
(6—B)發送裝置內的導頻信號生成部生成基準導頻信號，把所生成 的基準導頻信號作為從第1發送天線發送的第1導頻信號。並且，發送裝 置具有的取代複平面波生成部和乘法部的極性反轉部，在同一碼元中反覆 進行基準導頻信號的極性的反轉和不反轉，由此生成從第2發送天線發送 的導頻信號。
(7)在上述實施方式等中，從除第1發送天線之外的發送天線發送的 SP信號或導頻信號的生成，是通過複平面波的相乘處理、相位旋轉處理、 極性的反轉處理來進行的，但不限於此，例如也可以是下述任一方式。
把發送天線數量設為M (M是2以上的整數)，從第m (m是1以上M以 下的整數)發送天線發送的第m導頻信號的信號配置，是按照上述的(式 22)賦予的被廣義化的信號配置。
只要是下述方式即可，即，能夠生成第m導頻信號，以使從m為l以 上M以下的第m發送天線發送的該第m導頻信號與基準導頻信號的相位差 成為利用下述的(式33)表示的值。
[_ MAn MAk 」
其中，在m為2以上M以下的情況下，ns和ks是使(m—l) n,和(m— 1) k,不會成為M的整數倍的、除0之外的整數。
(8)在上述說明中，發送裝置具有的M (M是2以上的整數)個發送
50天線是能夠使用的發送天線的最大數量，實際使用的發送天線的數量為M 以下。
(9) 在上述各個實施方式中，接收裝置按照除法部53、 63、乘法部 56、 66、插補部57、 64內的低通濾波器的順序來執行處理，但不限於此， 例如，也可以按照除法部53、 63、取代低通濾波器的高通濾波器、乘法部 56、 66的順序來執行處理。
(10) 也可以在發送裝置中裝配下述結構，S卩，切換執行在上述各個 實施方式中說明的SP信號的發送方法和以往示例的SP信號的發送方法的 結構。
關於選擇執行在上述各個實施方式中說明的SP信號的發送方法的示 例，例如，可以列舉對於有效碼元期間選擇較長的保護間隔期間(例如Tu/4 等)，而且傳輸路徑的脈衝應答具有與該保護間隔期間相同程度的延遲擴散 的情況，或者脈衝應答的延遲擴散較小、而且提高針對傳輸路徑隨時間而 變動的跟蹤特性的情況。
與此相對，關於選擇並執行以往示例的SP信號的發送方法的示例，例 如，可以列舉對於有效碼元期間選擇較短的保護間隔期間的情況，或者脈 衝應答的延遲擴散和傳輸路徑的時間變動都不大的情況。
另外，發送裝置將表示複平面波的類型的信息包含於DVB—T方式中的 TPC或ISDB—T方式中的TMCC等控制信息中進行發送，由此接收裝置能夠 根據控制信息，進行使用了與在發送裝置中使用的複平面波對應的複平面 波的合適處理。
另外，在發送裝置和接收裝置是一對一地進行通信的通信方式的情況 下，接收裝置觀測傳輸路徑的脈衝應答和時間變動，判定哪種發送方法比 較合適，並將判定結果通知發送裝置。並且，發送裝置也可以根據從接收 裝置接收到的判定結果，切換SP信號的發送方法。
(11) 在上述實施方式中舉例說明了 MIM0傳輸系統，但本發明也能夠 適用於具有兩個以上的發送天線和兩個以上的接收裝置的MIM0傳輸系統、 及MIS0 (Multiple Input Single Output:多入單出)傳輸系統。
並且，本發明舉例說明了把MIMO傳輸系統用作空間復用傳輸系統的情 況，但本發明也能夠適用於例如使用STC (Space Time Coding:時空編碼)、STBC (Space Time Block Coding:時空塊碼)、SFBC (Space Frequency Block Coding:時頻塊碼)等技術的發送分集系統。
(12)上述實施方式的發送裝置和接收裝置分別可以實現為代表性的 集成電路即LSI (Large Scale Integration:大規模集成電路)。可以使各 個電路分別形成為1個晶片，也可以形成為包含全部電路或一部分電路的1 個晶片。
在此，表述為LSI，但根據集成程度的不同，也可以稱為IC(Integrated Circuit:集成電路)、系統LSI、超級LSI、特級LSI。
並且，集成電路化的方法不限於LSI，也可以利用專用電路或通用處理 器實現。也可以採用在製作LSI後能夠編程的FPGA (Field Programmable Gate Array:現場可編程門陣列)、能夠再構成LSI內部的電路單元的連接 和設定的可重構處理器。
另外，如果伴隨半導體技術的發展或利用派生的其他技術替換LSI的 集成電路化的技術問世，當然也可以使用該技術進行功能塊的集成化。還 存在適用仿生技術等的可能性。
產業上的可利用性
本發明能夠應用於傳輸傳輸參數信息的數字播放方式，同時也能夠應 用於手機、無線LAN、電力線通信、xDSL等的數字通信等。
權利要求
1.一種發送裝置，具有第1～第M(M為2以上的整數)發送天線，發送在每個碼元期間對多個載波進行調製得到的OFDM信號，所述OFDM信號包括在載波-碼元平面上分散配置的導頻信號，在載波-碼元平面上，把載波序號設為k，把碼元序號設為n，把同一碼元中的導頻信號的間隔設為Δk，把同一載波中的導頻信號的間隔設為Δn，把p設為0以上的整數，ns和ks是除0之外的整數，m是1以上M以下的整數，在所述m為2以上M以下的情況下，使(m-1)ns和(m-1)ks不會成為M的整數倍，在碼元序號n的碼元中傳輸導頻信號的載波的載波序號kP(n)滿足(式1)，[式1]<![CDATA[ k p ( n )= k n ( n mod n )+kp ]]> top= "128" left = "34"/> …(式1)所述發送裝置具有生成部，其生成第m導頻信號，以使對應第m(m是1以上M以下的整數)發送天線的該第m導頻信號的相位與基準導頻信號的相位之差，成為利用(式2)表示的值，[式2]<![CDATA[ j2[ ( m - 1 ) n s Mnn- ( m - 1 ) k s Mkk] ]]> top= "179" left = "34"/> …(式2)發送部，從所述第m發送天線發送包括由所述生成部生成的所述第m導頻信號的OFDM信號。
2.根據權利要求l所述的發送裝置，所述生成部具有基準信號生成部，生成所述基準導頻信號，把該基準導頻信號作為 所述第l導頻信號；和乘法部，將所述基準導頻信號乘以在載波一碼元平面上利用(式3) 表示的複平面波，由此生成m為2以上M以下的所述第m導頻信號，[式3]formula see original document page 3
3. 根據權利要求1所述的發送裝置，所述生成部具有 基準信號生成部，生成所述基準導頻信號，把該基準導頻信號作為所述第l導頻信號；和相位旋轉部，使所述基準導頻信號按照所述(式2)表示的值的量 進行相位旋轉，由此生成m為2以上M以下的所述第m導頻信號。
4. 根據權利要求1所述的發送裝置，所述M是2， 所述生成部具有基準信號生成部，生成所述基準導頻信號，把該基準導頻信號作為 所述第l導頻信號；和極性反轉部，使所述基準導頻信號的極性在同一碼元中沿載波方向 交替地反覆進行不反轉和反轉，由此生成所述第2導頻信號。
5. 根據權利要求l所述的發送裝置，所述M是2，所述An是4，所 述Ak是12，所述n,s是l，所述ks是l。
6. 根據權利要求l所述的發送裝置，所述M是2，所述An是4，所 述Ak是12，所述ns是l，所述匕是-3。
7. —種接收裝置，從具有第1 第M (M為2以上的整數)發送天 線的發送裝置，接收在每個碼元期間對多個載波進行調製得到的0FDM信號所述OFDM信號包括在載波一碼元平面上分散配置的導頻信號， 在載波一碼元平面上，把載波序號設為k，把碼元序號設為n，把同一碼元中的導頻信號的間隔設為Ak，把同一載波中的導頻信號的間隔設為An,把p設為0以上的整數，ns和ks是除O之外的整數，m是l以上M以下的整數，在所述m為2以上M以下的情況下，使(m—1) &和(m—l) k,不會成為M的整數倍，在碼元序號n的碼元中傳輸導頻信號的載波的載波序號kP (n)滿足formula see original document page 4(式4)， [式4]k。(n) = !x(n modAn) + Akxp(式4)p An從第m (m是1以上M以下的整數)發送天線發送的第m導頻信號與 基準導頻信號，具有利用(式5)表示的值的相位差， [式5]J2兀(m-l)nSn (m-l)kSk(式5)M An M Ak所述接收裝置具有接收天線，從所述發送裝置接收OFDM信號；應答推測部，根據通過所述接收天線接收的OFDM信號中包含的導頻 信號和所述(式5)，推測有關從所述第1 所述第M發送天線到所述接 收天線的第1 第M傳輸路徑的傳輸路徑應答；和信號推測部，根據通過所述接收天線接收的OFDM信號、和由所述應 答推測部推測到的有關所述第1 所述第M傳輸路徑的傳輸路徑應答，推 測與從所述第1 所述第M發送天線發送的第1 第M的OFDM信號對應 的第1 第M發送信號。
8. 根據權利要求7所述的接收裝置，所述應答推測部從通過所述接 收天線接收的OFDM信號中提取導頻信號，將提取到的導頻信號除以所述 基準導頻信號，根據相除結果進行有關所述第1傳輸路徑的傳輸路徑應 答的推測，所述應答推測部根據所述相除結果和所述(式5)，進行有關m為2 以上M以下的所述第m傳輸路徑的傳輸路徑應答的推測。
9. 一種OFDM傳輸方法，從具有第1 第M (M為2以上的整數)發 送天線的發送裝置，傳輸在每個碼元期間對多個載波進行調製得到的 0F匿信號，所述OFDM信號包括在載波一碼元平面上分散配置的導頻信號， 在載波一碼元平面上，把載波序號設為k，把碼元序號設為n，把同 一碼元中的導頻信號的間隔設為Ak,把同一載波中的導頻信號的間隔設為An，把p設為0以上的整數，&和ks是除0之外的整數，m是1以上M以下的整數，在所述m為2以上M以下的情況下，使(m—l) r^和(m—l) ks不 會成為M的整數倍，在碼元序號n的碼元中傳輸導頻信號的載波的載波序號kP (n)滿足 (式6)，[式6]k。(n)=——x(n modAn) + Akxp(式6)An所述OFDM傳輸方法包括生成步驟，生成第m導頻信號，以使對應第m (m是l以上M以下的 整數)發送天線的該第m導頻信號的相位與基準導頻信號的相位之差， 成為利用(式7)表示的值，[式7]J2兀(式7)M An M Ak 一發送步驟，從所述第m發送天線發送包括在所述生成步驟中生成的 所述第m導頻信號的OFDM信號。
全文摘要
使從第1發送天線(11)發送的SP信號的信號配置和從第2發送天線(12)發送的SP信號的信號配置相同。並且，從第2發送天線(12)發送的SP信號在同一碼元中相對於從第1發送天線(11)發送的SP信號，其極性交替地反覆進行不反轉和反轉。而且，在碼元序號增加1而且載波序號增加3的方向上，生成從第2發送天線(12)發送的SP信號，以使其極性相對於從第1發送天線(11)發送的SP信號全部不反轉或全部反轉。
文檔編號H04L5/00GK101689912SQ20088002133
公開日2010年3月31日 申請日期2008年6月19日 優先權日2007年6月22日
發明者木村知弘, 林健一郎 申請人:松下電器產業株式會社