幹擾位置的估計的製作方法

2023-04-24 02:34:16 3

專利名稱：幹擾位置的估計的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種對波導上幹擾的位置進行估計的方法和裝置，具體 地說，其中該幹擾為時變幹擾。
背景技術：
已知利用被稱為調頻連續波(FMCW)的技術來估計物體的距離， 其中向該物體發送調頻信號。然而，當估計時變幹擾的位置時，特別是 估計時變幹擾沿著波導的位置時，這種已知技術並不總是方便或靈敏的。

發明內容
根據本發明的一個方面，提供了一種以幹涉測量方式來估計光波導
上的時變幹擾的位置的方法，該方法包括以下步驟向光波導發送感測 信號，對所述感測信號施加至少部分地依賴於它們的傳輸時間的調製； 接收己被施加了幹擾的返回的感測信號；以及根據先前對返回的感測信 號施加的調製來估計幹擾的位置。
由於感測信號具有至少部分地依賴於它們的傳輸時間的調製，所以 可以推斷出信號傳播到幹擾並從幹擾返回的往返時間。由該往返時間或 與該往返時間相關的值，能夠直接地或間接地估計幹擾的位置。
優選的是，施加的調製將是相位調製。這將使得所發送信號的強度 基本上是恆定的。然而，代替的或附加的是，可以對感測信號的幅度進 行調製。如果幅度被調製，並且如果作為調製的結果來自光源的信號被 中斷，則與未中斷時間段相比，可以使該中斷很短暫，由此使得能夠保 持高靈敏度。
調製的頻率可以隨時間而改變，優選地以循環的方式改變。另選地 或者附加地，優選地通過相位調製可以將二進位碼或其他信息調製到感測信號上。然後利用自相關技術可以獲得傳輸時間的指示。
感測信號將優選地被形成為來自光源信號的信號副本。光源信號優
選地具有與它們相關聯的相干時間，從而在相干時間的時標(time scale) 上出現光源信號(通常隨機的)的相位變化。信號副本不需要彼此完全 一樣。雖然由光源信號的不相干而產生的隨機相位變化對於一對信號副 本中的每一個來說優選地是共同的，但施加到這些信號副本上的調製對 於一對副本來說可以(但不需要)是共同的。在信號被發送到波導之前 或者被發送到要進行感測的波導的一部分之前，相位調製器可以用於對 這些信號施加相位調製。
優選的是，信號副本將以彼此相對時間延遲的方式沿著傳送線路被 發送，從而形成在前(leading)副本和在後(trailing)副本。返回的在前 副本隨後可以相對於先前的在後副本而延遲，從而這兩個副本可以基本 上彼此同步地結合在一起。
在優選實施方式中，這是通過利用諸如非平衡馬赫-曾德爾(Mach Zehnder)幹涉儀的幹涉儀級而實現的。在該優選實施方式中，來自光源 的輸出被饋送到幹涉儀，其中在該幹涉儀中信號被複製， 一個副本被引 導到幹涉儀的一條路徑，與每條路徑相關聯的通過(transit)時間是不同 的，因而從幹涉儀級發送信號副本的時間之間產生相對延遲或差分延遲。 由於在發出方向施加的相對延遲將與在返回方向施加的相對沿遲相同， 在每種情況下這是由兩條路徑的通過時間之差而確定的，因此隨後可以 按照特別方便的方式利用相同的幹涉儀級來重新調整(re-align)返回的 信號副本，
優選的是，將至少部分地根據光源的平均相干時間來選擇差分延遲。 優選的是，差分延遲比相千時間長得多。優選的是，差分延遲與相干時 間的比大於或等於103,更優選的是，差分延遲與相干時間的比大於或等 於105，甚至更優選的是，差分延遲與相干時間的比大於或等於107。
優選的是，複製輸出信號並發送這些信號的步驟將在第一位置執行， 在距離第一位置至少1 km或甚至至少10 km的位置，仍可檢測到幹擾。


將在所附權利要求中提供本發明的進一步的方面。下面將參照以下 附圖僅僅藉助於實施例來進一步詳細描述本發明，在附圖中 圖1示出了根據本發明的光學感測系統；
圖2為跡線，該跡線例示了頻率隨著施加到感測系統中發送的信號
上的調製的時間的變化；
圖3 (a)示出了發送信號的頻率-時間變化和從近處、中間和遠處返 回的信號的跡線；
圖3 (b)示出了指示出發送信號和從圖3 (a)的近處、中間和遠處
返回的信號之間的頻率差的信號；
圖4 (a)示出了發送信號和返回信號的頻率-時間變化；
圖4 (b)示出了指示出圖4 (a)的發送信號和返回信號之間的頻率
差的信號。
具體實施例方式
圖1示出了感測系統10，其中傳感器站12連接到光纖16以便感測 光纖16上的幹擾。傳感器站12包括將感測信號發送到光纖上的光源18， 以及在光源18和光纖16之間的幹涉儀級20。幹涉儀級20，這裡為馬赫 曾德爾(MachZehnder)幹涉儀，具有第一路徑24和第二路徑26，這兩 條路徑24、26分別通過第一耦合級28和第二耦合級30在各自端部耦合。 光源18耦合到第一耦合級的輸入，從而為了使光沿出射方向(即，向著 光纖16)傳播，第一耦合級28用作定向功率(強度)分路器以將光從光 源引導到路徑24、 26中的每一條。每條路徑的功率以預定方式來分擔 儘管可以使用不同的比率，但這裡以50: 50來分擔功率。對於由光源18 提供的每個信號，該信號在第一耦合級28被複製，從而生成第一副本和 第二副本， 一個副本沿著第一路徑24傳播，而另一個副本沿著第二路徑 26傳播。
第一路徑具有延遲級34，用於增加光沿其傳播的通過時間，從而光 沿著第一路徑24在第一耦合級28和第二耦合級30之間傳播的通過時間比沿著第二路徑26的通過時間要大一個延遲時間D。第二耦合級30將 來自第一路徑和第二路徑的光合併，並將合併後的光向著光纖16進行引 導(channd)。因此，對於由光源產生的信號，幹涉儀級20用於將這些 信號副本中的一個信號副本相對於另一個信號副本延遲一個延遲時間D， 這些信號副本在彼此不同的時間被發送到光纖網絡16。
在第二耦合級30的輸出設置有相位調製器50，用於對發送到光纖 16的感測信號的相位進行調製。相位調製器50可以是壓電調製器，或者 是具有折射率依賴於電場的波導區的調製器。
該實施例中的光源是連續波光源，因此這些信號將彼此無縫地繼續， 連續信號之間的差別是概念上的。然而，光源可以有一些間斷，只要光 源在一個相當比例的時間內發光即可。即，如果連續波光源有間斷，則 該間斷將是這樣的符號間隔比(mark space ratio)要高，優選的是大於 5或大於10。雖然低符號間隔比也是可以的，但是符號間隔比越低，感 測系統的靈敏度將越低。
由於發送的感測信號沿著光纖傳播，這些信號通過分布式反向散射 過程(這裡為瑞利(Rayleigh)反向散射)逐步地返回到傳感器站12。光 纖的時變幹擾將導致能夠在幹涉儀級20處檢測到的(除了由相位調製器 50施加的相位改變之外的)相位改變，這將在下面進一步解釋。
對於沿著返回方向(即向著傳感器站)傳播的信號，第二耦合級30 用作功率分路器，將信號強度的一部分引導到第一路徑24和第二路徑26 中的每一個。第一耦合級28隨後用於將來自第一路徑和第二路徑的返回 信號合併，由此產生能夠檢測出沿著光纖的幹擾的幹涉信號。
由於沿著光纖從不同位置返回的感測信號將在不同的時間到達傳感 器站12，因此可以基於感測信號到達幹擾並從幹擾返回的往返時間來確 定幹擾的位置。在圖l的實施方式中，這利用信號處理級52來實現，信 號處理級52的輸入經由光探測器(這裡為模擬PIN-FET接收器49)連 接到幹涉儀的第一耦合級，以便在電域(electrical domain)中接收幹涉 信號。信號處理級52包括掃描發生器56，該掃描發生器56用於對相位 調製器50進行控制從而以時變方式對感測信號的相位進行調製。具體地說，掃描發生器56被配置為將調製器信號饋送到相位調製器50，該信號 用於控制相位調製器50對感測信號進行調製的頻率。在該實施例中，該 調製器信號為鋸齒形信號，使得調製頻率以循環方式線性增大並隨後突 然下降。
信號處理級52包括頻譜分析器級54，頻譜分析器級54用於對幹涉 儀信號進行濾波以還原由相位調製器50施加到感測信號上的調製，由此 產生表示調製頻率的頻率信號。
信號處理單元58耦合到頻譜分析器級54和掃描發生器級56。信號 處理單元58 —方面從掃描發生器級56接收調製信號的副本，該副本表 示相位調製器52對發出的感測信號進行調製的(時間相關的)頻率。另 一方面，信號處理單元58從頻譜分析器級54接收頻率信號，該頻率信 號表示返回的感測信號的調製頻率。信號處理單元58包括用於對調製信 號和頻率信號進行混頻的混頻器級60，由此提供代表了調製信號和頻率 信號各自頻率之差的差信號。因此，如果調製信號代表調製頻率fl(t)， 頻率信號代表調製頻率f2(t)，則差信號為頻率(或量值)是fl(t)-f2(t)的信號。
由於調製頻率為線性斜坡，差信號將與往返時間成比例，因此差信 號與沿著光纖路徑的幹擾的距離成比例。信號處理單元58被配置為基於 差信號和頻率的傾斜度來計算幹擾的距離。
更詳細地，這通過如下過程實現設置監控級62以監控來自幹涉儀 級20的幹涉信號，並且如果幹涉信號突變就產生幹擾或根據預定準則來 產生幹擾。距離計算級64耦合到監控級62和混頻器級60。響應於從監 控級62接收幹擾信號，計算級64被配置為基於以下因素來計算幹擾的 距離(i )來自混頻器級60的差信號；(ii)頻率的傾斜度，即最大頻 率和最小頻率之差(Af)除以傾斜時間(At);和(iii)速度到位置的轉 換因子。上述各種級和單元可以在連接到一個或更多個存儲器的一個或 更多個適當的編程的處理器中實現。
儘管圖1中所示的相位調製器50連接到掃描發生器56的輸出，但 相位調製器可以另選地位於第一耦合級28和第二耦合級30之間的多個路徑中的任一路徑中。經過實驗已經發現，相位調製器的圖1中所示的
位置提供了最強的信號，但是將相位調製器置於幹涉儀路徑24， 26中的 任一條中是有利的，因為這將減少或避免2/D處的節拍形式的頻率，其 中D是通過幹涉儀級20的差分延遲。
由光源產生的輻射可以是非偏振的，或者另選地，在光源和幹涉儀 之間設置去偏振單元43，該去偏振單元43用於在光射入千涉儀之前對該 光進行去偏振(該去偏振單元例如可以是光纖Lyot去偏振器)。偏振控制 器或去偏振器49可以設置在幹涉儀的多個路徑中的一條路徑中(這裡為 第一路徑)，所以來自在第一耦合器28處沿返回方向合併的第一路徑的 光的偏振至少與來自另一路徑的光的偏振部分地對準。去偏振器還具有 以下優點，它有效地混雜(scramble) 了返回的反向散射信號中的任何偏 振結構，使得更易於檢測遺漏的缺陷。
典型地，光源以1微米和2微米之間(優選為大約1.3或1.55微米) 的波長工作，以有效地利用標準通信光纖，這種光纖被配置為支持該波 長下的單模傳輸。典型地，光纖具有直徑為大約9微米或10微米的單芯 (single core)。光源通常為具有小於10皮秒(優選為小於1皮秒)的相 幹時間的寬帶光源，優選的是幹涉儀的延遲時間D比相干時間大得多。 典型地，幹涉儀具有至少5km的路經差，優選的是具有至少10km的路 經差，或者甚至具有至少20km的路經差除了比相干時間長之外，長的 延遲將會使感測系統對於低頻幹擾更加靈敏。
為了理解如何能夠基於幹涉儀信號來檢測幹擾，考慮幹涉儀級20的 工作是有幫助的，該幹涉儀級20為光源產生的每個信號有效地以相對於 彼此的延遲D而發送到光纖的時移(time-displaced)信號副本。該複製 是第一耦合級作用的結果，該第一耦合級將來自光源的光分到幹涉儀的 兩條路徑。考慮沿著光纖從特定點返回的發出信號副本的返回分量，對 於光源產生的每個信號，存在四個所得到的信號無延遲信號SO，其在 正向和反向兩個方向沿著幹涉儀的第二路徑26傳播；第一延遲信號Sl， 其在正向(不是反向)被延遲了延遲時間D;第二延遲信號S2，其在反 向(不是正向)被延遲了延遲時間D;以及兩倍延遲信號S3，其被延遲了延遲時間2D，信號S3在正向和反向的每個方向上都被延遲。
僅在一個方向被延遲的第一延遲信號Sl和第二延遲信號S2同時返 回到第一耦合級28。當光纖16中不存在任何幹擾時，這些信號彼此互為 副本(即具有同樣的相位或相位變化)，並且這些信號將在第一耦合級28 幹涉或者相長地合併。然而，如果一對信號S1， S2中的一個相對於該對 信號中的另一個發生改變(如同很可能以不能使得P D的周期P而發 生的動態幹擾)，則信號S1， S2將不再相長地幹涉。這將導致來自第一 耦合級的幹涉信號發生變化。具體地說，信號S1,S2的相對相位的變化將 導致第一耦合級的輸出處的幹涉信號的幅度變化。
通過光纖傳播的光的相位改變通常受到物理幹擾的影響。這是因為 (例如由位移、聲波或超聲波或其他振動引起的)物理幹擾可能導致光 纖或其他光學線路的傳輸特性的變化。具體地說，例如由震動引起的物 理幹擾可能導致時變的應變，該時變的應變將通過折射率的改變、偏振、 或者物理長度的改變，或者通過它們的組合而改變光纖的載光介質(通 常為光纖的矽玻璃芯)的應變區域的光程長度。
圖2示出了由掃描發生器56產生的調製信號的頻率作為時間的函數 的曲線圖。這裡，Af (斜坡的起點和終點之間的頻率差的範圍)被設置 為10 MHz (在5 MHz和15 MHz之間掃描)，At (斜坡的持續時間)被 設置為10ms。由此，以及10us/km的速度(單向)到位置的轉換因子， 得到以下的位置到頻率的映射d(km)=F(kHz)/10，其中，d為幹擾的距 離，F為掃描發生器的調製信號和頻率信號之間的瞬時頻率差；即，其中 F由fl(t)-f2(t)給出。通常，利用維數[d(m),F(Hz),t(s)]將位置按比例表示為 頻率F-d.c.Af/At，並且c為速度轉換因子，c=10-8[(s)/(m)]。
由於調製信號的循環特性，沿著圖2的跡線但是在一個循環的相同 階段的不同的點可以產生相同的差信號(並且因此而表示相同的位置)， 然而，事實上，不同的點對應於光纖16上的不同位置。這在圖3a和3b 中更詳細地考慮。圖3a示出了混頻器輸入信號，即，調製器信號和幹涉 儀信號，該幹涉儀信號是由參考啁啾(chirp)以及分別來自於近處、中 間和遠處三個目標的反射而引起的。從所得到的混頻器輸出信號(即，圖3b中所示的差信號)可以看出，對於近處和遠處目標存在測距模糊
(range ambiguity),這是因為近處和遠處目標都產生相同的輸出頻率。 該問題可以通過將感測系統的最大範圍限制為At/2而避免。這也將所關 心的混頻器輸出頻率範圍限制到Af/2。
對於每個測距位置，混頻器輸出信號(即，差信號)的另一個重要 特徵是它的組合的時/頻域結構。圖4示出了在利用最大測距(小於At/2) 設計的系統中的長測距處目標的這種開/關結構的一個例子。來自在頻域 中產生調製邊帶的每個測距單元的期望頻率諧波的該開/關"鍵控"也會 導致測距模糊/解析度降低。應當注意的是，當相應測距的期望頻率處的 諧波消失時，就接收器而言，該諧波本身表現為帶外頻率。從以上考慮 顯而易見的是，應當忽略圖3b中所示的帶外信號。
鑑於以上考慮，可以根據以下指示設計頻率斜坡(即，啁啾)的特 性設置最大測距為L(m)-則，At〉2丄.c;設置測距解析度為AL(m);則 測距單元的數量N-L/AL;設置傳感器信號帶寬Bs;則每個測距單元帶寬 >2.BS;以及，因此Af^4.Bs.(L/AL)。這裡，At和Af都是比所期望的更大 的2的因子以避免如上參照圖3所述的測距模糊。
實施例設計令L^25km; AL=25m;以及Bs=5kHz。貝ij At>0.5ms， △f>20MHz，以及N=1000個測距長條(bin)。在這種情況下，啁啾可以 開始於例如5 Mhz並以0.5ms的掃頻重複速率掃描到25MHz。(儘管圖2 示出了線性啁啾，但在數字系統中可能更易於合成階梯波形。)
光學接收器帶寬需要從直流延伸到 10MHz(即，啁啾帶寬的一半)， 然而，應當注意的是，來自更大測距的信號將處於更高頻率並且將比來 自近旁的信號弱得多！因此，某種形式的低頻去加重(de-amphasis)可 能是有利的。理想的是，為了最小化遠-近問題(即，利用來自鄰近測距 單元的高功率使接收器飽和(saturating)),光學前端應當基於高通濾波 器電路。電感反饋跨阻抗前置放大器可能具有期望的特性。
該技術的解析度取決於到目標的距離。這是因為由最大測距處的目 標引起的節拍形式的頻率具有最短的持續時間(參見圖4b)。該最差情況 下的解析度由Af 2/At給出，在該示例中大約為4kHz。測距單元間距 2.Bs.=10kHz，因此誤差大約為0.4x25m或10m。然而，該4kHz的偏移可能會使得相鄰單元中的強感測器信號引起足夠的突破從而將位置精度 減少了+A25m。這個問題可以通過延長啁啾持續時間和頻率範圍來減少。 因此，在延長掃描持續時間和範圍與不折衷傳感器帶寬的同時給出良好 的測距解析度所需的濾波程度的之間存在對設計方案的權衡。公知的非 線性脈衝壓縮啁啾技術也可以用於幫助減少由濾除旁瓣引起的測距模 糊。傳感器系統的輸出將包括從直流到Af/2的非平穩(non-stationary) 寬頻譜信號，其中每個頻率解析度間隔相當於沿著光纖的唯一測距，並 且每個頻率間隔中的調製邊帶承載了未處理的傳感器信息。接收器處理 器因此需要合成一組N個匹配濾波器，這些匹配濾波器中的每一個饋送 了包絡檢測器和FIFO以從每個測距單元來分辨時間歷史。隨後，後面的 傳感器處理子系統必須恢復與每個位置相對應的傳感器信號。最後，分 析算法必須檢測是否存在幹擾並產生所需的輸出響應。其他功能可能包 括頻譜成形(舉例來說，低頻去加重)、信號求平均以及校準。對感測信號進行調製的一個原因是提高感測系統的靈敏度。在當前 的系統中，光源提供連續信號，而在其他方法中，光源可以在一小段吋 間(典型地1%或更少)內脈衝跳動。基本上，當前的方法可以得到超過 20dB的信號處理增益。在另一個實施方式中，利用二進位序列對來自幹涉儀20的感測信號 進行相位調製。為此，圖1中的掃描發生器56由二進位序列生成器代替。 調製的二進位序列被從來自幹涉儀的幹涉信號中取出(幹涉信號從反向 散射感測信號產生)並且傳遞到代替了圖1中的信號處理單元58的自相 關器或互相關器。基於該自相關，相對於感測信號的返回時間而確立了 它們的發送時間，並且估計出在感測信號中測得的幹擾的位置。在又一個實施方式中，圖1中的相位調製器50被幅度調製器代替， 從而以固定頻率按照循環方式(優選地按照正弦曲線方式)對輸出的感 測信號的幅度進行調製。幅度調製按照與上述頻率調製的實現方式類似 的方式呈現在與對幅度調製器進行驅動的信號可比較的幹涉信號中。在幅度調製的情況下，幹涉信號將以與發出的感測信號相同的頻率被調製， 但是將被相移與到達幹擾並返回的往返時間相對應的一個量。因此，通 過估計相移，可以確定幹擾的位置。同樣地，按照與調頻技術類似的方
式，當相差是360°時將存在模糊。為了應對這一模糊，可以採用雙音(dual tone)技術，其中，以兩個不同的頻率(即， 一個高頻和一個低頻)對發 出的感測信號進行調製。高頻可以用於獲得好的空間解析度，而低頻可 以用於解決可能存在的由高頻信號產生的測距模糊問題。
根據以上描述將會理解，調頻技術適用於光域(optical domain),特 別是適用於使用其光學帶寬比調頻帶寬更大的非相干光源的光域。沿著 具有如下路徑的波導來引導光，該路徑使得光在反向沿著與用於在正向 來引導光的相同的波導部分返回。
總之，可以看到，以上實施方式提供了一種對時變幹擾在波導上的 位置進行估計的靈敏方法。由於是利用對發送到波導的感測信號的調製 來估計幹擾的位置，因此減少了通過具有長間隔的短脈衝來形成感測信 號的需要。可以代替的是，可以由連續波光源來發送感測信號，從而提 高了返回(反向散射)光的平均強度。結果，提高了該方法的靈敏度。
權利要求
1、一種利用幹涉測量來估計時變幹擾在光波導上的位置的方法，該方法包括以下步驟向所述光波導發送感測信號，其中對所述感測信號施加了至少部分地依賴於其傳輸時間的調製；接收已被施加了所述幹擾的返回的感測信號；以及根據先前對所述返回的感測信號施加的所述調製來估計所述幹擾的位置。
2、 根據權利要求1所述的方法，其中，所述感測信號是通過分布式反向散射過程而返回。
3、 根據權利要求1或權利要求2所述的方法，其中，所述調製具有以循環方式變化的分量。
4、 根據前述權利要求中任意一項所述的方法，其中，所述施加的調 制是相位調製。
5、 根據權利要求4所述的方法，其中，以隨著時間的增加而線性變 化的頻率對所述相位進行調製。
6、 根據前述權利要求中任意一項所述的方法，其中，以如下頻率對 所述感測信號進行調製，其中該頻率隨時間從低水平增大到高水平並且 一旦達到所述高水平就返回到所述低水平。
7、 根據權利要求6所述的方法，其中，所述頻率以鋸齒形方式變化。
8、 根據權利要求1至3中任意一項所述的方法，其中，所述調製為 幅度調製。
9、 根據權利要求8所述的方法，其中，所述幅度調製為波狀調製。
10、 根據權利要求1至8中任意一項所述的方法，其中，所述調製 為脈衝狀調製。
11、 根據前述權利要求中任意一項所述的方法，其中，引入到所述 波導中的所述感測信號形成為信號對，其中一對信號至少部分地彼此互 為副本。
12、 根據權利要求ll所述的方法，其中，給定的一對信號的副本彼 此時間偏移地被引入到主線中。
13、 根據權利要求12所述的方法，其中，針對接收的從所述波導返 回的信號，取消相對延遲。
14、 根據權利要求12或13所述的方法，其中，使得在具有第一路 徑和第二路徑的幹涉儀裝置處產生所述時間偏移，所述第一路徑的通過 時間比所述第二路徑的通過時間長，使得一對信號的副本分別沿著彼此 不同的路徑傳播。
15、 根據前述權利要求中任意一項所述的方法，其中，所述波導作 為單模波導而工作。
16、 一種利用幹涉測量來估計時變幹擾在光波導上的位置的裝置， 該裝置包括用於向所述光波導發送感測信號的裝置，其中對所述感測 信號施加了至少部分地依賴於其傳輸時間的調製；用於接收己被施加了 幹擾的返回的感測信號的裝置；以及使用先前對所述返回的感測信號施 加的所述調製來估計所述幹擾的位置的裝置。
全文摘要
本發明涉及一種用於估計時變幹擾在光波導上的位置的方法和儀器。該方法包括以下步驟向光波導發送感測信號，其中對感測信號施加了至少部分地依賴於其傳輸時間的調製；接收已被施加了幹擾的返回的感測信號；以及根據先前對所述返回的感測信號施加的所述調製來估計所述幹擾的位置。由於感測信號具有至少部分依賴於其傳輸時間的調製，因此可以推斷出信號傳播到幹擾並返回的往返時間。根據該往返時間或與其相關的值，就可能直接地或間接地估計幹擾的位置。
文檔編號G01D5/26GK101410696SQ200780011215
公開日2009年4月15日 申請日期2007年3月30日 優先權日2006年4月3日
發明者埃德蒙·希科勞, 彼得·希利 申請人:英國電訊有限公司