信號處理裝置、濾波器、控制電路、逆變器和轉換器系統的製作方法
2023-05-01 18:20:51 2
本發明涉及信號處理裝置、濾波器、用於控制電力轉換電路的輸出或輸入的控制電路、使用有該控制電路的系統連接(連結)逆變器系統和pwm轉換器(converter)系統。
背景技術：
當前，正在開發將由太陽能電池等生成的直流電力轉換為交流電力並供給到電力系統的系統連接逆變器系統(系統連系インバータシステム)。
圖36是用於說明現有的一般系統連接逆變器系統的框圖。
系統連接逆變器系統a100是將直流電源1生成的電力轉換後供給到三相電力系統b的系統。另外，以下將3個相記設為u相、v相和w相。
逆變器電路2通過開關元件(未圖示)的開關，將從直流電源1輸入的直流電壓轉換為交流電壓。濾波器電路3去除包含於從逆變器電路2輸出的交流電壓中的開關頻率成分。變壓電路4將從濾波器電路3輸出的交流電壓升壓(或者降壓)到電力系統b的系統電壓。控制電路7被輸入電流傳感器5檢測出的電流信號和電壓傳感器6檢測出的電壓信號，根據這些信號生成pwm信號並輸出到逆變器電路2。逆變器電路2基於從控制電路7輸入的pwm信號，進行開關元件的開關。
圖37是用於說明控制電路7的內部結構的框圖。
從電流傳感器5輸入的各相的電流信號被輸入到三相/二相轉換部73。
三相/二相轉換部73進行所謂的三相/二相轉換處理(αβ轉換處理)。所謂三相/二相轉換處理，是將三相的交流信號轉換為與其等效的二相的交流信號的處理，通過將三相的交流信號分別分解成在靜止的正交坐標系(以下，稱為「靜止坐標系」。)正交的α軸和β軸的成分並將各軸的成分相加，而轉換為α軸成分的交流信號和β軸成分的交流信號。三相/二相轉換部73將被輸入的3個電流信號iu、iv、iw轉換為α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ，並輸出到旋轉坐標轉換部78。
在三相/二相轉換部73進行的轉換處理能夠用下述(1)式所示的行列式表現。
旋轉坐標轉換部78進行所謂的旋轉坐標轉換處理(dq轉換處理)。所謂旋轉坐標轉換處理，是將靜止坐標系的二相的信號轉換為旋轉坐標系的二相的信號的處理。旋轉坐標系具有正交的d軸和q軸，是按照與電力系統b的系統電壓的基波相同的角速度，沿著相同的旋轉方向旋轉的正交坐標系。旋轉坐標轉換部78基於相位檢測部71檢測出的系統電壓的基波的相位θ，將從三相/二相轉換部73輸入的靜止坐標系的α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ轉換為旋轉坐標系的d軸電流信號id和q軸電流信號iq後輸出。
由旋轉坐標轉換部78進行的轉換處理用下述(2)式所示的行列式表現。
lpf74a和lpf75a是低通濾波器，分別僅使d軸電流信號id和q軸電流信號iq的直流成分通過。通過旋轉坐標轉換處理，α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ的基波成分分別被轉換為d軸電流信號id和q軸電流信號iq的直流成分。pi控制部74b和pi控制部75b分別基於d軸電流信號id和q軸電流信號iq的直流成分與其目標值的偏差，進行pi控制(比例積分控制)，輸出校正值信號xd、xq。因為作為目標值能夠使用直流成分，所以pi控制部74b和pi控制部75b能夠進行高精度的控制。
靜止坐標轉換部79將分別從pi控制部74b和pi控制部75b輸入的校正值信號xd、xq轉換為靜止坐標系的2個校正值信號xα、xβ，進行與旋轉坐標轉換部78相反的轉換處理。靜止坐標轉換部79進行所謂的靜止坐標轉換處理(反dq轉換處理)，基於相位θ，將旋轉坐標系的校正值信號xd、xq轉換為靜止坐標系的校正值信號xα、xβ。
在靜止坐標轉換部79進行的轉換處理用下述(3)式所示的行列式表現。
二相/三相轉換部76將從靜止坐標轉換部79輸入的校正值信號xα、xβ轉換為3個校正值信號xu、xv、xw。二相/三相轉換部76進行所謂的二相/三相轉換處理(反αβ轉換處理)，進行與三相/二相轉換部73相反的轉換處理。
在二相/三相轉換部76進行的轉換處理用下述(4)式所示的行列式表現。
pwm信號生成單元77基於二相/三相轉換部76輸出的校正值信號xu、xv、xw，生成並輸出pwm信號。
先行技術文獻
專利文獻
[專利文獻1]日本特開2009－44897號公報
技術實現要素：
發明要解決的課題
然而，設計控制電路7的控制系統具有需要很大的勞力這樣的問題。在最近的系統連接逆變器系統中，對於瞬時降低在規定的時間內使輸出恢復等的控制上要求高速的響應性。為了設計滿足這種要求的控制系統，需要優化設計lpf74a和lpf75a的參數或者pi控制部74b和pi控制部75b的比例增益和積分增益。但是，由於旋轉坐標轉換部78和靜止坐標轉換部79進行非線性時變處理，因此不能夠使用線性控制理論設計控制系統。另外，由於控制系統包括非線性時變處理，因此也不能夠進行系統分析。
本發明是鑑於上述的情況考慮出來的，其目的在於提供一種信號處理裝置，該信號處理裝置進行與在進行旋轉坐標轉換後進行規定的處理、然後進行靜止坐標轉換的處理相同的處理，並且該處理具有線性和時不變性。
用於解決課題的方法
為了解決上述課題，在本發明中採取了以下的技術方法。
由本發明的第一方面提供的信號處理裝置的特徵在於：通過利用第一傳遞函數對輸入信號進行信號處理，生成輸出信號，在將表示規定的處理的傳遞函數設為f(s)，將規定的角頻率設為ω0，將虛數單位設為j的情況下，上述第一傳遞函數為
由本發明的第二方面提供的信號處理裝置的特徵在於：上述信號處理裝置被輸入第一輸入信號和第二輸入信號，輸出第一輸出信號和第二輸出信號，利用第一傳遞函數對上述第一輸入信號進行信號處理，利用第二傳遞函數對上述第二輸入信號進行信號處理，通過將這兩個上述信號處理的結果相加而生成上述第一輸出信號，利用第三傳遞函數對上述第一輸入信號進行信號處理，利用上述第一傳遞函數對上述第二輸入信號進行信號處理，通過將這兩個上述信號處理的結果相加而生成上述第二輸出信號，在將表示規定的處理的傳遞函數設為f(s)，將規定的角頻率設為ω0，將虛數單位設為j的情況下，上述第一傳遞函數、上述第二傳遞函數和上述第三傳遞函數分別為
由本發明的第三方面提供的信號處理裝置的特徵在於：上述信號處理裝置被輸入第一輸入信號、第二輸入信號和第三輸入信號，輸出第一輸出信號、第二輸出信號和第三輸出信號，利用第一傳遞函數對上述第一輸入信號進行信號處理，利用第二傳遞函數對上述第二輸入信號進行信號處理，利用上述第二傳遞函數對上述第三輸入信號進行信號處理，通過將這三個上述信號處理的結果相加而生成上述第一輸出信號，利用上述第二傳遞函數對上述第一輸入信號進行信號處理，利用上述第一傳遞函數對上述第二輸入信號進行信號處理，利用上述第二傳遞函數對上述第三輸入信號進行信號處理，通過將這三個上述信號處理的結果相加而生成上述第二輸出信號，利用上述第二傳遞函數對上述第一輸入信號進行信號處理，利用上述第二傳遞函數對上述第二輸入信號進行信號處理，利用上述第一傳遞函數對上述第三輸入信號進行信號處理，通過將這三個上述信號處理的結果相加而生成上述第三輸出信號，在將表示規定的處理的傳遞函數設為f(s)，將規定的角頻率設為ω0，將虛數單位設為j的情況下，上述第一傳遞函數和上述第二傳遞函數分別為
由本發明的第四方面提供的信號處理裝置的特徵在於：上述信號處理裝置被輸入第一輸入信號、第二輸入信號和第三輸入信號，輸出第一輸出信號、第二輸出信號和第三輸出信號，利用第一傳遞函數對上述第一輸入信號進行信號處理，利用第二傳遞函數對上述第二輸入信號進行信號處理，利用第三傳遞函數對上述第三輸入信號進行信號處理，通過將這三個上述信號處理的結果相加而生成上述第一輸出信號，利用上述第三傳遞函數對上述第一輸入信號進行信號處理，利用上述第一傳遞函數對上述第二輸入信號進行信號處理，利用上述第二傳遞函數對上述第三輸入信號進行信號處理，通過將這三個上述信號處理的結果相加而生成上述第二輸出信號，利用上述第二傳遞函數對上述第一輸入信號進行信號處理，利用上述第三傳遞函數對上述第二輸入信號進行信號處理，利用上述第一傳遞函數對上述第三輸入信號進行信號處理，通過將這三個上述信號處理的結果相加而生成上述第三輸出信號，在將表示規定的處理的傳遞函數設為f(s)，將規定的角頻率設為ω0，將虛數單位設為j的情況下，上述第一傳遞函數、上述第二傳遞函數和上述第三傳遞函數分別為
由本發明的第五方面提供的控制電路的特徵在於：上述控制電路利用pwm信號控制電力轉換電路內的多個開關單元的驅動，上述控制電路包括：權利要求1上述的信號處理裝置；和基於輸出信號生成pwm信號的pwm信號生成單元，其中，上述輸出信號為上述信號處理裝置的在被輸入基於上述電力轉換電路的輸出或者輸入的信號後的輸出信號。
在本發明的優選實施方式中，上述控制電路還包括將基於上述電力轉換電路的輸出或者輸入的信號轉換為第一信號和第二信號的二相轉換單元，上述pwm信號生成單元，基於上述信號處理裝置的在被輸入上述第一信號後的輸出信號和上述信號處理裝置的在被輸入上述第二信號後的輸出信號，生成pwm信號。
由本發明的第六方面提供的控制電路的特徵在於：上述控制電路利用pwm信號控制電力轉換電路內的多個開關單元的驅動，上述控制電路包括：將基於上述電力轉換電路的輸出或者輸入的信號轉換為第一信號和第二信號的二相轉換單元；權利要求2上述的信號處理裝置；和基於輸出信號生成pwm信號的pwm信號生成單元，其中，上述輸出信號為上述信號處理裝置的在被輸入上述第一信號和上述第二信號後的輸出信號。
在本發明的優選實施方式中，上述電力轉換電路與三相交流相關，上述二相轉換單元將基於上述電力轉換電路的三相的輸出或者輸入的信號轉換為上述第一信號和上述第二信號。
在本發明的優選實施方式中，上述電力轉換電路與單相交流相關，上述二相轉換單元生成基於上述電力轉換電路的單相的輸出或者輸入的信號作為上述第一信號，生成使上述第一信號的相位延遲90度的信號作為上述第二信號。
由本發明的第七方面提供的控制電路的特徵在於：上述控制電路利用pwm信號控制與三相交流相關的電力轉換電路內的多個開關單元的驅動，上述控制電路包括：本發明的第三方面或第四方面所述的信號處理裝置；和基於輸出信號生成pwm信號的pwm信號生成單元，其中，上述輸出信號為上述信號處理裝置的在被輸入基於上述電力轉換電路的輸出或者輸入的信號後的輸出信號。
在本發明的優選實施方式中，在上述信號處理裝置中，代替上述第一信號和上述第二信號，輸入上述第一信號和上述第二信號與各自的目標值的偏差信號。
在本發明的優選實施方式中，上述基於上述電力轉換電路的輸出或者輸入的信號是從上述電力轉換電路的輸出或者輸入檢測出的信號與各自的目標值的偏差信號。
在本發明的優選實施方式中，代替上述規定的角頻率ω0，使用作為角頻率ω0的自然數n倍的角頻率的角頻率nω0。
在本發明的優選實施方式中，上述控制電路還包括：發散判別單元，其基於從上述信號處理裝置輸出的輸出信號，判別是否控制存在發散傾向；和停止單元，其在由上述發散判別單元判別為存在發散傾向的情況下，停止上述輸出信號的輸出。
在本發明的優選實施方式中，上述控制電路還包括：發散判別單元，其基於從上述信號處理裝置輸出的輸出信號，判別是否控制存在發散傾向；和相位變更單元，其在由上述發散判別單元判別為存在發散傾向的情況下，將上述輸出信號的相位變更為控制不發散的相位。
在本發明的優選實施方式中，當上述輸出信號超過規定的閾值時，上述發散判別單元判別為控制存在發散傾向。
在本發明的優選實施方式中，表示上述規定的處理的傳遞函數是f(s)＝ki/s(其中，ki是積分增益)。
在本發明的優選實施方式中，表示上述規定的處理的傳遞函數是f(s)＝kp+ki/s(其中，kp和ki分別是比例增益和積分增益)。
在本發明的優選實施方式中，上述基於上述電力轉換電路的輸出或者輸入的信號是檢測出輸出電流或者輸入電流的信號。
在本發明的優選實施方式中，上述基於上述電力轉換電路的輸出或者輸入的信號是檢測出輸出電壓或者輸入電壓的信號。
在本發明的優選實施方式中，控制系統的設計使用h∞迴路成形法進行。
在本發明的優選實施方式中，上述電力轉換電路是用於生成向電力系統供給的交流電力的逆變器電路，上述規定的角頻率ω0為上述電力系統的基波的角頻率。由本發明第八方面提供的系統連接逆變器系統的特徵在於具備該優選實施方式的控制電路和逆變器電路。
在本發明的優選實施方式中，上述電力轉換電路是用於驅動電動機的逆變器電路，上述規定的角頻率ω0為與上述電動機的旋轉速度對應的角頻率。
在本發明的優選實施方式中，上述電力轉換電路是將從電力系統供給的交流電力轉換為直流電力的轉換器電路，上述規定的角頻率ω0為上述電力系統的基波的角頻率。由本發明的第九方面提供的pwm轉換器系統的特徵在於具備該優選實施方式的控制電路和轉換器電路。
由本發明的第十方面提供的濾波器的特徵在於：上述濾波器包括權利要求1至4中任一項上述的信號處理裝置，表示上述規定的處理的傳遞函數為f(s)＝1/(t·s+1)(式中，t是時間常數)。
由本發明的第十一方面提供的濾波器的特徵在於：上述濾波器包括權利要求1至4中任一項上述的信號處理裝置，表示上述規定的處理的傳遞函數為f(s)＝t·s/(t·s+1)(式中，t是時間常數)
由本發明的第十二方面提供的相位檢測裝置特徵在於：上述相位檢測裝置檢測交流信號的基波成分的相位，上述相位檢測裝置包括本發明第十方面或第十一方面所述的濾波器，上述規定的角頻率ω0為上述交流信號的基波成分的角頻率。
本發明的其它特徵和優點將通過參照附圖進行的詳細說明進一步明確。
附圖說明
圖1是用於說明將伴隨旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的處理轉換為線性時不變的處理的方法的框圖。
圖2是用於說明將伴隨旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的處理轉換為線性時不變的處理的方法的框圖，用行列式表示。
圖3是用於說明矩陣的計算的框圖。
圖4是表示在進行旋轉坐標轉換後進行pi控制，然後進行靜止坐標轉換的處理的框圖。
圖5是表示在進行旋轉坐標轉換後進行i控制，然後進行靜止坐標轉換的處理的框圖。
圖6是用於說明第一實施方式的系統連接逆變器系統的框圖。
圖7是用於分析作為矩陣gi的各元素的傳遞函數的波特圖。
圖8用於說明正相部分的信號和反相部分的信號的圖。
圖9是用於說明第二實施方式的控制電路的框圖。
圖10是用於說明在第二實施方式進行的模擬結果。
圖11是用於說明第三實施方式的控制電路的框圖。
圖12是用於分析作為矩陣gpi的各元素的傳遞函數的波特圖。
圖13是用於說明第四實施方式的控制電路的框圖。
圖14是用於說明第五實施方式的控制電路的框圖。
圖15是用於說明第六實施方式的三相pwm轉換器系統的框圖。
圖16是用於說明第七實施方式的系統連接逆變器系統的框圖。
圖17是用於說明在第八實施方式進行的模擬結果的圖。
圖18是用於說明在第八實施方式進行的實驗的結果的圖。
圖19是用於說明在第八實施方式中進行的實驗的結果的圖。
圖20是用於說明第九實施方式的控制電路的框圖。
圖21是表示連接前後的傳遞函數的一個例子的波特圖。
圖22是用於說明第十實施方式的高諧波補償控制器的圖。
圖23是用於說明第十實施方式的高諧波補償控制器的其它實施例的圖。
圖24是用於說明第十一實施方式的電動機驅動裝置的框圖。
圖25是用於說明第十二實施方式的單相的系統連接逆變器系統的框圖。
圖26是用於說明第十三實施方式的單相的系統連接逆變器系統的框圖。
圖27是用於說明第十四實施方式的控制電路的框圖。
圖28是表示在進行旋轉坐標轉換後進行低通濾波處理，然後進行靜止坐標轉換的處理的框圖。
圖29是用於分析作為矩陣glpf的各元素的傳遞函數的波特圖。
圖30是表示第十五實施方式的相位檢測裝置的框結構的一個例子的圖。
圖31是表示在進行旋轉坐標轉換後進行高通濾波處理，然後進行靜止坐標轉換的處理的框圖。
圖32是用於分析作為矩陣ghpf的各元素的傳遞函數的波特圖。
圖33是用於說明第十六實施方式的基波抽出部的內部結構的框圖。
圖34是表示第十六實施方式的基波抽出部的頻率特性的圖。
圖35是表示第十七實施方式的相位檢測裝置的框結構的圖。
圖36是用於說明現有的一般的系統連接逆變器系統的框圖。
圖37是用於說明控制電路的內部結構的框圖。
符號的說明
a、a」、e、e』：系統連接逆變器系統
a』：逆變器系統
b：電力系統
c：三相pwm轉換器系統
d：電動機驅動裝置
l、l』：負載
m：電動機
1：直流電源
2、2」：逆變器電路(電力轉換電路)
2』：轉換器電路(電力轉換電路)
3：濾波器電路
4：變壓電路
5：電流傳感器
6：電壓傳感器
7、7』、7」、8、8』、10、12、13：控制電路
72：系統對抗量生成部
73、83：三相/二相轉換部(二相轉換單元)
74、74」：電流控制器(信號處理裝置)
74』：α軸電流控制器(信號處理裝置)
75』：β軸電流控制器(信號處理裝置)
76：二相/三相轉換部
77：pwm信號生成部
84：電壓控制器(信號處理裝置)
85：控制切換部
9，9』：高諧波補償控制器(信號處理裝置)
91、91』：5次高諧波補償部(信號處理裝置)
92、92』：7次高諧波補償部(信號處理裝置)
93、93』：11次高諧波補償部(信號處理裝置)
94、94』：發散防止部
941：發散判別部
942：相位變更部
943：輸出停止部
11：旋轉速度檢測電路
131：相位延遲部(二相轉換單元)
f、f』：相位檢測裝置
f1：基波正交成分計算部
f11：三相/二相轉換部
f12、f12』：基波正相部分抽出部(信號處理裝置、濾波器)
f121：反相部分去除部(信號處理裝置、濾波器)
f122：5次高諧波去除部(信號處理裝置、濾波器)
f123：7次高諧波去除部(信號處理裝置、濾波器)
f124：11次高諧波去除部(信號處理裝置、濾波器)
f13：正規化部
f2：相位計算部
具體實施方式
以下，參照附圖具體說明本發明的實施方式。
首先，說明將伴隨旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的處理轉換為線性時不變的處理的方法。
圖1(a)是用於說明伴隨旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的處理的圖。在該處理中，首先，信號α和β通過旋轉坐標轉換，轉換為信號d和q。對信號d和q分別進行由規定的傳遞函數f(s)表示的處理，輸出信號d』和q』。接著，信號d』和q』通過靜止坐標轉換，轉換為信號α』和β』。將圖1(a)所示的非線性時變的處理轉換為圖1(b)所示的使用有線性時不變的傳遞函數的矩陣g的處理。
圖1(a)表示的旋轉坐標轉換由下述(5)式的行列式表示，靜止坐標轉換由下述(6)式的行列式表示。
從而，能夠使用矩陣將圖1(a)所示的處理表示為如圖2(a)那樣。計算圖2(a)所示的3個矩陣的積，將算出的矩陣設為線性時不變的矩陣，由此，能夠計算圖1(b)所示的矩陣g。此時，在將靜止坐標轉換和旋轉坐標轉換的矩陣轉換為矩陣之積的基礎上，進行計算。
旋轉坐標轉換的矩陣能夠轉換為下述(7)式所示的右邊的矩陣之積。
其中，j是虛數單位，exp是自然對數的底數e的指數函數。
t、t－1如下。
另外，t－1是矩陣t的逆矩陣。
(7)式成為下式，
當根據歐拉公式代入exp(jθ)＝cosθ+jsinθ，exp(－jθ)＝cosθ－jsinθ進行計算時，則能夠確認為下式。
另外，靜止坐標轉換的矩陣能夠轉換為下述(8)式所示的右邊的矩陣之積。該矩陣之積的中央的矩陣是線性時不變的矩陣。
其中，j是虛數單位，exp是自然對數的底數e的指數函數。
t、t－1如下。
另外，t－1是矩陣t的逆。
(8)式成為下式，
當根據歐拉公式代入exp(jθ)＝cosθ+jsinθ，exp(－jθ)＝cosθ－jsinθ進行計算時，能夠確認為下式。
當使用上述(7)式和(8)式計算圖2(a)所示的3個矩陣之積，並算出矩陣g時，能夠如下述(9)式那樣計算。
關註上述(9)式中央的3個矩陣的第一行第一列的元素，當將它們用框圖表示時，成為圖3所示的框圖。當計算圖3所示的框圖的輸入輸出特性時，成為下式。
其中，f(s)是具有脈衝響應f(t)的單輸入單輸出傳遞函數。
此處，當設θ(t)＝ω0t時，成為θ(t)－θ(τ)＝ω0t－ω0τ＝ω0(t－τ)＝θ(t－τ)，因此圖3所示的框圖的輸入輸出特性等同於具有脈衝響應f(t)exp(－jω0t)的線性時不變系統的特性。當對脈衝響應f(t)exp(－jω0t)進行拉普拉斯轉換時，可以得到傳遞函數f(s+jω0)。另外，交換了圖3所示的框圖的exp(jθ(t))與exp(－jθ(t))時的輸入輸出特性成為傳遞函數f(s－jω0)的輸入輸出特性。
因此，當從上述(9)式進一步進行計算時，計算如下。
由此，能夠將圖2(a)所示的處理轉換為圖2(b)所示的處理。圖2(b)所示的處理是與在進行旋轉坐標轉換後進行由規定的傳遞函數f(s)表示的處理、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理，該處理的系統是線性時不變系統。
當將比例增益和積分增益分別設為kp和ki時，pi控制(比例積分控制)控制器的傳遞函數由f(s)＝kp+ki/s表示。因此，表示圖4所示的處理，即與在進行旋轉坐標轉換後進行pi控制、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理的傳遞函數的矩陣gpi，使用上述(10)式，如下述(11)式那樣計算。
另外，當將積分增益設為ki時，i控制(積分控制)控制器的傳遞函數由f(s)＝ki/s表示。因此，表示圖5所示的處理，即與在進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理的傳遞函數的矩陣gi，使用上述(10)式，如下述(12)式那樣計算。
以下，將進行由上述(12)式的傳遞函數的矩陣gi表示的處理的信號處理裝置作為電流控制器，使用於系統連接逆變器系統的控制電路中，將該情況作為本發明的第一實施方式進行說明。
圖6是用於說明第一實施方式的系統連接逆變器系統的框圖。
如該圖所示，系統連接逆變器系統a包括直流電源1、逆變器電路2、濾波器電路3、變壓電路4、電流傳感器5、電壓傳感器6和控制電路7。
直流電源1與逆變器電路2連接。逆變器電路2、濾波器電路3和變壓電路4依次串聯地連接於u相、v相、w相的輸出電壓的輸出線上，並與三相交流的電力系統b連接。電流傳感器5和電壓傳感器6設置在變壓電路4的輸出一側。控制電路7與逆變器電路2連接。系統連接逆變器系統a將直流電源1輸出的直流電力轉換為交流電力並供給到電力系統b。另外，系統連接逆變器系統a的結構不限於此。例如，也可以將電流傳感器5和電壓傳感器6設置在變壓電路4的輸入一側，還可以設置逆變器電路2的控制所需要的其它的傳感器。另外，也可以將變壓電路4設置在濾波器電路3的輸入一側，還可以設為不設置變壓電路4的所謂無變壓器方式。另外，還可以在直流電源1與逆變器電路2之間設置dc/dc轉換器電路。
直流電源1輸出直流電力，例如具備太陽能電池。太陽能電池通過將太陽光能轉換為電能，生成直流電力。直流電源1將所生成的直流電力輸出到逆變器電路2。另外，直流電源1不限於通過太陽能電池生成直流電力。例如，直流電源1也可以是燃料電池、蓄電池、電氣二重層電容器或者鋰電池，還可以是將通過柴油引擎發電機、小型燃氣渦輪發電機或者風力渦輪發電機等生成的交流電力轉換為直流電力並輸出的裝置。
逆變器電路2將從直流電源1輸入的直流電壓轉換為交流電壓並輸出到濾波器電路3。逆變器電路2是三相逆變器，是具備有未圖示的3組6個開關元件的pwm控制型逆變器電路。逆變器電路2基於從控制電路7輸入的pwm信號，切換各開關元件的導通和斷開，由此，將從直流電源1輸入的直流電壓轉換為交流電壓。另外，逆變器電路2不限定於該結構，例如也可以是多電平逆變器。
濾波器電路3從由逆變器電路2輸入的交流電壓中去除由開關引起的高頻成分。濾波器電路3具備包括電抗器和電容器的低通濾波器。通過濾波器電路3去除了高頻成分的交流電壓被輸出到變壓電路4。另外，濾波器電路3的結構不限於此，可以是用於去除高頻成分的周知的濾波器電路。變壓電路4將從濾波器電路3輸出的交流電壓升壓或降壓成與系統電壓幾乎相同的電平。
電流傳感器5檢測從變壓電路4輸出的各相的交流電流(即，系統連接逆變器系統a的輸出電流)。檢測出的電流信號i(iu、iv、iw)被輸入到控制電路7。電壓傳感器6檢測電力系統b的各相的系統電壓。檢測出的電壓信號v(vu、vv、vw)被輸入到控制電路7。另外，系統連接逆變器系統a輸出的輸出電壓與系統電壓幾乎一致。
控制電路7控制逆變器電路2，例如通過微機等實現。控制電路7基於從電流傳感器5輸入的電流信號i和從電壓傳感器6輸入的電壓信號v，生成pwm信號並輸出到逆變器電路2。控制電路7基於從各傳感器輸入的檢測信號，生成用於對系統連接逆變器系統a輸出的輸出電壓的波形作出指令的指令值信號，並將基於該指令值信號生成的脈衝信號作為pwm信號輸出。逆變器電路2基於輸入的pwm信號切換各開關元件的導通和斷開，由此輸出與指令值信號對應的波形的交流電壓。控制電路7通過使指令值信號的波形變化而使系統連接逆變器系統a的輸出電壓的波形變化，由此控制輸出電流。由此，控制電路7進行各種反饋控制。
圖6中僅記載了用於進行輸出電流控制的結構，省略了用於其它控制的結構。實際上，控制電路7還進行直流電壓控制(以使得輸入直流電壓成為預先設定的電壓目標值的方式進行的反饋控制)或者無效電力控制(以使得輸出無效電力成為預先設定的無效電力目標值的方式進行的反饋控制)等。另外，控制電路7進行的控制的方法不限於這些。例如，也可以進行輸出電壓控制或者有效電力控制。
控制電路7包括系統對抗量生成部72、三相/二相轉換部73、電流控制器74、二相/三相轉換部76和pwm信號生成部77。
系統對抗量生成部72從電壓傳感器6輸入電壓信號v，生成並輸出系統指令值信號ku、kv、kw。系統指令值信號ku、kv、kw成為用於對系統連接逆變器系統a輸出的輸出電壓的波形作出指令的指令值信號的基準，系統指令值信號ku、kv、kw通過後述的校正值信號xu、xv、xw被校正，生成指令值信號。
三相/二相轉換部73與圖37所示的三相/二相轉換部73相同，將從電流傳感器5輸入的3個電流信號iu、iv、iw轉換為α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ。在三相/二相轉換部73中進行的轉換處理由上述(1)式所示的行列式表示。
電流控制器74被輸入從三相/二相轉換部73輸出的α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ與各自的目標值的偏差，生成用於電流控制的校正值信號xα、xβ。電流控制器74進行由上述(12)式的傳遞函數的矩陣gi表示的處理。即，當將α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ與各自的目標值的偏差分別設為δiα和δiβ時，進行下述(13)式所示的處理。角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預先設計積分增益ki。另外，電流控制器74進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行在控制循環中的相位的延遲量的校正。另外，偏差δiα、δiβ分別與本發明的「第一輸入信號」和「第二輸入信號」對應，校正值信號xα、xβ分別與本發明的「第一輸出信號」和「第二輸出信號」對應。
在本實施方式中，在α軸電流目標值和β軸電流目標值中，使用對d軸電流目標值和q軸電流目標值進行靜止坐標轉換而得的值。在d軸電流目標值中使用未圖示的用於直流電壓控制的校正值，在q軸電流目標值中使用未圖示的用於無效電力控制的校正值。另外，在給出三相電流目標值的情況下，可以對該目標值進行三相/二相轉換，設為α軸電流目標值和β軸電流目標值。另外，也可以先計算3個電流信號iu、iv、iw與三相的電流目標值的各自的偏差，對該3個偏差信號進行三相/二相轉換，並輸入到電流控制器74。另外，在直接給出α軸電流目標值和β軸電流目標值的情況下，可以照原樣使用該目標值。
圖7是用於分析作為矩陣gi的各元素的傳遞函數的波特圖。該圖(a)表示矩陣gi的1行1列元素(以下記載為「(1，1)元素」。關於其它的元素也同樣記載。)和(2，2)元素的傳遞函數，該圖(b)表示矩陣gi的(1，2)元素的傳遞函數，該圖(c)表示矩陣gi的(2，1)元素的傳遞函數。該圖中，表示系統電壓的基波的頻率(以下，設為「中心頻率」。另外，將與中心頻率對應的角頻率作為「中心角頻率」。)為60hz的情況(即，角頻率ω0＝120π的情況)，表示將積分增益ki設為「0.1」、「1」、「10」、「100」的情況。
該圖(a)、(b)和(c)所示的振幅特性都在中心頻率具有峰值，當積分增益ki增大時，振幅特性也增大。另外，該圖(a)所示的相位特性在中心頻率成為0度。即，矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數以使相位不發生變化的方式使中心頻率(中心角頻率)的信號通過。該圖(b)所示的相位特性在中心頻率成為90度。即，矩陣gi的(1，2)元素的傳遞函數使中心頻率(中心角頻率)的信號以相位超前90度的方式通過。另一方面，該圖(c)表示的相位特性在中心頻率成為－90度。即，矩陣gi的(2，1)元素的傳遞函數使中心頻率(中心角頻率)的信號以相位延遲90度的方式通過。
在本實施方式中，電流控制器74在頻率加權中使用傳遞函數的矩陣gi，根據作為線性控制理論之一的h∞迴路成形法設計。在電流控制器74進行的處理因為由傳遞函數的矩陣gi所示，所以是線性時不變的處理。從而，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計。
在電流控制器74中，作為設計標準要求：輸出電流追隨正弦波目標值；和在瞬時降低時使輸出在規定時間內返回到規定的比例(快速響應性)。為了使系統的輸出完全追隨某個目標值，閉環系統必須帶有與目標發生器相同的極，並且，閉環系統必須逐漸穩定(內部模型原理)。正弦波目標值的極為±jω0，包含於矩陣gi的各元素的傳遞函數中的1/(s2+ω02)項的極也為±jω0。因此，閉環系統與目標發生器的極相同。另外，如果使用h∞迴路成形法，則能夠設計閉環系統逐漸穩定的控制器。因此，通過使用h∞迴路成形法以滿足快速響應性的條件的方式進行設計，能夠容易地設計符合設計標準且最穩定的控制系統。
另外，在控制系統的設計中使用的設計方法不限於此，也能夠使用其它的線性控制理論。例如，也可以使用迴路成形法、優化控制，h∞控制、混合靈敏度問題等進行設計。
返回到圖6，二相/三相轉換部76與圖37所示的二相/三相轉換部76同樣地，將從電流控制器74輸入的校正值信號xα、xβ轉換為3個校正值信號xu、xv、xw。在二相/三相轉換部76中進行的轉換處理由上述(4)式所示的行列式表示。
將系統對抗量生成部72輸出的系統指令值信號ku、kv、kw與二相/三相轉換部76輸出的校正值信號xu、xv、xw分別相加，將指令值信號x』u、x』v、x』w算出並輸入pwm信號生成部77。
pwm信號生成部77基於被輸入的指令值信號x』u、x』v、x』w和作為規定頻率(例如4khz)的三角波信號生成的載波信號，通過三角波比較法生成pwm信號pu、pv、pw。在三角波比較法中，指令值信號x』u、x』v、x』w分別與載波信號進行比較，例如，在指令值信號x』u比載波信號大的情況下成為高電平的脈衝信號，在小的情況下成為低電平的脈衝信號，作為pwm信號pu而生成。所生成的pwm信號pu、pv、pw被輸出到逆變器電路2。
在本實施方式中，控制電路7以不進行旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的方式在靜止坐標系下進行控制。如上述那樣，傳遞函數的矩陣gi是表示與進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理的傳遞函數的矩陣。因此，進行由傳遞函數的矩陣gi表示的處理的電流控制器74進行與圖37所示的旋轉坐標轉換部78、靜止坐標轉換部79和i控制處理(與圖37中的pi控制部74b和pi控制部75b進行的pi控制處理對應。)等效的處理。另外，如圖7的各波特圖所示，矩陣gi的各元素的傳遞函數的振幅特性在中心頻率形成峰值。即，電流控制器74僅使中心頻率成分成為高增益。因此，不需要設置圖37所示的lpf74a和75a。
另外，在電流控制器74進行的處理因為由傳遞函數的矩陣gi表示，所示是線性時不變的處理。另外，在控制電路7中不包括作為非線性時變處理的旋轉坐標轉換處理和靜止坐標轉換處理，電流控制系統整體成為線性時不變系統。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。這樣，通過使用上述(12)式所示的傳遞函數的矩陣gi，能夠使進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的非線性的處理回歸到線性時不變的多輸入輸出系統，由此能夠容易地進行系統分析和控制系統設計。
另外，在上述實施方式中，在電流控制器74進行上述(13)式所示的處理，但也可以在矩陣gi的各元素的積分增益ki使用按每個元素不同的值。即，也可以設計使用按作為各元素的每個傳遞函數不同的積分增益ki。例如，還能夠以提供提高α軸成分的快速響應性或者提高穩定性等的附加特性的方式進行設計。另外，還能夠將(1，2)元素和(2，1)元素的積分增益ki設計為「0」，提供控制正相部分、反相部分的雙方的附加特性。關於控制正相部分、反相部分的雙方的情況在後面敘述。另外，即使在設計有按每個元素不同的積分增益ki的情況下，作為各元素的傳遞函數的相位特性也不發生變化。因此，(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數能夠以使相位不發生變化的方式使中心頻率的信號通過，(1，2)元素的傳遞函數能夠使中心頻率的信號以相位超前90度的方式通過，(2，1)元素的傳遞函數能夠使中心頻率的信號以相位延遲90度的方式通過。
在上述第一實施方式中，說明了進行電流信號iu、iv、iw的基波成分的正相部分的控制的情況，但不限於該情況。在電流信號iu、iv、iw除基波成分的正相部分以外還疊加反相部分的信號。也可以僅進行該反相部分的控制。
圖8是用於說明正相部分的信號和反相部分的信號的圖。該圖(a)表示正相部分的信號，該圖(b)表示反相部分的信號。
在該圖(a)中，用虛線箭頭的矢量u、v、w表示電流信號iu、iv、iw的基波成分的正相部分。矢量u、v、w的朝向相互各錯開120度，按照順時針的順序排列，以角頻率ω0沿著反時針方向旋轉。對電流信號iu、iv、iw進行三相/二相轉換而得的α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ的基波成分的正相部分用實線箭頭的矢量α、β表示。矢量α、β的朝向以順時針的順序錯開90度，以角頻率ω0沿著反時針方向旋轉。
即，從三相/二相轉換部73(參照圖6)輸出的α軸電流信號iα的基波成分的正相部分比β軸電流信號iβ的基波成分的正相部分超前90度相位。因此，與目標值的偏差δiα的基波成分的正相部分也比偏差δiβ的基波成分的正相部分超前90度相位。當在偏差δiα進行矩陣gi的(1，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的正相部分的相位不發生變化(參照圖7(a))。另外，當在偏差δiβ進行矩陣gi的(1，2)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的正相部分的相位超前90度(參照圖7(b))。因此，兩者的相位成為與偏差δiα的基波成分的正相部分相同的相位，因此通過將兩者相加而相互加強。另一方面，當在偏差δiα進行矩陣gi的(2，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的正相部分的相位延遲90度(參照圖7(c))。另外，當在偏差δiβ進行矩陣gi的(2，2)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的正相部分的相位不發生變化。因此，兩者的相位成為與偏差δiβ的基波成分的正相部分相同的相位，因此通過將兩者相加而相互加強。
反相部分是相順序為與正相部分相反方向的成分。在圖8(b)中，用虛線箭頭的矢量u、v、w表示電流信號iu、iv、iw的基波成分的反相部分。矢量u、v、w的朝向相互各錯開120度，按照反時針的順序排列，以角頻率ω0沿著反時針的方向旋轉。對電流信號iu、iv、iw進行有三相/二相轉換的α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ的基波成分的反相部分用實線箭頭的矢量α、β表示。矢量α、β的朝向按照反時針方向的順序錯開90度，以角頻率ω0沿著反時針的方向旋轉。
即，從三相/二相轉換部73輸出的α軸電流信號iα的基波成分的反相部分，比β軸電流信號iβ的基波成分的反相部分延遲90度相位。當在偏差δiα進行矩陣gi的(1，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的反相部分的相位不發生變化。另外，當在偏差δiβ進行矩陣gi的(1，2)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的反相部分的相位超前90度。因此，兩者的相位成為相反相位，因此通過將兩者相加而相互抵消。另一方面，當在偏差δiα進行矩陣gi的(2，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的反相部分的相位延遲90度。另外，當在偏差δiβ進行矩陣gi的(2，2)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的反相部分相位不發生變化。因此，兩者的相位成為相反相位，因此通過將兩者相加而相互抵消。因此，電流控制器74進行基波成分的正相部分的控制，不進行反相部分的控制。
在交換了傳遞函數的矩陣gi的(1，2)元素與(2，1)元素的情況下，與上述相反，成為基波成分的正相部分抵消，反相部分加強。因此，在第一實施方式中進行基波成分的反相部分的控制的情況下，可以使用交換了傳遞函數的矩陣gi的(1，2)元素與(2，1)元素的矩陣。
接著，說明進行基波成分的正相部分、反相部分的雙方控制的情況。
矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數所示的處理使基波成分的正相部分和反相部分以相位不發生變化的方式通過(參照圖7(a))。因此，當使用將上述(12)式所示的矩陣gi的(1，2)元素和(2，1)元素設為「0」的矩陣時，能夠進行基波成分的正相部分、反相部分的雙方控制。另外，在該情況下，與僅控制正相部分的情況(使用上述(12)式所示的矩陣gi的情況)相比，沒有相互加強的部分，因此需要將積分增益ki設計成相應大的值。以下，作為第二實施方式，說明進行基波成分的正相部分、反相部分的雙方控制的情況。
圖9是用於說明第二實施方式的控制電路的框圖。該圖中，在與圖6所示的控制電路7相同或者類似的要素標註相同的符號。
圖9所示的控制電路7』在代替電流控制器74而設置α軸電流控制器74』和β軸電流控制器75』這一點與第一實施方式的控制電路7(參照圖6)不同。
α軸電流控制器74』被輸入從三相/二相轉換部73輸出的α軸電流信號iα與目標值的偏差δiα，生成用於電流控制的校正值信號xα。α軸電流控制器74』進行由作為矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數ki·s/(s2+ω02)表示的處理。另外，α軸電流控制器74』進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行在控制循環中的相位延遲量的校正。另外，偏差δiα與本發明的「輸入信號」對應，校正值信號xα與本發明的「輸出信號」對應。
β軸電流控制器75』被輸入從三相/二相轉換部73輸出的β軸電流信號iβ與目標值的偏差δiβ，生成用於電流控制的校正值信號xβ。β軸電流控制器75』進行由作為矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數ki·s/(s2+ω02)表示的處理。另外，β軸電流控制器75』進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行在控制循環中的相位延遲量的校正。另外，偏差δiβ與本發明的「輸入信號」對應，校正值信號xβ與本發明的「輸出信號」對應。
在本實施方式中，α軸電流控制器74』和β軸電流控制器75』分別在頻率加權中使用傳遞函數ki·s/(s2+ω02)，利用作為線性控制理論之一的h∞迴路成形法設計。在α軸電流控制器74』和β軸電流控制器75』中進行的處理因為由傳遞函數ki·s/(s2+ω02)表示，所以是線性時不變的處理。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計。另外，也可以使用h∞迴路成形法以外的線性控制理論進行設計。
在本實施方式中也能夠起到與第一實施方式同樣的效果。另外，在α軸電流控制器74』和β軸電流控制器75』的傳遞函數ki·s/(s2+ω02)中，也可以在積分增益ki中使用各自不同的值。即，也可以在α軸電流控制器74』和β軸電流控制器75』分別設計並使用積分增益ki。另外，還能夠設計成提供提高α軸成分的快速響應性或者提高穩定性的附加特性。
圖10用於說明在第二實施方式中進行的模擬結果。
在系統連接逆變器系統a(參照圖6)的各相電流中加入不平衡幹擾，進行了將目標電流設為20[a]時的模擬。該圖(a)表示有輸入到α軸電流控制器74』(參照圖9)的偏差δiα和輸入到β軸電流控制器75』的偏差δiβ。該圖(b)表示有由電流傳感器5檢測出各相輸出電流而得的電流信號iu、iv、iw。如該圖(a)所示，偏差δiα和偏差δiβ逐漸減小，在0.14[s]幾乎成為「0」。另外，如該圖(b)所示，電流信號iu、iv、iw逐漸增大，在0.05[s]達到了作為目標的80％的16[a]。另外，電流信號iu、iv、iw的各波形表示出平衡狀態。由於去除不平衡幹擾，正相部分追隨目標值，因此α軸電流控制器74』和β軸電流控制器75』能夠適當地控制正相部分和反相部分。另外，該控制具有充分的快速響應性。
在上述第一和第二實施方式中，說明了將3個電流信號iu、iv、iw轉換為α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ進行控制的情況，但不限於此。例如，也可以使用3個電流信號iu、iv、iw直接進行控制。以下，作為第三實施方式說明該情況的實施方式。
圖11是用於說明第三實施方式的控制電路的框圖。該圖中，在與圖6所示的控制電路7相同或者類似的要素標註相同的符號。
圖11表示的控制電路7」在不具備三相/二相轉換部73和二相/三相轉換部76，且電流控制器74」使用3個電流信號iu、iv、iw直接進行控制這一點與第一實施方式的控制電路7(參照圖6)不同。
三相/二相轉換和二相/三相轉換因為由上述(1)式和(4)式表示，所以在進行三相/二相轉換後進行由傳遞函數的矩陣g表示的處理、然後進行二相/三相轉換的處理由下述(14)式所示的傳遞函數的矩陣g』表示。
其中，
因此，表示電流控制器74」進行的處理的傳遞函數的矩陣g』i由下述(15)式表示。
其中，
電流控制器74」被輸入從電流傳感器5輸出的3個電流信號iu、iv、iw與各自的目標值的偏差，生成用於電流控制的校正值信號xu、xv、xw。電流控制器74」進行由上述(15)式的傳遞函數的矩陣g』i表示的處理。即，當將電流信號iu、ib、iw與各自的目標值的偏差分別設為δiu、δiv、δiw時，進行上述(16)式所示的處理。將角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預先設計積分增益ki。另外，電流控制器74」進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行在控制循環中的相位的延遲量的校正。另外，偏差δiu、δiv、δiw分別與本發明的「第一輸入信號」、「第二輸入信號」和「第三輸入信號」對應，校正值信號xu、xv、xw分別與本發明的「第一輸出信號」、「第二輸出信號」和「第三輸出信號」對應。
在本實施方式中，電流信號iu、iv、iw的目標值使用對d軸電流目標值和q軸電流目標值進行靜止坐標轉換後、進一步進行二相/三相轉換而得的值。另外，在直接給出了三相的電流目標值的情況下，可以照原樣使用該目標值。另外，在給出了α軸電流目標值和β軸電流目標值的情況下，可以使用對其進行二相/三相轉換而得的值。
在本實施方式中，電流控制器74」在頻率加權中使用傳遞函數的矩陣g』i，利用作為線性控制理論之一的h∞迴路成形法設計。在電流控制器74」進行的處理因為由傳遞函數的矩陣g』i表示，所以是線性時不變的處理。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計。另外，也可以使用h∞迴路成形法以外的線性控制理論進行設計。
在本實施方式中，進行由傳遞函數的矩陣g』i表示的處理的電流控制器74」，進行與圖37所示的三相/二相轉換部73、二相/三相轉換部76、旋轉坐標轉換部78、靜止坐標轉換部79和i控制處理(與圖37中的pi控制部74b和pi控制部75b進行的pi控制處理對應。)等效的處理。另外，在電流控制器74」中進行的處理因為由傳遞函數的矩陣g』i表示，所示是線性時不變的處理。因此，電流控制系統整體成為線性時不變系統，因此能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。
在第三實施方式中，在進行基波成分的反相部分的控制的情況下，可以使用在傳遞函數的矩陣g』i的元素內，交換了gi12(s)、gi23(s)和gi31(s)與gi13(s)、gi21(s)和gi32(s)的矩陣(即，矩陣g』i的轉置矩陣)。
接著，說明在第三實施方式中進行基波成分的正相部分、反相部分的雙方控制的情況。
在上述(14)式中，當考慮將矩陣g的(1，2)元素和(2，1)元素設為「0」的情況時，能夠算出由下述(17)式所示的傳遞函數的矩陣g」。
因此，在進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，表示電流控制器74」進行的處理的傳遞函數的矩陣g」i由下述(18)式表示。
在上述第一至第三實施方式中，說明了電流控制器74(α軸電流控制器74』、β軸電流控制器75』、電流控制器74」)進行代替i控制的控制的情況，但不限於該情況。例如，也可以進行代替pi控制的控制。在第一實施方式中，在電流控制器74進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用上述(11)式所示的傳遞函數的矩陣gpi。
圖12是用於分析作為矩陣gpi的各元素的傳遞函數的波特圖。該圖(a)表示矩陣gpi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數，該圖(b)表示矩陣gpi的(1，2)元素的傳遞函數，該圖(c)表示矩陣gpi的(2，1)元素的傳遞函數。該圖表示中心頻率為60hz的情況，表示將積分增益ki固定為1，將比例增益kp設為「0.1」、「1」、「10」、「100」的情況。
該圖(a)所示的振幅特性在中心頻率具有峰值，當比例增益kp增大時，中心頻率以外的振幅特性也增大。另外，相位特性在中心頻率為0度。即，矩陣gpi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數以使相位不發生變化的方式使中心頻率(中心角頻率)的信號通過。
該圖(b)和(c)所示的振幅特性在中心頻率也具有峰值。另外，振幅特性和相位特性與比例增益kp無關，是恆定的。另外，該圖(b)所示的相位特性在中心頻率成為90度。即，矩陣gpi的(1，2)元素的傳遞函數使中心頻率(中心角頻率)的信號以相位超前90度的方式通過。另一方面，該圖(c)所示的相位特性在中心頻率成為－90度。即，矩陣gpi的(2，1)元素的傳遞函數使中心頻率(中心角頻率)的信號以相位延遲90度的方式通過。
在第二實施方式中，在使α軸電流控制器74』和β軸電流控制器75』進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用作為上述(11)式所示的傳遞函數的矩陣gpi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數(kp·s2+ki·s+kp·ω02)/(s2+ω02)。
在第三實施方式中，在使電流控制器74」進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用下述(19)式所示的傳遞函數的矩陣g』pi。
其中，
另外，在第三實施方式中，在進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，在使電流控制器74」進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用下述(20)式所示的傳遞函數的矩陣g」pi。
在進行代替pi控制的控制的情況下，通過調整比例增益kp，具有能夠附加過渡時的阻尼效果這樣的優點，但是具有易於受到模型化誤差的影響這樣的缺點。反之，在進行代替i控制的控制的情況下，具有不能夠附加過渡時的阻尼效果這樣的缺點，但是具有難以受到模型化誤差的影響這樣的優點。
另外，也可以使電流控制器74(α軸電流控制器74』、β軸電流控制器75』、電流控制器74」)進行代替除i控制和pi控制以外的控制等的控制。在上述(10)式中，通過將傳遞函數f(s)作為各控制的傳遞函數，能夠算出表示與在進行旋轉坐標轉換後進行該控制、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理的傳遞函數的矩陣。因此，既能夠進行代替pid控制(當將比例增益設為kp，將積分增益設為ki，將微分增益設為kd時，傳遞函數由f(s)＝kp+ki/s+kd·s表示。)的控制，也能夠進行代替d控制(微分控制：當將微分增益設為kd時，傳遞函數由f(s)＝kd·s表示。)、p控制(比例控制：當將比例增益設為kp時，傳遞函數由f(s)＝kp表示。)、pd控制、id控制等的控制。
在上述第一至第三實施方式中說明了控制輸出電流的情況，但不限於該情況。例如，也可以控制輸出電壓。以下，作為第四實施方式說明控制輸出電壓的情況。
圖13是用於說明第四實施方式的控制電路的框圖。在該圖中，在與圖6所示的系統連接逆變器系統a相同或者類似的要素標註相同的符號。
圖13所示的逆變器系統a』在不是向電力系統b而是向負載l供電這一點與第一實施方式的系統連接逆變器系統a(參照圖6)不同。由於需要控制供給到負載l上的電壓，因此控制電路8不是控制輸出電流而是控制輸出電壓。控制電路8基於從電壓傳感器6輸入的電壓信號v生成pwm信號這一點與第一實施方式的控制電路7(參照圖6)不同。逆變器系統a』通過反饋控制將輸出電壓控制成目標值，並且向負載l供電。
三相/二相轉換部83將從電壓傳感器6輸入的3個電壓信號vu、vv、vw轉換為α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ。在三相/二相轉換部83中進行的轉換處理由下述(21)式所示的行列式表示。
另外，電壓信號vu、vv、vw是各相的相電壓信號，但也可以檢測並使用線電壓信號。另外，在該情況下，也可以在將線電壓信號轉換為相電壓信號後，使用上述(21)式所示的行列式，或者代替上述(21)式所示的矩陣，使用將線電壓信號轉換為α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ的矩陣。
電壓控制器84被輸入從三相/二相轉換部83輸出的α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ與各自的目標值的偏差，生成用於電壓控制的校正值信號xα、xβ。控制器84進行由上述(12)式的傳遞函數的矩陣gi表示的處理。即，當將α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ與各自的目標值的偏差分別設為δvα和δvβ時，進行下述(22)式所示的處理。將角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預先設計積分增益ki。另外，電壓控制器84進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行在控制循環中的相位的延遲量的校正。另外，偏差δvα、δvβ分別與本發明的「第一輸入信號」和「第二輸入信號」對應，校正值信號xα、xβ分別與本發明的「第一輸出信號」和「第二輸出信號」對應。
在本實施方式中，α軸電壓目標值和β軸電壓目標值，使用對d軸電壓目標值和q軸電壓目標值進行靜止坐標轉換而得的值。另外，在給出了三相的電壓目標值的情況下，可以對該目標值進行三相/二相轉換，設為α軸電壓目標值和β軸電壓目標值。另外，在直接給出了α軸電壓目標值和β軸電壓目標值的情況下，可以照原樣使用該目標值。
在本實施方式中，電壓控制器84在頻率加權中使用傳遞函數的矩陣gi，利用作為線性控制理論之一的h∞迴路成形法進行設計。在電壓控制器84中進行的處理因為由傳遞函數的矩陣轉矩gi表示，所以是線性時不變的處理。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計。另外，也可以使用h∞迴路成形法以外的進行控制進行設計。
在本實施方式中，控制電路8以不進行旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的方式在靜止坐標系下進行控制。如上所述，傳遞函數的矩陣gi是表示與在進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理的傳遞函數的矩陣。因此，進行由傳遞函數的矩陣gi表示的處理的電壓控制器84，進行與圖37所示的旋轉坐標轉換部78、靜止坐標轉換部79和i控制處理等效的處理。另外，如圖7的各波特圖所示，矩陣gi的各元素的傳遞函數的振幅特性在中心頻率形成有峰值。即，電壓控制器84僅使中心頻率成分成為高增益。因此，不需要設置圖37所示的lpf74a和75a。
另外，在電壓控制器84中進行的處理因為由傳遞函數的矩陣gi表示，所以是線性時不變的處理。另外，在控制電路8中不包括作為非線性時變處理的旋轉坐標轉換處理和靜止坐標轉換處理，電壓控制系統整體成為線性時不變系統。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。這樣，通過使用上述(12)式所示的傳遞函數的矩陣gi，能夠使在進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換這樣的非線性處理，回歸到線性時不變的多輸入輸出系統，由此，能夠容易地進行系統分析或者控制系統設計。
另外，在本實施方式中，在電壓控制器84進行上述(22)式所示的處理，當也可以在矩陣gi的各元素的積分增益ki中，使用按每個元素不同的值。即，也可以設計並使用按作為各元素的每個傳遞函數不同的積分增益ki。例如，還能夠設計成提供提高α軸成分的快速響應性或者提高穩定性等的附加特性。另外，還能夠將(1，2)元素和(2，1)元素的積分增益ki設計為0，提供添加控制正相部分、反相部分的雙方這樣的附加特性。另外，在進行反相部分的控制的情況下，也可以使用交換了傳遞函數的矩陣gi的(1，2)元素與(2，1)元素的矩陣。
另外，在直接使用3個電壓信號vu、vv、vw控制正相部分的情況下，可以使用上述(15)式所示的傳遞函數的矩陣g』i，在控制反相部分的情況下，可以在傳遞函數的矩陣g』i的元素內使用交換了gi12(s)、gi23(s)和gi31(s)與gi13(s)、gi21(s)和gi32(s)的矩陣(即，矩陣g』i的轉置矩陣)。在進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，可以使用上述(18)式所示的傳遞函數的矩陣g」i。另外，電壓控制器84也可以不進行代替i控制的控制，而進行代替其它的控制(例如，pi控制、d控制、p控制、pd控制、id控制、pid控制等)的控制。
接著，對於切換輸出電壓的控制與輸出電流的控制的情況，作為第五實施方式進行說明。
系統連接逆變器系統通常與電力系統連接，一邊控制輸出電流一邊向電力系統供電。而且，當在電力系統內發生故障時，斷開與電力系統的連接，也停止逆變器電路的運轉。但是，當在電力系統內發生的故障時，作為使系統連接逆變器系統自主地運轉、並向與系統連接逆變器系統連接的負載供電的非常用電源而發揮功能的要求正在高漲。在使系統連接逆變器系統自主地運轉並向負載供電的情況下，需要控制輸出電壓。第五實施方式的系統連接逆變器系統是將第一實施方式與第四實施方式組合而得的方式，是能夠切換輸出電壓的控制與輸出電流的控制的系統連接逆變器系統。
圖14是用於說明第五實施方式的控制電路的框圖。在該圖中，在與圖6所示的系統連接逆變器系統a相同或者類似的要素標註相同的符號。
圖14所示的系統連接逆變器系統a」向負載l供電，並且在與電力系統b連接時也向電力系統b供電。另外，雖然第一實施方式的系統連接逆變器系統a也同樣，但是在第一實施方式中，因為僅說明了與電力系統b連接的狀態，所以省略了負載l的記載和說明。系統連接逆變器系統a」在與電力系統b連接時進行電流控制，在切斷與電力系統b的連接時進行電壓控制。
圖14所示的控制電路8』在包括三相/二相轉換部83、電壓控制器84、用於電壓控制的二相/三相轉換部76和pwm信號生成部77以及控制切換部85這一點與第一實施方式的控制電路7(參照圖6)不同。
三相/二相轉換部83和電壓控制器84與第四實施方式的三相/二相轉換部83和電壓控制器84(參照圖13)同樣地，基於從電壓傳感器6輸入的3個電壓信號vu、vv、vw生成校正值信號xα、xβ。而且，通過後一級的二相/三相轉換部76和pwm信號生成部77生成用於電壓控制的pwm信號。另一方面，三相/二相轉換部73和電流控制器74基於從電流傳感器5輸入的3個電流信號iu、iv、iw生成校正值信號xα、xβ。而且，通過後一級的二相/三相轉換部76、系統對抗量生成部72和pwm信號生成部77，生成用於電流控制的pwm信號。控制切換部85在不與電力系統b連接的情況下，輸出用於基於電壓控制器84所生成的校正值信號xα、xβ的電壓控制的pwm信號，在與電力系統b連接的情況下，輸出用於基於電流控制器74所生成的校正值信號xα、xβ的電流控制的pwm信號。
在本實施方式中，系統連接逆變器系統a」在與電力系統b連接時進行電流控制，能夠向電力系統b供電，在不與電力系統b連接時，進行電壓控制，能夠向負載l供電。另外，在本實施方式中，控制部8』以不進行旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的情況下在靜止坐標系統下進行控制。在電流控制器74和電壓控制器84中進行的處理是與在進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理，因為由傳遞函數的矩陣gi表示，所以是線性時不變的處理。因此，電流控制系統整體和電壓控制系統整體分別成為線性時不變系統，因此能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。
在上述第一至第五實施方式中，說明了將本發明的控制電路使用在系統連接逆變器系統(逆變器系統)中的情況，但不限於此，本發明也能夠適用於例如在控制不平衡補償裝置、靜電型無效電力補償裝置(svc、svg)、電力用有源濾波器、不間斷電源裝置(ups)等中使用的逆變器電路的控制電路。此外，還能夠適用於對控制電動機或者發動機的運轉的逆變器電路進行控制的控制電路。另外，不限於對將直流轉換為三相交流的逆變器電路進行控制的情況，例如，也能夠適用於將三相交流轉換為直流的轉換器電路、和轉換三相交流的頻率的循環轉換器等的控制電路。以下，作為第六實施方式說明將本發明應用於轉換器電路的控制電路的情況。
圖15是用於說明第六實施方式的三相pwm轉換器系統的框圖。在該圖中，在與圖6表示的系統連接逆變器系統a相同或者類似的要素標註相同的符號。
圖15所示的三相pwm轉換器系統c是將從電力系統b供給的交流電力轉換為直流電力供給到負載l』的系統。負載l』是直流負載。三相pwm轉換器系統c包括變壓電路4、濾波器電路3、電流傳感器5、電壓傳感器6、轉換器電路2』和控制電路7。
變壓電路4將從電力系統b輸入的交流電壓升壓或者降壓至規定的電平。濾波器電路3將由變壓器電路4輸入的交流電壓中去除高頻成分，輸出到轉換器電路2』。電流傳感器5檢測輸入到轉換器電路2』中的各相的交流電流。檢測出的電流信號i被輸入到控制電路7。電壓傳感器6檢測輸入到轉換器電路2』中的各相的交流電壓。檢測出的電壓信號v被輸入到控制電路7。轉換器電路2』將被輸入的交流電壓轉換為直流電壓，輸出到負載l』。轉換器電路2』是三相pwm轉換器，是具備未圖示的3組6個開關元件的電壓轉換器電路。轉換器電路2』基於從控制電路7輸入的pwm信號，切換各開關元件的導通和斷開，由此將被輸入的交流電壓轉換為直流電壓。另外，轉換器電路2』不限於此，也可以是電流型轉換器電路。
控制電路7控制轉換器電路2』。控制電路7與第一實施方式的控制電路7同樣，生成pwm信號輸出到轉換器電路2』。在圖15中，僅記載用於進行輸入電流控制的結構，省略用於其它控制的結構。雖然沒有圖示，但是控制電路7也具備直流電壓控制器和無效電力控制器，也控制輸出電壓和輸入無效電力。另外，控制電路7進行的控制方法不限於此。例如，在轉換器電路2』是電流型轉換器電路的情況下，也可以代替輸出電壓控制而進行輸出電流控制。
在本實施方式中，也能夠起到與第一實施方式的情況相同的效果。在為了使三相pwm轉換器系統c小型化而減小濾波器電路3的情況下，由於電流控制的精度降低，因此難以進行控制系統的設計，但是在本實施方式中，能夠使用線性控制理論容易地進行控制系統的設計。因此，不會因控制系統設計的困難而妨礙小型化，能夠使三相pwm轉換器系統c小型化。
另外，三相pwm轉換器系統c的結構不限於上述。例如，也可以代替控制電路7，使用控制電路7』、7」、8、8』。另外，也可以設為在轉換器電路2』的輸出一側設置逆變器電路，將直流電力進一步轉換為交流電力並供給到交流負載的所謂循環轉換器。
接著，說明進行高諧波成分的控制的方法。
上述(10)式所示的傳遞函數的矩陣g用於控制基波成分。n次高諧波是將基波的角頻率設為n倍而得的角頻率的成分。在對n次高諧波的正相部分進行三相/二相轉換的情況下，存在α軸信號比β軸信號的相位超前或者延遲的情況。在n＝3k+1(k＝1，2，……)的情況下，n次高諧波的正相部分信號的相順序與基波的正相部分信號的相順序一致。即，當將基波的正相部分的u、v、w相的信號分別設為vu＝vcosθ、vv＝vcos(θ－2π/3)、vw＝vcos(θ－4π/3)時，例如7次高諧波的正相部分的u、v、w相的信號分別成為vu7＝v7cos7θ、vv7＝v7cos(7θ－14π/3)＝v7cos(7θ－2π/3)、vw7＝v7cos(7θ－28π/3)＝v7cos(7θ－4π/3)。在該情況下，相順序與基波的正相部分信號的相順序一致，與圖8(a)同樣地，α軸信號的相位比β軸信號的相位超前90度。因此，控制n次高諧波(n＝3k+1)的正相部分時的傳遞函數的矩陣成為在上述(10)式中將ω0設為n·ω0而得的下述(23)式所示的傳遞函數的矩陣gn。另一方面，在n＝3k+2(k＝0，1，2，……)的情況下，n次高諧波的正相部分的相順序與基波的反相部分信號的相順序一致。即，當將基波的正相部分的u、v、w相的信號vu、vv、vw設為如上述那樣時，例如5次高諧波的正相部分的u、v、w相的信號分別成為vu5＝v5cos5θ、vv5＝v5cos(5θ－10π/3)＝v5cos(5θ－4π/3)、vw5＝v5cos(5θ－20π/3)＝v5cos(5θ－2π/3)。在該情況下，相順序與基波的反相部分信號的相順序一致，與圖8(b)同樣地，α軸信號的相位比β軸信號的相位延遲90度。因此，控制n次高諧波(n＝3k+2)的正相部分時的傳遞函數的矩陣成為在上述(10)式中將ω0設為n·ω0並交換(1，2)元素與(2，1)元素而得的下述(23』)式所示的傳遞函數的矩陣gn。
另外，用於對n次高諧波(n＝3k+1)的正相部分進行i控制的傳遞函數的矩陣gin在上述(12)式中將ω0設為n·ω0並如下述(24)式那樣算出。另一方面，用於對n次高諧波(n＝3k+2)的正相部分進行i控制的傳遞函數的矩陣gin在上述(12)式中將ω0設為n·ω0，交換(1，2)元素與(2，1)元素，並如上述(24』)式那樣計算。上述(24)式和(24』)式也能夠在上述(23)式和(23』)式中作為f(s)＝ki/s計算。
以下，對於將進行由上述(24)式和(24』)式的傳遞函數的矩陣gin表示的處理的高諧波補償控制器應用於系統連接逆變器系統的控制電路的情況，作為本發明的第七實施方式進行說明。
圖16是用於說明第七實施方式的系統連接逆變器系統的框圖。該圖中，在與圖6所示的控制電路7相同或者類似的要素標註相同的符號。圖16表示的控制電路7在第一實施方式的控制電路7(參照圖6)追加了高諧波補償控制器9。
高諧波補償控制器9用於控制高諧波成分，被輸入從三相/二相轉換部73輸出的α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ，生成用於高諧波抑制控制的高諧波補償信號yα、yβ。高諧波補償控制器9包括：用於抑制5次高諧波的正相部分的5次高諧波補償部91；用於抑制7次高諧波的正相部分的7次高諧波補償部92；和用於抑制11次高諧波的正相部分的11次高諧波補償部93。
5次高諧波補償部91用於抑制5次高諧波的正相部分。5次高諧波補償部91進行由在上述(24』)式的傳遞函數的矩陣gin中用於對設為n＝5的5次高諧波的正相部分進行控制的傳遞函數的矩陣gi5表示的處理。即，5次高諧波補償部91進行下述(25)式所示的處理，輸出5次高諧波補償信號yα5、yβ5。將角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預先設計積分增益ki5。另外，5次高諧波補償部91還進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行用於為了校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。另外，α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ分別與本發明的「第一輸入信號」和「第二輸入信號」對應，5次高諧波補償信號yα5、yβ5分別與本發明的「第一輸出信號」和「第二輸出信號」對應。
在本實施方式中，5次高諧波補償部91在頻率加權中使用傳遞函數的矩陣gi5，利用作為線性控制理論之一的h∞迴路成形法進行設計。在5次高諧波補償部91進行的處理因為由傳遞函數的矩陣gi5表示，所以是線性時不變的處理。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計。
另外，在控制系統的設計中使用的設計方法不限於此，也能夠使用其它的線性控制理論。例如，也可以使用環形整形法、優化控制、h∞控制、混合靈敏度問題等進行設計。另外，也可以預先根據相位的延遲量計算並設定用於進行調整的相位θ5。例如，如果是在控制對象相位延遲了90度的情況，則為了使相位延遲180度，也可以設定為θ5＝－90度。在該情況下，在上述(25)式中追加基於相位θ5的旋轉轉換矩陣。
7次高諧波補償部92用於抑制7次高諧波的正相部分。7次高諧波補償部92進行由在上述(24)式的傳遞函數的矩陣gin中用於對設為n＝7的7次高諧波的正相部分進行控制的傳遞函數的矩陣gi7表示的處理。即，7次高諧波補償部92進行下述(26)式所示的處理，輸出7次高諧波補償信號yα7、yβ7。將角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率，預先設計積分增益ki7。另外，7次高諧波補償部92還進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行用於為了校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。7次高諧波補償部92也按照與5次高諧波補償部91同樣的方法設計。
11次高諧波補償部93用於抑制11次高諧波的正相部分。11次高諧波補償部93進行由在上述(24』)式的傳遞函數的矩陣gin中用於對設為n＝11的11次高諧波的正相部分進行控制的傳遞函數的矩陣gi11表示的處理。即，11次高諧波補償部93進行下述(27)式所示的處理，輸出11次高諧波補償信號yα11、yβ11。將角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率，預先設計積分增益ki11。另外，11次高諧波補償部93還進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行用於為了校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。11次高諧波補償部93也按照與5次高諧波補償部91同樣的方法設計。
將5次高諧波補償部91輸出的5次高諧波補償信號yα5、yβ5、7次高諧波補償部92輸出的7次高諧波補償信號yα7、yβ7和11次高諧波補償部93輸出的11次高諧波補償信號yα11、yβ11分別相加，作為高諧波補償信號yα、yβ從高諧波補償控制器9輸出。另外，在本實施方式中，說明了高諧波補償控制器9具備5次高諧波補償部91、7次高諧波補償部92和11次高諧波補償部93的情況，但不限於該情況。高諧波補償控制器9可以根據需要進行抑制的高諧波的次數進行設計。例如，在希望僅抑制5次高諧波的情況下，可以僅具備5次高諧波補償部91。另外，在還希望也抑制13次高諧波的情況下，還可以進一步具備在上述(24)式的傳遞函數的矩陣gin中進行由設為n＝13的傳遞函數的矩陣gi13表示的處理的13次高諧波補償部。
從高諧波補償控制器9輸出的高諧波補償信號yα、yβ與從電流控制器74輸出的校正值信號xα、xβ相加。在二相/三相轉換部76，輸入相加有高諧波補償信號yα、yβ的校正值信號xα、xβ。
在本實施方式中，5次高諧波補償部91以不進行旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的方式在靜止坐標系下進行控制。傳遞函數的矩陣gi5是表示與在進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理的傳遞函數的矩陣。
另外，在5次高諧波補償部91進行的處理因為由傳遞函數的矩陣gi5表示，所以是線性時不變的處理。另外，在5次高諧波補償的控制循環中不包括作為非線性時變處理的旋轉坐標轉換處理和靜止坐標轉換處理，因此成為線性時不變系統。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。這樣，通過使用上述(25)式所示的傳遞函數的矩陣gi5，能夠使在進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的非線性的處理，回歸到線性時不變的多輸入輸出系統，由此能夠容易地進行系統分析或者控制系統設計。
7次高諧波補償部92和11次高諧波補償部93也同樣，在7次高諧波補償部92和11次高諧波補償部93中進行的處理也是線性時不變的處理，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。
另外，在本實施方式中，說明了傳遞函數的矩陣的各元素的積分增益是相同的情況，但也可以使用按每個元素不同的值。例如，也能夠設計成提供提高α軸成分的快速響應性或者提高穩定性等的附加特性。另外，還能夠將(1，2)元素和(2，1)元素的積分增益ki設計為「0」，提供控制正相部分、反相部分的雙方這樣的附加特性。關於控制正相部分、反相部分雙方的情況在後面敘述。
另外，在本實施方式中，說明了分別單獨設計5次高諧波補償部91、7次高諧波補償部92、11次高諧波補償部93的情況，但不限於此。也可以使積分增益共用地一次性設計5次高諧波補償部91、7次高諧波補償部92、11次高諧波補償部93。
在第七實施方式中說明了控制各高諧波的正相部分的情況，但不限於此。也可以控制各高諧波的反相部分。在該情況下，可以使用將在控制正相部分時使用的傳遞函數的矩陣gin的(1，2)元素與(2，1)元素交換而得的矩陣。另外，也可以進行正相部分、反相部分的雙方控制。以下，作為第八實施方式說明進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況。
如上所述，由矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數所示的處理，使正相部分和反相部分以相位不發生變化的方式通過(參照圖7(a))，因此當使用將上述(12)式所示的矩陣gi的(1，2)元素和(2，1)元素設為「0」而得的矩陣時，能夠進行正相部分、反相部分的雙方控制。關於矩陣gn、gin也同樣，當在上述(23)、(24)式中使用將(1，2)元素和(2，1)元素設為「0」而得的矩陣時，能夠進行正相部分、反相部分的雙方控制。
第八實施方式的控制電路是在圖16所示的控制電路7中將在5次高諧波補償部91、7次高諧波補償部92和11次高諧波補償部93中分別使用的傳遞函數的矩陣gi5、gi7、gi11的(1，2)元素和(2，1)元素設為「0」而得的控制電路。在第八實施方式中，能夠進行各次數的高諧波的正相部分、反相部分的雙方控制。另外，在第八實施方式中也與第七實施方式同樣地，起到能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析這樣的效果。
圖17是用於說明在第八實施方式中進行的模擬結果的圖。
進行了當在系統連接逆變器系統a(參照圖16)的各相電流上加入不平衡幹擾和各高諧波幹擾，並將目標電流設為20[a]時的模擬。圖17表示有由電流傳感器5檢測出的各相的輸出電流的電流信號iu、iv、iw的波形。該圖(a)表示剛剛開始模擬，該圖(b)表示開始模擬後50秒。如該圖(b)所示，電流信號iu、iv、iw的各波形成為抑制了各高諧波成分的平滑的波形。
圖18和圖19用於說明在第八實施方式中進行的實驗結果。
在與包含不平衡幹擾和各高諧波幹擾的電力系統b連接的系統連接逆變器系統a(參照圖16)中，在設置有高諧波補償控制器9(僅5次高諧波補償部91和7次高諧波補償部92)與不設置高諧波補償控制器9的情況下進行了實驗。圖18表示成為穩定狀態時的u相的電流信號iu的波形。該圖(a)表示不設置高諧波補償控制器9的情況，該圖(b)表示設置有高諧波補償控制器9的情況。與該圖(a)相比較，該圖(b)的波形更加成為抑制了5次和7次高諧波成分的平滑的波形。圖19表示成為穩定狀態時的電流信號iu、iv、iw中包含的各高諧波成分的比例的表，表示在將基波成分的比例設為100時的各高諧波成分的比例。該圖(a)表示不設置高諧波補償控制器9的情況，該圖(b)表示設置有高諧波補償控制器9的情況。與該圖(a)的表相比較，該圖(b)的表顯示出更加抑制了5次和7次高諧波成分。
在上述第七和第八實施方式中，說明了將3個電流信號iu、iv、iw轉換為α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ進行控制的情況，但不限於此。例如，也可以使用3個電流信號iu、iv、iw直接進行控制。以下，作為第九實施方式說明該情況的實施方式。
圖20是用於說明第九實施方式的控制電路的框圖。在該圖中，在與圖11所示的控制電路7」相同或者類似的要素標註相同的符號。
圖20表示的控制電路7」在第三實施方式的控制電路7」(參照圖11)中追加了高諧波補償控制器9』。在高諧波補償控制器9』中，5次高諧波補償部91』、7次高諧波補償部92』和11次高諧波補償部93』使用3個電流信號iu、iv、iw進行直接控制這一點與第七實施方式的高諧波補償控制器9(參照圖16)不同。
三相/二相轉換和二相/三相轉換由上述(1)式和(4)式表示，因此在進行三相/二相轉換後進行由傳遞函數的矩陣gn表示的處理、然後進行二相/三相轉換的處理，由下述(28)式所示的傳遞函數的矩陣g』n表示。
其中，在n＝3k+1(k＝1，2，…)的情況下，
另外，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情況下，
因此，在進行三相/二相轉換後進行由傳遞函數的矩陣gin表示的處理、然後進行二相/三相轉換的處理，由下述(29)式所示的傳遞函數的矩陣g』in表示。
其中，在n＝3k+1(k＝0，1，2，…)的情況下，
其中，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情況下，
5次高諧波補償部91』被輸入從電流傳感器5輸出的3個電流信號iu、iv、iw，生成用於抑制5次高諧波的正相部分的5次高諧波補償信號yu5、yv5、yw5，進行下述(30)式所示的處理。另外，傳遞函數的矩陣g』i5是在上述(29)式的傳遞函數的矩陣g』in中設為n＝5而得的矩陣。另外，5次高諧波補償部91』進行使穩定裕度最大化的處理，其中，進行用於為了校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。另外，電流信號iu、iv、iw分別與本發明的「第一輸入信號」、「第二輸入信號」和「第三輸入信號」對應，5次高諧波補償信號yu5、yv5、yw5分別與本發明的「第一輸出信號」、「第二輸出信號」和「第三輸出信號」對應。
在本實施方式中，5次高諧波補償部91』在頻率加權中使用傳遞函數的矩陣g』i5，利用作為線性控制理論之一的h∞迴路成形法進行設計。在5次高諧波補償部91』進行的處理因為由傳遞函數的矩陣g』i5表示，所以是線性時不變的處理。因此，能夠進行使用了線性控制理論的控制系統設計。5次高諧波補償部91』與第七實施方式的5次高諧波補償部91同樣地設計。另外，也可以使用其它的線性控制理論進行設計。
7次高諧波補償部92』被輸入從電流傳感器5輸出的3個電流信號iu、iv、iw，生成用於抑制7次高諧波的正相部分的7次高諧波補償信號yu7、yv7、yw7，進行下述(31)式所示的處理。另外，傳遞函數的矩陣g』i7是在上述(29)式的傳遞函數的矩陣g』in中設為n＝7而得的矩陣。另外，7次高諧波補償部92』進行使穩定裕度最大化的處理，其中，進行用於為了校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。7次高諧波補償部92』也按照與5次高諧波補償部91』同樣的方法設計。
11次高諧波補償部93』被輸入從電流傳感器5輸出的3個電流信號iu、iv、iw，生成用於抑制11次高諧波的正相部分的11次高諧波補償信號yu11、yv11、yw11，進行下述(32)式所示的處理。另外，傳遞函數的矩陣g』i11是在上述(29)式的傳遞函數的矩陣g』in中設為n＝11而得的矩陣。另外，11次高諧波補償部93』進行使穩定裕度最大化的處理，其中，進行用於為了校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。11次高諧波補償部93』也按照與5次高諧波補償部91』同樣的方法設計。
將5次高諧波補償部91』輸出的5次高諧波補償信號yu5、yv5和yw5；7次高諧波補償部92』輸出的7次高諧波補償信號yu7、yv7和yw7；與11次高諧波補償部93』輸出的11次高諧波補償信號yu11、yv11和yw11分別相加，作為高諧波補償信號yu、yv和yw從高諧波補償控制器9』輸出。另外，高諧波補償控制器9』可以根據需要進行抑制的高諧波的次數進行設計。例如，在希望僅抑制5次高諧波的情況下，可以僅包括5次高諧波補償部91』，在還希望也抑制13次高諧波的情況下，還可以進行由在上述(25)式的傳遞函數的矩陣g』in中設為n＝13的傳遞函數的矩陣g』i13表示的處理的13次高諧波補償部。
從高諧波補償控制器9』輸出的高諧波補償信號yu、yv、yw與從電流控制器74」輸出的校正值信號xu、xv、xw相加。相加有高諧波補償信號yu、yv、yw的校正值信號xu、xv、xw分別與系統對抗量生成部72輸出的系統指令值信號ku、kv、kw相加，而將指令值信號x』u、x』v、x』w算出，並輸出到pwm信號生成部77。
在本實施方式中，在5次高諧波補償部91』進行的處理因為由傳遞函數的矩陣g』i5表示，所以是線性時不變的處理。另外，因為在5次高諧波補償的控制環中不包括作為非線性時變處理的旋轉坐標轉換處理和靜止坐標轉換處理，所以成為線性時不變系統。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。關於7次高諧波補償部92』和11次高諧波補償部93』也同樣。
在第九實施方式中，在控制各高諧波的反相部分的情況下，可以使用將在控制正相部分時使用的傳遞函數的矩陣g』in的元素內的gin12(s)、gin23(s)和gin31(s)與gin13(s)、gin21(s)和gin32(s)交換了的矩陣(即，矩陣g』in的轉置矩陣)。另外，也可以進行正相部分、反相部分的雙方控制。以下，在第九實施方式中，說明5次高諧波補償部91』、7次高諧波補償部92』和11次高諧波補償部93』進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況。
在上述(28)式中，當考慮將矩陣gn的(1，2)元素和(2，1)元素設為「0」時，能夠計算下述(33)式所示的傳遞函數的矩陣g」n。
因此，5次高諧波補償部91』在進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，可以使用在下述(34)式的傳遞函數的矩陣g」in中設為n＝5的矩陣g」i5。同樣，7次高諧波補償部92』在進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，可以使用在下述(34)式的傳遞函數的矩陣g」in中設為n＝7的矩陣g」i7，11次高諧波補償部93』在進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，可以使用在下述(34)式的傳遞函數的矩陣g」in中設為n＝11的矩陣g」i11，
在上述第七至第九實施方式中，說明了5次高諧波補償部91(91』)、7次高諧波補償部92(92』)和11次高諧波補償部93(93』)進行代替i控制的控制的情況，但不限於此。例如，也可以進行代替pi控制的控制。在第七實施方式中，在要使5次高諧波補償部91、7次高諧波補償部92和11次高諧波補償部93進行代替pi控制的控制的情況下，當n＝3k+1(k＝1，2，……)時，可以使用在上述(11)式中將ω0設為n·ω0並按下述(35)式那樣計算出的傳遞函數的矩陣gpin。另外，當n＝3k+2(k＝0，1，2，……)時，可以使用在上述(11)式中將ω0設為n·ω0，交換(1，2)元素與(2，1)元素，並按下述(35』)式那樣計算出的傳遞函數的矩陣gpin。另外，下述(35)式和(35』)式也能夠在上述(23)式和(23』)式中設為f(s)＝kp+ki/s而算出。
在要使5次高諧波補償部91進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(35』)式中設為n＝5的矩陣gpi5，在要使7次高諧波補償部92進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(35)式中設為n＝7的矩陣gpi7，在要使11次高諧波補償部93進行代替pi控制的控制時，可以使用在上述(35』)式中設為n＝11的矩陣gpi11。
在第八實施方式中，在要使5諧波補償單元91、7次高諧波補償部92和11次高諧波補償部93進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用將上述(35)式和(35』)式所示的傳遞函數的矩陣gpin的(1，2)元素和(2，1)元素設為「0」的矩陣。
在第九實施方式中，在要使5次高諧波補償部91』、7次高諧波補償部92』和11次高諧波補償部93』進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用下述(36)式所示的傳遞函數的矩陣g』pin。
其中，在n＝3k+1(k＝1，2，…)的情況下，
其中，在n＝3k+2(k＝0，1，2，…)的情況下，
在第九實施方式中，在控制各高諧波的反相部分的情況下，當要使5次高諧波補償部91』、7次高諧波補償部92』和11次高諧波補償部93』進行代替pi控制的控制時，可以使用將上述(36)式所示的傳遞函數的矩陣g』pin的元素內的gpin12(s)、gpin23(s)和gpin31(s)與gpin13(s)、gpin21(s)和gpin32(s)交換而得的矩陣(即，矩陣g』pin的轉置矩陣)。另外，在第九實施方式中，在進行正相部分、反相部分的雙方控制的情況下，當要使5次高諧波補償部91』、7次高諧波補償部92』和11次高諧波補償部93』進行代替pi控制的控制時，可以使用下述(37)式所示的傳遞函數的矩陣g」pin。
在進行代替pi控制的控制的情況下，通過調整比例增益kp，具有能夠附加過渡時的阻尼效果這樣的優點，但是具有易於受到模型化誤差的影響這樣的缺點。反之，在進行代替i控制的控制時，具有不能夠附加過渡時的阻尼效果這樣的缺點，但是具有難以受到模型化誤差的影響這樣的優點。
另外，5次高諧波補償部91(91』)、7次高諧波補償部92(92』)和11次高諧波補償部93(93』)也可以進行代替除i控制和pi控制以外的控制的控制。在上述(23)式和(23』)式中，通過將傳遞函數f(s)作為各控制的傳遞函數，能夠計算表示與在進行旋轉坐標轉換後進行該控制、然後進行靜止坐標轉換處理等效的處理的傳遞函數的矩陣。因此，既能夠設為進行代替pid控制(當將比例增益設為kp，將積分增益設為ki，將微分增益設為kd時，傳遞函數由f(s)＝kp+ki/s+kd·s表示。)的控制，也能夠設為進行代替d控制(微分控制：當將微分增益設為kd時，傳遞函數由f(s)＝kd·s表示。)、p控制(比例控制：當將比例增益設為kp時，傳遞函數由f(s)＝kp表示。)、pd控制、id控制等的控制。
在上述第七至第九實施方式中說明了控制輸出電流的情況，但不限於此。例如，也可以控制輸出電壓。在該情況下，成為在第四實施方式的控制電路8(參照圖13)中追加高諧波補償控制器9的結構。在該情況下，也能夠起到與第七實施方式同樣的效果。另外，即使在控制輸出電壓的情況下，也能夠使用在上述第七至第九實施方式中說明過的各控制方法。例如，既可以進行正相部分、反相部分的雙方控制，也可以直接使用3個電壓信號vu、vv、vw進行控制，還可以進行代替pi控制的控制。另外，還可以成為在第五實施方式的控制電路8』(參照圖14)中追加了高諧波補償控制器9的結構。
接著，說明用於防止高諧波的抑制控制發散的方法。
在上述第七實施方式(參照圖16)中，5次高諧波補償部91進行用於為了校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。被調整的相位基於與電力系統b連接前的系統連接逆變器系統a的阻抗(主要由濾波器電路3的電抗器的電感和電容器的電容決定)而設定。在將系統連接逆變器系統a連接到電力系統b的情況下，當電力系統b的負載條件與設想的不同時，存在濾波器電路3的諧振點偏移或者增加的情況。在該情況下，被調整的相位並不合適，存在控制發散的情況。
圖21表示從逆變器電路2的輸出電壓到系統連接逆變器系統a的輸出電流的傳遞函數的波特圖，表示系統連接逆變器系統a與電力系統b連接前的傳遞函數和連接後的傳遞函數的1個例子。
當將系統電壓的基波的角頻率ω0設為120π[rad/sec](60[hz])時，5次高諧波的角頻率成為600π(≈1885)[rad/sec](300[hz])。依據該圖，5次高諧波的相位在連接前延遲大約90度，而在連接後延遲大約270度。即，即使調整相位使得在連接前控制成為負反饋控制，在連接後還是成為正反饋控制，控制發散。以下，作為第十實施方式說明具備了用於防止這種控制發散的結構的情況。
圖22用於說明第十實施方式的高諧波補償控制器，表示有5次高諧波補償部91及在其後一級設置的發散防止部。
發散防止部94用於防止5次高諧波的抑制控制的發散。發散防止部94在判別為控制存在發散傾向的情況下，將從5次高諧波補償部91輸入的5次高諧波補償信號yα5、yβ5的相位變更後輸出。發散防止部94具備發散判別部941和相位變更部942。
發散判別部941用於判別是否控制存在發散傾向。發散判別部941將從5次高諧波補償部91輸入的5次高諧波補償信號yα5(或者，5次高諧波補償信號yβ5)與規定的閾值進行比較，在5次高諧波補償信號yα5比規定的閾值大的情況下判別為控制存在發散傾向。發散判別部941在判別為控制存在發散傾向的情況下，向相位變更部942輸出判別信號。另外，由發散判別部941進行的發散傾向的判別方法不限於此。例如，也可以在5次高諧波補償信號yα5大於規定的閾值的狀態持續了規定時間的情況下，判別為控制存在發散傾向。另外，也可以常時保存5次高諧波補償信號yα5的最大值，基於其最大值的傾斜度判別是否存在發散傾向。
相位變更部942將從5次高諧波補償部91輸入的5次高諧波補償信號yα5、yβ5的相位變更後輸出。相位變更部942進行下述(38)式所示的處理，輸出5次高諧波補償信號y』α5、y』β5。
在δθ5中設定初始值「0」，直到從發散判別部941輸入判別信號為止，不變更5次高諧波補償信號yα5、yβ5的相位地照原樣輸出。當從發散判別部941輸入了判別信號時，相位變更部942使δθ5變化，並輸出相位被變更的5次高諧波補償信號y』α5、y』β5。當沒有從發散判別部941輸入判別信號時，固定δθ5，輸出相位被變更的5次高諧波補償信號y』α5、y』β5。相位變更部942在使δθ5變化(例如增加)時，在5次高諧波補償信號yα5更大的情況下，通過使δθ5向反方向變化(例如減少)，來探索用於使控制收束的δθ5。
在控制存在發散傾向的情況下，使δθ5變化來探索適當的δθ5，在控制不存在發在傾向的情況下，固定δθ5，輸出相位適當被變更的5次高諧波補償信號y』α5、y』β5。由此，能夠防止控制發散。
另外，用於防止控制發散的結構不限於此。也能夠用其它的方法防止控制的發散。
圖23是用於說明第十實施方式的其它實施例的高諧波補償控制器的圖，表示5次高諧波補償部91及在其後一級設置的發散防止部。
發散防止部94』用於防止5次高諧波的抑制控制的發散。發散防止部94』在判別為控制存在發散傾向的情況下，停止從5次高諧波補償部91輸入的5次高諧波補償信號yα5、yβ5的輸出。發散防止部94』在代替相位變更部942而設置輸出停止部943這一點與圖22所示的發散防止部94不同。
輸出停止部943在沒有從發散判別部941輸入判別信號的期間，照原樣輸出5次高諧波補償信號yα5、yβ5，在從發散判別部941輸入了判別信號的情況下，停止5次高諧波補償信號yα5、yβ5的輸出。
在控制不存在發散傾向的情況下，照原樣輸出從5次高諧波補償部91輸入的5次高諧波補償信號yα5、yβ5，在控制存在發散傾向的情況下，停止5次高諧波補償信號yα5、yβ5的輸出。當不輸出5次高諧波補償信號yα5、yβ5時，因為不進行5次高諧波的抑制控制，所以能夠防止發生控制的發散。即使不進行5次高諧波的抑制控制，對其它的控制也不會帶來影響。
另外，也可以在輸出停止部943的前一級設置圖22所示的相位變更部942，在停止5次高諧波的抑制控制的期間探索δθ5，在決定了δθ5以後解除輸出停止部943的停止。
另外，在7次高諧波補償部92和11次高諧波補償部93中也設置同樣的結構，能夠防止各高諧波抑制控制的發散。另外，在第八和第九實施方式中也同樣地能夠防止各高諧波抑制控制的發散。
在上述第七至第十實施方式中，說明了在系統連接逆變器系統(逆變器系統)的控制電路中追加了高諧波補償控制器9的情況，但不限於此。例如，也可以在高諧波補償裝置、電力用有源濾波器、不平衡補償裝置、靜止型無效電力補償裝置(svc、svg)、不間斷電源裝置(ups)等的控制電路中追加高諧波補償控制器9(9』)。另外，也可以不進行基波的控制(不設置電流控制器)，而僅進行高諧波的補償。例如，高諧波補償裝置在圖16或圖20中去掉電流控制器74(74」)，在由高諧波補償控制器9(9』)進行的高諧波抑制中使功能特殊化。另外，不限於對將直流轉換為三相交流的逆變器電路進行控制的控制電路，例如，也可以在將三相交流轉換為直流的轉換器電路(參照圖15中表示的第六實施方式)或者轉換三相交流的頻率的循環轉換器等的控制電路中追加高諧波補償控制器9(9』)。
接著，說明將本發明的控制電路應用於電動機驅動用逆變器電路的控制電路中的情況。電動機驅動用逆變器電路是用於驅動作為使用交流電力的電動機(電動機)的交流電動機(例如，感應電動機、同步電動機等)的逆變器電路。
現有的一般電動機驅動用逆變器電路的控制電路輸入電流傳感器檢測出的電流信號i以及旋轉速度/位置檢測電路計算出的角頻率ω0和相位θ，並基於這些信號生成pwm信號輸出到逆變器電路。另外，旋轉速度/位置檢測電路檢測電動機轉子的旋轉速度和旋轉位置，並根據他們計算在控制電路的控制中使用的角頻率ω0和相位θ。
交流電動機應用於各種領域，近年來，用於實現高輸出化或運轉速度範圍擴大等的高速運轉的要求正在高漲。為了使交流電動機高速運轉，電流控制的穩定性是重要的。現有的電動機驅動用逆變器電路的控制電路由於在旋轉坐標系下進行控制，因此d軸控制系統與q軸控制系統的幹擾成為問題。由於如果因電動機的電感而d軸控制系統與q軸控制系統發生幹擾，則電流控制變得不穩定，因此通過由非幹擾部計算並調整幹擾量而抑制幹擾。
然而，難以正確地把握電動機的電感。因此，當電動機高速化而角頻率ω0增大時，由非幹擾部計算出的幹擾量的誤差增大。由此，非幹擾處理變得不穩定，由控制電路進行的控制變得不穩定。另外，因為進行非線性時變處理，所以不能夠使用線性控制理論設計控制系統。因此，難以進行兼顧高速響應性和穩定性的控制設計。
以下，作為第十一實施方式說明將進行由上述(12)式的傳遞函數的矩陣gi表示的處理的電流控制器應用於電動機驅動用逆變器電路的控制電路中而使得在靜止坐標系下進行控制的電動機驅動裝置。
圖24是用於說明第十一實施方式的電動機驅動裝置的框圖。在圖中，在與圖1所示的系統連接逆變器系統a相同或者類似的要素標註相同的符號。
如該圖所示，電動機驅動裝置d包括逆變器電路2和控制電路10，將直流電源1輸出的直流電力轉換為交流電力供給到電動機m。在逆變器電路2的輸出線設置電流傳感器5，電流傳感器5檢測在電動機m的各相電動機繞組中流過的電流。控制電路10進行控制，使得電流傳感器5檢測出的電流信號與目標值一致。在電動機m中預先設置旋轉速度檢測電路11，檢測電動機m的轉子的旋轉速度，計算角頻率ω0。
直流電源1輸出直流電力，例如，通過轉換器或者整流器將電力系統供給的交流電力轉換為直流電力後輸出。另外，也可以具備蓄電池、燃料電池、電二重層電容器、鋰離子電池或者太陽能電池。
逆變器電路2將從直流電源1輸入的直流電壓轉換為交流電壓後輸出。逆變器電路2包括未圖示的具備3組6個開關元件的pwm控制型的三相逆變器，基於從控制電路10輸入的pwm信號，通過切換各開關元件的導通與斷開，將從直流電源1輸入的直流電壓轉換為交流電壓。
電動機m是使用三相交流電力的電動機，例如，是三相感應電動機或者三相同步電動機。電流傳感器5檢測從逆變器電路2輸出的各相交流電流(即，流經電動機m的各相電動機繞組的電流)。檢測出的電流信號i(iu、iv、iw)被輸入到控制電路10。旋轉速度檢測電路11通過編碼器等檢測電動機m的轉子的旋轉速度，在檢測出的旋轉速度中加入滑移角速度，計算角頻率ω0。被算出的角頻率ω0輸入到控制電路10。另外，旋轉速度檢測電路11也可以檢測電動機m的轉子的旋轉速度，並將該旋轉速度輸出到控制電路10，控制電路10計算角頻率ω0。
控制電路10控制逆變器電路2，例如，由微機等實現。控制電路10在從旋轉速度檢測電路11輸入角頻率ω0這一點和不設置系統對抗量生成部72這一點與第一實施方式的控制電路7不同(參照圖6)。
在本實施方式中，由於控制電路10以不進行旋轉坐標轉換和靜止坐標轉換的方式在靜止坐標系下進行控制，因此不發生由電感引起的控制的幹擾。因此，即使在高速運轉電動機m的情況下，也能夠進行穩定的控制。另外，由於不發生由電感引起的控制的幹擾，因此不需要設置非幹擾部。另外，如上述那樣，傳遞函數的矩陣gi是表示與進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理的傳遞函數的矩陣。
另外，在電流控制器74中進行的處理因為由傳遞函數的矩陣gi表示，所以是線性時不變的處理。另外，在控制電路10中不包括作為非線性時間處理的旋轉坐標轉換處理和靜止坐標轉換處理，電流控制系統整體成為線性時不變系統。因此，能夠進行使用了線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。因此，能夠進行兼顧高速響應性和穩定性的控制設計，因此具有高速響應性並且能夠進行穩定的控制。這樣，通過使用上述(12)式所示的傳遞函數的矩陣gi，能夠使在進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的非線性的處理回歸到線性時不變的多輸入輸出系統，由此能夠容易地進行系統分析或者控制系統設計。
另外，在本實施方式中也如上述第一至第三實施方式中記載的那樣，可以控制電流信號i(iu、iv、iw)的基波成分的反相部分，或者進行正相部分、反相部分的雙方控制，也可以使用3個電流信號iu、iv、iw直接進行控制。另外，電流控制器74也可以進行代替pi控制的控制或者代替其它控制的控制。
在通過逆變器進行電動機驅動的情況下，存在流經電動機的電流中包含高諧波成分的情況。高諧波成分以pwm信號生成時的停頓時間的添加、電流傳感器的不平衡或者偏移、從直流電源輸出的直流電壓的擺動、電動機的結構等為原因而發生。當在電動機驅動中包含高諧波成分時，過電流或者噪聲產生、控制性能降低等，因此需要抑制高諧波成分。因此，如在上述第七至第十實施方式中記載的那樣，也可以在控制電路10中設置高諧波補償控制器9(9』)，抑制高諧波成分。在該情況下，在高諧波補償控制器9(9』)中使用的角頻率ω0也從旋轉速度檢測電路11輸入。
接著，說明補償轉矩波動的方法。
在電動機的轉矩控制中，重視發生轉矩的品質。與高諧波同樣地，以pwm信號生成時的停頓時間的附加、電流傳感器的不平衡或者偏移、從直流電源輸出的直流電壓的搖動、電動機的構造等為原因，在轉矩中發生脈動。作為去除該轉矩的周期波動的方法，具有在與轉矩指令值對應的電流目標值疊加補償轉矩波動的適當的補償信號(以下，設為「轉矩波動補償信號」。)的方法。轉矩波動補償信號一般是5、7、11次等高諧波成分。因此，高諧波補償控制器9(參照圖16)可以代替補償高諧波而進行追隨轉矩波動補償信號的控制。即，可以向高諧波補償控制器9輸入α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ與各自的目標值的偏差，而代替輸入α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ。
在5次高諧波補償部91、7次高諧波補償部92和11次高諧波補償部93，分別輸入α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ與α軸電流目標值和β軸電流目標值的偏差δiα、δiβ，但各高諧波補償部91、92、93根據振幅特性(參照圖7)僅控制分別對應的高諧波成分。因此，例如，在5次高諧波補償部91中，控制為使得包含於α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ中的5次高諧波成分，追隨疊加於α軸電流目標值和β軸電流目標值的轉矩波動補償信號的5次高諧波成分。由此，通過使從逆變器電路2流入電動機m的電流追隨疊加有轉矩波動補償信號的電流目標值，能夠去除轉矩的周期波動。另外，在使用3個電流信號iu、iv、iw進行直接控制的情況下也同樣地，可以向高諧波補償控制器9』(參照圖20)輸入電流信號iu、iv、iw與各自的目標值的偏差，而代替輸入電流信號iu、iv、iw。
在上述第一至第十一實施方式中，說明了逆變器電路2是三相逆變器電路，且向三相的電力系統b或者三相交流電動機供電的情況，但不限於此。本發明的控制電路也能夠應用於單相逆變器電路向單相的電力系統或者單相交流電動機供電的情況。作為本發明的第十二實施方式，以下說明將本發明應用於在單相系統連接逆變器系統設置的單相逆變器電路的控制電路的情況。
圖25是用於說明第十二實施方式的單相系統連接逆變器系統的框圖。在該圖中，在與第一實施方式的系統連接逆變器系統a(參照圖6)相同或者相似的要素標註相同的符號。
如該圖所示，系統連接逆變器系統e具備直流電源1、逆變器電路2」、濾波器電路3、變壓電路4、電流傳感器5、電壓傳感器6和控制電路12。逆變器電路2」是單相逆變器，是具備未圖示的2組4個開關元件的pwm控制型逆變器電路。系統連接逆變器系統e將直流電源1輸出的直流電力轉換為交流電力，供給到單相交流的電力系統b』。
控制電路12在不具備三相/二相轉換部73和二相/三相轉換部76這一點和代替電流控制器74而設置第二實施方式的α軸電流控制器74』(參照圖9)這一點與第一實施方式的控制電路7(參照圖6)不同。
在α軸電流控制器74』，輸入單相用的電流傳感器5檢測出的單相的電流信號(α軸電流信號)與作為其目標值的α軸電流目標值的偏差。α軸電流控制器74』進行由作為矩陣gi的(1，1)元素和(2，2)元素的下述(39)式所示的傳遞函數gi(s)表示的處理，輸出校正值信號x。在單相系統的情況下，可以僅對α軸電流信號進行處理，因此不需要生成使相位延遲了90度的信號。
如上所述，α軸電流控制器74』在頻率加權中使用傳遞函數gi(s)，利用作為線性控制理論之一的h∞迴路成形法進行設計。在α軸電流控制器74』中進行的處理因為由傳遞函數gi(s)表示，所以是線性時不變的處理。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計。另外，還能夠使用h∞迴路成形法以外的線性控制理論進行設計。
將系統對抗量生成部72輸出的系統指令值信號k與α軸電流控制器74』輸出的校正值信號x相加，將指令值信號x』算出，並輸入到pwm信號生成部77』。
pwm信號生成部77』，基於：使輸入的指令值信號x』和使指令值信號x』反轉而得的信號；和作為規定頻率(例如4khz)的三角波信號而生成的載波信號，利用三角波比較法生成pwm信號pp、pn。生成的pwm信號pp、pn被輸出到逆變器電路2」。另外，pwm信號生成部77』還將使pwm信號pp、pn反轉而得的信號輸出到逆變器電路2」。
在本實施方式中也能夠起到與第一實施方式的情況同樣的效果。另外，控制電路12由於不需要使α軸電流信號的相位延遲90度而得的信號，因此不需要設置生成使相位延遲90度的信號的結構。另外，由於可以僅處理α軸電流信號(由於不需要處理延遲了90度的信號)，因此結構簡單。
另外，在第十二實施方式中也與第四和第五實施方式同樣地，也可以控制輸出電壓。另外，也可以如第六實施方式那樣，在將單相交流轉換為直流的轉換器電路的控制電路中使用控制電路12。另外，α軸電流控制器74』也可以進行代替pi控制的控制或者代替其它控制的控制。另外，也可以應用於驅動第十一實施方式的交流電動機的情況，驅動單相交流電動機。
另外，與第七至第十實施方式中記載的同樣地，也可以在控制電路12中設置高諧波補償控制器，抑制高諧波成分。作為本發明的第十三實施方式，以下說明在單相的逆變器電路2」的控制電路12設置有高諧波補償控制器的情況。
上述(39)式所示的傳遞函數gi(s)用於控制基波成分。n次高諧波是使基波的角頻率成為n倍的角頻率的成分。因此，控制n次高諧波時的傳遞函數成為在上述(39)式中將ω0設為n·ω0的下述(40)式所示的傳遞函數gin(s)。下述(40)式是上述(24)、(24』)式所示的矩陣gin的(1，1)元素和(2，2)元素。
圖26是用於說明第十三實施方式的系統連接逆變器系統的框圖。在該圖中，在與圖25所示的控制電路12相同或者類似的要素標註相同的符號。圖26所示的控制電路12在第十二實施方式的控制電路12(參照圖25)中追加了高諧波補償控制器9」。
高諧波補償控制器9」輸入電流傳感器5所檢測出的電流信號i，生成用於高諧波抑制控制的高諧波補償信號y。高諧波補償控制器9」包括：用於抑制5次高諧波的5次高諧波補償部91」；用於抑制7次高諧波的7次高諧波補償部92」；和用於抑制11次高諧波的11次高諧波補償部93」。
5次高諧波補償部91」用於抑制5次高諧波。5次高諧波補償部91」進行由用於對在上述(40)式所示的傳遞函數gin(s)中設為n＝5的5次高諧波進行控制的傳遞函數gi5(s)表示的處理。即，5次高諧波補償部91」進行下述(41)式所示的處理，輸出5次高諧波補償信號y5。角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率(例如，ω0＝120π[rad/sec](60[hz]))，預先設計積分增益ki5。另外，5次高諧波補償部91」還進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行用於校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。另外，電流信號i與本發明的「輸入信號」對應，5次高諧波補償信號y5與本發明的「輸出信號」對應。
在本實施方式中，5次高諧波補償部91」在頻率加權中使用傳遞函數gi5(s)，利用作為線性控制理論之一的h∞迴路成形法進行設計。在5次高諧波補償部91」進行的處理因為由傳遞函數gi5(s)表示，所以是線性時不變的處理。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計。
另外，在控制系統的設計中使用的設計方法不限於此，也能夠使用其它的線性控制理論。例如，也能夠使用迴路成形法、優化控制、h∞控制、混合靈敏度問題等進行設計。另外，也可以根據相位的延遲部分預先計算並設定用於進行調整的相位θ5。例如，如果是控制對象相位延遲了90度的情況，則為了使相位延遲180度，可以設定為θ5＝－90度。
7次高諧波補償部92」用於控制7次高諧波。7次高諧波補償部92」進行由用於控制在上述(40)式所示的傳遞函數gin(s)中設為n＝7的7次高諧波的傳遞函數gi7(s)表示的處理。即，7次高諧波補償部92」進行下述(42)式所示的處理，輸出7次高諧波補償信號y7。角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率，預先設計積分增益ki7。另外，7次高諧波補償部92」還進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行用於校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。7次高諧波補償部92」也按照與5次高諧波補償部91」同樣的方法設計。
11次高諧波補償部93」用於控制11次高諧波。11次高諧波補償部93」進行由用於對在上述(40)式所示的傳遞函數gin(s)中設為n＝11的11次高諧波進行控制的傳遞函數gi11(s)表示的處理。即，11次高諧波補償部93」進行下述(43)式所示的處理，輸出11次高諧波補償信號y11。角頻率ω0預先設定為系統電壓的基波的角頻率，預先設計積分增益ki11。另外，11次高諧波補償部93」還進行使穩定裕度最大化的處理，其中，還進行用於校正在控制循環中的相位的延遲量而設為反相位的相位調整。11次高諧波補償部93」也按照與5次高諧波補償部91」同樣的方法設計。
將5次高諧波補償部91」輸出的5次高諧波補償信號y5、7次高諧波補償部92」輸出的7次高諧波補償信號y7與11次高諧波補償部93」輸出的11次高諧波補償信號y11相加，作為高諧波補償信號y，從高諧波補償控制器9」輸出。另外，在本實施方式中，說明了高諧波補償控制器9」具備5次高諧波補償部91」、7次高諧波補償部92」和11次高諧波補償部93」的情況，但不限於此。高諧波補償控制器9」可以根據需要抑制的高諧波的次數設計。例如，在希望僅抑制5次高諧波的情況下，可以僅設置5次高諧波補償部91」。另外，在進一步還希望抑制13次高諧波的情況下，還可以設置進行由在上述(16)式所示的傳遞函數gin(s)中設為n＝13的傳遞函數gi13(s)表示的處理的13次高諧波補償部。
從高諧波補償控制器9」輸出的高諧波補償信號y與從電流控制器74』輸出的校正值信號x相加。將相加有高諧波補償信號y的校正值信號x與系統對抗量生成部72輸出的系統指令值信號k相加，而將指令值信號x』算出，並輸入pwm信號生成部77』。
在本實施方式中，也能夠起到與第十二實施方式的情況同樣的效果。另外，如上所述樣，傳遞函數gi5(s)是表示與在進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的處理同樣的處理的傳遞函數。在5次高諧波補償部91」中進行的處理因為由傳遞函數gi5(s)表示，所以是線性時不變的處理。另外，由於在5次高諧波補償的控制環中不包括作為非線性時間處理的旋轉坐標轉換處理和靜止坐標轉換處理，因此成為線性時不變系統。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。這樣，通過使用傳遞函數gi5(s)，能夠使進行旋轉坐標轉換後進行i控制、然後進行靜止坐標轉換的非線性的處理回歸到線性時不變的多輸入輸出系統，由此，能夠容易地進行系統分析或者控制系統設計。
關於7次高諧波補償部92」和11次高諧波補償部93」也同樣地，在7次高諧波補償部92」和11次高諧波補償部93」中進行的處理也是線性時不變的處理，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。
另外，在本實施方式中，說明了分別單獨設計5次高諧波補償部91」、7次高諧波補償部92」、11次高諧波補償部93」的情況，但不限於此。也可以將積分增益設為共用，一次性設計5次高諧波補償部91」、7次高諧波補償部92」、11次高諧波補償部93」。
在本實施方式中說明了5次高諧波補償部91」、7次高諧波補償部92」和11次高諧波補償部93」進行代替i控制的控制的情況，但不限於此。例如，也可以進行代替pi控制的控制。在本實施方式中，在要使5次高諧波補償部91」、7次高諧波補償部92」和11次高諧波補償部93」進行代替pi控制的控制時，可以使用在上述(11)式所示的傳遞函數的矩陣gpi的(1，1)元素的傳遞函數gpi(s)中將ω0設為n·ω0並按下述(44)式那樣計算出的傳遞函數gpin(s)。下述(44)式是上述(35)、(35』)式所示的矩陣gpin的(1，1)元素和(2，2)元素。
在要使5次高諧波補償部91」進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(44)式中設為n＝5而得的傳遞函數gpi5(s)，在要使7次高諧波補償部92」進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(44)式中設為n＝7而得的傳遞函數gpi7(s)，在要使11次高諧波補償部93」進行代替pi控制的控制的情況下，可以使用在上述(44)式中設為n＝11而得的傳遞函數gpi11(s)。
另外，也可以使5次高諧波補償部91」、7次高諧波補償部92」和11次高諧波補償部93」進行除代替i控制和pi控制以外的控制的控制。在下述(45)式所示的傳遞函數gn(s)(上述(23)、(23』)式所示的矩陣gn的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數)中，通過使傳遞函數f(s)成為各控制的傳遞函數，能夠計算表示與進行旋轉坐標轉換後進行該控制、然後進行靜止坐標轉換的處理同樣的處理的傳遞函數。
另外，在本實施方式中也與第十實施方式同樣地，可以設置發散防止部。另外，與第四和第五實施方式同樣地，也可以控制輸出電壓。另外，也可以如第六實施方式那樣，在將單相交流轉換為直流的轉換器電路的控制電路中使用控制電路12。另外，在應用於驅動第十一實施方式的交流電動機的情況下，也可以驅動單相交流電動機。
另外，在上述第一、第二、第四至第八、第十一實施方式的控制電路7(7』、8、8』、10)中，通過代替三相/二相轉換部61設置使相位延遲的結構，還能夠對應於單相。作為第十四實施方式，以下說明通過生成並使用使電流檢測器所檢測出的電流信號的相位延遲π/2(90度)而得的信號，來控制單相逆變器電路的情況。
圖27是用於說明第十四實施方式的控制電路的框圖。在該圖中，在與第一實施方式的控制電路7(參照圖6)相同或者類似的要素標註相同的符號。
圖27所示的控制電路13控制單相的逆變器電路2」(參照圖25)，被輸入電流傳感器5所檢測出的單相的電流信號，生成pwm信號，並將該pwm信號輸出到逆變器電路2」。控制電路13在不具備三相/二相轉換部73和二相/三相轉換部76而具備相位延遲部131這一點與第一實施方式的控制電路7(參照圖6)不同。
相位延遲部131被輸入電流傳感器5所檢測出的單相的電流信號，輸出該電流信號(α軸電流信號iα)和使α軸電流信號iα的相位延遲π/2而得的β軸電流信號iβ。相位延遲部131進行使被輸入的信號的相位延遲π/2的希爾伯特轉換。理想的希爾伯特轉換由下述(46)式所示的傳遞函數h(ω)表示。另外，ωs是抽樣化角頻率，j是虛數單位。即，所謂希爾伯特轉換，是振幅特性不依賴於頻率而為一定，使相位特性在正負的頻域延遲π/2的濾波處理。由於不能夠實現理想的希爾伯特轉換，因此例如作為fir(有限脈衝響應)濾波器近似地實現。
另外，相位延遲部131不限於此，只要能夠生成使輸入信號的相位延遲π/2的信號即可。例如，也可以使用在申請人申請的日本特願2011－231445號中記載的復係數濾波器。另外，也可以使用後述的第十七實施方式的基波正相部分抽出部f12。
電流控制器74被輸入從相位延遲部131輸出的α軸電流信號iα(電流傳感器5所檢測出的單相的電流信號)和β軸電流信號iβ(使α軸電流信號iα的相位延遲π/2而得的信號)與各自的目標值的偏差δiα、δiβ，進行上述(13)式所示的處理，生成用於電流控制的校正值信號xα、xβ。將系統對抗量生成部72輸出的系統指令值信號k與電流控制器74輸出的校正值信號xα(或者校正值信號xβ)相加，將指令值信號x』算出，並輸出到pwm信號生成部77』。另外，也可以先計算α軸電流信號iα與α軸電流目標值的偏差δiα，將該偏差信號輸入相位延遲部131，生成使相位延遲π/2而得的信號，並將該得到的信號輸入電流控制器74。
在本實施方式中，也可以代替通過三相二相轉換從三相的電流信號生成α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ，而通過使單相的電流信號(α軸電流信號iα)的相位延遲π/2而生成β軸電流信號iβ，由此，能夠應用第一實施方式的單相的電流控制的處理方法。另外，在本實施方式中，也能夠起到與第一實施方式的情況同樣的效果。
另外，在第十四實施方式中也與第二實施方式同樣地，可以控制正相部分和反相部分的雙方。另外，也可以與第四和第五實施方式同樣地控制輸出電壓。另外，也可以如第六實施方式那樣，在將單相交流轉換為直流的轉換器電路的控制電路中使用控制電路13。另外，電流控制器74也可以進行代替pi控制的控制或者代替其它控制的控制。另外，在應用於第十一實施方式的驅動交流電動機的情況下，也可以驅動單相交流電動機。另外，與第七至第十實施方式中記載的同樣，也可以在控制電路12中設置高諧波補償控制器，抑制高諧波成分。
在上述第一至第十三實施方式中，說明了將本發明的信號處理裝置使用於控制電路的控制器中的情況，但不限於此。例如，也能夠將本發明的信號處理裝置作為濾波器使用。
當將時間常數設為t時，低通濾波器的傳遞函數由f(s)＝1/(ts+1)表示。因此，表示與圖28所示的處理、即進行旋轉坐標轉換後進行低通濾波處理、然後進行靜止坐標轉換的處理等效處理的傳遞函數的矩陣glpf，使用上述(10)式按下述(47)式那樣計算。
圖29是用於分析作為矩陣glpf的各元素的傳遞函數的波特圖。該圖(a)表示矩陣glpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數，該圖(b)表示矩陣glpf的(1，2)元素的傳遞函數，該圖(c)表示矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數。該圖表示中心頻率為60hz的情況，表示將時間常數t設為「0.1」、「1」、「10」、「100」的情況。
該圖(a)、(b)和(c)所示的振幅特性都在中心頻率具有峰值，當時間常數t增大時，通帶減小。另外，頻率特性的峰值是－6db(＝1/2)。該圖(a)所示的相位特性在中心頻率成為0度。即，矩陣glpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數使相位不發變化地通過中心頻率的信號。該圖(b)所示的相位特性在中心頻率成為90度。即，矩陣glpf的(1，2)元素的傳遞函數使中心頻率的信號以相位超前90度的方式通過。另一方面，該圖(c)所示的相位特性在中心頻率成為－90度。即，矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數使中心頻率的信號以相位延遲90度的方式通過。以下，考慮對於三相/二相轉換後的α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ(參照圖8的矢量α和矢量β)的傳遞函數的矩陣glpf所示的處理。
圖8(a)表示基波成分的正相部分的信號，α軸電流信號iα的基波成分的正相部分比β軸電流信號iβ的基波成分的正相部分相位超前90度。當對α軸電流信號iα進行矩陣glpf的(1，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位不發生變化(參照圖29(a))。另外，當對β軸電流信號iβ進行矩陣glpf的(1，2)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位超前90度(參照圖29(b))。因此，通過將兩者相加，能夠抽取出α軸電流信號iα的基波成分的正相部分。另一方面，當對α軸電流信號iα進行矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位延遲90度(參照圖29(c))。另外，當對β軸電流信號iβ進行矩陣glpf的(2，2)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位不發生變化。因此，通過將兩者相加，能夠抽取出β軸電流信號iβ的基波成分的正相部分。即，傳遞函數的矩陣glpf所示的處理是從α軸電流信號iα和β軸電流信號iβ抽取基波成分的正相部分的處理。
圖8(b)表示基波成分的反相部分的信號，α軸電流信號iα的基波成分的反相部分比β軸電流信號iβ的基波成分的反相部分的相位延遲90度。當對β軸電流信號iβ進行矩陣glpf的(1，2)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的反相部分的相位也超前90度，與α軸電流信號iα的基波成分的反相部分成為反相位，相互抵消。另外，當對α軸電流信號iα進行矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的反相部分的相位延遲90度，與β軸電流信號iβ的基波成分的反相部分成為反相位，相互抵消。因此，傳遞函數的矩陣glpf所示的處理是抑制基波成分的反相部分的處理。另外，基波成分以外的成分由於比基波成分衰減，因此能夠確認傳遞函數的矩陣glpf所示的處理是僅抽取基波成分的正相部分的通帶濾波處理。即，能夠將傳遞函數的矩陣glpf用作為僅抽取基波成分的正相部分的通帶濾波器。
另外，在不是抽取基波成分的正相部分，而是抽取反相部分的情況下，可以使用交換了傳遞函數的矩陣glpf的(1，2)元素與(2，1)元素的矩陣。另外，在抽取基波成分的正相部分、反相部分的雙方的情況下，可以使用將傳遞函數的矩陣glpf的(1，2)元素和(2，1)元素設為「0」的矩陣。
以下，作為本發明的第十五實施方式，說明將進行由上述(47)式的傳遞函數的矩陣glpf所示的處理的信號處理裝置作為通帶濾波器在相位檢測裝置中使用的情況。
圖30是表示第十五實施方式的相位檢測裝置的框結構的圖。
圖30所示的相位檢測裝置f例如檢測電力系統的系統電壓的相位，該相位檢測裝置f具有：基波正交成分計算部f1，其去除包含於檢測出的電力系統的三相的電壓信號vu、vv、vw中的不平衡成分(基波成分的反相部分)或者高諧波成分，計算正規化了的電壓信號的基波成分(正弦波信號)和與該基波成分正交的信號(餘弦波形號)；和相位計算部f2，其使用從基波正交成分計算部f1輸出的正弦波信號(瞬時值)和餘弦波信號(瞬時值)以及從相位檢測裝置f輸出的相位，通過pll運算處理，輸出電力系統的電壓信號的相位(θ)。
基波正交成分計算部f1包括：三相/二相轉換部f11，其將從未圖示的電壓傳感器輸入的三相的電壓信號vu、vv、vw(以規定的抽樣周期輸入的瞬時值)轉換為相互正交的二相(α相和β相)的α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ；基波正相部分抽出部f12，其去除包含於從三相/二相轉換部f11輸出的α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ中的不平衡成分和高諧波成分，抽取基波成分；和將從基波正相部分抽出部f12輸出的電壓信號vr、vj正規化的正規化部f13。另外，通過調整基波正相部分抽出部f12的增益，能夠省略正規化部f13。
三相/二相轉換部f11與三相/二相轉換部83(參照圖13)同樣。三相的電壓信號vu、vv、vw一般是除基波成分的正相部分以外，還包含不平衡成分或者5次、7次、11次等奇次高諧波成分的不平衡三相信號。因此，在從三相/二相轉換部f11輸出的α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ中也包含這些成分。
基波正相部分抽出部f12從由三相/二相轉換部f11輸入的α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ，抽取作為基波成分的正相部分的電壓信號vr、vj，進行由上述(47)式的傳遞函數的矩陣glpf表示的處理。當基於系統電壓的基波的相位θ，對α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ進行旋轉坐標轉換時，基波成分的正相部分被轉換為直流成分。當對旋轉坐標轉換後的信號進行低通濾波處理時，僅使直流成分通過而阻斷交流成分，由此，能夠僅抽取轉換為直流成分的基波成分的正相部分。通過在抽取出的基波成分中進行靜止坐標轉換，返回到基波成分的正相部分，能夠抽取作為基波成分的正相部分的電壓信號vr、vj。基波正相部分抽出部f12按照線性時不變的處理進行與這些處理同樣的處理。
基波正相部分抽出部f12進行下述(48)式所示的處理。角頻率ω0預先設定為與系統頻率fs＝60hz對應的角頻率ωs＝120π[rad/sec]，預先設計時間常數t。
另外，在基波正相部分抽出部f12中被使用的角頻率ω0不限於預先設定的情況。在信號處理的抽樣周期是固定抽樣周期的情況下，也可以通過頻率檢測裝置等檢測系統頻率fs，基於檢測出的頻率，計算並使用角頻率ω0。
正規化部f13進行將從基波正相部分抽出部f12輸出的電壓信號vr、vj的電平正規化為「1」的運算處理。因為從基波正相部分抽出部f12輸出的電壓信號vr、vj是振幅相同的正弦波信號和餘弦波信號，所以能夠通過運算√(vr2+vj2)求出振幅。因此，正規化部f13通過對電壓信號vr、vj分別進行vr/√(vr2+vj2)和vj/√(vr2+vj2)的運算處理而進行正規化，輸出被正規化的電壓信號vr』＝cos(θ)(θ＝ω·t)和電壓信號vj』＝sin(θ)。
相位計算部f2使用從基波正交成分計算部f1輸出的被正規化了的電壓信號vr』、vj』和從該相位計算部f2輸出的相位θ』(以下稱為「輸出相位θ』」。)，計算電壓信號vr』、vj』的相位θ(以下稱為「輸入相位θ」。)與輸出相位θ』的相位差δθ(＝θ－θ』)，基於相位差δθ更新輸出相位θ』，由此使輸出相位θ』收束於輸入相位θ。另外，相位計算部f2的結構不限定於上述的結構。例如，也可以通過其它的方法進行相位差的計算。
如上所述，依據本發明的相位檢測裝置f，基波正相部分抽出部f12在抽取基波成分的正相部分，去除其它的成分(不平衡成分或者規定次數的高諧波成分)的基礎上還計算相位差δθ，因此能夠抑制受到不平衡成分或者高諧波成分的影響，以高精度高速地檢測相位。另外，還具有在基波正相部分抽出部f12的輸入輸出之間不產生相位差這樣的優點。另外，由於還抑制在電壓傳感器等混入的噪聲的頻率成分，因此不需要新設置用於去除該噪聲的濾波器。
如上所述，傳遞函數的矩陣glpf是表示與在進行旋轉坐標轉換後進行低通濾波處理、然後進行靜止坐標轉換的處理等效的處理的傳遞函數的矩陣。在基波正相部分抽出部f12進行的處理因為由傳遞函數的矩陣glpf表示，所以是線性時不變的處理。因此，能夠進行使用有線性控制理論的控制系統設計或者系統分析。
在上述第十五實施方式中，說明了將本發明的信號處理裝置用作為組裝於相位檢測裝置的通帶濾波器的情況，但不限於此。本發明的信號處理裝置也能夠用作為僅抽取特定的頻率信號中的正相部分或者反相部分的通帶濾波器。另外，本發明的信號處理裝置還能夠用作為抽取特定頻率信號中的正相部分和反相部分的雙方的通帶濾波器。
在上述第十五實施方式中說明了基波正相部分抽出部f12進行代替低通濾波器的處理，抽取基波成分的正相部分的情況，但不限於此。如果判斷出希望抑制的不平衡成分或者高諧波成分，則也可以通過抑制這些成分，抽取基波成分的正相部分。在該情況下，通過進行代替高通濾波器的處理，能夠起到陷波濾波器的作用。作為第十六實施方式，以下說明基波正相部分抽出部f12按照代替了高通濾波器的處理抽取基波成分的情況。
當將時間常數設為t時，高通濾波器的傳遞函數由f(s)＝ts/(ts+1)表示。因此，表示與圖31所示的處理、即與在進行旋轉坐標轉換後進行高通濾波處理、然後進行靜止坐標處理等效的處理的傳遞函數的矩陣ghpf，使用上述(10)式，按下述(49)式那樣計算。
圖32是用於分析作為矩陣ghpf的各元素的傳遞函數的波特圖。該圖(a)表示矩陣ghpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數，該圖(b)表示矩陣ghpf的(1，2)元素的傳遞函數，該圖(c)表示矩陣ghpf的(2，1)元素的傳遞函數。該圖表示中心頻率為60hz的情況，表示將時間常數t設為「0.1」、「1」、「10」、「100」的情況。
該圖(a)表示的振幅特性在中心頻率附近衰減，在中心頻率的振幅特性是－6db(＝1/2)。另外，當時間常數t增大時，阻帶減小。該圖(b)和(c)所示的振幅特性都在中心頻率具有峰值，振幅特性的峰值是－6db(＝1/2)。另外，當時間常數t增大時，通帶減小。另外，該圖(a)所示的相位特性在中心頻率成為0度。即，矩陣ghpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數使中心頻率的信號以相位不發生變化的方式通過。該圖(b)表示的相位特性在中心頻率成為－90度。即，矩陣ghpf的(1，2)元素的傳遞函數使中心頻率的信號以相位延遲90度的方式通過。另一方面，該圖(c)所示的相位特性在中心頻率成為90度。即，矩陣ghpf的(2，1)元素的傳遞函數使中心頻率的信號以相位超前90度的方式通過。以下，討論對於從三相/二相轉換部f11輸出的α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ(參照圖8的矢量α和矢量β)的傳遞函數的矩陣ghpf所示的處理。
α軸電壓信號vα的基波成分的正相部分比β軸電壓信號vβ的基波成分的正相部分的相位超前90度(參照圖8(a))。在對α軸電壓信號vα進行了矩陣ghpf的(1，1)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位不發生變化(參照圖32(a))。另外，在對β軸電壓信號vβ進行了矩陣ghpf的(1，2)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位延遲90度(參照圖32(b))。因此，由於兩者的相位成為反相位，因此通過將兩者相加而相互抵消。另一方面，在對α軸電壓信號vα進行了矩陣ghpf的(2，1)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位超前90度(參照圖32(c))。另外，在對β軸電壓信號vβ進行了矩陣ghpf的(2，2)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，基波成分的正相部分的振幅成為一半，相位不發生變化。因此，由於兩者的相位成為反相位，因此通過將兩者相加而相互抵消。
此外，α軸電壓信號vα的基波成分的反相部分比β軸電壓信號vβ的基波成分的反相部分的相位延遲90度(參照圖8(b))。在對α軸電壓信號vα進行了矩陣ghpf的(1，1)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，基波成分的反相部分的振幅成為一半，相位不發生變化。另外，在對β軸電壓信號vβ進行了矩陣ghpf的(1，2)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，基波成分的反相部分的振幅成為一半，相位延遲90度。因此，由於兩者的相位成為與α軸電壓信號vα的基波成分的反相部分相同的相位，因此通過將兩者相加，再現α軸電壓信號vα的基波成分的反相部分。另一方面，在對α軸電壓信號vα進行了矩陣ghpf的(2，1)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，基波成分的反相部分的振幅成為一半，相位超前90度(參照圖32(c))。另外，在對β軸電壓信號vβ進行了矩陣ghpf的(2，2)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，基波成分的反相部分的振幅成為一半，相位不發生變化。因此，由於兩者的相位成為與β軸電壓信號vβ相同的相位，因此通過將兩者相加，再現β軸電壓信號vβ的基波成分的反相部分。
即，傳遞函數的矩陣ghpf使基波成分的反相部分通過，抑制基波成分的正相部分。另外，基波成分的正相部分和反相部分以外的頻率的信號(高諧波成分的信號等)，在進行了矩陣ghpf的(1，1)元素和(2，2)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，照原樣地通過(參照圖32(a))，在進行了(1，2)元素和(2，1)元素的傳遞函數所示的處理的情況下，因為衰減(參照圖32(b)、(c))，所以幾乎照原樣地通過。因此，能夠確認傳遞函數的矩陣ghpf所示的處理是僅抑制基波成分的正相部分的陷波濾波處理。
在交換了傳遞函數的矩陣ghpf的(1，2)元素與(2，1)元素的情況下，與上述相反，抑制基波成分的反相部分，使基波成分的正相部分和高諧波部分等通過。即，交換了傳遞函數的矩陣ghpf的(1，2)元素與(2，1)元素的矩陣所示的處理，是僅抑制基波成分的反相部分的陷波濾波處理。另外，該矩陣也能夠考慮在傳遞函數的矩陣ghpf中代替角頻率ω0而設定「－ω0」而得的矩陣。即，傳遞函數的矩陣ghpf所示的處理是僅抑制作為角頻率ω0被設定的頻率成分的陷波濾波處理。
例如，在希望抑制的頻率成分是基波成分的反相部分(－fs)和5次、7次、11次高諧波成分(－5fs、+7fs、－11fs)的情況下，如果按每個這些頻率成分進行陷波濾波處理，則能夠僅抽取基波成分的正相部分。
表示第十六實施方式的相位檢測裝置的框結構的圖是在圖30所示的第十五實施方式的相位檢測裝置f中，將基波正相部分抽出部f12變更為基波正相部分抽出部f12』(參照後述的圖33)的圖(另外，省略基波正相部分抽出部f12』以外的圖示。)。另外，為了與第十五實施方式的相位檢測裝置f相區別，將第十六實施方式的相位檢測裝置設為相位檢測裝置f』。
圖33是用於說明第十六實施方式的基波正相部分抽出部f12』的內部結構的框圖。
基波正相部分抽出部f12』包括反相部分去除部f121、5次高諧波去除部f122、7次高諧波去除部f123和11次高諧波去除部f124。反相部分去除部f121抑制反相部分的信號的通過，從由三相/二相轉換部f11(參照圖30)輸入的α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ去除反相部分後輸出。反相部分去除部f121進行在上述(48)式所示的傳遞函數的矩陣ghpf中代替角頻率ω0設為「－ω0」的處理，當將從反相部分去除部f121輸出的信號設為vα』、vβ』時，進行下述(50)式所示的處理。角頻率ω0預先設定為與系統頻率fs＝60hz對應的角頻率ωs＝120π[rad/sec]，預先設計時間常數t。
5次高諧波去除部f122、7次高諧波去除部f123和11次高諧波去除部f124分別抑制5次高諧波、7次高諧波、11次高諧波的通過，進行在上述(49)式所示的傳遞函數的矩陣ghpf中代替角頻率ω0分別設為「－5ω0」、「7ω0」、「－11ω0」的處理。角頻率ω0預先設定為與系統頻率fs＝60hz對應的角頻率ωs＝120π[rad/sec]。
另外，在基波正相部分抽出部f12』中使用的角頻率ω0不限於預先設定的情況。在信號處理的抽樣周期是固定抽樣周期的情況下，也可以通過頻率檢測裝置等檢測系統頻率fs，基於被檢測出的頻率計算並使用角頻率ω0。
圖34是表示基波正相部分抽出部f12』的頻率特性的圖。反相部分去除部f121、5次高諧波去除部f122、7次高諧波去除部f123和11次高諧波去除部f124，因為分別具有分別抑制反相部分(－fs)、5次高諧波成分(－5fs)、7次高諧波成分(7fs)、11次高諧波成分(－11fs)通過的頻率特性，所以作為基波正相部分抽出部f12』整體的頻率特性成為圖34所示。如果依據該圖，則反相部分(－fs)、5次高諧波成分(－5fs)、7次高諧波成分(7fs)、11次高諧波成分(－11fs)分別被抑制，作為其它成分的基波成分(fs)通過。因此，基波正相部分抽出部f12』能夠適當地使基波成分的正相部分通過，從α軸電壓信號vα和β軸電壓信號vβ抽取作為基波成分的正相部分的電壓信號vr、vj。
一般來說，疊加於電力系統的高諧波，因為5次、7次、11次高諧波多，所以在本實施方式中，設計為抑制它們與基波成分的反相部分。另外，基波正相部分抽出部f12』也可以根據需要抑制的高諧波的次數設計。例如，作為高諧波在希望僅抑制5次高諧波的情況下，不需要設置7次高諧波去除部f123和11次高諧波去除部f124，而且，在還希望抑制13次高諧波的情況下，還可以設置在上述(49)式所示的傳遞函數的矩陣ghpf中作為角頻率ω0設定為「13ω0」而得的13次高諧波去除部。另外，在疊加於電力系統的高諧波成分少而能夠忽略的情況下，也可以僅設設置反相部分去除部f121。另外，為了去除在電壓傳感器等混入的噪聲，可以在基波正相部分抽出部f12』進一步設置用於去除該噪聲的頻率成分的去除部。
在第十六實施方式中，基波正相部分抽出部f12』去除基波成分的反相部分或者規定次數的高諧波成分，由此能夠抽取基波成分的正相部分，因此能夠起到與第十五實施方式同樣的效果。
另外，眾所周知，如果將陷波濾波器和通帶濾波器設為多級結構，則由於能夠設為陡峭的濾波特性，並且能夠容易地調整反相部分或者高諧波成分的去除特性或者響應特性，因此在安裝時可以設為適當級數的多級結構。例如，在第十五實施方式的相位檢測裝置f(參照圖30)中，可以在基波正相部分抽出部f12的後級進一步設置基波正相部分抽出部f12。另外，如果將陷波濾波器與通帶濾波器組合起來，則能夠期待兩者特性的相乘效果，能夠得到更高速而且更高精度的相位檢測特性。因此，例如在第十五實施方式的相位檢測裝置f(參照圖30)中，可以在基波正相部分抽出部f12的後級進一步設置基波正相部分抽出部f12』。
在上述第十六實施方式中，說明了將本發明的信號處理裝置用作為組裝於相位檢測裝置中的陷波濾波器的情況，但不限於此。本發明的信號處理裝置也能夠用作為僅抑制特定的頻率信號中的正相部分或者反相部分的陷波濾波器。
在上述第十五和第十六實施方式中，說明了相位檢測裝置f(f』)檢測三相的電力系統的系統電壓的相位的情況，而在檢測單相的電力系統的系統電壓的相位的情況下也能夠應用本發明。作為第十七實施方式，以下說明檢測單相的電力系統的系統電壓的相位的相位檢測裝置。
圖35是第十七實施方式的相位檢測裝置f」的框圖，但只是在對於圖30的相位檢測裝置f不設置三相/二相轉換部f11這一點不同。在單相的情況下，由於電壓信號v僅為1個，因此其電壓信號v的抽樣數據和「0」被輸入基波正相部分抽出部f12。在上述(48)式中，當設為vα＝v，vβ＝0時，成為下述(51)式。
當對電壓信號v進行矩陣glpf的(1，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的振幅成為一半，相位不發生變化(參照圖29(a))。即，電壓信號vr成為將電壓信號v的基波成分的振幅設為一半而得的信號。另外，當對電壓信號v進行矩陣glpf的(2，1)元素的傳遞函數所示的處理時，基波成分的振幅成為一半，相位延遲90度(參照圖29(c))。即，電壓信號vj成為將電壓信號v的基波成分的振幅設為一半並將相位延遲90度而得的信號。因此，通過在基波正相部分抽出部f12輸入電壓信號v和「0」，輸出正交的電壓信號vr、vj。另外，電壓信號vr、vj的振幅雖然成為電壓信號v的基波成分的振幅的一半，但是在正規化部f13中被正規化。另外，在圖30的相位檢測裝置f中，也可以去除三相/二相轉換部f11，輸入u、v、w的某一相的電壓信號v的抽樣數據。
在基波正相部分抽出部f12，即使在輸入了單相的電壓信號的情況下，也與三相的情況同樣地輸出相互正交的電壓信號vr、vj(正弦波信號和餘弦波信號)，因此基波正相部分抽出部f12、正規化部f13和相位計算部f2能夠由與圖30所示的三相用的相位檢測裝置f同樣的結構實現。在第十七實施方式中也能夠起到與第十五實施方式同樣的效果。
在上述第十七實施方式中，說明了將本發明的信號處理裝置用作為被組裝於相位檢測裝置的濾波器的情況，但不限於此。本發明的信號處理裝置也能夠用作為從被輸入的單相信號僅抽取特定頻率的信號並輸出相互正交的2個信號的濾波器。例如，既可以在單相逆變器電路的控制電路中使用，也可以在上述第十四實施方式的相位延遲部131中使用。另外，如上所述，在單相的信號中進行矩陣glpf所示的處理的情況下，由於被輸出的信號的振幅成為原來信號的基波成分的振幅的一半，因此需要追加使被輸出的信號的振幅放大2倍的結構。
本發明的信號處理裝置、濾波器、控制電路、使用有該控制電路的系統連接逆變器系統和pwm轉換器系統不限於上述的實施方式。本發明的信號處理裝置、濾波器、控制電路、使用有該控制電路的系統連接逆變器系統和pwm轉換器系統的各部分的具體結構能夠自由地進行各種設計變更。