在無線通信系統中配置導頻符號的方法和裝置的製作方法

2023-04-26 04:13:21

5.55x106T,=17個碼片=^^^-3.063063…；zs5.55x106圖9中總的符號持續時間是;'=;+:rTO/。下文將有效的OFDM符號持續時間稱為OFDM符號間隔。在一個OFDM符號間隔期間，在每一個活動子載波上攜帶一個調製符號。FLO物理層信道是TDM導頻信道、FDM導頻信道、OIS信道和數據信道。TDM導頻信道、OIS信道和數據信道在一個超幀上被時分復用。如圖10所示，在一個超幀上，FDM導頻信道與OIS信道和數據信號進行頻分復用。TDM導頻信道由TDM導頻1信道、廣域識別信道(WIC)、局域識別信道(LIC)、TDM導頻2信道、轉換導頻信道(TPC)和定位導頻信道(PPC)組成。TDM導頻1信道、WIC、LIC和TDM導頻2信道分別跨越一個OFDM符號並且出現在一個超幀的開頭。跨越一個OFDM符號的轉換導頻信道(TPC)在每個廣域和局域數據或OIS信道傳輸之前和之後。在廣域信道(廣域OIS或廣域數據)側面的TPC被稱為廣域轉換導頻信道(WTPC)。在局域信道(局域OIS或局域數據信道)側面的TPC被稱為局域轉換導頻信道(LTPC)。在一個超幀中，WTPC和LTPC各佔用10個OFDM符號，合起來佔用20個OFDM符號。PPC具有可變的持續時間，並且它的狀態(存在或不存在以及持續時間)可以在OIS信道上信令傳輸。當存在時，它在超幀的末端跨越6、10或14個OFDM符號。當PPC不存在時，在超幀的末端要保留兩個OFDM符號。OIS信道佔用一個超幀中的10個OFDM符號，並且緊接在一個超幀中的第一個WTPCOFDM符號後面。OIS信道由廣域OIS信道和局域OIS信道組成。廣域OIS信道和局域OIS信道各自有5個OFDM符號的持續時間，並被兩個TPCOFDM符號分隔開。FDM導頻信道跨越1174、1170、1166或1162個OFDM。在一個超幀中，這些值對應於2個保留的OFDM符號或者分別出現在每個超幀符號中的6、10和14個PPCOFDM符號。應該注意到，這些值對應於2個保留的OFDM符號或者分別出現在每個超幀中的6、10和14個PPCOFDM符號。FDM導頻信道與廣域和局域OIS和數據信道進行頻分復用。數據信道跨越1164、1160、1156或1152個OFDM符號。應該注意到，這些值對應於2個保留的OFDM符號或是分別出現在每個超幀中的6、10和14個PPCOFDM符號。數據信道傳輸加上緊接在每個數據信道傳輸之前或之後的16個TPCOFDM符號傳輸被分為4個幀。設置幀參數，其中P是PPC中OFDM符號的數量或是當超幀中不存在PPC時保留的OFDM符號的數量，W是一幀中與廣域數據信道相關聯的OFDM符號的數量，L是一幀中與局域數據信道相關聯的OFDM符號的數量，F是一幀中OFDM符號的數量。於是，這些幀參數通過以下方程組相關聯P—24圖10就P、W和L而言示出了超幀和信道結構。當PPC不存在時，每個幀跨越295個OFDM符號，並且具有245.8333ms的持續時間7^。注意，在每個超幀的末端有兩個保留的OFDM符號。當在超幀的末端存在PPC時，每個幀均跨越如下表3中指定的可變的OFDM符號數。tableseeoriginaldocumentpage25表3不同的PPCOFDM符號數的幀持續時間在每個幀期間的數據信道將在局域數據信道和廣域數據信道之間時分復用。該幀中分配給廣域數據的部分是""M。/。，並且它的變化範圍是從0到100%。在OIS信道上發送的物理層分組被稱為OIS分組，而在數據信道上發送的物理層分組被稱為數據分組。流分量和分層調製與FLO網絡上多播的流相關聯的音頻或視頻內容可以通過兩個分量來發送，即可以被廣泛接收的基本(B)分量和在更有限的覆蓋範圍內對由基本分量所提供的音頻-視覺體驗有所改進的增強(E)分量。基本和增強分量物理層分組被一起映射到調製符號。這個FLO特性被稱為分層調製。MediaFLO邏輯信道物理層發送的數據分組與一個或多個被稱為MediaFLO邏輯信道(MLC)的虛擬信道相關聯。MLC是FLO設備有興趣自主接收的FLO服務的可解碼分量。服務可以通過多個MLC來發送。然而，與服務相關聯的音頻或視頻流的基本和增強分量必須在單個MLC中發送。FLO發射方式調製類型和內部碼率的組合稱為"發射方式"。FLO系統支持下表4中所列出的12種發射方式。在FLO網絡中，當MLC被實例化時發射方式就固定了，並且很少改變。強加這一限制是為了為每個MLC保持一個不變的覆蓋範圍。tableseeoriginaldocumentpage27表4FLO發射方式FLO時隙在FLO網絡中，在一個OFDM符號上分配給MLC的最小帶寬單位對應於500個調製符號的一組。該組500個調製符號被稱為一個時隙。(MAC層中的)調度器功能在超幀的數據部分期間把時隙分配給MLC。當調度器功能向OFDM符號中的MLC分配傳輸帶寬時，它以整數個時隙為單位進行分配。在每個OFDM符號期間，除超幀中的TDM導頻1信道外有8個時隙。這些時隙被編號為從0到7。WIC和LIC信道各佔用一個時隙。TDM導頻z該方式僅用於OIS信道.2信道佔用4個時隙。TPC(廣域和局域)佔用所有8個時隙。FDM導頻信道佔用索引為0的1個時隙，且OIS/數據信道可以佔用索引為1到7的多達7個時隙。每個時隙將通過一個交錯來發送。時隙到交錯的映射隨OFDM符號而不同，這在將在接下來更詳細的描述。FLO數據速率在FLO系統中，由於不同的MLC可能使用不同的方式，所以數據速率的計算複雜。通過假定所有MLC使用同樣的發射方式而簡化數據速率的計算。下表5給出了假定所有7個時隙都使用時不同發射方式的物理層數據速率。tableseeoriginaldocumentpage28表5FLO發射方式和物理層數據速率注意，在上表5中"物理層數據速率"一欄中的數值沒有減去由於TDM導頻信道和外部碼而產生的開銷。這是數據在數據信道期間傳送的速率。從方式6到11，所提供的速率是兩個分量的組合速率。每個分量的速率是該值的一半。FLO物理層信道FLO物理層由以下子信道組成TDM導頻信道；廣域OIS信道；局域OIS信道；廣域FDM導頻信道；局域FDM導頻信道；廣域數據信道；和局域數據信道TDM導頻信道TDM導頻信道由以下部分信道組成TDM導頻1信道；廣域識別信道(WIC);局域識別信道(LIC);以及TDM導頻2信道；轉換導頻信道(TPC)。TDM導頻1信道TDM導頻1信道跨越一個OFDM符號。在超幀中OFDM符號索引0處發送該信道。它告知了一個新超幀的開始。FLO設備可以用它來確定粗OFDM符號定時、超幀邊界和載波頻率偏移。使用圖11所示的步驟，在發射機中生成TDM導頻1。TDM導頻1子載波TDM導頻1OFDM符號包括頻域中在活動子載波中均勻隔開的124個非0子載波。第i個TDM導頻1子載波對應於如下定義的子載波索引j:.」64+(i)x32，Vie{0，1..61}注意，TDM導頻l信道不使用索引為2048的子載波。TDM導頻1固定信息模式以一個固定信息模式來調製TDM導頻1子載波。使用一個生成序列為h(D)=D20+D17+l、初始狀態是'11110000100000000000'的20抽頭線性反饋移位寄存器(LFSR)，來生成該模式。每個輸出比特將按照如下方式獲得-如果LFSR狀態是向量[S20Sl9Sl8Sl7Sl6S!5SwSuSL2SuSmSgS8S7S6S5S4S3S2Si，那麼輸出比特將是[519054]，其中，④表示模2加法，這對應於與時隙1相關聯的掩碼(見隨後的表6)。LFSR的結構如圖12所示。固定信息模式將對應於前248個輸出比特。該固定模式的前35個比特是'iioioiooiooiioiioiiiooiiooioiioooor，最先出現的是'iio'。248比特的TDM導頻1固定模式被稱為TDM導頻1信息分組，並被表示為PII。P1I分組中兩個連續比特構成的每一組用來生成QPSK調製符號。調製符號映射在TDM導頻1信息分組中，分別被標記為so和Sl的兩個連續比特PlI(2i)和Pll(2i+1)(i=0，1,…123)構成的每一組被映射到一個復調製符號MS=(ml，mQ)，如下表6所示(其中D=4)。利用4000個可用載波中只用了124卩4000""個載波這一事實來計算這個因子。^5Xi三4。tableseeoriginaldocumentpage30表6QPSK調製表圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。調製符號到子載波的映射如之前所述，第i個調製符號MS(i),i=0，l,...，123，被映射到索引為j的子載波。OFDM常用操作已調製的TDM導頻1子載波要經歷如之後所討論的常用操作。廣域識別信道(WIC)廣域識別信道(WIC)跨越一個OFDM符號。在一個超幀中的OFDM符號索引1處發送該信道。它緊隨在TDM導頻lOFDM符號之後。這是一個用來向FLO接收機傳送廣域微分器信息的開銷信道。廣域內的所有發射波形(包括局域信道但是不包括TDM導頻1信道和PPC)都利用對應於該域的4比特廣域微分器進行加擾。對於超幀中的WICOFDM符號，僅分配一個時隙。已分配的時隙使用一個1000比特固定模式作為輸入，其中每個比特都設為0。根據圖14所示的步驟，對輸入比特模式進行處理。對於未分配的時隙，不進行任何處理。時隙分配WIC被分配索引為3的時隙。圖15示出WICOFDM符號中已分配的和未分配的時隙。對於OFDM符號索引1而言，所選的時隙索引是映射到交錯O的那個時隙索引，這將在之後討論。時隙緩衝區的填充已分配的時隙的緩衝區由iooo個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為<0'。未分配的時隙的緩衝區保留為空。時隙加擾每個已分配的時隙緩衝區的比特被順序地用加擾器輸出比特進行異或(XOR)操作，以便令這些比特在調製之前隨機化。對應於時隙索引i的已加擾的時隙緩衝區被表示為SB(i)，其中ie{0，l,...，7}。任意時隙緩衝區所用的加擾序列都取決於OFDM符號索引和時隙索引。加擾比特序列等於生成序列為h(D)=D2Q+D17+1的20抽頭線性反饋移位寄存器(LFSR)所生成的那個序列，如圖16所示。發射機對所有的傳輸都使用單個LFSR。在每個OFDM符號的開始，LFSR被初始化為狀態[d3ci2didC3C2CiC。baK)a9a8a7a6a5a4a3a2a!a]，這取決於信道類型(TDM導頻或廣域或局域信道)和超幀中的OFDM符號索引。比特'd3d2did，被設置如下。對於所有的廣域信道(WIC、WTPC、廣域OIS和廣域數據信道)、局域信道(LIC、LTPC、局域OIS和局域數據信道)以及TDM導頻2信道和當PPC不存在時的兩個保留的OFDM符號，這些比特被設為4比特廣域微分器(WID)。比特'，被設置如下對於TDM導頻2信道、廣域OIS信道、廣域數據信道、WTPC和WIC，這些比特被設為'0000';對於局域OIS信道、LTPC、LIC、局域數據信道和當PPC不存在時兩個保留的OFDM符號，這些比特被設為4比特局域微分器(LID)。比特bo是保留的比特，並被設為"'。比特31到ao對應於超幀中範圍為0到1199的OFDM符號索引號。每個時隙的加擾序列是由序列生成器的20比特狀態向量和如下表7中所示的與那個時隙索引相關聯的20比特掩碼進行模2內積而生成的。tableseeoriginaldocumentpage32對於超幀中的LICOFDM符號，僅分配單個時隙。己分配的時隙使用一個1000比特固定模式作為輸入。這些比特被設為0。根據圖14所示的步驟，對這些比特進行處理。對於未分配的時隙，不進行任何處理。時隙分配索引為5的時隙被分配給LIC。圖17示出了LICOFDM符號中己分配的和未分配的時隙。對於OFDM符號索引2而言，所選的時隙索引是映射到交錯O的那個時隙索引。時隙緩衝區的填充已分配的時隙的緩衝區由IOOO個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為'o'。未分配的時隙的緩衝區保留為空。時隙加擾如0所示的那樣，對LIC時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來表示。調製符號映射來自第i個己加擾時隙緩衝區的、分別被標記為S。和Si的兩個連續比特SB(i，2k)和SB(i，2k+l)(i=5，k=0，1，…499)構成的每一組被映射到如表6所示(其中D:2)的復調製符號MS-(mI,mQ)。選取D的值以用來保持OFDM符號能量恆定，這是因為只用到了4000個可用子載波中的500個。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射對於LICOFDM符號，時隙到交錯的映射如之後所討論的。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射已分配的時隙中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波，如下第i個復調製符號(其中""U"0被映射到該交錯的第i個子載波。OFDM常用操作已調製的LIC子載波要經歷如之後討論的常用操作。TDM導頻2信道TDM導頻2信道跨越一個OFDM符號，在一個超幀中OFDM符號索引3處發送該信道。它緊隨在LICOFDM符號之後。可以將其用於FLO接收機中的精細OFDM符號定時校正。對於每個超幀中的TDM導頻2OFDM符號，僅分配4個時隙。每個已分配的時隙使用一個1000比特的固定模式作為輸入，其中每個比特都設為0。根據圖14所示的步驟，對這些比特進行處理。對於未分配的時隙，不進行任何處理。在圖14中，時隙到交錯的映射確保所分配的時隙被映射到交錯O、2、4和6。因此，TDM導頻2OFDM符號由2000個在活動子載波(見)中均勻隔開的非0子載波組成。第i個TDM導頻2子載波對應於如下定義的子載波索引j:j48+(i)x2,Vie{0,1..999}J卞8+(i+l)x2,VU{1000,...1999}注意，TDM導頻2信道不使用索引為2048的子載波。時隙分配對於TDM導頻20FDM符號，所分配的時隙的索引為0、1、2禾口7。圖18示出了TDM導頻2OFDM符號中已分配的和未分配的時隙。時隙緩衝區的填充每個己分配的時隙的緩衝區由IOOO個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為'0'。未分配的時隙的緩衝區保留為空。時隙加擾如以上討論的那樣，對TDM導頻2OFDM信道時隙緩衝區的比特進行加擾。己加擾的時隙緩衝區以SB來表示。調製符號映射來自第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為So和s,的兩個相鄰比特SB(i,2k)禾BSB(i，2k+l)(i=0,l,2,7,k=0，1,…499)構成的每一組被映射到如表6所示(D=l)的復調製符號MS=(ml,mQ)。選取D的值以用來保持OFDM符號能量恆定，這是因為只用到了4000個可用子載波中的2000個。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射對於TDM導頻2信道OFDM符號，時隙到交錯的映射如此處所述。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射已分配的時隙中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波，如下第i個復調製符號(其中"W'」"0被映射到該交錯的第i個子載波。OFDM常用操作已調製的TDM導頻2信道子載波要經歷如此處所述的常用操作。轉換導頻信道(TPC)轉換導頻信道由兩個子信道組成廣域轉換導頻信道(WTPC)和局域轉換導頻信道(LTPC)。在廣域OIS和廣域數據信道側面的TPC被稱為WTPC。在局域OIS和局域數據信道側面的TPC被稱為LTPC。在一個超幀中，除WIC外的每個廣域信道傳輸(廣域數據和廣域OIS信道)的任一側上，WTPC跨越一個OFDM符號。在一個超幀中，除LIC外的每個局域信道傳輸(局域數據和局域OIS信道)的任一側上，LTPC跨越一個OFDM符號。TPCOFDM符號的目的有兩方面；允許在局域和廣域信道之問的邊界處的信道估計，和便於每幀中的第一個廣域(或局域)MLC的定時同步。在一個超幀中，TPC跨域20個OFDM符號，這20個OFDM符號均勻地分隔在WTPC和LTPC之間，如圖10所示。LTPC和WTPC傳輸正好發生在彼此之後的情況有九個，而僅發送這些信道中的一個的情況有兩個。在TDM導頻2信道之後只發送WTPC，在定位導頻信道(PPC)/保留OFDM符號之前只發送LTPC。假設P是PPC中OFDM符號的數量或是當超幀中PPC不存在時保留的OFDM符號的數量，W是一幀中與廣域數據信道相關聯的OFDM符號的數量，L是一幀中與局域數據信道相關聯的OFDM符號的數量，以及F是一幀中OFDM符號的數量。P的值應為2、6、10或14。一幀中的數據信道OFDM符號的數量應為F-4。一個超幀中TPCOFDM符號的確切位置如下表8所示。tableseeoriginaldocumentpage36表8超幀中的TPC位置索引TPCOFDM符號中的所有時隙都使用一個1000比特固定模式作為輸入，其中每個比特都設為0。根據圖14所示的步驟對這些比特進行處理。時隙分配TPCOFDM符號被分配有索引為0到7的所有8個時隙。時隙緩衝區的填充每個已分配的時隙的緩衝區由IOOO個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為'0'。時隙加擾如之前所描述的那樣，對每個已分配的TPC時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來表示。調製符號映射來自第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為so和Sl的兩個連續比特SB(i,2k)和SB(i，2k+1)(i=0,l，2，...7,k=0，1,…499)構成的每一組被映射到丄如表6所示(D=^)的復調製符號MS=(ml，mQ)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射對於TPCOFDM符號，時隙到交錯的映射如本文所述。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射每個已分配的時隙中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波，如下第i個復調製符號(其中ie(0,l,…499)被映射到該交錯的第i個子載波。OFDM常用操作已調製的TPC子載波要經歷如本文所示的常用操作。定位導頻信道/保留的符號定位導頻信道(PPC)可能在超幀的末端出現。當存在時，它的持續時間在6、10或14個OFDM符號之間變化。當PPC不存在時，在超幀的末端有兩個保留的OFDM符號。PPC的存在與否以及它的持續時間通過在OIS信道進行信令傳輸。定位導頻信道包括所發送的信息和波形生成的PPC結構是TBD。FLO設備可以自主地或結合GPS信號來使用PPC，以確定它的地理位置。保留的OFDM符號當PPC不存在時，在超幀的末端有兩個保留的OFDM符號。保留的OFDM符號中的所有時隙都使用一個1000比特固定模式作為輸入，其中每個比特都設為0。根據圖14所示的步驟，對這些比特進行處理。時隙分配保留的OFDM符號被分配有索引為0到7的所有8個時隙。時隙緩衝區的填充每個己分配的時隙的緩衝區由iooo個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為'0'。時隙加擾如0所示的那樣，對每個已分配的保留的OFDM符號時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來標記。調製符號映射來自第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為So和Sl的兩個連續比特SB(i，2k)和SB(i,2k+l)(i=0,l，2,...7，k=0,1，...499)構成的每一組被映射到如表6所示(D=1/V^)的復調製符號MS-(ml,mQ)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射對於保留的OFDM符號，時隙到交錯的映射如本文所示。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射每個已分配的時隙中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波，如下第i個復調製符號(其中"^'…，))被映射到該交錯的第i個子載波。OFDM常用操作已調製的保留的OFDM符號子載波要經歷如本文所示的常用操作。廣域OIS信道在當前超幀中，這個信道用來傳遞關於與廣域數據信道相關聯的活動MLC的開銷信息，比如它們的調度傳輸時間和時隙分配。在每個超幀中，廣域OIS信道跨越5個OFDM符號間隔(見圖10)。根據圖19所示的步驟，對廣域OIS信道的物理層分組OIS信道的物理層分組進行處理。編碼以碼率R=l/5對廣域OIS信道物理層分組進行編碼。編碼器應丟棄輸入的物理層分組的6比特尾部欄位，並用如此處所示的並行turbo編碼器對剩餘的比特進行編碼。該turbo編碼器將加一個內部生成的6/R(-30)lT出碼比特的尾部，這樣輸出的turbo編碼比特的總數就是輸入的物理層分組中的比特數的1/R倍。圖20示出了廣域OIS信道的編碼方案。廣域OIS信道編碼器的參數如下表9所示。tableseeoriginaldocumentpage38表9廣域/局域OIS信道編碼器的參數G(D)Turbo編碼器Turbo編碼器採用兩個系統的、遞歸的、巻積的並聯的編碼器，並在第二個遞歸巻積編碼器前有一個交織器，即turbo交織器。這兩個遞歸巻積碼叫做turbo碼的組成碼。組成編碼器的輸出被刪餘(puncture)並被重複，以便達到期望的turbo編碼輸出比特數。一個公共組成碼被用於碼率是1/5、1/3、1/2和2/3的turbo碼。該組成碼的傳遞函數是n。(D)q(D「d(D)d(D)其中，d(D)=1+D2+D3，n0(D)=1+D+D3且nl(D)=1+D+D2+D3。Turbo編碼器所生成的輸出符號序列應與圖20所示的編碼器所產生的相同。起初，該圖中組成編碼器寄存器的狀態被設為0。然後，對組成編碼器進行同步，同時開關處於所指出的位置。通過對組成編碼器同步NTurb。次同時開關處於向上位置、並如下表10所示對輸出進行刪餘，來生成編碼數據輸出比特。在一個刪餘模式中，'0'意味著該比特將被刪除，而M，意味著該比特將被通過。每個比特周期的組成編碼器輸出將被按照順序X，Yo，Y,，X',Y'o,Y、通過，其中X先輸出。在生成編碼數據輸出比特過程中，不使用比特重複。尾部周期的組成編碼器輸出符號刪餘如下表11所示。在一個刪餘模式中，'0，意味著該符號將被刪除，而'1，意味著該符號將被通過。對於碼率為1/5的turbo碼，前三個尾部周期中的每一個的尾部輸出碼比特被刪餘並重複，以實現序列XXY。H，後三個尾部周期中的每一個的尾部輸出碼比特被刪餘並重複，以實現序列X'X'Y'oY、YVtableseeoriginaldocumentpage40表10OIS信道數據比特周期的刪餘模式在上表10中，該刪餘表是從上往下讀。tableseeoriginaldocumentpage40表11OIS信道尾部比特周期的刪餘模式注意，在表11中，對於碼率為1/5的turbo碼，該刪餘表是先從上往下讀，重複X、X'、Yi和Y,'，再從左往右讀。T\irbo交織器turbo交織器是turbo編碼器的一部分，它對饋送到組成編碼器2的turbo編碼器輸入數據進行塊交織。turbo交織器在功能上相當於將turbo交織器輸入比特的整個序列順序寫入一個陣列中的地址序列，然後從下面描述的過程定義的地址序列將該整個序列讀出。令輸入地址序列為從0到N^b。-l。夷P麼，交織器輸出地址序列等效於圖22所示的過程的所產生的那些輸出，並描述如下。注意該過程等效於如下過程將計數器的值按行寫入一個25行、2n列的陣列，根據比特反轉規則對這些行進行混洗，根據特定行的線性同餘序列對每個行中的元素進行排列，然後按列讀取暫定輸出地址。該線性同餘序列規則是^+1)=0^)+c)mod2n,其中x(0)=c，且c是來自査找表的特定行值。關於圖22中的過程，處理過程包括確定turbo交織器參數n，其中n是使Nturbo《2n+5的最小整數。下面示出的表12給出對於1000比特物理層分組的該參數。該處理過程還包括將一個(n+5)-比特的計數器初始化為0以及從計數器中提取出n個最高有效位(MSB)，並將其加l，以形成一個新值。然後，丟棄除了該值的n個最低有效位(LSB)以外的所有比特。該處理過程進一步包括利用等於計數器的5個LSB的讀取地址，獲得下面示出的表13所定義的査找表的n比特輸出。注意這個表取決於n的值。該處理過程進一步包括將前面提取步驟和獲得步驟中所得的值相乘，然後丟棄除了n個LSB以外的所有比特。接下來將計數器的5個LSB進行比特反轉。然後形成了暫定輸出地址，其MSB等於比特反轉步驟中所得的值，且其LSB等於相乘步驟中所得的值。接下來，該處理過程包括如果暫定輸出地址小於Nturbo，則接受它作為輸出地址，否則丟棄它。最後，將計數器加1，重複初始化步驟後的步驟，直到獲得所有Nturbo個交織器輸出地址。物理層分組大小Turbo交織器塊大小NturboTurbo交織器參數n1,0009945表12Turbo交織器參數tableseeoriginaldocumentpage42表13Turbo交織器查找表定義比特交織對於OIS信道和數據信道，比特交織的形式是塊交織。turbo編碼分組的碼比特的交織模式是把相鄰的碼比特映射到不同的星座符號。比特交織器應通過如下過程對turbo編碼比特進行重排序a.對於N個需要進行交織的比特，比特交織矩陣M為4列、N/4行的塊交織器。N個輸入比特將被一列接一列順序寫入交織陣列。以索引j來標記矩陣M的行，其中j-0-N/4-l，且行O是第一行。b.對於索引為偶數(jmod2-0)的每個行j，第2列和第3列的元素被互換。c.對於索引為奇數(jmod2N0)的每個行j，第1列和第4列的元素被互換。d.用^表示所得到的矩陣。^的內容應該按照行的順序從左到右讀出。圖23圖示假設N-20的情況下比特交織器的輸出。數據時隙分配對於廣域OIS信道，為了OIS信道turbo已編碼分組的傳輸，每個OFDM符號應分配7個數據時隙。廣域OIS信道應使用發射方式5。因此，它需要5個數據時隙來容納單個turbo編碼分組的內容。一些廣域OIS信道turbo編碼分組可能跨越兩個連續的OFDM符號。在MAC層進行數據時隙分配。數據時隙緩衝區的填充如圖24所示，將廣域OIS信道turbo編碼分組的比特交織碼比特順序寫入一個或者兩個連續的OFDM符號中的5個連續的數據時隙緩衝區。這些數據時隙緩衝區對應於時隙索引1到7。數據時隙緩衝區的大小為1000個比特。注意，數據時隙緩衝區的大小對於QPSK是1000比特，對於16-QAM和分層調製是2000比特。在廣域OIS信道(見圖10)中，這7個廣域OIS信道turbo編碼分組(TEP)佔用5個連續的OFDM符號上的連續時隙。時隙加擾如之前論述的那樣，對每個己分配的時隙緩衝區的比特進行加擾。己加擾的時隙緩衝區以SB來表示。比特到調製符號的映射來自第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為So和s,的兩個連續比特SB(i，2k)和SB(2k+l)(i=1，2,...7，k=0,1,...499)構成的每一組被映射到如表6所示(D=的復調製符號MS-(mI，mQ.)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射對於廣域OIS信道OFDM符號，時隙到交錯的映射如此處所述。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射每個已分配的時隙中的500個調製符號應按照以下過程順序分配給500個交錯子載波a.創建一個空的子載波索引向量(SCIV);b.令i是範圍C'"0，SW)中的索引變量，將i初始化為0;C.用i的9比特值ib來表示i;d.比特反轉ib，並將結果值記為ibr。如果ibr<500，那麼將ibr附加到43SCIV;e.如果1<511，將i加l，然後轉到步驟c;以及f.將數據時隙中索引為j(7"M"))的符號映射到分配給該數據時隙的索引為SCIV[j]的交錯子載波。注意，SCIV只需計算一次，並可以被用於所有數據時隙。OFDM常用操作已調製的廣域OIS信道子載波要經歷如本文所述的常用操作。局域OIS信道在當前超幀中，該信道用來傳遞關於與局域數據信道相關聯的活動MLC的開銷信息，比如它們的排定傳輸時間和時隙分配。在每個超幀中，局域OIS信道跨越5個OFDM符號間隔(見圖10)。根據圖14所示的步驟，對局域OIS信道的物理層分組進行處理。編碼以碼率R=l/5對局域OIS信道物理層分組進行編碼。該編碼過程應與本說明書所述的對於廣域OIS信道物理層分組的編碼過程相同。比特交織如本文所述的那樣，對局域OIS信道turbo編碼分組進行比特交織。數據時隙分配對於局域OIS信道，為了turbo編碼分組的傳輸，每個OFDM符號分配7個數據時隙。局域OIS信道使用發射方式5。因此，它需要5個數據時隙來容納單個turbo編碼分組的內容。一些局域OISturbo分組可能跨越兩個連續的OFDM符號。在MAC層進行數據時隙分配。數據時隙緩衝區的填充如圖25所示，將局域OIS信道turbo編碼分組的比特交織碼比特順序寫入一個或者兩個連續的OFDM符號中的5個連續的數據時隙緩衝區。這些數據吋隙緩衝區對應於時隙索引1到7。數據時隙緩衝區的大小為1000個比特。在局域OIS信道中，這7個局域OIS信道turbo編碼分組(TEP)佔用5個連續的OFDM符號上的連續時隙(見圖25)。時隙加擾如0所示，對每個已分配的時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來標記。比特到調製符號的映射來自第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為So和Sl的兩個連續比特SB(i,2k)和SB(i,2k+1)(i=l,2,...7，k=0，1，...499)構成的每一組被映射到如表6所示(D=l/V^)的復調製符號MS=(ml，mQ)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射對於局域OIS信道OFDM符號，時隙到交錯的映射如本文所示。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射該過程與如本文所示的對於廣域OIS信道的映射過程相同。OFDM常用操作已調製的局域OIS信道子載波要經歷如本文所示的常用操作。廣域FDM導頻信道廣域FDM導頻信道與廣域數據信道或廣域OIS信道結合發送。廣域FDM導頻信道攜帶固定的比特模式，該模式可以用於廣域信道估計和FLO設備的其它功能。在攜帶廣域數據信道或廣域OIS信道的每個OFDM符號期間，為廣域FDM導頻信道分配單個時隙。已分配的時隙使用一個1000比特固定模式作為輸入。這些比特被設為0。根據圖14所示的步驟，對這些比特進行處理。時隙分配在攜帶廣域數據信道或廣域OIS信道的每個OFDM符號期間，為廣域FDM導頻信道分配索引為0的時隙。時隙緩衝區的填充分配給廣域FDM導頻信道的時隙的緩衝區由1000個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為'0，。時隙加擾如本文所示的那樣，對廣域FDM導頻信道時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來標記。調製符號映射第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為S。和S|的兩個連續比特SB(i,2k)和SB(i,2k+l)(i=0，k=0,1,…499)構成的每一組被映射到如表6所示(其中d"/W)的復調製符號MS-(ml,mQ)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射廣域FDM導頻信道時隙到交錯的映射如本文所示。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射已分配的時隙中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波，如下第i個復調製符號(其中"化U")灘映射到該交錯的第i個子載波。OFDM常用操作已調製的廣域FDM導頻信道子載波要經歷如本文所示的常用操作。局域FDM導頻信道局域FDM導頻信道與局域數據信道或局域OIS信道結合發送。局域FDM導頻信道攜帶固定的比特模式，該模式可以用於局域信道估計和FLO設備的其它功能。在攜帶局域數據信道或局域OIS信道的每個OFDM符號期間，為局域FDM導頻信道分配單個時隙。已分配的時隙使用一個1000比特固定模式作為輸入。這些比特被設為0。根據圖14所示的步驟，對這些比特進行處理。時隙分配在攜帶局域數據信道或局域OIS信道的每個OFDM符號期間，為局域FDM導頻信道分配索引為0的時隙。導頻時隙緩衝區的填充分配給局域FDM導頻信道的時隙的緩衝區由1000個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為'O'。時隙緩衝區加擾如0所示的那樣，對局域FDM導頻時隙緩衝區的比特進行加擾。己加擾的時隙緩衝區以SB來標記。調製符號映射第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為so和S|的兩個連續比特SB(i,2k)和SB(i，2k+l)(i=0,k=0，1,…499)構成的每一組被映射到如表6所示￡)=K廠(其中A/2)的復調製符號MS=(ml,mQ)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射廣域FDM導頻信道時隙到交錯的映射如本文所示。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射已分配的時隙中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波，如下第i個復調製符號(其中"W'…，))被映射到該交錯的第i個子載波。OFDM常用操作已調製的局域FDM導頻信道子載波要經歷如本文所示的常用操作。廣域數據信道廣域數據信道用來攜帶要用於廣域多播的物理層分組。該廣域數據信道的物理層分組可以與在該廣域內發送的任何一個活動MLC相關聯。已分配的時隙的廣域數據信道處理根據圖26所示的步驟，對廣域數據信道的物理層分組進行處理。對於常規調製(QPSK和16-QAM)，在存儲到數據時隙緩衝區之前，物理層分組被turbo編碼和比特交織。對於分層調製，在被復用到數據時隙緩衝區中之前，基本分量物理層分組和增強分量物理層分組被獨立地turbo編碼和比特交織。以碼率R=l/2、1/3或2/3對廣域數據信道物理層分組進行編碼。編碼器丟棄輸入的物理層分組的6比特尾部欄位，並且用如本文所示的並行turbo編碼器對剩餘的比特進行編碼。turbo編碼器加上內部生成的6/R(=12、18或9)個輸出碼比特的尾部，這樣輸出的turbo編碼比特總數就是輸入的物理層分組比特數的1/R倍。圖27示出了廣域數據信道的編碼方案。廣域數據信道編碼器參數如下表14所示。比特Turbo編碼器輸入比特Nturb。碼率Turbo編碼器輸出比特10009941/2200010009941/3300010009942/31500表14數據信道編碼器的參數Wrbo編碼器廣域數據信道物理層分組所用的turbo編碼器如本文所示。通過對組成編碼器同步N^b。次同時開關處於向上位置並如下表15所示對輸出進行刪餘，來生成編碼數據輸出比特。在一個刪餘模式中，'0'意味著該比特將被刪除，而'1'意味著該比特將被通過。每個比特周期的組成編碼器輸出將被按照順序X,Yo,Y,，X',Y'o，Y',通過，其中X先輸出。在生成編碼數據輸出符號過程中，不重複使用比特。尾部周期的組成編碼器輸出符號刪餘如下表16所示。在一個刪餘模式中，<0，意味著該符號將被刪除，而'1，意味著該符號將被通過。對於碼率為1/2的turbo碼，前三個尾部比特周期中的每一個的尾部輸出碼比特為XYo，而後三個尾部比特周期中的每一個的尾部輸出碼比特為X'Y'o。對於碼率為1/3的turbo碼，前三個尾部比特周期中的每一個的尾部輸出碼比特為XXYQ，而後三個尾部比特周期中的每一個的尾部輸出碼比特為XX'Y'o。對於碼率為2/3的turbo碼，前三個尾部比特周期的尾部輸出碼比特分別為XY。、X和XYQ。後三個尾部比特周期的尾部輸出碼比特分別為X'、X'Y'o和X'。tableseeoriginaldocumentpage49表16尾部比特周期的刪餘模式注意，對於上表16，對於碼率為1/2的turbo碼，該刪餘表是先從上往下讀，再從左往右讀。對於碼率為1/3的turbo碼，該刪餘表是從上往下讀，重複X和X'，再從左往右讀。對於碼率為2/3的turbo碼，該刪餘表是先從上往下讀，再從左往右讀。Turbo交織器廣域數據信道的turbo交織器如本文所示。比特交織如本文所示的那樣，對廣域數據信道turbo編碼分組進行比特交織。數據時隙分配對於廣域數據信道，為發送與一個或多個MLC相關聯的多個turbo編碼信息分組，每個OFDM符號可以分配多達7個數據時隙。對於某些方式(2、4、8和11，見上表5)，一個turbo編碼分組佔用一個時隙的一部分。然而，以避免多個MLC共享同一OFDM符號內的時隙的方式將時隙分配給MLC。數據時隙緩衝區的填充廣域數據信道turbo編碼分組的比特交織碼比特被寫入一個或更多個數據時隙緩衝區中。這些數據時隙緩衝區對應於時隙索引1到7。數據時隙緩衝區的大小對於QPSK是1000比特，對於16-QAM和分層調製是2000比特。對於QPSK和16-QAM調製，比特交織碼比特被順序寫入時隙緩衝區中。對於分層調製，在填充時隙緩衝區之前，如圖28所示的那樣，對與基本和增強分量相對應的比特交織碼比特進行交織。圖29示出單個turbo編碼分組跨越3個數據時隙緩衝區的情況。圖30示出對碼率為1/3的基本分量turbo編碼分組與(碼率相同的)增強分量turbo分組進行復用，以佔用3個數據時隙緩衝區的情況。圖31示出一個數據信道turbo編碼分組佔用一個數據時隙的一個部分、並且需要四個turbo編碼分組來填充整數個數據時隙的情況。圖31中的三個時隙可以跨越一個OFDM符號或多個連續的OFDM符號。在任一情況中，在一個OFDM符號上對於一個MLC的數據時隙分配具有連續的時隙索引。圖32示出在一幀中三個連續的OFDM符號上為五個不同MLC進行的吋隙分配的簡短描述。在該圖中，TEPn，m表示第m個MLC的第n個turbo編碼分組。在該圖中a.MLC1使用發射方式0，並且對於每個turbo編碼分組需要3個時隙。它用3個連續的OFDM符號來發送一個turbo編碼分組。b.MLC2使用發射方式1，並且利用2個時隙來發送單個turbo編碼分組。它用OFDM符號n和n+1來發送兩個turbo編碼分組。c.MLC3使用發射方式2，並且需要1.5個時隙來發送一個turbo編碼分組。它用3個連續的OFDM符號來發送6個turbo編碼分組。d.MLC4使用發射方式1，並且需要2個時隙來發送一個turbo編碼分組。它用2個連續的OFDM符號來發送兩個turbo編碼分組。e.MLC5使用發射方式3，並且需要1個時隙來發送一個turbo編碼分組。它用一個OFDM符號來發送一個turbo編碼分組。時隙加擾如0所示的那樣，對每個已分配的時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來表示。比特到調製符號的映射對於廣域數據信道，根據發射方式，可以用QPSK，16-QAM或分層調製中的任何一種。QPSK調製第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為so和s,的兩個連續比特SB(i,2k)和SB(i,2k+l)(i=0，k=0，1，...499)構成的每一組被映射到如表6所示(其中d-i/V^)的復調製符號Ms^(mI,mQ)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。16-QAM調製如下表17所示(其中a"/^)，來自第i個已加擾數據時隙緩衝區的四個連續比特SB(i,4k),SB(i，4k+l)，SB(i,4k+2)和SB(i，4k+3)(i=l，2，...7,k=0,1,...499)構成的每一組被分組並被映射到16-QAM復調製符號S(k)=(ml(k),mQ(k)),k=0，1,...499。圖33示出了16-QAM調製器的信號星座圖，其中sO=SB(i，4k),sl=SB(i,4k+l)，s2-SB(i，4k+2),和s3=SB(i，4k+3)。交織比特調製符號s3SB(i,4k+3)SB(i,4k+2)siSB(Wk+1)SOSB(i，4k)mQ(k)mi(k)00003A3A00013AA00I13A—A00103A一3A0100A3A0101AA0111A一A0110A—3A1100一A3A1101—AA1111—A—A1110—A—3A1000—3A3A1001—3AA1011—3A—A1010—3A—3A表1716-QAM調製表具有基本和增強分量的分層調製如下表18所示，來自第i個己加擾數據時隙緩衝區的四個連續比特SB(i，4k)，SB(i，4k+l)，SB(i，4k+2)和SB(i,4k+3),i=l,2，...7，k=0,1，…499)構成的每一組被分組並被映射到分層復調製符號S(k)=(mI(k),mQ(k))，k=0,l,...499。如果r表示基本分量和增強分量之間的能量比，那麼"和"可以通過如下給出"-^(l+,)和一^(l+")(見表4)。圖34示出了分層調製的信號星座圖，其中sO=SB(i，4k),sl=SB(i,4k+l),s2^SB(i，4k+2)，而s3=SB(i,4k+3)。應該注意，填充時隙緩衝區的過程確保了(見圖28)比特sO和s2對應於增強分量，而比特si和s3對應於基本分tableseeoriginaldocumentpage53表18分層調製表注意上表18中的VW+。，V2G+")，其中r是基本分量能量和增強分量能量之比。僅有基本分量的分層調製來自第i個已加擾時隙緩衝區的、四個連續比特構成的組中分別被標記為so和Sl的第2個和第4個比特SB(i,4k+l)和SB(i，4k+3),i=1，2，...7,k=0,1，...499)被映射到如表6所示(其中D=的復調製符號MS-(ml,mQ)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射對於廣域數據信道OFDM符號，時隙到交錯的映射如本文所示。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射使用在此說明的過程，每個已分配時隙中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波。OFDM常用操作已調製的廣域數據信道子載波要經歷如本文所示的常用操作。未分配的時隙的廣域數據信道處理廣域數據信道中未分配的時隙使用一個iooo比特固定模式作為輸入，其中每個比特被設為0。根據圖14說明的步驟，對這些比特進行處理。時隙緩衝區的填充廣域數據信道的每個未分配的時隙的緩衝區由iooo個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為'o，。時隙加擾如o中所示的那樣，對廣域數據信道中每個未分配的時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來表示。調製符號映射來自第i個已加擾時隙緩衝區的、分別被標記為So和s,的兩個連續比特SB(i，2k)和SB(i,2k+l)(i=l，2，...7,k=0，1，...499)構成的每一組被映射到如表6所示(其中D=)的復調製符號MS=(ml，mQ)。圖13示出了QPSK調製的信號星座圖。時隙到交錯的映射對於廣域數據信道OFDM符號中未分配的時隙，時隙到交錯的映射如0中所示。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射時隙緩衝區中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波，如下第i個復調製符號(其中z'"^，…"^)被映射到該交錯的第i個子載波。OFDM常用操作該已調製的廣域數據信道OFDM符號子載波要經歷如本文所示的常用操作。局域數據信道局域數據信道用來攜帶要用於局域多播的物理層分組。局域數據信道的物理層分組可以與該局域中發送的任何一個活動MLC相關聯。已分配時隙的局域數據信道處理根據圖26所示的步驟，對局域數據信道的物理層分組進行處理。對於常規調製(QPSK和16-QAM)，在存儲到數據時隙緩衝區中之前，物理層分組被turbo編碼並被比特交織。對於分層調製，在復用到數據時隙緩衝區中之前，基本分量物理層分組和增強分量物理層分組被獨立地turbo編碼和比特交織。以碼率R=l/2、1/3或2/3對局域數據信道物理層分組進行編碼。該編碼過程與如本文所示的用於廣域數據信道的編碼相同。比特交織如本文所示的那樣，對局域數據信道turbo編碼分組進行交織。數據時隙分配對於局域數據信道，時隙分配如本文所示。數據時隙緩衝區的填充局域數據信道的時隙緩衝區的填充過程如本文所示。時隙加擾如本文所示，對每個已分配的時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來表示。時隙比特到調製符號的映射對於局域數據信道，根據發射方式，可以使用QPSK、16-QAM或分層調製中的任何一種。QPSK調製如本文所示，來自已加擾時隙緩衝區的2個連續比特構成的每一組被映射到一個QPSK調製符號。16-QAM調製如本文所示，來自已加擾時隙緩衝區的4個連續比特構成的每一組被映射到一個16-QAM調製符號。具有基本和增強分量的分層調製如本文所示，來自已加擾時隙緩衝區的四個連續比特構成的每一組被映射到一個分層調製符號。僅有基本分量的分層調製如本文所示，來自已加擾時隙緩衝區的四個連續比特構成的組中的第二個和第四個比特被映射到一個QPSK調製符號。時隙到交錯的映射對於局域數據信道OFDM符號，時隙到交錯的映射如本文所示。時隙調製符號到交錯子載波的映射使用本文所示的過程，將每個已分配的時隙的500個調製符號順序地分配給500個交錯子載波。OFDM常用操作己調製的廣域數據信道子載波要經歷如本文所示的常用操作。未分配時隙的局域數據信道處理局域數據信道中未分配的時隙使用iooo比特固定模式作為輸入，其中每個比特被設為0。根據圖14所示的步驟，對這些比特進行處理。時隙緩衝區的填充局域數據信道的每個未分配的時隙的緩衝區由iooo個比特組成的固定模式完全填充，其中每個比特被設為'o'。時隙加擾如0中所示的那樣，對廣域數據信道中每個未分配的時隙緩衝區的比特進行加擾。已加擾的時隙緩衝區以SB來表示。調製符號映射如本文所示，來自己加擾時隙緩衝區的兩個連續比特構成的每一組被映射到一個QPSK調製符號。時隙到交錯的映射對於局域數據信道OFDM符號中未分配的時隙，時隙到交錯的映射如本文所示。時隙緩衝區調製符號到交錯子載波的映射時隙緩衝區中的500個調製符號被順序分配給500個交錯子載波，如下第i個復調製符號(其中"^'…，))被映射到該交錯的第i個子載波。OFDM常用操作該已調製的局域數據信道OFDM符號子載波要經歷如本文所示的常用操作。時隙到交錯的映射如本文所示，時隙到交錯的映射隨各個OFDM符號而變化。每個OFDM符號中有8個時隙。FDM導頻信道利用時隙0。對於一個超幀中的OFDM符號索引j，時隙0被分配有交錯lp[j]，如下如果(jmod2^)，那麼Ip[j]-2。否則，IPU]=6。時隙0的交錯分配過程確保了對於偶數和奇數的OFDM符號索引，FDM導頻信道分別被分配有交錯2和6。將每個OFDM符號中剩餘的7個交錯分配到時隙1到7。這在圖35中進行了說明，其中P和D分別表示分配給FDM導頻信道和數據信道所佔用的時隙的交錯。對於時隙1到7，時隙到交錯的映射如下a.令i是交錯索引i(i"0，")的3比特值。將i的比特反轉值表示為ibr。b，如本文之前所定義的那樣，令Ij表示第j個交錯。通過用ibr替換Ii中的索引i(i"0,")來對交錯序列Uo1,121314151617}進行改序，以生成改序後的序列，PSHIol4l2l6W3W。C.在PS中聯合交錯l2和l6，以生成縮短的交錯序列，SIS={IoI4I2/I6I!I5I3W。d.對於一個超幀中索引為j(je"，""))的OFDM符號，用等於Px/)mocH的值，對步驟3中的SIS執行一次循環右移位，以生成改序後的縮短的交錯序列PSIS(j)。e.如果(jmod2-0)，則選擇PSIS(j)中的交錯16。否則，選擇PSIS[j]中的交錯12。f.對於一個超幀中第j個OFDM符號間隔，第k個數據時隙(其中ke"，…")將被分配交錯PSIS(j)[k-l]。注意，上述步驟c中，因為交錯2和交錯6交替地用於導頻，所以剩餘的七個交錯用來分配給數據時隙。另外，注意，一個超幀跨越1200個OFDM符號間隔，並且未使用OFDM符號索引0的時隙到交錯的映射。更進一步，對於上述步驟d，注意，對序列3={12345}循環右移2次，產生序歹"(2)={45123}。圖36圖示了在15個連續OFDM符號間隔上的所有8個時隙的交錯分配。時隙到交錯的映射模式在14個連續OFDM符號間隔之後重複。圖36示出了在相同時間部分中所分配的跟在導頻交錯之後的所有交錯，並且所有交錯的信道估計性能是相同的。OFDM常用操作這一塊將與OFDM符號間隔m、子載波索弓Ik相關聯的復調製符號X"變換為RF發射信號。圖37中示出了該操作。IFT運算通過傅立葉反變換(IFT)方程，與第m個OFDM符號相關聯的復調製符號Z^，"G，l，…，，S，與連續時間信號xj)相關。具體地，")=丄乞、,f。r。y".在上述方程中，^"sc是子載波間距，而^c/，^c/和^是在該應用中如之前論述所定義的。加窗信號^W乘以窗函數wW，其中，0.5+0.5cos(;r+"/7VGj)0"《r而1r冊j<tGJ+7^)加窗後的信號被表示為^W，其中，^m")=(t)W上述的^和^如本文之前所定義。重疊和增加通過把來自連續OFDM符號中的加窗後的連續時間信號^c/重疊來生成基帶信號^W。這在圖38中進行了說明。具體地，s朋")通過以下給出載波調製同相及正交基帶信號將上變頻到RF頻率並且進行求和以生成RF波形^W。在圖37中，,cW是第k個FLORF信道的中心頻率(見表l)。交替定時和頻率捕獲導頻符號(TDM1)在另一個示例中，注意，圖10的超幀結構和(特別地)導頻信道TDM1可以修改為超幀的不同優化處理。注意，如以上結合圖10-18的示例所述，超幀包'括特殊導頻OFDM符號(例如，和"捕獲符號"或者TDM1導頻符號)，該導頻OFDM符號與此前描述的示例相似，用於起始或粗定時獲取、幀邊界劃分和載波頻率偏移獲取。通過
背景技術：
，應當注意到在大多數OFDM通信系統中該特殊導頻.OFDM符號(即，捕獲符號或TDM導頻1信道)具有以規定周期P周期性傳輸的規定持續時間T。在此類情況下，如圖39所示，在幀或超幀3904內的特殊導頻3902(例如，捕獲符號或TDM導頻1)包括時域中周期為t的周期波形3906的序列。接收機端的延遲相關器則通常採用等於周期t的延遲配置以檢測該周期。這類相關器的輸出端將理想地包括一系列具有周期P的矩形脈衝3908，如圖39中進一步所示，每個矩形脈衝對應一個波形3906的序列。為得到TDM1導頻的邊界，需要檢測出矩形邊緣，這在當前的噪聲下是困難的。而且，延遲相關需要將兩個噪聲數據樣本相乘，因此遭受高噪聲變化。這樣，定時和頻率偏移的估計的低準確性因此是不可避免的。此外，延遲相關的計算高度複雜。此外，由於接收機在接收信號中查找周期波形，這種方案固有地易受到周期性幹擾，如音調幹擾或在接收信號中存在的任何周期波形模式。即使存在減少周期性幹擾影響的措施，但是通常這類措施帶來相當高的額外複雜度。不使用諸如圖39所示的用於捕獲或TDM1符號的周期波形，本公開的示例使用用於時域QPSK符號序列練]，"0，U—"的捕獲符號或TDM1導頻，所述序列由以P["]標記的偽隨機噪聲(PN)序列進行調製。根據示例，PN序列的周期為L，L大於或等於2N，其中N是OFDM符號長度(或者快速傅立葉變換(FFT)的尺寸)。該周期長度保證PN序列足夠長，以避免在長度為N的OFDM符號期間重複該PN序列，因為PN序列的多次重複引起在一個捕獲符號中相同波形的多次重複，從而可能會在接收機處導致定時模糊。同時，一個周期的PN序列允許接收機具有解擴捕獲符號的一部分以用於自動增益控制(AGC)收斂、自適應閾值的噪聲基準估計和延遲控制的靈活性。另外，己調製時域OFDM或捕獲符號通過快速傅立葉變換(FFT)轉換到頻域。當採用PN序列p[n]調製時域QPSK序列生成的時域OFDM符號被FFT轉換到頻域時，應用頻譜掩碼。頻譜掩碼的應用保證捕獲符號波形滿足頻譜形狀的要求。在最簡單的情況下，例如，可以使用矩形頻譜掩碼，即，將音調保護區中的音調清零，正如常規的OFDM符號一樣。生成的OFDM符號然後被快速傅立葉反變換(IFFT)回到時域。注意，在構造幀或超幀時，捕獲符號的OFDM符號長度N進一步附加有在OFDM捕獲符號之前和之後的循環前綴(CP)和兩個窗保護間隔(W)，如同常規的OFDM符號。例如，圖40提供可能包括示例性捕獲OFDM符號的幀的示例性構造的圖示。如圖所示，所示出的幀部分4000示出三個OFDM符號捕獲符號4002，先於或在符號4002之前的OFDM符號4004，和接續或後續OFDM符號4006。時域OFDM捕獲符號4002加有循環前綴(CP)，如循環前綴4008所示。符號4002還在符號開始和結尾處加窗，如窗口(W)4010和4012所示。如圖所示，符號4002分別在窗4010和4012內與相鄰的符號4004和4006重疊。因此，符號4002在幀或超幀中作為常規的OFDM符號進行傳輸。值得注意的是，可以使用一定數目(用C表示)的獨特PN序列(即，子序列)，每個獨特序列表示一種可被用於系統判定的系統配置(即，每個獨特序列傳送關於系統的信息，例如，系統FFT尺寸等)。一個如何生成Cformulaseeoriginaldocumentpage61個特定PN序列的例子是獲得長度至少為2^^的"formulaseeoriginaldocumentpage61個比特最大長度PN序列，其中N是OFDM符號長度。集合的PN序列被分成C個不重疊的片段或子序列，每一個片段或子序列的長度為2N,每個子序列,["l^"…，C，^l，UiV表示一種有效的系統配置。換句話說，不同的系統配置通過不同的或者各自的PN掩碼來表示。用於構造和傳輸圖40的幀4000的示例性發射機(或者發射機中使用的處理器)示出在圖41中。發射機4100包括生成和輸出用於調製時域QPSK符號序列的PN序列4103(即，一個或多個序列，包括C個序列中的一個序列)的PN生成器4102。PN生成器4102可通過PN序列生成器4104實現，PN序列生成器4104生成包括先前詳述的C個子序列的PN序列。生成器4102還可以包括串並行轉換器4106或等效類型的設備，在QPSK調製情況下，將序列生成器4102的串行比特流轉換成二比特符號。值得注意的是，對於其它的調製技術(例如，M-aryPSK或者QAM)，串並行轉換器可以將串行比特流轉換成具有3個或更多比特的符號。發射機4100進一步包括從生成器4102接收PN序列4103的QPSK調製器4108。QPSK調製器4108用PN序列4103調製QPSK符號序列(例如，她']，"0，l，…，iV-l))。在一個示例中，調製器4108用與特定系統信息集合相關的C個PN子序列中的一個子序列調製符號序列。調製器4108將已調製符號輸出到將時域符號轉換成頻域符號的快速傅立葉變換(FFT)單元4110。然後，FFT4110將轉換後的頻域符號傳送到頻譜掩碼單元4112。頻譜掩碼單元4112對頻域符號應用頻譜掩碼以保證捕獲符號波形滿足頻譜形狀的要求，如FCC要求。如上所述，在最簡單的情況下，可以使用在音調保護區中將音調清零的矩形頻譜掩碼，如常規的OFDM符號一樣。在通過單元4110進行頻譜掩碼應用後，生成的掩碼頻域OFDM符號然後通過IFFT單元4114被快速傅立葉反變換(IFFT)回時域。轉換後的符號然後被輸入組裝單元4115，組裝單元4115以圖40中示出的方式將捕獲符號作為TDM1符號插入幀或超幀中。單元4115包括縮放單元4116以將符號適當地縮放到幀可用的長度N。單元4115進一步包括對捕獲符號應用循環前綴和首尾窗(參見例如，圖40)的循環前綴(CP)和加窗單元4118。最後，單元4115包括重疊和添加單元4120，重疊和添加單元4120將符號添加到幀或者超幀，同時適當地與具有圖40所示符號的窗部分的在前和後續符號重疊。來自單元4120的捕獲幀通過超幀組裝單元4121被置於超幀中。組裝後的超幀隨後被輸入到用於無線傳輸幀的發射機電路4122。注意，公開的發射機4100可以實現為發射機裝置中的硬體、軟體或固件。另外，在軟體實現的情況下，發射機4100可以包括集成電路，例如包括或者與上面存儲有指令的計算機可讀介質(例如，存儲器4124)相連接的專用集成電路(ASIC)，而所存儲的指令，當被處理器執行時，使處理器執行隨後在本公開中描述的方法。圖42示出用於構造和傳輸OFDM或者捕獲符號的方法流程圖。處理4200開始於塊4202並流向塊4204。在塊4204生成至少一個PN序列。如前所述，該至少一個PN序列具有至少預定的長度，例如2L，以保證序列不重複。值得注意的是，塊4204的處理可以由之前討論的圖41所示的PN生成器4102或其它適當設備來實現。而且，塊4204的處理可以例如通過從C個序列生成序列p[n](c)來實現，其中，每個序列均表示特定的系統配置。在PN序列生成後，繼續流向塊4206,在塊4206中，時域序列(例如QPSK符號)在時域中使用PN序列來進行調製。該處理可由調製器"OS或者其它類似設備來執行。己調製符號然後如塊4208中所示被轉換調製到頻域。例如，該轉換可以通過FFT單元4110或者其它類似設備來執行，以將時域符號轉換到頻域。一旦符號被轉換到頻域，繼續流向塊4210，在塊4210對符號應用頻率掩碼。在公開的實施例中，不滿足預定頻率掩碼條件的頻域QPSK已調符號的頻率被清零。該處理4210可以通過如圖41所示的頻譜掩碼4112或者任何其它適當的設備來執行，以保證期望的頻譜。在符號被掩碼後，經掩碼且已調製的QPSK符號如塊4212所示被轉換回時域，例如通過IFFT(例如，IFFT4114)。經時域掩碼且已調製的符號然後如塊4214所示作為捕獲或者TDM1符號被置於無線通信幀中。該處理可以由(例如)圖41示出的組裝單元4115及其部件來執行。處理4200然後在塊4216結束，並且生成的通信信號幀可隨後被傳輸。圖43示出用於構造和傳輸包括交替捕獲導頻符號(TDM1)的發射機4300的另一個示例。發射機包括生成至少一個具有至少預定長度的PN序列的模塊4302。模塊4302輸出PN序列到調製模塊4304，調製模塊4304利用PN序列來調製QPSK序列或者其它適當的序列。模塊4304輸出已調製符號到用於將已調製的QPSK符號轉換到頻域的模塊4306。模塊4306可以通過FFT單元4110或等效設備來實現以將符號從時域轉換到頻域。模塊4306輸出轉換後的己調製符號到用於掩碼己調製信號的預定頻率集的模塊4308。該模塊可以由頻譜掩碼或者任何其它用於保證通信符號期望頻譜的等效設備來執行。在符號由模塊4306掩碼後，該符號被輸出到用於將符號轉換到時域的模塊4310。這可以通過使用IFFT(例如，4114)或者其它等效設備來完成。然後，符號被傳送給用於組裝包括捕獲符號的無線通信幀的模塊4312，該捕獲符號包括已掩碼且已調製的QPSK符號。一旦組裝完成，幀或者超幀就可以通過傳輸模塊4314進行傳輸。值得注意的是，當傳輸的捕獲符號被接收機收到時，例如，接收到的信號可能與PN調製QPSK符號序列相關。例如，接收機可以使用匹配濾波器，在匹配濾波器處接收到的信號與已知PN序列(例如，C個PN序列)校檢。由於PN調製QPSK符號序列是^"'的序列，所以可以使得相關計算非常有效且該相關輸出比延遲相關的噪聲更少。如果被測試的特定PN序列在接收到的PN調製捕獲或TDM1信號中形成匹配，則接收機能夠導出當前系統的類型與特定PN序列相關的信息。在通信系統使用C個PN序列的情況下，接收機未檢測到TDM1符號時將重複檢查C個序列的PN序列，直到發現匹配或者所有可能的子序列耗盡，這指示了在給定時刻不存在TDM導頻1。總之，以上描述的用於實現結合圖40-43所討論的交替捕獲導頻符號的裝置和方法，與圖39的方法相比，使發射機和接收機二者的設計更簡化且性能更好。公開的裝置和方法對周期性幹擾(例如音調幹擾)是健壯的，因為這種傳輸的接收機沒有在接收信號中尋找周期性。此外，當前公開的圖40-43的裝置和方法提供更準確的定時，因為使用PN序列定時且因此避免了相關延遲(例如，兩個噪聲抽樣的乘法)。還通過利用部分解擴降低了複雜度(即，不計算延遲相關)，提供了友好的AGC和更少的延遲。捕獲符號具有最小峰值平均功率比(PAPR)。結合這裡所公開的實施例所描述的各種說明性的邏輯塊、模塊和電路可以用通用處理器、數位訊號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、現場可編程門陣陣列(FPGA)或其它可編程邏輯器件、分立門或電晶體邏輯、分立硬體部件、或者設計為實現這裡所描述的功能的任何組合來實現或者執行。通用處理器可以是微處理器，但是可替換地，該處理器可以是任何常規處理器、控制器、微控制器或者狀態機。還可以將處理器實現為計算設備的組合，例如DSP和微處理器的組合、多個微處理器、與DSP核相結合的一個或多個微處理器、或者任何其它這樣的配置。結合這裡所公開的實施例所描述的方法或算法的步驟可以直接實現在硬體、通過處理器執行的軟體模塊或者二者的組合中。軟體模塊可以存在於RAM存儲器、快閃記憶體、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬碟、可移動磁碟、CD-ROM或者本領域已知的任何其它形式的存儲介質中。示例性的存儲介質耦接到處理器上，以便處理器可以從該存儲介質中讀取信息，並且將信息寫入該存儲介質。可替換地，可以將存儲介質集成到處理器中。處理器和存儲介質可以存在於ASIC中。ASIC可以存在於用戶終端中。可替換地，處理器和存儲介質可以作為分立部件存在於用戶終端中。提供了己公開的實施例的上述說明，以使本領域的任何技術人員都能夠實現或使用本發明。這些實施例的各種修改對本領域的技術人員來說將是顯而易見的，並且在不脫離本發明的精神或範圍的情況下，可以將這裡定義的一般原理應用到其它實施例。因此，本發明並不是要局限於這裡所示的實施例，而是要符合與這裡所公開的原理和新穎特徵相一致的最大範圍。本領域的技術人員應該理解，可以使用各種不同技術和技巧中的任何一種來表示信息和信號。例如，可以由電壓、電流、電磁波、磁場或磁粒子、光場或光粒子或者其任何組合來表示貫穿上述說明所可能提及的數據、指令、命令、信息、信號、比特、符號和碼片。本領域的技術人員還應該意識到，結合這裡所公開的實施例所描述的各種說明性的邏輯塊、模塊、電路和算法步驟可以通過電子硬體、計算機軟體或者二者的組合來實現。為了清楚地說明硬體和軟體的這種可交換性，以上一般性地按照它們的功能對各種說明性的部件、塊、模塊、電路和步驟進行了描述。將這樣的功能實現為硬體還是軟體取決於特定的應用和施加在整個系統上的設計約束。對於每種特定的應用，本領域的技術人員可以以不同的方式實現所描述的功能，但是不應該將這種實現決策解釋為偏離了本發明的範圍。權利要求1、一種發射機，包括偽隨機噪聲序列生成器，用於生成與傳送給接收機的預定系統信息相對應的偽隨機噪聲序列；調製器，用於通過將時域符號序列與所述偽隨機噪聲序列進行調製來構造捕獲導頻符號；頻譜掩碼單元，用於將所述捕獲導頻符號掩碼到指定的頻率輪廓；以及組裝單元，用於將已調製的捕獲導頻符號放置在幀中，用於無線傳輸。2、如權利要求1所述的發射機，其中，由所述調製器使用的所述時域符號序列是QPSK時域符號序列。3、如權利要求l所述的發射機，其中，所述偽隨機噪聲序列生成器還用於生成多個偽隨機噪聲序列，其中，所述多個偽隨機噪聲序列中的每一個偽隨機噪聲序列代表相應的系統信息。4、如權利要求1所述的發射機，其中，所述偽隨機噪聲序列的長度是所述時域序列長度的至少兩倍。5、如權利要求1所述的發射機，進一步包括快速傅立葉變換單元，用於將由所述調製器調製出的所述捕獲導頻符號轉換到頻域中，以供所述頻譜掩碼單元使用。6、如權利要求5所述的發射機，進一步包括-快速傅立葉反變換單元，用於在所述頻譜掩碼單元處理所述捕獲導頻符號後，將所述捕獲導頻符號轉換到頻域。7、如權利要求1所述的發射機，其中，所述偽隨機噪聲序列生成器進一步用於生成C個偽隨機噪聲序列片段，其中，所述c個偽隨機噪聲序列片段中的每一個偽隨機噪聲序列片段代表c個不同無線系統配置中相應的特定無線系統配置。8、如權利要求7所述的發射機，其中，所述偽隨機噪聲序列生成器進一步用於通過以下步驟生成所述C個序列建立最大長度的偽隨機噪聲序列，該序列具有由關係式1+C-l確定的比特數，其中N是所述時域符號序列的長度，並且c代表所述C個序列中的一個序列，所述偽隨機噪聲序列的最大長度至少為^;以及將所述最大長度的偽隨機噪聲序列分成c個長度為2N的不重疊的偽隨機噪聲序列片段。9、一種用於構造捕獲導頻符號的方法，包括生成至少一個具有至少預定長度的偽隨機噪聲序列，其中，所述至少一個偽隨機噪聲序列代表無線系統的系統配置；將時域符號序列與所述至少一個偽隨機噪聲序列^4行調製，以生成所述捕獲導頻符號；將所述捕獲導頻符號掩碼到指定的頻率輪廓；以及將已調製且經過掩碼的捕獲導頻符號放置在幀中，用於無線傳輸。10、如權利要求9所述的方法，其中，所述時域符號序列是QPSK時域符號序列。11、如權利要求9所述的方法，其中，生成所述至少一個偽隨機噪聲序列包括:生成多個偽隨機噪聲序列，其中，所述多個偽隨機噪聲序列中的每一個偽隨機噪聲序列代表相應的系統信息。12、如權利要求9所述的方法，其中，所述偽隨機噪聲序列的長度是所述時域序列長度的至少兩倍。13、如權利要求9所述的方法，進一步包括在掩碼前通過快速傅立葉變換將已調製的捕獲導頻符號轉換到頻域。14、如權利要求13所述的方法，進一步包括在對所述捕獲導頻符號進行掩碼後，使用快速傅立葉反變換將所述捕獲導頻符號轉換到頻域。15、如權利要求9所述的方法，其中，生成所述至少一個偽隨機噪聲序列包括生成c個偽隨機噪聲序列片段，其中，所述c個偽隨機噪聲序列片段中的每一個偽隨機噪聲序列片段代表C個不同無線系統配置中相應的特定16、如權利要求7所述的方法，其中，生成所述C個偽隨機噪聲序列進一步包括log!-)1+建立最大長度的偽隨機噪聲序列，該序列具有由關係式c=0確定的比特數，其中N是所述時域符號序列的長度，並且c代表所述Cformulaseeoriginaldocumentpage4序列中的一個序列，所述偽隨機噪聲序列的最大長度至少為"。；以及將所述最大長度的偽隨機噪聲序列分成C個長度為2N的不重疊的PN片段。17、一種用在無線通信設備中的處理器，包括偽隨機噪聲序列生成器，用於生成與傳送給接收機的預定系統信息相對應的偽隨機噪聲序列；調製器，用於通過將時域符號序列與所述偽隨機噪聲序列進行調製來構造捕獲導頻符號；頻譜掩碼單元，用於將所述捕獲導頻符號掩碼到指定的頻率輪廓；以及組裝單元，用於將已調製的捕獲導頻符號放置在幀中，用於無線傳輸。18、如權利要求17所述的處理器，其中，由所述調製器使用的所述時域符號序列是QPSK時域符號序列。19、如權利要求17所述的處理器，其中，所述偽隨機噪聲序列生成器還用於生成多個偽隨機噪聲序列，其中，所述多個偽隨機噪聲序列中的每一個偽隨機噪聲序列代表相應的系統信息。20、如權利要求17所述的處理器，其中，所述偽隨機噪聲序列的長度是所述時域序列長度的至少兩倍。21、如權利要求17所述的處理器，進一步包括快速傅立葉變換單元，用於將由所述調製器調製的捕獲導頻符號轉換到頻域中，以供所述頻譜掩碼單元使用。22、如權利要求21所述的處理器，進一步包括快速傅立葉反變換單元，用於在所述頻譜掩碼單元處理所述捕獲導頻符號後，將所述捕獲導頻符號轉換到頻域。23、如權利要求17所述的處理器，其中，所述偽隨機噪聲序列生成器進一步用於生成C個偽隨機噪聲序列片段，其中，所述c個偽隨機噪聲序列片段中的每一個偽隨機噪聲序列片段代表C個不同無線系統配置相應的特定無線系統配置。24、如權利要求23所述的處理器，其中，所述偽隨機噪聲序列生成器進一步用於通過以下步驟生成C個序列建立最大長度的偽隨機噪聲序列，該序列具有由關係式1+formulaseeoriginaldocumentpage6確定的比特數，其中N是所述時域符號序列的長度，並且c代表所述C個序列中的一個序列，所述偽隨機噪聲序列的最大長度至少為S;以及將最大長度的偽隨機噪聲序列分成C個長度為2N的不重疊的偽隨機噪聲序列片段。25、一種用在無線通信設備中的處理器，包括用於生成至少一個具有至少預定長度的偽隨機噪聲序列的模塊，其中，所述至少一個偽隨機噪聲序列代表無線系統的系統配置；用於將時域符號序列與所述至少一個偽隨機噪聲序列進行調製以生成捕獲導頻符號的模塊；用於將所述捕獲導頻符號掩碼到指定的頻率輪廓的模塊；以及用於將已調製且經過掩碼的捕獲導頻符號放置在幀中用於無線傳輸的模塊。26、如權利要求25所述的處理器，其中，所述時域符號序列是QPSK時域符號序列。27、如權利要求25所述的處理器，其中，所述用於生成至少一個偽隨機噪聲序列的模塊還用於生成多個偽隨機噪聲序列，其中，所述多個偽隨機噪聲序列中的每一個偽隨機噪聲序列代表相應的系統信息。28、如權利要求25所述的處理器，其中，所述用於生成偽隨機噪聲序列的模塊還用於生成長度是所述時域序列長度的至少兩倍的偽隨機噪聲序列。29、如權利要求25所述的處理器，進一步包括用於在掩碼前通過快速傅立葉變換將已調製的捕獲導頻符號轉換到頻域的模塊。30、如權利要求29所述的處理器，進一步包括用於在對所述捕獲導頻符號進行掩碼後使用快速傅立葉反變換將所述捕獲導頻符號轉換到頻域的模塊。31、如權利要求25所述的處理器，其中，所述用於生成至少一個偽隨機噪聲序列的模塊還用於生成C個偽隨機噪聲序列片段，其中，所述C個偽隨機噪聲序列片段中的每一個偽隨機噪聲序列片段代表C個不同無線系統配置相應的特定無線系統配置。32、如權利要求31所述的處理器，其中，所述用於生成偽隨機噪聲序列的模塊還用於通過以下步驟生成所述C個偽隨機噪聲序列「log!,)1+建立最大長度的偽隨機噪聲序列，該序列具有由關係式確定的比特數，其中N是所述時域符號序列的長度，並且c代表所述C水C一l序列中的一個序列，所述偽隨機噪聲序列的最大長度至少為^;以及將所述最大長度的偽隨機噪聲序列分成C個長度為2N的不重疊的PN片段。33、一種編碼有指令集的計算機可讀介質，所述指令包括用於生成至少一個具有至少預定長度的偽隨機噪聲序列的指令，其中，所述至少一個偽隨機噪聲序列代表無線系統的系統配置；用於將時域符號序列與所述至少一個偽隨機噪聲序列進行調製以生成捕獲導頻符號的指令；用於將所述捕獲導頻符號掩碼到指定的頻率輪廓的指令；以及用於將已調製且經過掩碼的捕獲導頻符號放置在幀中用於無線傳輸的指令。34、如權利要求33所述的計算機可讀介質，其中，所述時域符號序列是QPSK時域符號序列。35、如權利要求33所述的計算機可讀介質，其中，所述用於生成至少一個偽隨機噪聲序列的指令包括用於生成多個偽隨機噪聲序列的指令，其中，所述多個偽隨機噪聲序列中的每一個偽隨機噪聲序列代表相應的系統信息。36、如權利要求33所述的計算機可讀介質，其中，所述偽隨機噪聲序列的長度是所述時域序列長度的至少兩倍。37、如權利要求33所述的計算機可讀介質，進一步包括用於在掩碼前通過快速傅立葉變換將已調製的捕獲導頻符號轉換到頻域的指令。38、如權利要求37所述的計算機可讀介質，進一步包括用於在對所述捕獲導頻符號進行掩碼後使用快速傅立葉反變換將所述捕獲導頻符號轉換到頻域的指令。39、如權利要求37所述的計算機可讀介質，其中，所述用於生成至少一個偽隨機噪聲序列的指令包括用於生成C個偽隨機噪聲序列片段的指令，其中，所述C個偽隨機噪聲序列片段中的每一個偽隨機噪聲序列片段代表C個不同無線系統配置中相應的特定無線系統配置。40、如權利要求39所述的計算機可讀介質，其中，生成所述C個偽隨機噪聲序列進一步包括-用於建立最大長度的偽隨機噪聲序列的指令，該序列具有由關係式formulaseeoriginaldocumentpage8確定的比特數，其中N是所述時域符號序列的長度，並且c代表所述C個序列中的一個序列，偽隨機噪聲序列的最大長度至少為formulaseeoriginaldocumentpage9用於將所述最大長度的PN序列分成C個長度為2N的不重疊的PN片段的指令。全文摘要公開了用於構造在諸如OFDM系統的無線通信系統中傳輸的通信幀的導頻符號的方法和裝置。特別地，所述方法和裝置生成至少一個具有至少預定長度的偽隨機噪聲序列，其中至少一個偽隨機噪聲序列代表無線系統的系統配置。時域符號序列與至少一個偽隨機噪聲序列進行調製以創建時域捕獲導頻符號。已調製的捕獲導頻符號進一步被掩碼至指定的頻率輪廓並被置於無線傳輸幀中。相應地，通過將捕獲導頻符號與相應的不同偽隨機噪聲序列進行調製，可以使不同的系統配置從發射機傳送到接收機，同時提供較低的處理捕獲導頻符號所需的複雜度以及使用QPSK調製時的最小峰值平均功率比。文檔編號H04L27/26GK101518011SQ200780036041公開日2009年8月26日申請日期2007年9月27日優先權日2006年9月27日發明者M·M·王申請人:高通股份有限公司