信道堆疊系統及其操作方法

2023-05-12 02:10:41 2

專利名稱：信道堆疊系統及其操作方法
技術領域：
本發明所公開的方法和裝置涉及用於構造合成信號的系統和方法，更具體地說， 涉及用於組合預期序列的信道以形成合成信號的系統和方法。
背景技術：
許多居住建築，尤其老式的居住建築，具有難以具成本效益地分配高帶寬服務的 傳統的電纜基礎設施。期望高解析度(HD)視頻和/或高速數據通信服務的這些建築的住 戶可依靠信道堆疊系統來補充現有的電纜基礎設施以提供這些現代服務。如

圖1所示，信道堆疊系統1200可從M源1205接收多個信號1210。在典型的信 道堆疊系統中，信號源為衛星；然而，可由其它源提供這些信號。各個信號1210可含有多個 信道的信息，這些信道在特定帶寬內被頻分多路復用。通常在RF載波頻率上對各個頻帶進 行調製，其中所述RF載波頻率在這些源中可或不可被共用。信道堆疊系統1200將基於接 收器1215所提供的控制信號1225來處理傳入信號1210並提取感興趣的信道。隨後，將提 取的信道組合(即，堆疊)成適用於沿單個電纜傳輸的新的合成信號1220。有時這被稱為 對信道進行定序。合成信號1220的信道也被頻分多路復用，從而使各個接收器1215 (其用 於接收以合成信號1220內的指定頻率進行的程序設計)可通過控制信號1215接收其各自 的用戶所請求的信道。在圖2中，示出了對常規信道堆疊系統接收器1230的信號處理操作進行舉例說明 的進一步的細節。可通過一個或多個天線(未圖示)來接收多個RF信號1232，並傳到模 擬預處理級1233。模擬預處理級最初通過一個或多個低噪聲放大器對接收信號進行放大， 隨後通過帶通濾波器對整個頻帶進行濾波以濾除頻帶噪聲。隨後將所述信號提供給第一模 擬下變頻級1234，其將各個信號下變頻為相對低的RF信號(例如，從Ku波段轉換為L波 段)。接著，將此低RF信號耦接到第二模擬下變頻級1236，第二模擬下變頻級1236使用模 擬技術將所述信號下變頻為中間頻率(IF)fIF。在圖2的量值響應圖1246中示出了來自模 擬下變頻級1236的輸出。在一個實施例中，隨後通過模擬數字轉換器級1238對下變頻信 號進行數位化。接著，將數位化信號提供給數字交換和濾波/選擇級1240。在此級中，數字 開關(未圖示)基於預期信道選擇適當的信號源。一旦選擇了適當的信號源，則使用數字 濾波器(未圖示)提取感興趣的信道，如圖2的量值響應圖1248中所示。接著，將所述信 號傳到上變頻和數字模擬轉換級1242，上變頻和數字模擬轉換級1242將各個所選的信道 轉化成適當的輸出頻率f。K，如圖2的量值響應圖1250中所示。選擇各個信道的輸出頻率以 符合分配給請求接收器的頻率。隨後，使用模擬加法器將各個上變頻信道組合(定序)成合成信號。合成信號集中在f。且具有適合沿單個電纜傳輸的帶寬，圖2的量值響應圖1252 中示出了所述合成信號的一個實例。如上文所述，當前的信道堆疊系統衛星接收器通常採用多個下變頻處理。例如，常 規的信道堆疊系統接收器可採用兩級下變頻處理低噪聲塊(LNB)級中的第一下變頻，以 及IF級中的第二下變頻。多下變頻系統通常遭受不斷增加的電路複雜性及高功耗的缺點。此外，如上文所述，當前採用模擬技術從多個源(例如，衛星)選擇和提取信道並將這些信道組合成預期序列。這種處理在數字域中更為有利，而無需帶通濾波或希爾伯特 變換器。

發明內容
本發明公開了一種用於信道堆疊的系統和方法。在一個實施例中，信道堆疊系統 使用單個下變頻器級將接收到的RF信號直接下變頻為中間頻率(IF)信號，而不是首先將 接收到的信號轉換成L波段或其它此類低RF信號。對輸入RF信號的單個模擬域下變頻的 使用可生成具有預期序列的合成數位訊號。數位訊號交換和預處理(DSSP)級在數字域內 執行信道選擇、提取和定序。信道提取和轉換電路生成具有預期信道序列的合成數位訊號。一個實施例包括第一和第二下變頻器、第一和第二模擬數字轉換器以及數字交換 和信號處理級。第一下變頻器具有用於接收第一 RF輸入信號的輸入端。RF輸入信號包括 大量的第一信道。第一下變頻器使用單個模擬RF-IF頻率變換將第一 RF輸入信號直接下 變頻為第一 IF信號。第一 IF信號包括在第一 RF輸入信號中接收到的信道。第一模擬數 字轉換器將所述第一 IF信號轉換為第一數字IF信號。第二下變頻器具有用於接收第二 RF 輸入信號的輸入端，其中第二 RF輸入信號包括大量的第二信道。第二下變頻器使用單個模 擬RF-IF頻率變換將第二 RF輸入信號直接下變頻為第二 IF信號。第二 IF信號包括在第 二 RF輸入信號中接收到的第二信道。第二模擬數字轉換器將所述第二 IF信號轉換為第二 數字IF信號。數字交換和信號處理級接收各個第一和第二數字IF信號並且將至少一個所 述第一信道和至少一個所述第二信道組合為數字合成信號。附圖簡述呈現下列附圖以幫助對所公開的實施例的描述，並且僅用於對實施例的說明，而 非限制本發明實施例。圖1示出了採用常規信道堆疊系統的接收系統的頂層框圖。圖2示出了用於常規信道堆疊系統的信號處理操作。圖3示出了信道堆疊系統的頂層結構和信號圖。圖4示出了信道堆疊系統的進一步細節。圖5示出了圖4的信道堆疊系統中所示的第一和第二下變頻器電路。圖6和7示出了圖4的信道堆疊系統中所示的數字交換和信號處理級150的實施 例。圖8示出了圖4的信道堆疊系統中所示的上變頻器電路。圖9示出了信道堆疊系統的第二實施例。圖10示出了信道堆疊系統的第三實施例。圖11示出了信道堆疊系統的第四實施例。
圖12示出了信道堆疊系統的第五實施例。圖13示出 了下變頻器級的部分。圖14示出了第一下變頻器級的又一實施例。圖15示出了第三下變頻器級的又一實施例。發明詳述下列描述和相關附圖公開了信道堆疊系統的特定實施例。然而，通過這些實施例 的公開，本領域的技術人員將理解，也存在替代實施例。此外，本說明書中將不會詳細描述 所公開的系統的熟知元件或者將完全省略其描述，從而不會混淆所公開的系統的相關細 節。本說明書中所使用的術語僅用於描述特定的公開實施例的目的，而非意欲限制附 加的權利要求的範圍。如本說明書中所使用，除非上下文中明確指示，單數形式「一」、「一 個」或「所述」也意欲包括複數形式。應進一步理解，本說明書中所使用的術語「包含」、「包 括」、「具有」和/或『含有』指定了所陳述的特點、整數、步驟、操作、元件和/或組件的存在， 但是不排除一個或多個其它特點、整數、步驟、操作、元件、組件和/或其組合的存在或添 加。此外，可按照，例如計算設備的元件所執行的行為的順序來描述一些實施例。應認 識到，可由特定電路(例如，分立電路系統或專用集成電路(ASIC))通過一個或多個處理器 執行的程序指令，或通過執行指令的處理器和專用電路的組合，來執行本說明書中所描述 的各種行為。此外，本說明書中所描述的行為的順序可完全體現在任何形式的計算機可讀 存儲媒體中，其中當被執行時，這些計算機可讀存儲媒體將導致相關的處理器執行本說明 書中所描述的功能。因此，所公開的實施例的各個方面可呈現為大量不同的形式，所有這些 形式都將涵蓋在所保護的主題的範圍之內。圖3示出了信道堆疊系統100的頂層結構和信號圖。圖4描繪了用於實施信道堆 疊系統100的進一步的實施細節。系統100運行以將位於RF信號內的信道「堆疊」或組合 成合成信號，其中所接收的信道放置(或定序)在用於輸出到如機頂盒或其它接收器/調 諧器等呈現設備的預期信道隙。系統100使用單個RF下變頻以將接收信號從RF下變頻為 中間頻率(IF)。隨後將IF信號數位化以使餘下的處理能夠在數字域中完成。一旦信號被 選擇並適當地堆疊，則將系統100的輸出轉換回模擬域並上變頻為適當的RF信號。從多個RF源(1至M)接收信號102、104、106。RF輸入信號102、104、106中所包 括的第一或第二信道的數量和/或接收信號各自的帶寬是可變的。例如，對於RF輸入信號 102，總信道帶寬可介於100MHz-5GHz、或更具體地，介於500MHz-2GHz的範圍內。作為一實 例，可存在28個信道，各個信道為40MHz寬；或者，可存在40個信道，各個信道為29MHz寬。 在一個實施例中，從包括16個信道(S卩，每個衛星轉發器具有一個信號)的500MHz寬的衛 星信號接收信號。各個信道為29MHz寬。2GHz寬的衛星每個極化通常採用60個轉發器，各 個信道在通常為6-30MHZ的帶寬內變化，通常每個轉發器具有一個信道。任何特定的接收 信號102中所包括的信道的數量可為4、6、8、16、24、28、32、40、48、60、120或更多。在所公開的系統的一個實施例中，「RF信號」為中心頻率高於3GHz頻率範圍的信 號。RF信號可包括中心頻率介於3-40GHZ範圍內的信號。在另一實施例中，更具體地為介 於5-30GHZ的範圍內；而在又一實施例中，更具體地為介於8-26GHZ的範圍內。在一個實施例中，RF信號包括可從軌道衛星接收的X/Ku/Ka波段的信號。X/Ku/Ka波段如下舉例說 明X波段的頻率範圍為7GHz到12. 5GHz ；Ku波段的頻率範圍為10. 7GHz到12. 75GHz ；而 Ka波段的頻率範圍為17. 3GHz到20. 3GHz。然而，本領域的技術人員應理解，在替代實施例 中，RF信號可處於更低或更高的頻率。 此外，在一個實施例中，「IF信號」為中心頻率低於3GHz頻率範圍的信號，包括基 帶(中心頻率為OHz)信號。在一個特定實施例中，IF信號包括中心頻率介於0-2. 5GHz範 圍內的信號，更具體地為Ο-lGHz，且更具體地為0-500MHZ。如本領域的技術人員將理解，IF 信號中所包括的調製/信道信息將擴展到IF信號的中心頻率之外，並且IF信號的帶寬可 擴展為幾百兆赫、千兆赫或更高。然而，在這些實施例中，如上文所定義，IF中心頻率通常 低於3GHz。在一個實施例中，IF信號包括從已對衛星信號進行下變頻的另一系統接收的L 波段信號(例如，950MHz-2150MHz)。在另一實施例中，「IF信號」表示已在所公開的信道堆 疊系統內經歷先前的頻率變換的信號，而RF信號表示尚未在所公開系統的信道堆疊系統 內經歷先前的頻率變換的信號。然而，本領域的技術人員將理解，在替代實施例中，IF信號 可為頻率相對低於RF信號且尚未在所公開的信道堆疊系統內進行頻率轉化的任意信號。如從圖3和4可見，將各個信號102、104、106耦接到模擬預處理和下變頻(APD) 級107^中各自的一個。在一個實施例中，一個或多個APD級107包括對接收信號進行初 始放大的放大器111、121 (見圖4)。此外，一些APD級107內的濾波器112、122對整個頻帶 進行帶通濾波以濾除頻帶噪聲。在總帶寬為2GHz的實施例中，RF和IF濾波器中的每一個 均提供2GHz的通帶，以確保所有接收信道傳到數字交換和信號處理級(DSSP) 150。在一個 實施例中，RF和IF濾波器112和115具有固定的通帶寬度或中心(或截止)頻率。在替 代實施例中，RF和/或IF濾波器112、115具有可變通帶。在又一實施例中，帶寬可小於總 帶寬。在此實施例中，一個或多個濾波器112、115衰減/濾除至少一個接收信道。在一個 實施例中，RF和/或IF濾波器112、115是可調的並且具有適用於僅使得一個信道通過的 通帶。這种放大和濾波是可選的；並且，在所公開的方法和裝置的一個實施例中，這种放大 和濾波並非包括在所有的APD級107中；並且，在一個實施例中，任何APD級107中都不包 括這种放大和濾波。各個APD級107將信號下變頻到基帶(即，集中在OHz周圍)。第一下變頻器113 將第一 RF輸入信號102下變頻為第一 IF信號118。下變頻後的第一 IF信號118包括接收 RF信號102中所攜帶的多個第一信道102a、102b等。使用一個模擬混合操作(即，僅使用單個頻率變換)來執行到基帶的下變頻，其中 在所述模擬混合操作中，將僅具有「實」分量(即，無「虛」分量)的信號轉換為具有實1(同 相)分量和虛Q(正交)分量的複合表示。在所公開的方法和裝置的一個實施例中，從各個 APD級107輸出的信號的頻譜集中在零赫茲的頻率，如圖3中的量值響應圖125中所示。圖4示出了圖3中未示出的關於信道堆疊系統100的APD級107、數字模擬轉換器 (DAC)以及復-實轉換級109的細節。所公開的系統非局限於所採用的並行下變頻級的數 量。因此，系統100可包括任何多個並行APD級，例如2、3、4、6、8、16、24、32、48、60、120或 更多。在替代實施例中，可替代地使用具有用於各個RF源的多個信道的單個APD級。第一 APD級IOT1包括第一下變頻器113，圖5中將對其進行更為詳細地說明。第 一下變頻器113具有用於接收第一 RF輸入信號102的輸入端117，其中第一 RF輸入信號102包括多個第一信道102a、102b等等(如圖所示4)。如圖所示5，下變頻器113包括頻率源119、90度移相器105 (例如，90度混合耦接 器)、混頻器202和204、信號分離器103以及放大器222a_c。將輸入信號102放大、分離 並耦接到各個混頻器202和204。頻率源119向90度移相器105提供參考頻率206。移相 器105向混頻器202的本地振蕩器埠供應參考頻率206的0度相移版本，並向混頻器204 的本地振蕩器埠供應參考頻率206的相對90度相移版本。在一個實施例中，頻率源119 是固定的。在替代實施例中，頻率源119是可變的。可將頻率源119設定為提供任何特定 參考頻率的信號206。在一個實施例中，頻率源119提供特定頻率的信號206以將輸入信號 102直接下變頻到基帶(零IF)。在另一實施例中，頻率源119提供特定頻率的信號206以 將輸入信號102下變頻為低IF。根據本實施例，IF信號具有自OHz偏移的中心頻率。在此 實施例中，整個IF信號帶寬位於直流(DC)之上，如下文將進一步描述。通常，信號帶寬的 低端被置於DC (但是排除所述DC及其最近的頻率，通常幾百kHz或幾MHz的範圍，以避免 低頻閃爍噪聲和/或DC漏洩項的不利影響)附近，以便最小化所佔據的頻率範圍，由此最 小化ADC取樣率。將混頻器202和204的輸出端分別耦接到放大器222b和222c。放大器222b、222c 的輸出為正交相位下變頻信號118a和118b。返回圖4，在I和Q防混淆濾波器115和125中對信號118和124進行濾波，並且 隨後分別通過ADC對IOS1和IOS4進行數位化以產生數位化信號140和128。接著，將數字 化信號140和128耦接到DSSP 150。這些信號中的每一個包括至少一個在接收到傳入RF 信號102、104時呈現的信道。同樣，值得注意的是，通過模擬數字轉換器108η對來自APD 級107^所提供的各個覆信號的整個頻帶進行數位化。在接收到所述數位化信號時，DSSP 150在數字域中執行其所有交換和信號處理功 能。在所公開的系統的一個特定實施例中，將DSSP 150實施為數位訊號處理器。在另一實 施例中，DSSP 150為專用集成電路(ASIC)，其可包括射頻IC(RFIC)。本領域的技術人員將 理解，可使用其它電路/設備(例如，可編程門陣列等)來實施DSSP 150的下述功能，因此， 也可為DSSP 150實施這些替換或其任意組合。如圖3所示，DSSP 150包括矩陣交換級151、信道提取級153、信道頻率轉換級155 和複合信道組合級156。在一個實施例中，首先將數位化信號提供給交換矩陣151。交換矩 陣151可同時選擇M個複合數位化信號輸入端中的每一個並將各個輸入信號發送到N個復 合數位化輸出端中的一個或多個。通常，數位化輸出端的數量N大於或等於連接到信道堆 疊系統100的輸出端的接收器(未圖示)的數量。一旦通過交換矩陣151將信號源發送到信道提取級153的適當的輸入 端，信道提 取級153i_N則從基帶輸入信號提取感興趣的信道(即，去除所有不感興趣的信道)。在所公 開的方法和裝置的一個實施例中，這是通過首先使信道提取級153將預期信道數字地轉化 到基帶來完成。應注意，在所公開的方法和裝置的一些實施例中，信道已經處於基帶。在這 種情況下，不會發生此頻率變換。隨後，對轉化後的信道進行數字低通濾波以消除任何不感 興趣的帶內信道，從而僅保留感興趣的信道。量值響應圖127對應於來自信道提取級153 的I和Q輸出對中的一個，其展示了已被下變頻為基帶的最初集中在fk的感興趣信道以及 已從信號中濾除的不感興趣的其他信道。
隨後，將所提取的基帶信道(從信道提取級153的每個輸出端提取一個)提供給 信道頻率轉換級155i_N，其中將各個信道從基帶上變頻為非零中心頻率。在一個實施例中， 這些非零中心頻率中的每一個與一個接收器(未圖示)唯一地相關聯。如圖3中的量值響 應圖128所示，將對應於第N個交換輸出端的感興趣的信道上變頻為f。kK，其中f。kK為信號 將被去除(即，上變頻)以供接收器R接收的頻率。因此，將各個信道上變頻到其非零中心 頻率f。ki，其中指數「i」為表示接收器1到R的從1到R的值。隨後在複合信道組合級156 中對信道進行組合。此處，將所有的信道累加成一個如量值響應圖129所示並且集中在基 帶的組合的覆信號158。一旦從DSSP 150輸出此組合的覆信號，則將其提供給DAC和復-實轉換級109。 此級109最初將I和Q信道轉換成模擬信號，隨後將I和Q分量信號轉換成實信號188。在 此轉換過程中，將信號上變頻為中心頻率f。，其中各個信道集中在對應於請求所述信道的 接收器的頻率。此輸出信號188為合成信號，如圖3的量值響應圖131中所示。輸出信號 集中在f。，並且具有適合沿單個電纜傳輸的帶寬。

通過限制下變頻的數量並在數字域中執行大多數的處理，與通過常規技術產生的 信號相比，可改善合成信號的質量。此外，大多數的濾波在數字域中完成，這可實現對濾波 質量的更好控制。因此，可將更多的信道堆疊到合成信號上，從而可更好地利用單個輸出電 纜的有限帶寬。DSSP 15將至少一個所述第一信道102a、102b和至少一個所述第二信道104a、 104b組合成圖3所示的量值響應圖129中所說明的數字合成信號158。下文關於圖6和7 提供對與DSSP 150的操作相關的進一步的細節。類似於第一 APD級造第二 APD級1074，並且其可選地包括RF級放大器121、 RF濾波器122和IF濾波器125，其中的每一個可具有與第一 APD級IOT1的對應組件相同的 構造、類型和操作。第二 APD級1074也包括具有用於接收第二 RF輸入信號104的輸入端 141的第二下變頻器123，其中第二 RF輸入信號104包括多個第二信道104a、104b。第二下 變頻器123將第二 RF輸入信號104下變頻為包括所述多個第二信道104a、104b的第二模 擬IF信號124。如同在第一下變頻器電路113的情況下，在一個實施例中，第二下變頻器 123提供正交相位(I和Q)信號。在此實施例中，第二 IF信號128為正交相位信號對。第 二 APD級1074的輸出端被耦接到第二 ADC IOS4，其將第二 IF信號124轉換成第二數字IF 信號128。 在一個實施例中，各個APD級107執行單個模擬域下變頻。在此實施例中，APD級 107內的下變頻器113、123、133為信道堆疊系統中的用於將RF輸入信號102、104、106下 變頻為IF信號118、124、134的唯一模擬域下變頻器。然而，在替代實施例中，可提供其它 模擬域下變頻器。在所公開的系統的一個實施例中，第一、第二和第三IF信號118、124和 134大體上以相同的IF頻率運行。 根據所公開的系統，可採用若干不同的下變頻器架構。在一個實施例中，例如，當 頻率源119生成的參考信號206在下變頻後的IF信號118和124的頻帶內放置圖像信號 時，APD級IOT1提供正交相位(I和Q)下變頻信號以實現隨後的圖像抑制。在一個特定實 施例中，將參考信號206 (參看圖5)的頻率選擇為處於RF輸入信號的調製帶寬的中心。通 過將調製帶寬疊合在零頻率周圍，此選擇使輸出濾波衰減到調製帶寬的對應的一半。正交下變頻可實現這些信號的恢 復，如下文將進行闡明。系統100也包括第三APD級107M。第三APD級107M包括具有用於接收第三RF輸 入信號106的輸入端133a的第三下變頻器133，其中第三RF輸入信號106包括多個第三信 道106a、106b。第三下變頻器133將第三RF輸入信號106下變頻為包括所述多個第二信 道106a、106b的第三IF信號134。第三下變頻級進一步包括第三模擬數字轉換器108M，其 將第三IF信號134轉換成第三數字IF信號138。然而，如從圖4可看出，第三APD級107M 在下變頻器133之前不具有放大和濾波。在下文所公開的一個實施例中，第三APD級107m 可用於從另一信道堆疊系統100(即，級聯繫統)接收輸出188。因此，第三APD級107 可 被設置成接受從另一個這種信道堆疊系統(參看圖11及伴隨其下的論述)輸出的L波段 信號。第一 APD級IOT1的輸出端耦接到第一模擬數字轉換器(ADC) IOS1,其中第一模擬 數字轉換器(ADC) IOS1將第一模擬IF信號118轉換成第一數字IF信號140。應注意，第一 數字IF信號140為具有同相(I)和正交(Q)分量兩者的合成信號。ADC IOS1可為常規設 計以使用等於或高於通過供應到其上的下變頻信號所確定的尼奎斯特速率的定時頻率來 提供足夠量的信號解析度，例如至少4比特寬。同樣，如圖4所示，一個實施例中的第一、第二或第三ADC 108^ IOS4和108M是作 為成對的ADC來實現。各對具有一個專用於處理IF信號的同相(I)分量的ADC。該對的第 二 ADC專用於處理復IF信號118、124和134的Q分量。在一個實施例中，這些ADC 108為 常規設計以提供足夠量的信號解析度(例如，使用等於或高於通過供應到ADC 108的下變 頻信號所確定的尼奎斯特速率的定時頻率來提供至少4比特寬)。可在ADC之前實施濾波 器例如，低通濾波器)115、125、135以衰減任何頻帶外幹擾並防止混疊。如上文所述，DSSP 150接收各個第一和第二數字IF信號140、128、138。DSSP 150 將至少一個所述第一信道102a、102b和至少一個所述第二信道104a、104b組合成合成信號 158，在一個實施例中作為一對正交相位信號158a、158b來提供。在所公開的信道堆疊系統100的一個實施例中，DAC和復-實轉換級109將合成 信號返回模擬域和/或將信號重新調製成符合預期信號協議或標準的形式。例如，在所公 開的系統的一個實施例中，DAC和復-實轉換級109將輸出信號158置於符合「同軸電纜多 媒體聯盟」(MoCA)標準或乙太網IPTV的形式。在圖4所示的實施例中，系統100包括第一 和第二 DAC160、170以及上變頻器180。第一和第二 DAC 160、170接收數字正交相位信號 158a、158b中各自的一個以及各自的時鐘信號。各個DAC 160、170產生兩個正交相位模擬 合成信號168、178中各自的一個。上變頻器180接收正交相位合成模擬信號168、178並且 產生上變頻合成信號188。在一個實施例中，DSSP 150輸出處於基帶的正交相位信號158，a 158b，而上變頻器180將正交相位合成信號168、178從基帶頻率轉化為L波段頻率範圍。L 波段用於饋入接收器，例如電視機頂盒(STB)等。當然，上變頻器也可提供對其它頻率的變 換。在重新調製成不同格式，例如正交振幅調製，之後可執行信號解調。信道堆疊系統100 可實施為室外單元(ODU)，例如衛星接收系統的一部分，這種系統可接近衛星天線來提供。圖6和7示出了圖4的信道堆疊系統中所示的DSSP 150的實施例。在一個特定 實施例中，DSSP 150的交換矩陣151包括各自的I和Q開關矩陣302和304以及位於信道 提取器級153內的一個或多個(示為N)信道提取器/轉換器電路300。如下文將進一步詳細描述，信道提取器/轉換器電路300、350提取預期的信道並將其定位或放置在輸出信號 158的預期信道隙中。在一個實施例中，信道提取器/轉換器電路的數量將等於輸出信號 158(例如，4、6、8、16、24、28、32、40、48、60、120或更多信道)中的可用信道(即，信道隙) 的數量；但是在其它實施例，在DSSP 150中也可採用更多或更少數量的信道提取器/轉換 器電路。此外，在所公開的系統100的一個實施例中，DSSP 150採用兩種類型的信道提取 器/轉換器電路300和350。替代地，系統100具有電路300或350中的任意一個，如下文 將進一步描述。在系統100的一個實施例中，將處於圖4中APD級IOT1的I和Q輸出端的頻譜疊 合在DC周圍，因為LO頻率落在輸入信號頻帶內，通常在輸入帶寬的中部。由於此頻譜疊合， I和Q信號均含有源自Ka/Ku波段下的圖像頻率的信道的線性組合(圖像是關於Ku/Ka頻 率下的RF LO源119) :LI(下圖像)和UI(上圖像)。以兩個步驟實現所公開的系統中的 信道提取和放置方法第一步驟為從傳入信號中提取預期圖像(Li或UI中的任意一個)， 並且第二步驟為以預期輸出頻率上變頻和放置這些信道。在上述條件下可考慮兩種情況第一種情況，當RF LO 119的頻率介於兩個RF信 道(即，轉發器)之間時；第二種情況，當RF LO 119的頻率落在信道/轉發器的帶寬內。圖6示出了採用信道提取器/轉換器電路300的DSSP 150的一個實施例，其中信 道提取器/轉換器電路300配置用於所述第一種情況當RF LO介於兩個信道之間(S卩，在 信道之間將零中頻(ZIF)輸出疊合在DC)。信道提取器/轉換器電路300包括兩個處理級 307和309，下文將對各個處理級307和309進行進一步的描述。圖7示出採用第二種情況 下的信道提取器/轉換器350的DSSP 150的實施例，S卩，當RF LO落在信道內(隨後在ZIF 輸出端將信道疊合在DC周圍)。在這種情況下，LO頻率的優選位置為信道中部附近。在本 實施例中，信道提取器/轉換器電路350包括處理級359，在一個實施例中其與圖6中所示 出的信道提取器/轉換器電路300的處理級309相同。例如，可將相同的數字電路(例如， 圖6的信道提取器/轉換器電路300)用於信道提取器/轉換器電路300和350兩者，繞過 第一級307以將電路300配置成電路350，或者如需要，可從電路350的配置改裝電路300。 在這種情況下，改裝表示當數位訊號處理器作為平臺時使用例如數字多路復用器或開關接 合或繞過級307。可藉助於下列分析對從傳入信號信道提取以及放置入預期輸出頻率/信道隙進 行解釋。將圖4中LO源119的角頻率指定為《KF，傳入RF衛星信號的LI和UI信道(在 APD級107i中處於點103)可表示為cos ( ω RF- ω LI) t+cos ( ω RF+ ω ra) t ··· (1)其中(Ou= (Oui，表示相對於LO頻率coK F的圖像信道的角頻率，與此LO頻率等距。 方程式(1)中的第一項表示關於LO頻率COkf測量的下圖像(Li)信道，而第二項表示上圖 像(UI)信道。關於圖6所示的信道提取器/轉換器實施例，通過對圖3和4所示的APD級107 中的衛星信號進行下變頻獲得同相信號Ik 310和正交信號Qk 320。通過將衛星信號乘以 同相和正交LO信號，隨後在防混淆濾波器中進行低通濾波並在ADC中對所述信號進行數字 化，隨後通過交換矩陣302和304對預期信號源進行選擇/發送，從而完成下變頻。儘管此時信號Ik 310和Qk 320是數位訊號，但是為了進行分析，可以下列方程式表示所述信號 (為簡單起見，在所有的方程式中省略了此例因子，例如1/2、2等)310處的同相信號Ik:[cos ( ω RF- ω LI) t+cos ( ω RF+ ω m) t] · cos ( ω RFt) = cos ( ω LIt) +cos ( ω mt)... (2)其中，去除了和頻率項 2 · ωΕρ,因為所述信號經過低通濾波。類似地，320處的正交信號Qk [cos ( ω RF- ω LI) t+cos ( ω RF+ ω ra) t] · cos ( ω KFt_90° )=cos(coLIt-90° )+cos ((0^^+90° )... (3) 從方程式(2)和(3)可看出，Ik和Qk項含有源自Ka/Ku波段的圖像頻率、落在相 同頻率COu或COul(G)u = (Oul)的兩個信道的線性組合。接著，通過處於頻率fk(對應於角頻率《k，其被選擇為等於COu* COui :COk Qli =Oui，g卩，COk為以COu或COui所表示的信道帶寬的中部)的數字LO信號315，將Ik和Qk 下變頻為零IF，如下通過將方程式(2)的右手側乘以同相LO = COS(cokt)且在311處進行低通濾波， 可將來自310的同相信號Ik轉換為零IF，其中所述低通濾波可去除和項，於是312處的信 號為cos ( ω LI- ω k) t+cos ( ω ω k) t... (4)通過將方程式(3)的右手側乘以正交LO = cos( kt-90° )並進行低通濾波，可 對來自320的正交信號Qk進行下變頻，在314得到cos ( ω LI- ω k) t~cos ( ω υχ- ω k) t··· (5)將低通濾波器(311)的截止頻率設定成大約為信道帶寬的一半，從而使含有疊合 信道帶寬的差項能夠通過，而去除 2· Ok下的和項。在316處選擇+號(+1)並且對方程式⑷和(5)求和，在330處得到下圖像LI cos(coLI-cok)t... (6)若在316中選擇減號(-1)，則在330中獲得上圖像UI Cos(COui-Cok)I:... (7)可以類似的方式表明，在340中獲得的是與方程式(6)或(7)所表示的信號正交 的信號。在322中選擇減號(-1)，得到cos [(coLI-cok) t_90° ]…(8)或者，在322中選擇加號(+1)，得到cosRco^-coJt-gO。]... (9)方程式(6)和⑶表示LI信號的正交對，而方程式(7)和(9)表示數字域中零IF 頻率下的UI信號的正交對。為了簡化進一步的分析，通過以Δ (^替換差頻((Ou-COk)或(COui-COk),可將上 述兩個方程式對合併成一個方程式對cos(A cokt)... (10)cos (Δ Qkt-90° )··· (11)其中 Acok = ω LI-cok 或 Acok = Coui-Cok... (12)並且，由於(Ok ^ Qli = COui，Δ ω, ^ 0，即，Δ (Ok表示零IF，其中信號帶寬疊合在DC周圍。取決於選擇了哪一個輸入圖像，方程式(10)和(11)表示330/340處的LI或UI 正交對中的任意一個。這完成了第一級處理——信道提取。接著，執行第二步驟——將這些信號放入輸出頻率。這是通過以下方式來實現將 以方程式(10)和(11)表示的正交對在角頻率ωΛ的頻率f。k下乘以正交數字LO 335(可 變)從而上變頻為輸出頻率。在上混頻器的輸出端，點332處的信號為cos ( ω。k- Δ ω k) t+cos ( ω。k+ Δ ω k) t... (13)並且，在點334處cos ( ω。k- Δ ω k) t_cos ( ω。k+ Δ ω k) t... (14)在336中選擇+號(+1)並且對方程式(13)和(14)求和，在338處得到cos(co。k-A cok)t... (15)若在336中選擇減號(-1)，則在338處獲得cos(co。k+A cok)t... (16)類似地，可顯示，在348處可獲得當346被設定為-1時cos[(co。k-A cok)t+90° ]...(17)並且，當346被設定為+1時 cos[(co。k+A cok)t_90° ]...(18)方程式(15)和(17)表示338/348處的Ik。ut、Qk。ut對，其在通過合成器156a/156b 和DAC 160/170之後，將在圖4的正交上變頻器180中進行上變頻之後在未級輸出端產生 LSB邊頻帶，而方程式(16)和(18)表示將在未級輸出端產生USB邊頻帶的信號對，如下文 將進行分析。將方程式(15)和(17)在頻率f。(角頻率ω。)下乘以圖4中LO 181的對應正交 分量並且對求和電路185中的乘積進行組合，得到cos(co。k-A C0k)t · cos(co。t)-cos[(co。k-A cok)t+90° ] · cos ( ω。t_90° )= cos(co。-co。k+A cok)t... (19)其表示輸出頻率co。ut = ω。-ωΛ下的LSB邊頻帶。類似地，將方程式對(16)和(18)乘以正交LO 181並組合所述項，得到cos(co。k+A cok)t · cos(co。t)-cos[(co。k+A cok)t_90° ] · cos (ω。t_90° )= cos ( ω。+ ω。k+ Δ ω k) t... (20)其表示輸出頻率co。ut = ω。+ωΛ下的USB邊頻帶。從方程式(19)或(20)可看出，圖6中數字振蕩器335的頻率f。k表示預期輸出頻 率與LO頻率f。的距離，大於或小於f。。就圖7的信道提取器/轉換器電路的實施例而言，當下變頻後的信道在ZIF輸 出端疊合在DC周圍時，本實施例展示了當RF LO落在信道的中部時信道提取器/轉換器 350的電路配置。在這種情況下，輸入端頻率ω η等於RF LO 10的頻率，S卩，ω in coKF或 (coin-(Okf) 0。指定ω η-COkf= Δ ω。，則390處的落在信道提取器/轉換器350內的同 相下變頻、數位化並低通濾波的信號可被表示為
cos (Δ ωοt) ··· (21)類似地，380處的正交信號為cos(Aco。t-90° )…(22)將低通濾波器(375)的截止頻率設定成大約為信道帶寬的一半，從而使含有疊合 的預期信道帶寬的差項能夠通過，而去除其它信道，導致方程式(21)和(22)中僅保留一 項，表示預期信道。方程式對(21)、(22)等同於方程式對(10)、(11)，表示信道提取器/轉換器350 中390/360處的信號的格式與信道提取器/轉換器300中信號330/340的格式相同，而這 又表示對這些信號的隨後處理且由此信道提取器/轉換器350中的電路與信道提取器/轉 換器300中相同。可看出，未使用帶通信道濾波器和希爾伯特變換器。同樣，使用了獨立的I和Q加 法器(分別為156a、156b)。因為使用了低通濾波器而不是帶通濾波器，可降低濾波器和電 路複雜性。不使用希爾伯特變換器的優勢在於，可降低電路複雜性和功耗。圖8示出了圖4的信道堆疊系統中所示的上變頻器電路180。上變頻器180包括 頻率源181 (其可為固定或可變頻率)，其中頻率源181向90度移相器183提供參考頻率 182，移相器183向混頻器184a和184b提供參考信號的大體上正交相位版本。混頻器184a 和184b也接收各自的模擬正交相位合成信號168和178 (在防混淆濾波之後)以產生上變 頻信號，通過信號組合器185對所述上變頻信號進行求和以產生上變頻合成信號188。可將 上變頻合成信號188供應給接收器，例如機頂盒或另一信道堆疊系統，由此將附加的信道 添加到合成信號188內的信道上。下文將對所公開的系統的後一個實施例進行進一步地描 述，並且在圖10和11中進行示出。圖9示出了信道堆疊系統500的第二實施例，其中先前所標記的部件保留相同的 參考標記。系統500具有預下變頻交換矩陣510和頻率變換模塊520。交換矩陣510包括 多個輸入端SII1-SIIm以及多個輸出端512^512,，其中所述多個輸入端5111_511 用於接收 各個第一和第二輸入信號102、104、106。交換矩陣510將在任意交換矩陣輸入端處接收到 的任意信號耦接到任意一個或多個交換矩陣輸出端，由此提供靈活的信道分配並產生多樣 的合成信號158、168、178和188。在本實施例中，以數位訊號處理級(DSPS) 161替換系統 100的DSSP 150。DSPS 161執行除交換以外的DSSP150的所有信號處理任務，在本實施例 中，交換是通過交換矩陣510在模擬域中執行。可使用任何類型的硬體和/或在任何類型 的適當處理器(例如，可編程數位訊號處理器)上執行的軟體來實施DSPS 161。頻率變換模塊520將外部供應的信號106頻率轉化為交換矩陣510的預期輸入頻 率。在一個特定實施例中，外部供應的信號106為L波段信號，其中頻率變換模塊用於將信 號106上變頻為處於信號102和104的範圍(即，X/Ku/Ka波段頻率範圍)內的頻率。此 夕卜，若輸入信號106在交換矩陣510和下變頻器的預期輸入頻率範圍內，則可省略頻率變換 模塊520。在本實施例中，按照圖7的配置350來配置DSSP 150內的信道提取器/轉換器。圖10示出了信道堆疊系統600的第三實施例，其中先前所標記的部件保留其參考 標記。系統600包括多個信道堆疊部分，其通過信號組合器690並聯耦接到一起。第一信道堆疊部分IOO1(圖4中的系統100)或ODU1提供第一合成信號188。第M 信道堆疊部分IOOm或ODUm提供第M合成信號688。第M信道堆疊部分IOOM(ODUm)包括具有用於接收第三輸入信號602的輸入端610a的第三下變頻器610，其中第三輸入信號602 具有多個第三信道60h、602b。第三下變頻器610將第三輸入信號602下變頻為第三下變 頻信號618，信號618包括所述多個第三信道60h、602b。第三下變頻器610的結構和操作 大體上類似於第一和第二 APD級IOT1和1074。
第M信道堆疊部分IOOm進一步包括第三ADC 630，其將第三下變頻信號618轉換 為第三數字下變頻信號638。第三ADC 630在結構和操作上與第一 ADC 108大體上相同。
第M信道堆疊部分IOOm進一步包括具有用於接收第四輸入信號604的輸入端的 第四下變頻器620，其中第四輸入信號604包括多個第四信道6(Ma、604b，第四下變頻器620 將第四輸入信號604下變頻為包括所述多個第四信道6(Ma、604b的第四下變頻信號628。 第四ADC 640將第四下變頻信號6 轉換為第四數字下變頻信號648。第四下變頻器620 和ADC640在結構和操作上與第二下變頻器220和ADC 240大體上相同。
第M信道堆疊部分IOOm進一步包括第二(或第M)數字交換和信號處理器650，其 接收各個第三和第四數字下變頻信號638、648。處理器650將至少一個所述第三信道60加、 602b和至少一個所述第四信道6(Ma、604b組合成第二合成信號658。處理器650在結構和 操作上與圖4的DSSP 150在結構和操作上大體上相同。
第M信道堆疊部分IOOm還包括數字模擬轉換器(DAC)660、670以及上變頻器680， 其在結構和操作上與圖4的DAC 160和170以及上變頻器180大體上相同。第M信道堆疊 部分IOOm提供第二合成信號688。
系統600進一步包括信號組合器690，其將第一和第二合成信號188和688組合成 組合的合成信號698。以此方式，可實現任何數量的信道堆疊部分以提供具有信道和/或信 道序列的不同混和的不同合成信號。
進一步注意到，用於各個信道堆疊部分IOO1-IOOm的後-DSP電路是可選的。在替 代實施例中，省略了 DAC 160、170、660、670以及上變頻器180和680，並且信號組合器690 在數字域運行以對數字合成信號158和658進行合成從而產生合成信號698。可使用DAC 和上變頻器電路將所得的數字合成信號轉換到模擬域。
圖11示出了信道堆疊系統700的第四實施例，其中先前標記的部件保留其參考標 記。系統700包括多個串聯耦接的信道堆疊部分。
第一信道堆疊部分IOO1(圖4中的系統100)或ODR提供第一合成信號188。第二 信道堆疊部分IOO2或OD^將來自第三信號702的一個或多個信道添加到第一合成信號188 以產生第二合成信號788。第二信道堆疊部分IOO2(ODU2)包括具有用於接收第三輸入信號 702的輸入端710a的第三下變頻器710，其中第三輸入信號702具有多個第三信道70加、 70沘。第三下變頻器710將第三輸入信號702下變頻為包括所述多個第三信道70h、702b 的第三下變頻信號718。第三下變頻器710的結構和操作與第一和第二 APD級IOT1和1074 大體上類似。
第二信道堆疊部分IOO2進一步包括第三ADC 730，其將第三下變頻信號718轉換 為第三數字下變頻信號748。第三ADC 730在結構和操作上與第一 ADC 108大體上相同。 儘管，除第一合成信號188之外，圖11的實施例僅示出了一個接收信號702，但是應理解，也 可接收額外的信號源(例如，來自Mt. 4的源)，並且在此實施例中，將採用對應的下變頻和 ADC鏈來捕獲這些額外信號中所包括的信道。16
第二信道堆疊部分IOO2進一步包括第二數字交換和信號處理器750，其用於接收 第三數字下變頻信號748和第一合成信號188 (通過下變頻器和ADC 720而呈數字形式)。 第二數字交換和信號處理器750將至少一個所述第三信道70h、702b和第一合成信號188 中所包括的至少一個第一或第二信道102a、102b、104a、104b組合成第二合成信號758。以 此方式，可對任何數量的信道堆疊部分進行串聯耦接以提供具有信道和/或信道序列的不 同混和的不同合成信號。此外，可將提供相對較少信道的第一合成信號188抽頭並分配給 第一組用戶以提供基本的信道服務，而可將提供較多信道的第二合成信號788分配給第二 組用戶以作為額外付費服務。
對於圖10的並行信道堆疊系統600，用於信道堆疊部分IOO1和IOO2中的一個或 兩個的後-DSSP電路是可選的。例如，可省略第一信道堆疊部分IOO1的DAC 160、170和上 變頻器180，並且可省略第二信道堆疊部分IOO2的下變頻器和ADC電路720，由此可實現將 數字合成信號158直接供應給第二 DSSP 750。DAC 760和770以及上變頻器電路780可用 於將所得的第二數字合成信號轉換到模擬域以分配給模擬機頂盒或其它要求模擬格式信 號的接收器。若第三信道堆疊部分IOO3 (未圖示)接收第二合成信號788，則可將DAC 760 和770以及上變頻器780從第二信道堆疊部分IOO2中省略或去除，而將第二數字合成信號 758直接供應給封裝在第三信道堆疊部分的第三處理器。可繼續對額外的信道堆疊部分進 行串聯耦接以實現任何數量的信道堆疊部分。
在另一實施例中，選擇參考頻率信號，從而在輸入信號的調製帶寬內不生成任何 圖像信號，並且在這種情況下，僅利用單個ADC ^^或川民。作為一實例，第一 APD級107i 接收在頻率範圍12. 2-12. 7GHz上運行的Ku波段頻率信號，並且採用可生成在任意一個帶 端(即，12. 2GHz或12. 7GHz)運行的參考信號的參考，以提供零_IF、500MHz寬的IF信號 118。在這種情況下，ADC IOS1為可在1. IGHz的時鐘頻率下運行以提供數字IF信號118的 單個ADC。可在第一 APD級IOT1內對在Ka波段頻率範圍運行的信號進行類似地處理，其中 在第一 APD級107i內，LO信號在17. 3GHz或17. 8GHz中的任意一個帶端下運行。在一個實 施例中，第二 APD級1074類似於第一 APD級K^1。
圖12示出了信道堆疊系統800的第五實施例，其中先前標記的部件保留其參考標 記。系統800包括多個下變頻器級，其中各個下變頻器級的結構可與下變頻器級810相同。 具體地說，下變頻器級810充當低IF下變頻器，由此可選擇下變頻器電路813內的參考源 的頻率以提供處於低IF頻率範圍內的下變頻信號。所述低IF頻率範圍可介於0. 1-500MHZ, 更具體地說，介於5-505MHZ，或者在較寬帶寬衛星情況下，介於例如5-1005MHZ或 5-2055MHZ。由於選擇了 LO頻率，因此在下變頻信號814的調製帶寬內不會生成任何圖像 信號，從而可對下變頻信號的單個版本進行處理，而無需用於隨後的圖像抑制的I和Q信號 處理。輸入RF放大器811、輸入RF濾波器812、IF濾波器815和ADC 816的結構和操作可 如上文的先前實施例中所描述。DSSP 850運行以提取信道並將其放置在預期信道隙內以在 輸出數位訊號859中組合預期序列的信道。為了實現此功能，可利用零IF數字正交下變頻 器，其將從ADC輸出端818線路選取的信道下變頻為I、Q ZIF信號並將這些I、Q信號接入 圖7的信道提取器/轉換器350的輸入端370/360。DAC 860運行以將數字輸出信號859 轉換為模擬形式，而輸出信號888被供應給模擬接收器，例如電纜機頂盒(未圖示)。可選 的濾波器870(例如，低通濾波器)對可能是由DAC 860產生的頻帶外幹擾進行衰減。如所說明，下變頻器級810充當介於輸入RF信號與輸出數位訊號859之間的單個模擬域下變頻 器級。
圖13示出了下變頻器級810的部分。下變頻器級810包括下變頻器電路813、濾 波器815(例如，帶通濾波器)以及ADC 816。可選地，可在ADC前方構建放大器(例如，可 變增益放大器)以控制發送到此處的輸入信號振幅。
下變頻器電路813包括參考913a(例如，鎖相迴路振蕩器)、混頻器913b、輸入放 大器913c (例如，可變增益放大器)以及輸出放大器913d。在所描述的輸入RF信號的調製 寬度為Ku或Ka波段或約500MHz的實施例中，濾波器815具有近似相同的帶寬，即，允許所 有的信道通過。ADC816時鐘控制在足夠大的速率以實現精確取樣，符合尼奎斯特取樣標準， 例如對於500MHz調製帶寬為1. IGHz。將數位化IF信號818供應給DSSP 859, DSSP 859提 取所選的信道並將其組合成預期信道序列，如上文所描述。
圖14示出了第一下變頻器級1010的又一實施例。在本實施例中，第一下變頻器 級1010對介於10. 7-11. 725GHz (低X波段)之間和介於11. 725-12. 75GHz (高X波段)之 間的寬帶X波段信號進行處理，儘管可對級1010進行修改以使其還可在其它頻率範圍內運 行。第一下變頻器級1010在操作上類似於圖4所示出的第一 APD級IOT1，但是利用了兩個 下變頻器電路1013和1023對寬帶X波段輸入信號的高和低頻帶部分進行下變頻，同時採 用了相對窄帶濾波和低取樣率ADC。
如圖所示，第一下變頻器級1030包括濾波器(例如，帶通濾波器)1002和1004 以供應所施加的輸入信號的低和高部分。在替代實施例中，可使用雙工器。將低X波段信 號供應給第一下變頻器電路1013。將低L波段信號放大並分離成兩個部分，通過各自的混 頻器對各個部分進行下變頻，其中所述混頻器接收從大約在低X波段頻率範圍的中頻帶或 11. 2125GHz下運行的源發出的正交-相位參考信號。將下變頻後的正交相位低X波段信 號1014供應給濾波器1015，各個濾波器1015具有大約512MHz的通帶。使用ADC對1016 以足夠大的尼奎斯特速率，例如1. 2GHz，對正交IF信號1014進行數位化。將數位化IF信 號1018供應給與圖6 (若LO位於信道之間)或圖7 (若LO處於信道中心)所示的具有相 同結構的DSSP(未圖示)以進行信道提取和放置。
將從濾波器1004輸出的高X波段信號供應給第二下變頻器電路1023。儘管參考 頻率被調整為高X波段的中頻帶或12. 2375GHz，但是第二下變頻器電路1023的配置和操 作類似於第一下變頻器電路1013。將下變頻後的正交相位高X波段信號IOM供應給濾波 器1025，各個濾波器1025具有大約512MHz的通帶。使用ADC對10 以足夠大的尼奎斯特 速率，例如1.2GHz，對正交IF信號IOM進行數位化。將數位化IF信號10 供應給與圖 6 (若LO位於信道之間)或圖7 (若LO處於信道中心)所示的具有相同結構的DSSP (未圖 示)以進行信道提取和放置。以此方式，可使用相對窄帶濾波和低取樣率ADC對相對寬帶 RF輸入信號進行處理，而不會出現信號退化。
圖15示出了第三下變頻器級1130的又一實施例。在一個特定實施例中，第三 下變頻器級1130對L波段信號，具體地說，介於950-1450MHZ (低L波段)之間和介於 1650-2150MHZ (高L頻帶)之間的信號進行處理，儘管可對級1130進行修改以使其還可其 它頻率範圍內運行。第三下變頻器級1130的操作類似於圖4中所示出的第三APD級107m， 但是利用了兩個下變頻器電路1113和1123對高和低L波段部分進行下變頻，同時採用相對窄帶濾波和低取樣率ADC。
如圖所示，第三下變頻器級包括濾波器1102和1104，其用於供應所施加的輸入信 號的低和高部分。在替代實施例中，可使用雙工器。將低L波段信號供應給第一下變頻器 電路1113。將低L波段信號放大並分離成兩個部分，通過各自的混頻器對各個部分進行下 變頻，所述混頻器接收從大約在低L波段頻率範圍的中頻帶或在1. 2GHz下運行的源發出的 正交相位參考信號。將下變頻後的正交相位低L波段信號1114供應給濾波器1115，各個 濾波器1115具有大約250MHz的通帶。使用ADC對1116，以足夠大的尼奎斯特速率，例如 600MHz，對正交IF信號1114進行數位化。將數位化IF信號1118供應給與圖6 (若LO位 於信道之間)或圖7(若LO處於信道中心)所示的具有相同結構的DSSP(未圖示)以進行 信道提取和放置。
將從濾波器1104輸出的高L波段信號供應給第二下變頻器電路1123。儘管參考 頻率被調整為高L頻帶的中頻帶或1. 9GHz，但是第二下變頻器電路1123的配置和操作類似 於第一下變頻器電路1113。將下變頻後的正交相位高L波段信號IlM供應給濾波器1125， 各個濾波器1125具有大約250MHz的通帶。使用ADC對11 ，以足夠大的尼奎斯特速率，例 如600MHz，對正交IF信號IlM進行數位化。將數位化IF信號11 供應給與圖6(若LO 位於信道之間)或圖7(若LO處於信道中心)所示的具有相同結構的DSSP(未圖示)以進 行信道提取和放置。以此方式，可使用相對窄帶濾波和低取樣速率ADC對相對寬帶信號進 行處理，而不會出現信號退化。
本領域的技術人員將理解，可使用各種不同的技術和技藝來表示信息和信號。例 如，上文的描述中所引用的數據、指令、命令、信息、信號、位、符號和碼元可通過電壓、電流、 電磁波、磁場或粒子、光場或粒子或其任意組合來表示。
此外，本領域的技術人員將理解，可將結合本說明書中所公開的實施例而描述的 各種說明性邏輯塊、模塊、電路和算法步驟實施為電子硬體、計算機軟體或兩者的組合。為 了清晰地說明此硬體和軟體的互換性，上文通常已依據其功能性描述了各種說明性組件、 塊、模塊、電路和步驟。此功能性是實施為硬體還是軟體取決於施加在整個系統上的特定應 用和設計限制。熟練的技工可以採用用於各個特定應用的各種方式來實施所述的功能性， 但是這些實施決定不應被解釋為背離本說明書的範圍。
結合本說明書所公開的實施例而描述的方法、序列和/或算法可直接體現為硬 件、通過處理器執行的軟體模塊，或硬體和軟體的組合。軟體模塊可存在於RAM存儲器、閃 速存儲器、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬碟、移動磁碟、CD-ROM或本 技術領域中已知的任何其它形式的存儲媒體中。例示性的存儲媒體被耦接到處理器，從而 使所述處理器可從所述存儲媒體讀取信息或向所述存儲媒體寫入信息。在替代情況下，可 將存儲媒體整合到處理器中。
因此，所公開的系統的一個實施例可包括能夠體現一種用於信道堆疊的方法的計 算機可讀媒體。因而，所公開的系統非局限於所說明的示例，並且所公開的系統的實施例包 括用於執行本文所描述的功能性的任何方式。
儘管上文示出了本發明的說明性實施例，但是應注意，可在不背離所公開的系統 的範圍的情況下對所述實施例做出各種變化和修改。此外，本發明應僅通過所附的權利要 求來限定。無需以任何特定的順序來執行權利要求中的功能、步驟和/或動作。此外，儘管本發明的元件可被描述或主張為單數形式，但是除非明確聲明限制單數，本發明也涵蓋這 些元件的複數形式。
權利要求
1.一種信道堆疊系統，包括a)第一下變頻級，包括i)第一下變頻器電路，具有用於接收第一 RF輸入信號的輸入端，其中所述第一 RF輸 入信號包括多個第一信道，所述第一下變頻器使用單個模擬RF-IF頻率變換將所述第一 RF 輸入信號下變頻為包括所述多個第一信道的第一 IF信號；以及 )第一模擬數字轉換器，用於將所述第一 IF信號轉換為第一數字IF信號；b)第二下變頻級，包括i)第二下變頻器電路，具有用於接收第二RF輸入信號的輸入端，其中所述第二RF輸入 信號包括多個第二信道，所述第二下變頻器電路使用單個模擬RF-IF頻率變換將所述第二 RF輸入信號下變頻為包括所述多個第二信道的第二 IF信號；以及 )第二模擬數字轉換器，用於將所述第二 IF信號轉換為第二數字IF信號；以及c)數字交換和信號處理器，用於接收各個第一和第二數字IF信號，所述數字交換和信 號處理器將至少一個所述第一信道和至少一個所述第二信道以數字方式組合為數字合成 信號。
2.根據權利要求1所述的信道堆疊系統，其中所述單個模擬RF-IF頻率變換包括將Ku 波段信號轉換成頻率低於3GHz的信號。
3.根據權利要求1所述的信道堆疊系統，進一步包括第三下變頻級，其包括a)第三下變頻器電路，具有用於接收IF輸入信號的輸入端，其中所述IF輸入信號包括 多個第三信道，所述第三下變頻器電路將所述IF輸入信號下變頻為包括所述多個第三信 道的第三IF信號；以及b)第三模擬數字轉換器，用於將所述第三IF信號轉換為第三數字IF信號。
4.根據權利要求3所述的信道堆疊系統，其中所述第一、第二和第三下變頻器電路為 零-IF下變頻器電路，而其中所述第一、第二和第三IF信號包括大體上集中在OHz周圍的 基帶信號。
5.根據權利要求1所述的信道堆疊系統，進一步包括用於向各自的第一和第二下變 頻器級提供各自的第一和第二參考信號的各自的第一和第二參考頻率源。
6.根據權利要求5所述的信道堆疊系統，其中所述第一和第二參考頻率源為可變頻率源。
7.根據權利要求1所述的信道堆疊系統，其中所述第一下變頻信號包括一對正交相位 信號，並且其中所述第二下變頻信號包括一對正交相位信號。
8.根據權利要求1所述的信道堆疊系統，其中所述合成信號包括一對從所述數字交換 和信號處理器輸出的數字正交相位信號。
9.根據權利要求8所述的信道堆疊系統，其進一步包括a)第一和第二數字模擬轉換器，其用於接收所述數字正交相位信號中各自的一個並產 生兩個正交相位模擬合成信號中各自的一個；b)上變頻器，用於接收各個模擬正交相位合成信號並產生上變頻合成信號。
10.根據權利要求1所述的信道堆疊系統，其中所述第一輸入信號包括在頻率範圍X波 段、Ku波段或Ka波段接收的信號，而所述第二輸入信號包括在頻率範圍L波段接收的信號。
11.根據權利要求1所述的信道堆疊系統，其中所述合成信號包括第一合成信號，所述信道堆疊系統進一步包括a)具有用於接收第三輸入信號的輸入端的第三下變頻器，其中所述第三輸入信號包括多個第三信道，所述第三下變頻器將所述第三輸入信號下變頻為包括所述多個第三信道的 第三下變頻信號；b)用於將所述第三下變頻信號轉換成第三數字下變頻信號的第三模擬數字轉換器；c)具有用於接收第四輸入信號的輸入端的第四下變頻器，其中所述第四輸入信號包括 多個第四信道，所述第四下變頻器將所述第四輸入信號下變頻成包括所述多個第四信道的 第四下變頻信號；d)用於將所述第四下變頻信號轉換為第四數字下變頻信號的第四模擬數字轉換器；e)用於接收各個所述第三和第四數字下變頻信號的第二數字交換和信號處理器，所述 第二數字交換和信號處理器將至少一個所述第三信道和至少一個所述第四信道組合為第 二合成信號；以及f)將所述第一和第二合成信號組合為組合的合成信號的信號組合器。
12.根據權利要求1所述的信道堆疊系統，其中所述合成信號包括第一合成信號，所述 信道堆疊系統進一步包括a)具有用於接收第三輸入信號的輸入端的第三下變頻器，其中所述第三輸入信號包括 多個第三信道，所述第三下變頻器將所述第三輸入信號下變頻為包括所述多個第三信道的 第三下變頻信號；b)用於將所述第三下變頻信號轉換成第三數字下變頻信號的第三模擬數字轉換器；以及c)用於接收所述第三數字下變頻信號和所述第一合成信號的第二數字交換和信號處 理器，所述第二數字交換和信號處理器將至少一個所述第三信道和至少一個所述第一或第 二信道組合為第二合成信號。
13.根據權利要求12所述的信道堆疊系統，其中所述第一合成信號包括數位訊號，所 述信道堆疊系統進一步包括a)數字模擬電路，其用於接收所述第一數字合成信號並將所述第一數字合成信號轉換 為第一模擬合成信號；以及b)模擬數字轉換器，其用於將所述第一模擬信號轉換為輸入到所述第二數字交換和信 號處理器的數位訊號。
14.一種用於對合成信號中的信道進行組合的方法，其包括a)在單個頻率變換處理中將包括多個第一信道的第一輸入信號下變頻為包括所述多 個第一信道的第一 IF信號；b)將所述第一IF信號轉換為第一數字IF信號；c)在單個頻率變換處理中將包括多個第二信道的第二輸入信號下變頻成包括所述多 個第二信道的第二 IF信號；d)將所述第二IF信號轉換成第二數字IF信號；以及e)在數字域中將至少一個所述第一信道和至少一個所述第二信道組合為數字合成信號。
15.根據權利要求14所述的方法，其中使用單個頻率變換將所述第一和第二IF信號下變頻為零中頻。
16.根據權利要求15所述的方法，進一步包括將所述第一和第二 IF信號轉換為具有同相(I)和正交(Q)分量的複合IF信號。
17.根據權利要求14所述的方法，進一步包括a)向多個接收器提供對所述第一和第二數字IF信號內的信道的訪問；以及b)從所述第一和第二數字IF信號中的多個信道提取感興趣的信道。
18.根據權利要求17所述的方法，其中提供對所述感興趣的信道的訪問進一步包括 在各個數字IF信號與各個所述多個接收器之間進行數字交換。
19.根據權利要求17所述的方法，進一步包括a)將各個感興趣的信道以數字方式上變頻為唯一的中間輸出頻率；以及b)對上變頻後的感興趣的信道進行數字求和以形成數字合成信號。
20.根據權利要求19所述的方法，進一步包括a)將所述數字合成信號轉換成模擬合成信號；以及b)將所述模擬合成信號上變頻為輸出中心頻率。
21.一種用於對合成信號中的信道進行組合的方法，其包括a)使用單個頻率變換將多個RF輸入信號轉換為集中在基帶的多個數字IF信號；b)向多個接收器提供對所述數字IF信號內的多個信道的訪問；c)從所述多個信道提取感興趣的信道；以及d)從所提取的信道生成數字合成信號，其中各個提取的信道集中在唯一的中間輸出頻率。
22.根據權利要求21所述的方法，進一步包括 將所述數字合成信號轉換成模擬合成信號；以及 將所述模擬合成信號上變頻為輸出中心頻率。
全文摘要
一種信道堆疊系統，包括第一和第二下變頻級、第一和第二模擬數字轉換器以及數字交換和信號處理器。所述第一下變頻級包括具有用於接收第一RF輸入信號的輸入端的第一下變頻器電路，其中所述第一RF輸入信號包括大量的第一信道。所述第一下變頻器電路將所述第一RF輸入信號下變頻成包括所述大量第一信道的第一IF信號。所述第一模擬數字轉換器將第一IF信號轉換成第一數字IF信號。所述第二下變頻器級包括具有用於接收第二RF輸入信號的輸入端的第二下變頻器電路，其中所述第二RF輸入信號包括大量的第二信道。所述第二下變頻器電路將所述第二RF輸入信號下變頻包括所述大量第二信道的第二IF信號。
文檔編號H04N7/20GK102037727SQ200980118574
公開日2011年4月27日 申請日期2009年5月18日 優先權日2008年5月21日
發明者B·帕特羅維克, I·顧然茨, K·巴格羅夫 申請人:熵敏通訊股份有限公司