高效率全數字發送裝置的製作方法

2023-05-10 13:12:16 1

專利名稱：高效率全數字發送裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種高效率全數字發送裝置。
背景技術：
高效率發送裝置因其通話時間長及/或電池壽命長而多用於無線通信。傳統的高效率發送裝置例如使用極化調製方式。然而，在極化調製方式中，極化領域信號處理以及電源調製所使用的幅度調製(amplitude modulation, AM)路徑和相位調製(phase modulation, PM)路徑兩條分離的路徑，在到達功率放大器時卻存在延遲失配的問題，從而難以構建AM路徑所需的電源調製器。因此，高帶寬、低噪聲及高效率的電源調製器的安裝困難，導致了傳統的高效率發送裝置的生產成本的提高。因而需要一種低成本、高效率的全數字發送裝置。

發明內容
本發明涉及一種使用全數字功率放大器的、低成本、高效率全數字發送裝置。 本發明使用各種映射技術來生成輸出信號，該輸出信號實質上在載波頻率再生基帶信號。所述的各種映射技術如，等值加權映射(equal-weight mapping)、二進位加權映射 (binary-weight mapping)、任意力口權映身寸(arbitrary weight mapping 及 / 或網格映身寸 (grid mapping) 0本發明中，基帶信號生成器生成基帶信號，該基帶信號是通過信號處理器使用所選擇的映射技術所特有的量化圖而被量化了的信號。數字功率放大器(digital power amplifier,DPA)控制映射器使用該量化了的信號及其在量化表中所對應的項目，向相位選擇陣列輸出控制信號。量化表與量化圖相對應，並是所選擇的映射技術所特有的。 相位選擇陣列具備多個相位選擇器，各個相位選擇器接收控制信號中的一個。各個相位選擇器輸出具有與控制信號相應的相位的載波頻率的波形，或者輸出待用信號(inactive signal)。通過增加相位選擇器所能夠選擇的相位數量，能夠降低輸出信號的噪聲。DPA陣列包括多個DPA，各個DPA具有映射技術所分配的加權。相位選擇器與DPA 可以是一一對應的數量關係。增加所用的相位選擇器和DPA的數量能夠降低輸出信號的噪聲。各個DPA接收來自相位選擇器的波形中的一個，並根據DPA的加權和所接收到的波形的相位，輸出功率信號。合成功率信號實質上在載波頻率再生基帶信號。因此，本發明不使用電源調製就能夠在載波頻率再生基帶信號，並且不存在失配的問題。從而能夠降低發送裝置的生產成本。在一實施方式中，本發明的發送裝置具備信號處理器，該信號處理器用於接收基帶信號，並使用量化圖來生成量化了的信號；映射器，該映射器用於接收量化了的信號，並使用量化表來生成多個控制信號；相位選擇陣列，該相位選擇陣列用於接收多個控制信號， 並生成多個具有從多個可能的相位中選擇的相位的載波頻率的波形；及，數字功率放大器陣列，該數字功率放大器陣列用於接收載波頻率的多個波形，並生成輸出信號。在另一實施方式中，本發明的發送裝置具備信號處理器，該信號處理器用於接收
3基帶信號，並使用量化圖來生成第1量化信號及第2量化信號；映射器，該映射器用於接收該第1量化信號和第2量化信號，並使用量化表生成多個第1控制信號及多個第2控制信號；第1相位選擇陣列，該第1相位選擇陣列用於接收該多個第1控制信號，並生成多個第 1載波頻率波形，該載波頻率具有從多個可能的相位中選擇的相位；第2相位選擇陣列，該第2相位選擇陣列用於接收該多個第2控制信號，並生成多個第2載波頻率波形，該載波頻率具有從多個可能的相位中選擇的相位；及，數字功率放大器陣列，該數字功率放大器陣列用於接收多個第1載波頻率波形及多個第2載波頻率波形，並生成輸出信號。在另一實施方式中，本發明所涉及的在發送裝置中生成輸出信號的方法包括接收基帶信號；使用量化圖，從基帶信號生成量化信號；使用量化表，從量化信號生成多個控制信號；從該多個控制信號生成多個載波頻率波形，該載波頻率具有從多個可能相位中選擇的相位；從該多個載波頻率波形生成輸出信號。本發明的新技術特徵已在權利要求書中作有記載。為了更好地理解本發明，以下將結合附圖，對本發明的結構、動作方法及其目的和優點進行詳細說明。


圖1是本發明的一-實施方式所涉及的發送裝置的示意圖。
圖2是本發明的一-實施方式所涉及的發送裝置的示意圖。
圖3是本發明的一-實施方式所涉及的組合器的示意圖。
圖4是本發明的一-實施方式所涉及的多相振蕩器、相位選擇器及數字功率放大器的示意圖ο
圖5是等值加權量化圖的一段的圖。
圖6是等值加權量化圖。
圖7是本發明的一-實施方式所涉及的包括量化點的等值加權量化圖。
圖8是本發明的一-實施方式所涉及的包括量化點的等值加權量化圖的一段的圖。
圖9是本發明的一-實施方式所涉及的處理的圖。
圖10是本發明的--實施方式所涉及的控制信號表；
圖11是本發明的--實施方式所涉及的等值加權量化表的一 部分；
圖12是本發明的--實施方式所涉及的等值加權量化圖的一 段的圖13是本發明的--實施方式所涉及的等值加權量化表的一 部分；
圖14是本發明的--實施方式所涉及的等值加權量化圖。
圖15是本發明的--實施方式所涉及的等值加權量化表的一 部分；
圖16是本發明的--實施方式所涉及的等值加權量化圖。
圖17是本發明的--實施方式所涉及的發送裝置的輸出信號的PSD表。
圖18是本發明的一實施方式所涉及的多相振蕩器、相位選擇器及數字功率放大器的示意圖O
圖19是本發明的--實施方式所涉及的二進位加權量化圖白t一段的圖20是本發明的--實施方式所涉及的二進位加權量化圖。
圖21是本發明的--實施方式所涉及的包括量化點的二進位加權量化圖。
圖22是本發明的-一實施方式所涉及的包括量化點的二進位加權量化圖的一段的
圖23是本發明的一
圖24是本發明的一
圖25是本發明的一
圖26是本發明的一
圖27是本發明的一
圖28是本發明的一
圖29是本發明的一
圖30是本發明的一器的示意圖O
圖31是本發明的一
圖32是本發明的一
圖33是本發明的一
圖34是本發明的一圖。
圖35是本發明的一
圖36是本發明的一
圖37是本發明的一
圖38是本發明的一
圖39是本發明的一
圖40是本發明的一
圖41是本發明的一
圖42是本發明的另
圖43是本發明的一
圖44是本發明的一
圖45是本發明的一
圖46是本發明的一
圖47是本發明的一
圖48是本發明的一
實施方式所涉及的控制信號表。
實施方式所涉及的: 實施方式所涉及的: 實施方式所涉及的: 實施方式所涉及的: 實施方式所涉及的: 實施方式所涉及的:進位加權量化表的一部分； 進位加權量化圖的一段的圖 進位加權量化表的一部分； 進位加權量化圖的一段的圖 進位加權量化表的一部分； 進位加權量化圖的一段的圖
實施方式所涉及的多相振蕩器、相位選擇器及數字功率放大
實施方式所涉及的任意加權量化圖的一段的圖； 實施方式所涉及的任意加權量化圖。 實施方式所涉及的包括量化點的任意加權量化圖。 -實施方式所涉及的包括量化點的任意加權量化圖的一段的
實施方式所涉及的控制信號表。 實施方式所涉及的任意加權量化表的實施方式所涉及的任意加權量化圖的實施方式所涉及的任意加權量化表的實施方式所涉及的任意加權量化圖的實施方式所涉及的任意加權量化表的實施方式所涉及的任意加權量化圖的一實施方式所涉及的發送裝置的示意圖。 實施方式所涉及的網格量化圖。 實施方式所涉及的控制信號表。 實施方式所涉及的網格量化表的實施方式所涉及的控制信號表。 實施方式所涉及的網格量化表的
部分；
段的圖
部分；
段的圖
部分；
段的圖
-部分。
-部分。
實施方式所涉及的發送裝置的PSD表。附圖標記說明100,200,300 發送裝
102基帶IQ信號生成器104信號處理器106,306 DPA 控制映射器108、142、144 相位選擇陣列110 DPA 陣列112高功率輸出裝置114低功率輸出裝置115、315 振蕩器
116、116a、116b、116c、116d、116e、116f 相位選擇器118、118a、118b、118c、118d、118e、118f DPA120 組合器122 開關124 天線126 功率放大器128噪聲整形器130 量化器134 電容器136 電感器138 電阻器140 輸出146、148 DPA
具體實施例方式
以下，對本發明的最佳實施方式進行詳細說明，這些最佳實施方式配有附圖。但本發明的實施方式並不僅限於這些最佳實施方式，只要不脫離本發明的發明宗旨和範圍，也包括其他替代物、變形例或等價物。此外，為了更好地理解本發明，在下述的說明中進行了詳細地記述，但對於本領域的技術人員而言，實施本發明並不僅限於這些詳細說明。為了便於理解本發明，在其他的例子中，省略了對周知的方法、順序、構成要素及形成順序的詳細說明。如圖1所示，本發明可以具備發送裝置100、高功率輸出單元112及/或低功率輸出單元114。發送裝置100例如可以是如行動電話之類的電子設備中的發送裝置。該發送裝置100例如能夠接收輸入信號，並在載波頻率生成輸出信號。該輸出信號能夠選擇性地被發送到高功率輸出單元112及/或低功率輸出單元114。高功率輸出單元112例如可以是前端模塊單元112，並具備開關122及天線124。低功率輸出單元114例如可以是外部功率放大器，並具備功率放大器126。該功率放大器126例如可以是線性功率放大器126。 發送裝置100例如具備基帶IQ信號生成器102、信號處理器104、數字功率放大器(DPA) 控制映射器106、相位選擇陣列108及/或DPA陣列110。基帶IQ信號生成器102接收輸入信號並生成基帶信號，例如I_bb和Q_bb。1_ bb是基帶信號的I分量，Q_bb是基帶信號的Q分量。信號處理器104接收該I_bb和Q_bb 信號，並使用例如之後將要說明的量化圖來生成量化信號I_sp*Q_sp。DPA控制映射器 (DCM) 106接收該量化信號I_sp和Q_sp，並使用例如之後將要說明的量化表，生成與量化信號對應的控制信號C_1到(_11。在一實施方式中，η可以是與相位選擇陣列108中的相位選擇器的數量對應的任意整數。相位選擇陣列108中的相位選擇器的數量例如可以與DPA陣列110中的DPA的數量對應。相位選擇陣列108接收控制信號，並生成多個載波頻率波形，該載波頻率具有從多個可能相位中選擇的相位，每個波形的相位例如可以根據對應的控制信號來決定。例如， 相位選擇陣列108可以具備振蕩器115及/或多個相位選擇器116。振蕩器115能夠生成提供給各個相位選擇器116的多個相位信號，。振蕩器115可以獨立於相位選擇陣列108。 各個相位選擇器116接收控制信號C_1到C_n中的1個和多個相位信號。例如，相位選擇器116中的一個可以接收控制信號C_l，而相位選擇器116中另一個可以接收控制信號C_ η。基於各個相位選擇器116所接收的控制信號，各個相位選擇器可以輸出待用信號或具有與多個相位信號的相位中的一個對應的波形，之後將對之進行詳細說明。DPA陣列110接收載波頻率的多個波形，並根據該多個波形來生成載波頻率的輸出。DPA陣列110可以具備多個DPAl 18和組合器120。各個DPAl 18能夠在可高效動作的壓縮模式下動作。並且，各個DPA118輸出具有按照所分配的加權而獲得的相位和增益的功率信號。相位是一個DPA118所接收到的波形的相位。各個DPA118具有規定的加權，該規定的加權決定由一個DPA118輸出的功率信號的其他功率信號有關的大小。因此，各個DPA118 接收多個波形中的一個，並生成具有該波形的相位和該DPA的加權的功率信號。組合器將功率信號合成，從而生成載波頻率的輸出。該輸出近似於載波頻率的基帶信號IJA和0_ bb。圖2示出本發明的一實施方式所涉及的發送裝置200。該發送裝置200的信號處理器104具備更具體的構成要素。發送裝置200輸出載波頻率的輸出信號ν(t)。一般地， 在上述載波頻率中，輸出信號v(t)與基帶信號Ijb及Qjb近似。發送裝置200中，信號處理器104具備噪聲整形器1 及量化器130。噪聲整形器1 接收基帶信號I_bb及Q_ bb,並對他們的噪聲進行整形從而生成信號I_ns及Q_ns，並將該信號I_ns及Q_ns發送給量化器130。量化器130使用量化圖對信號I_ns及Q_ns進行量化，並生成後述的量化信號 Ι_Δ Σ及Q_A Σ。Ι_Δ Σ及Q_A Σ是通過Δ Σ而進行了處理的信號，並被進一步進行了量化，以與基帶信號I_bb及Q_bb近似。量化器130可以具有針對噪聲整形128的反饋環路。圖2中，噪聲整形器128和量化器130例如可以構成為Δ Σ轉換器。圖2中，振蕩器115獨立於相位選擇陣列108。並且，振蕩器115例如可以是壓控振蕩器(VCO)及/或多相振蕩器。振蕩器115能夠生成多個相位。在一實施方式中，振蕩器 115能夠生成高頻的單相位。該情況下，可以將分頻器與振蕩器115 —起使用來生成多個相位。此外，DPA陣列110的構成具備多個DPAl 18及組合器120。該組合器120如圖3所示。 該組合器120可以具備多個具有不同電容值的電容器134。該電容器134的輸出被提供到與電阻器138串聯連接的電感器136。輸出140在電感器136與電阻器138之間獲得。輸出 140 是載波頻率的輸出信號 ν(t)，S卩，ν(t) = Ι_Δ Σ (t)cos( ct)-Q_A Σ (t)sin( ct) 等。由於Ι_Δ Σ及Q_A Σ被量化為近似於I_bb*Q_bb，因此，Ι_Δ Σ (t)cos(oct)-Q_ Δ Σ (t)Sin( 。t)被量化為近似於載波頻率的基帶信號Ij3b*Q_bb。再參照圖1和圖2，信號處理器104及/或量化器130所用的量化圖可以取決於所實施的映射技術的種類。例如，本發明可以用等值加權映射、二進位加權映射、任意加權映射、網格映射和/或能夠改善發送裝置的性能或降低發送裝置的安裝成本的其他種類的映射。性能的提高例如指提高發送裝置的信噪比和/或效率。在一實施方式中，如圖4所示，6個相位選擇器116a 116f和6個DPA118a 118f被用於等值加權映射。圖4中雖然示出的是6個相位選擇器116和6個DPA118，但相位選擇器116和DPAl 18的數量只不過是一個例子，可以使用任意數量的相位選擇器116和 6個DPA118。此外，各個DPA118a 118f具有括號中示出的權重。在等值加權映射中，各
7個DPA的加權互相相等，如圖4所示，各個DPAllSa IlSf的權重為「1」。使用等值加權映射時，會用到等值加權量化圖。為了生成等值加權量化圖，將生成如圖5所示的等值加權量化圖的第1段。就等值加權映射而言，各個118a 118f具有如 「1」等相等的權重。此外，各個DPAllSa 118f可以是待用的，並且輸出相位為0°且權重為「1」的載波頻率的功率信號，或者輸出相位是θ的倍數且權重為「1」的功率信號。圖5 中，θ被設為45°，但該θ可以被設定為任意角度。通過增加所用DPAl 18的數量或減少所用的θ，由於量化點的數量增加，從而能夠降低功率譜密度(power spectral density, PSD)中的噪聲。當量化點的數量增加時，由於最近的量化點(Ι_Δ Σ及Σ )與經過噪聲整形的基帶信號(I_nS&Q_nS)之間的歐氏距離通常減少，所以噪聲及PSD減少。從而基帶信號(Ij3b&Q_bb)的近似度得以提高。如圖5所示，DPAllSa 118f的所有狀態的組合，作為量化圖的第1段上的點而被映射。例如，在所有的DPAllSa 118f都輸出具有0°相位的功率信號的情況下，由於各個DPAllSa 118f具有的權重為「1」，所以總功率信號輸出的權重為「6」。然而，當所有的 DPAllSa 118f為待用的情況下，由於不存在輸出權重為1的功率信號的DPA，所以輸出為 0。當5個DPAl 18，如DPAl 18a 118e為待用，而1個DPA118，如DPA118f輸出功率信號的情況下，由於只有1個權重為「1」且位於角度θ的功率信號被輸出，所以總功率信號輸出為距離原點的、角度為θ的量化點「1」。當所有的點在第1段都被映射的情況下，該第1段被旋轉角度θ並被複製。重複該處理直到360度，以形成圖6所示的等值加權量化圖。該等值加權量化圖可以預先被保存到信號處理器104，具體地可以被保存到量化器130中。該等值加權量化圖可以被用於對信號I_ns及Q_ns進行映射，以決定由圖7和圖8中所示的量化器130輸出的量化信號Ι_Δ Σ及Q_A Σ。參照圖7和圖8，為了決定所要輸出的量化信號Ι_Δ Σ及Q_A Σ，信號處理器 104和/或量化器130執行圖9所示的處理。在步驟S902中，通過內積的實施能夠決定段。 例如，P_k = I_nsXu_k+Q_nsXv_k，其中，(u_k，v_k)是第 k 段的二等分線，該 P_k = 1_ nsXu_k+Q_nsXv_k可以如圖7中部分所示那樣來計算。能夠求出在所有的P_k中最大的 P_m。步驟S904中執行旋轉。例如，將點(I_nS，Q_nS)順時針旋轉角度(m_l) X θ，能夠獲得第1段中的(I_r，Q_r)。步驟S906中，能夠求出最近的量化點。例如能夠求出坐標。因此，坐標乙1及乙2可以通過(I_r，Q_r) = f_l X (a0,0)+f_2 X (al,bl)等來求出。此外， 量化點能夠被映射。例如能夠根據包圍(I_r，Q_r)的4個點，來求出離(I_r，Q_r)最近的點。該4個點分別是floor (f_l) X (a0,0)+floor (f_2) X (al, bl)；floor (f_l) X (aO,0)+ceil (f_2) X (al, bl)；ceil(f_l) Xa(0,0)+floor (f_2) X (al, bl)；及，ceil(f_l) X (aO,0)+ceil (f_2) X (al, bl)例如將最近的點稱為(I_f，Q_f)。在一實施方式中，與由經噪聲整形的基帶信號 (I_ns, Q_ns)所表示的點之間具有最近的歐氏距離的量化點，可以通過蠻力計算法(brute force)或其他方法來求得。步驟S908中可以執行逆旋轉。例如，將點(I_ns，Q_ns)逆時針旋轉角度(m-l)X θ，能夠獲得點(Ι_Δ Σ, Q_A Σ )。然後，信號Ι_ Δ Σ及Q_A Σ被量化器130輸出。
使用量化圖能夠製作量化表。DPA控制映射器106用該量化表來決定發送給各個相位選擇器116的控制信號的值。該控制信號的值決定相位選擇器是否輸出待用信號或載波頻率波形中的一個。並且，載波頻率的波形的相位基於控制信號的值而決定。DPA118的功率信號輸出根據相位選擇器116的輸出來決定。量化表可以包括量化圖中的所有的點及分別發送到各相位選擇器的對應的控制信號。就等值加權量化圖而言，能夠製作等值加權量化表。DPA控制映射器106用等值加權量化表來決定發送給圖4的各個相位選擇器116a 116f的控制信號C_1 C_6的值。如上所述，控制信號的值決定相位選擇器116a 116f 是否輸出待用信號或具有相位的載波頻率波形。此外，控制信號的值示出分別被各個相位選擇器116a 116f輸出到圖4所對應的DPA118a 118f的波形的相位。圖10示出DPA控制映射器106和/或相位選擇器116為了對控制信號的值進行編碼或解碼而使用的控制信號表。例如，值為0的控制信號表示相位選擇器要輸出待用信號。而值為1的控制信號表示相位選擇器要輸出具有0度相位的載波頻率的波形。此外， 值為2 8的控制信號表示相位選擇器要輸出具有θ的倍數的相位的載波頻率的波形。圖11、圖13及圖15分別示出與圖12、圖14及圖16的圖中所示點對應的3個等值加權量化表。該等值加權量化表被分為3個表，但也可以將它們合成為1個表。此外，雖然3個等值加權量化表中只示出了 25個量化點及其對應的控制信號，但通過1個以上等值加權量化表可以示出所有量化點。等值加權量化表中示出量化點一覽及其對應的控制信號的值。例如，量化點(6，0) 所對應的控制信號的值應為圖11所示的c_l = 1、C_2 = 1、C_3 = 1、C_4 = 1、C_5 = 1及 C_6= 1。基於圖10所示的控制信號表，控制信號表示相位選擇器116a輸出具有0度相位的波形，相位選擇器116b輸出具有0度相位的波形，相位選擇器116c輸出具有0度相位的波形，相位選擇器116d輸出具有0度相位的波形，相位選擇器116e輸出具有0度相位的波形，相位選擇器116f輸出具有0度相位的波形。同樣地，對於量化點(4. 2,4. 2)而言，控制信號的值應為圖11所示的C_1 = 2、C_2 =2、C_3 = 2、C_4 = 2、C_5 = 2及C_6 = 2。基於圖10所示的控制信號表，控制信號表示相位選擇器116a輸出具有θ相位的波形，相位選擇器116b輸出具有θ相位的波形， 相位選擇器116c輸出具有θ相位的波形，相位選擇器116d輸出具有θ相位的波形，相位選擇器116e輸出具有θ相位的波形，相位選擇器116f輸出具有θ相位的波形。對於圖 13及圖15所示的等值加權量化表中的任意的量化點也可以進行相同的解析。所輸出的、 具有所示相位的波形使DPAllSa 118f輸出具有對應相位的載波頻率的功率信號。組合器120(圖2~)使功率信號合成，在上述載波頻率構成與基帶信號I_bb及Q_bb近似的輸出信號。上述例子中，使用量化表來決定發送給各個相位選擇器的控制信號的值，但控制信號的值的決定方法並不僅限於使用上述量化表的方法，也可以使用其它方法。圖17是本發明的一實施方式所涉及的與發送裝置200的輸出信號有關的PSD表。 圖17中，有關6個DPA的載波頻率834MHz的帶5LTE信號的PSD用標有「上變頻後(after up-conversion)」的線表示。如圖所示，PSD低於PSD掩碼，例如基於規範的PSD掩碼。該規範例如是第三代合作夥伴計劃(Third Generation Partners hip Pro ject, 3GPP)等任意團體所決定的規範。因此，發送裝置200在3GPP所設定的規範範圍內動作。此外，該規範可以是聯邦通信委員會(FCC)等政府機關所設定的方針。
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使用等值加權映射時，優選使用與線性PA解決方法相同大小的DPA118。此外，每當DPA118的數量倍增時，功率譜密度就提高6dB。這是噪聲所降低的6dB。此外，量化點的數量隨θ的減小而增大，並且，從由噪聲整形器1 所生成的、經噪聲整形了的基帶信號到量化點的平均歐氏距離減小。通過相關，基帶信號的表示就更正確。本發明也可以使用二進位加權映射來代替等值加權映射。在一實施方式中，如圖 18所示，3個相位選擇器116a 116c和3個DPAl 18a 118c被用於二進位加權映射。圖 18中雖然示出的是3個相位選擇器116和3個DPAl 18，但相位選擇器116和DPAl 18的數量只不過是一個例子，可以使用任意數量的相位選擇器116和DPA118。此外，各個DPAllSa 118c具有括號中示出的權重。在二進位加權映射中，各個DPA118的權重不同，該權重的範圍為2° 2η-\ η是DPA的數量。如圖18所示，DPAl 18a的權重為20即為「1」，DPAl 18b的權重為21即為「2」，DPAl 18c的權重為22即為「4」。使用二進位加權映射時，會用到二進位加權量化圖。為了生成二進位加權量化圖， 將生成如圖19所示的二進位加權量化圖的第1段。就二進位加權映射而言，各個118a 118c具有從2° 211—1中選擇的二進位，其中，η是DPA的數量。此夕卜，各個DPAl 18a 118c 可以是待用的，或者輸出相位為0°且具有二進位的載波頻率的功率信號，或者輸出相位是 θ的倍數且具有二進位權重的功率信號。圖19中，θ被設為45°，但該θ可以被設定為任意角度。通過增加所用DPAl 18的數量或減小所用的θ，由於量化點的數量增加，從而能夠降低PSD中的噪聲。當量化點的數量增加時，由於最近的量化點(Ι_Δ Σ及Σ )與經過噪聲整形的基帶信號(I_nS&Q_nS)之間的歐氏距離通常減少，所以PSD中的噪聲減少。從而基帶信號(1_油及0_油)的近似度更精確。如圖19所示，DPAllSa 118c的功率信號的所有的組合，作為量化圖的第1段上的量化點而被映射。例如，在所有的DPAllSa 118c都輸出具有0°相位的功率信號的情況下，由於DPAllSa輸出具有權重為「1」的功率信號，DPAllSb輸出具有權重為「2」的功率信號，DPA118C具有權重為「4」的功率信號，所以總功率信號輸出的權重為「7」。然而，當所有的DPAllSa 118c為待用的情況下，由於不存在輸出二進位權重的功率信號的DPA， 所以總功率信號輸出為0。當2個DPAl 18，如DPAl 18a 118e為待用，而1個DPA118，如 DPAllSc輸出θ的功率信號的情況下，由於只有1個權重為「4」且位於角度θ的功率信號被輸出，所以總功率信號輸出為距離原點的、角度為θ的量化點「4」。當所有的點在第1 段都被映射的情況下，該第1段被旋轉角度θ並被複製。重複該處理直到360度，以形成圖20所示的二進位加權量化圖。該二進位加權量化圖可以預先被保存到信號處理器104， 具體地可以被保存到量化器130中。該二進位加權量化圖可以被用於對信號I_ns及Q_ns 進行映射，以決定由圖21和圖22中所示的量化器130輸出的量化信號Ι_Δ Σ及Σ。參照圖21和圖22，為了決定所要輸出的量化信號Ι_Δ Σ及Q_A Σ，信號處理器 104和/或量化器130執行圖9所示的處理。在步驟S902中，通過內積的實施能夠決定段。 例如，P_k = I_nsXu-k+Q_nsXv_k，其中，(u_k，v_k)是第 k 段的二等分線，該 P_k = 1_
以如圖21中部分所示的那樣來計算。能夠求出在所有的P_k中最大的P_m。步驟S904中可以執行旋轉。例如，將點(I_nS，Q_nS)順時針旋轉角度(m_l) X θ， 能夠獲得第1段中的點(I_r，Q_r)。步驟S906中，能夠求出最近的量化點。例如能夠求出離點(I_r，Q_r)最近的點(I_f，Q_f)。在一實施方式中，與由經過噪聲整形的基帶信號(1_ns,Q_ns)所表示的點之間具有最近的歐氏距離的量化點，可以通過蠻力計算法或其他方法來求得。步驟S908中執行逆旋轉。例如，將點(I_f，Q_f)逆時針旋轉角度(m-1) X θ，能夠獲得點(Ι_Δ E,Q_A Σ)。然後，信號Ι_ Δ Σ及Q_A Σ被量化器130輸出。就二進位加權量化圖而言，能夠製作二進位加權量化表。DPA控制映射器106用二進位加權量化表來決定控制信號c_l C_3的值，從而發送給圖18的各個相位選擇器 116a 116c。如上所述，控制信號的值決定相位選擇器116a 116c是否輸出待用信號或具有相位的載波頻率波形。此外，控制信號的值示出分別被各個相位選擇器116a 116c 輸出到圖18所對應的DPA118a 118c的波形的相位。圖23示出DPA控制映射器106和/或相位選擇器116為了對控制信號的值進行編碼或解碼而使用的控制信號表。例如，值為0的控制信號表示相位選擇器要輸出待用信號。而值為1的控制信號表示相位選擇器要輸出具有0°相位的載波頻率的波形。此外， 值為2 8的控制信號表示相位選擇器要輸出具有θ的倍數的相位的載波頻率的波形。圖24、圖沈及圖觀分別示出與圖25、圖27及圖四的圖中所示點對應的3個二進位加權量化表。該二進位加權量化表被分為3個表，但也可以將它們合成為1個表。此外，雖然3個等值加權量化表中只示出了 25個量化點及其對應的控制信號，但通過1個以上二進位加權量化表可以示出所有量化點。二進位加權量化表中示出一欄量化點及其對應的控制信號的值。例如，量化點(7， 0)所對應的控制信號的值應為圖M所示的C_1 = 1、C_2 = 1及C_3 = 1。基於圖23所示的控制信號表，控制信號表示相位選擇器116a輸出具有0°相位的波形，相位選擇器116b 輸出具有0°相位的波形，相位選擇器116c輸出具有0°相位的波形。同樣地，對於量化點(4. 9,4. 9)而言，控制信號的值應為圖M所示的C_1 = 2、C_2 =2及(_3 = 2。基於圖23所示的控制信號表，控制信號表示相位選擇器116a輸出具有 θ相位的波形，相位選擇器116b輸出具有θ相位的波形，相位選擇器116c輸出具有θ相位的波形。對於圖沈及圖觀所示的二進位加權量化表中的任意的量化點也可以進行相同的解析。所輸出的、具有所示相位的波形使DPAllSa 118c輸出具有對應相位的載波頻率的功率信號。組合器120(圖2~)使功率信號合成，在上述載波頻率構成與基帶信號IJA及 Q_bb近似的輸出信號。上述例子中，使用量化表來決定發送給各個相位選擇器的控制信號的值，但控制信號的值的決定方法並不僅限於使用上述量化表的方法，也可以使用其它方法。使用二進位加權映射時，優選使用與線性PA解決方法相同大小的DPA118。此外， 與等值加權映射相比，二進位加權映射通常使用較少的DPA118。此外，量化點的數量隨θ 的減小而增多，並且，從由噪聲整形器1 所生成的、經噪聲整形了的基帶信號到量化點的平均歐氏距離減小。通過相關，基帶信號的表示就更正確。在一實施方式中，如圖30所示，4個相位選擇器116a 116d和4個DPAl 18a 118d被用於任意加權映射。圖30中雖然示出的是4個相位選擇器116和4個DPAl 18，但相位選擇器116和DPAl 18的數量只不過是一個例子，可以使用任意數量的相位選擇器116和 DPAl 18ο此外，各個DPA118a 118d具有括號中示出的權重。在任意加權映射中，DPA118 的權重是隨機的，如DPAl 18a的權重為「1」，DPAl 18b的權重為「2」，DPAl 18c的權重為「1」， DPAl 18d的權重為「2」。
使用任意加權映射時，會用到任意加權量化圖。為了生成任意加權量化圖，將生成如圖31所示的任意加權量化圖的第1段。就任意加權映射而言，各個118a 118d具有任意權重，在該實施例中，權重為「1」或「2」。此外，各個DPAllSa 118d可以是待用的，或者輸出相位為0°且具有任意權重的載波頻率的功率信號，或者輸出相位是θ的倍數且任意權重的功率信號。圖31中，θ被設為45°，但該θ可以被設定為任意角度。通過增加所用DPA118的數量或減小所用的θ，由於量化點的數量增加，從而能夠降低PSD中的噪聲。 當量化點的數量增加時，由於從最近的量化點(Ι_Δ Σ及Σ)到經過噪聲整形的基帶信號(I_nS&Q_nS)之間的歐氏距離通常減少，所以PSD中的噪聲減少。從而基帶信號(1_ bb&Q_bb)的近似度得以提高。如圖31 K*，DPA118a 118 d的所有狀態的組合，作為量化圖的第1段上的點而被映射。例如，在所有的DPAllSa 118d都輸出具有0°相位的功率信號的情況下，由於 DPA118a輸出權重為「1」的功率信號，DPA118b輸出權重為「2」的功率信號，DPA118C輸出權重為「1」的功率信號，DPAllSd輸出權重為「2」的功率信號，所以總功率信號輸出的權重為 「6」。然而，當所有的DPAllSa 118d為待用的情況下，由於不存在輸出具有任意權重的功率信號的DPA，所以輸出為0。當3個DPAl 18，如DPAl 18a 118c為待用，而1個DPAl 18， 如DPAllSd輸出θ的功率信號的情況下，由於只有1個權重為「2」且位於角度θ的功率信號被輸出，所以總功率信號輸出為距離原點的、角度為θ的量化點「2」。當所有的點在第1段都被映射的情況下，該第1段被旋轉角度θ並被複製。重複該處理直到360度，以形成圖32所示的任意加權量化圖。該任意加權量化圖可以預先被保存到信號處理器104， 具體地可以被保存到量化器130中。該任意加權量化圖可以被用於對信號I_ns及Q_ns進行映射，以決定由圖33和圖34中所示的量化器130輸出的量化信號Ι_Δ Σ及Q_A Σ。參照圖33和圖34，為了決定所要輸出的量化信號Ι_ Δ Σ及Q_A Σ，信號處理器 104和/或量化器130執行圖9所示的處理。在步驟S902中，通過內積的實施能夠決定段。 例如，P_k = I_nsXu_k+Q_nsXv_k，其中，(u_k，v_k)是第 k 段的二等分線，該 P_k = 1_ nsXu_k+Q_nsXv_k可以如圖7中部分所示的那樣來計算。能夠求出在所有的P_k中最大的P_m。步驟S904中可以執行旋轉。例如，將點(I_ns，Q_ns)順時針旋轉角度(m_l) X θ， 能夠獲得第1段中的(I_r，Q_r)。步驟S906中，能夠求出最近的量化點。例如能夠求出坐標。因此，坐標乙1及乙2可以通過(I_r，Q_r) = f_l X (a0,0)+f_2 X (al, bl)等來求出。 此外，量化點能夠被映射。例如能夠根據包圍(I_r，Q_r)的4個點，來求出離(I_r，Q_r)最近的點。該4個點分別是floor (f_l) X (a0,0)+floor (f_2) X (al, bl)；floor (f_l) X (aO,0)+ceil (f_2) X (al, bl)；ceil(f_l) Xa(0,0)+floor (f_2) X (al, bl)；及，ceil(f_l) X (aO, 0)+ceil (f_2) X (al，bl)例如將最近的點稱為(I_f,Q_f)。在一實施方式中，與由經過噪聲整形的基帶信號(I_ns，Q_ns)所表示的點之間具有最近的歐氏距離的量化點，可以通過蠻力計算法或其他方法來求得。步驟S908中執行逆旋轉。例如， 將點(I_f，Q_f)逆時針旋轉角度(m-l)X θ，能夠獲得點(Ι_Δ Σ，Q_A Σ )。然後，信號 Ι_Δ Σ及Q_A Σ被量化器130輸出。就任意加權量化圖而言，能夠製作任意加權量化表。DPA控制映射器106用任意加權量化表來決定控制信號c_l C_4的值，從而發送給圖30的各個相位選擇器116a 116d0如上所述，控制信號的值決定相位選擇器116a 116d是否輸出待用信號或具有相位的載波頻率波形。此外，控制信號的值示出分別被各個相位選擇器116a 116d輸出到圖30所對應的DPA118a 118d的波形的相位。圖3 5示出DPA控制映射器106和/或相位選擇器116為了對控制信號的值進行編碼或解碼而使用的控制信號表。例如，值為0的控制信號表示相位選擇器要輸出待用信號。而值為1的控制信號表示相位選擇器要輸出具有0°相位的載波頻率的波形。此外， 值為2 8的控制信號表示相位選擇器要輸出具有θ的倍數的相位的載波頻率的波形。圖36、圖38及圖40分別示出與圖37、圖39及圖41的圖中所示點對應的3個任意加權量化表。該任意加權量化表被分為3個表，但也可以將它們合成為1個表。此外，雖然3個任意加權量化表中只示出了 25個量化點及其對應的控制信號，但通過1個以上的等值加權量化表可以示出所有量化點。任意加權量化表中示出量化點一覽及其對應的控制信號的值。例如，量化點(6，0) 所對應的控制信號的值應為圖36所示的C_1 = 1、C_2 = 1、C_3 = 1及C_4 = 1。基於圖 35所示的控制信號表，控制信號表示相位選擇器116a輸出具有0°相位的波形，相位選擇器116b輸出具有0°相位的波形，相位選擇器116c輸出具有0°相位的波形，相位選擇器 116d輸出具有0°相位的波形。同樣地，對於量化點(4. 2,4. 2)而言，控制信號的值應為圖36所示的C_1 = 2、C_2 =2、C_3 = 2及C_4 = 2。基於圖35所示的控制信號表，控制信號表示相位選擇器116a 輸出具有θ相位的波形，相位選擇器116b輸出具有θ相位的波形，相位選擇器116c輸出具有θ相位的波形，相位選擇器116d輸出具有θ相位的波形。對於圖38及圖40所示的任意加權量化表中的任意的量化點也可以進行相同的解析。所輸出的、具有所示相位的波形使DPAllSa 118d輸出具有對應相位的載波頻率的功率信號。組合器120 (圖2)使功率信號合成，在上述載波頻率構成與基帶信號I_bb及Q_bb近似的輸出信號。上述例子中， 使用量化表來決定發送給各個相位選擇器的控制信號的值，但控制信號的值的決定方法並不僅限於使用上述量化表的方法，也可以使用其它方法。使用任意加權映射時，優選使用與線性PA解決方法相同大小的DPA118。此外，根據分配給DPA的權重，每當DPA118的數量倍增時，功率譜密度就可以提高6dB。這是噪聲所降低的6dB。此外，量化點的數量隨θ的減小而增大，並且，從由噪聲整形器128所生成的、經噪聲整形了的基帶信號到量化點的平均歐氏距離減小。通過相關，基帶信號的表示就更正確。在上述實施方式中，量化圖基於非正交網格，但也可以使用包含正交映射的其他種類的映射。圖42示出本發明的其他實施方式所涉及的發送裝置300。如圖42所示，量化信號Ι_Δ Σ及Q_A Σ被個別地轉換為載波。DPA控制映射機106被DPA控制映射機306代替。DPA控制映射機306接收量化信號Ι_ Δ Σ及Q_A Σ，並生成2組控制信號I_l_I_n及 Q_l-Q_n。相位選擇陣列108被相位選擇陣列142及相位選擇陣列144代替。並且，DPA118 被 DPA146 及 DPA148 代替。相位選擇排列142接收控制信號I_l-I_n，並輸出待用信號或具有θ相位的載波頻率的多個波形。DPA146接收來自相位選擇排列142的波形。DPA146根據來自相位選擇陣列142的待用信號或多個波形，輸出具有與控制信號的相位對應的波形的多個功率信號輸出。振蕩器115被振蕩器315代替。此外，由振蕩器315輸出的相位可以被限制為映射技術中特有的較小的子集。例如，就網格映射而言，相位可以是0°、90°、180°或270°中的任意一個。來自DPA146的合成功率信號再生量化信號Ι_Δ Σ，在所述載波頻率中近似於基帶信號I_bb。相位選擇陣列14 4接收控制信號Q_1 Q_n，並輸出待用信號或具有θ相位的載波頻率的多個波形。來自相位選擇陣列144的波形被DPA148接收。DPA148根據來自相位選擇陣列144的待用信號或多個波形，輸出具有與控制信號的相位對應的波形的多個功率信號輸出。來自DPA148的合成功率信號再生量化信號Q_A Σ，在所述載波頻率中近似於基帶信號I_bb。發送裝置300可以應用在例如網格映射等信號I_bb及Q_bb的分離理想的映射技術。如圖43所示，使用網格映射對量化點進行映射可以展開網格映射量化圖。網格映射量化圖可以用於如發送裝置300，具體用於量化器130進行網格映射。網格映射中，量化點被配置為，連接量化點的線而構成格子的格子形狀。網格映射中，值Ι_Δ Σ近似於笛卡爾直角坐標系(Cartesian Coordinate system)的X值，值Q_ Δ Σ近似於笛卡爾直角坐標系的Y值。如圖42所示，網格映射中，DPA146及148也被進行二進位加權。但DPA146及 148也可以被進行等值加權和/或任意加權。圖44是為了對控制信號的值1_1到Ι_η的值進行編碼或解碼，DPA控制映射器306 和/或相位選擇陣列142中的相位選擇器所使用的網格映射的控制信號表。例如值為0的控制信號表示相位選擇器應輸出待用信號。而值為1控制信號表示相位選擇器應輸出具有 0度相位的載波頻率波形。並且，值為2的控制信號表示相位選擇器應輸出具有180度相位的載波頻率波形。圖45示出DPA控制映射器306和/或相位選擇器142的網格映射量化表。圖45 中，&1到％是被輸入的絕對值Ι_Δ Σ有關的量化值的二進位表示。各ak可以是0或1中的任意一個。當ak等於0時，與相位選擇器142中的相位選擇器有關的輸出I_k應是待用信號。而當ak等於1，且Ι_Δ Σ的值為正時，相位選擇器輸出應是具有0度相位的載波頻率的波形。同樣地，當ak等於1，且Ι_Δ Σ的值為負時，相位選擇器輸出應為具有180度相位的載波頻率的波形。圖46是為了對控制信號Q_1 Q_n的值進行編碼或解碼，DPA控制映射器306和 /或相位選擇陣列144中的相位選擇器所使用的網格映射的控制信號表。例如值為0的控制信號表示相位選擇器應輸出待用信號。而值為1的控制信號表示相位選擇器應輸出具有 90度相位的載波頻率的波形。並且，值為2的控制信號表示相位選擇器應輸出具有270度相位的載波頻率的波形。圖47示出DPA控制映射器306和/或相位選擇器144的網格映射量化表。圖47 中，bi bn是被輸入的絕對值Q_A Σ有關的量化值的二進位表示。各bk可以是0或1中的任意一個。當bk等於0時，與相位選擇器144中的相位選擇器有關的輸出Q_k應是待用信號。而當bk等於1，且Q_A Σ的值為正時，相位選擇器輸出應是具有90度相位的載波頻率波形。同樣地，當bk等於1，且Q_A Σ的值為負時，相位選擇器輸出應為具有270度相位的載波頻率波形。上述例子中使用量化表來決定發送到各相位選擇器的控制信號的值，但決定控制信號的值的方法並不限於上述的使用量化表的方法，也可以使用其他方法。圖48是與使用網格映射的發送機300的輸出信號有關的PSD表。圖48中，有關6 個DPA的載波頻率834MHz的帶5LTE信號的PSD用標有「上變頻後」的線表示。如圖所示， PSD低於PSD掩碼，例如基於規範的PSD掩碼。該規範例如是3GPP等任意團體所決定的規範。因此，發送裝置300在3GPP所設定的規範範圍內動作。此外，該規範可以是FCC等政府機關所制定的方針。上述實施方式中，量化圖基於正交網格，但也可以使用包含非正交映射的其他種類的映射。在使用網格映射時，優選使用相對非集中的量化算法來生成量化圖和量化表。此夕卜，每當二進位加權的附加DPA追加到DPA146及148時，功率譜密度提高6dB，即噪聲降低的6dB。此外，網格映射對各DPA146及148使用相對單純的輸入驅動級。本發明可以根據對噪聲的降低、製造成本和/或安裝映射技術所 需的處理能力的需求來選擇映射技術。此外，本發明雖然只公開了等值加權映射、二進位加權映射、任意加權映射和/或網格映射的例子，但也可以使用其它種類的映射技術來實現不易受到電源調製器的失配問題所帶來的影響，高效率的發送裝置。此外，各種邏輯模功能塊、模塊及這裡所公開的實施例中所述的算法步驟可以作為電子硬體、計算機軟體、或二者的組合來安裝，對本技術領域的技術人員而言是顯而易見的。此外，本發明在使處理器或計算機執行特殊功能的存儲介質上也可以實施。為了明確該硬體與軟體的互換性，各種部件、功能塊、模塊、電路及步驟是以普通的功能性含義而進行的記載。這樣的功能性是否能夠通過硬體或軟體來實現，取決於系統整體的特殊用途和設計的制約。本領域的技術人員可以通過各種方法將所記載的功能安裝到各個特定的應用軟體，但這樣的安裝的決定不能夠解釋為超出了所公開的裝置及方法的範圍。這裡所公開的與實施例相關的各種邏輯功能塊、裝置、模塊、電路可以通過普通目的的處理器、數位訊號處理器(DSP)、專用集成電路(Application Specific Integrated Circuit, ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)來安裝或執行。或者，可以通過其他的可編程邏輯裝置、離散邏輯門或電晶體邏輯電路、離散硬體組合或將用於執行上述功能而將它們進行的組合來安裝或執行。普通目的的處理器可以是微處理器，但也可以用現有的處理器、 控制器、微控制器、狀態機械等來代替。處理器可以作為計算裝置的組合，即，DSP與微處理器的組合、多個微處理器、DSP芯一起動作的一個以上的微處理器或者其他這樣的結構來安裝。這裡所公開的關於實施例所述的方法或算法步驟也可以由硬體或處理器來執行的軟體模塊或它們的組合來直接實施。實施例所提供的方法或算法的步驟的順序可以調換。軟體模塊可以存在於RAM存儲器、快閃記憶體、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、暫存器、硬碟、活動磁碟、CD-ROM或本領域周知的其他所有形式的存儲介質。具體地，存儲介質連接於處理器，從而處理器能夠從該存儲介質讀取信息，向該存儲介質寫入信息。存儲介質也可以與處理器一體化。處理器與存儲介質也可以存在於專用IC(ASIC)。ASIC可以存在於無線數據機。處理器與存儲介質也可以在無線數據機中作為離散元件而存在。
上述所公開的對實施例的記載，使本領域的技術人員能夠製作並使用所公開的方法及裝置。這些實施例的各種變形例對於本領域的技術人員而言是容易的，在不脫離本發明所公開的方法及裝置的宗旨範圍的情況下，這裡所定義的原理也可以用於其他實施例。 上述實施方式的所有方面只不過是舉例對本發明進行解釋，並沒有對本發明進行限定。因此，本發明的範圍不是上述的說明，而是權利要求書中所限定的範圍。在不脫離權利要求書的宗旨及範圍情況下，本發明可以進行任意變形。
權利要求
1.一種發送裝置，具備信號處理器，接收基帶信號，並生成量化信號； 映射器，接收所述量化信號，並生成多個控制信號；相位選擇陣列，接收所述多個控制信號，並生成載波頻率的多個波形，所述載波頻率具有從多個可能的相位中選擇的相位；及，數字功率放大器陣列，接收所述載波頻率的多個波形，並生成輸出信號。
2.根據權利要求1所述的發送裝置，所述數字功率放大器陣列具備多個數字功率放大器，所述多個數字功率放大器分別接收所述載波頻率的多個波形中的一個，並生成多個功率信號。
3.根據權利要求2所述的發送裝置，還具備組合器，將所述多個功率信號合成，並生成所述輸出信號。
4.根據權利要求1所述的發送裝置， 所述相位選擇陣列具備振蕩器，生成多個相位信號；多個相位選擇器，分別接收所述多個相位信號、以及所述多個控制信號中的1個，並基於所述多個控制信號中的1個，輸出待用信號或所述載波頻率的多個波形中的1個，所述載波頻率具有與所述多個相位信號中的1個對應的相位。
5.根據權利要求1所述的發送裝置，所述信號處理器使用量化圖來生成所述量化信號。
6.根據權利要求5所述的發送裝置，所述量化圖是等值加權量化圖。
7.根據權利要求5所述的發送裝置，所述量化圖是二進位加權量化圖。
8.根據權利要求5所述的發送裝置，所述量化圖是任意加權量化圖。
9.根據權利要求5所述的發送裝置，所述量化圖是非正交網格量化圖。
10.根據權利要求1所述的發送裝置，所述映射器使用量化表來生成所述多個控制信號。
11.根據權利要求9所述的發送裝置，所述量化表是等值加權量化表。
12.根據權利要求9所述的發送裝置，所述量化表是二進位加權量化表。
13.根據權利要求10所述的發送裝置，所述量化表是任意加權量化表。
14.根據權利要求10所述的發送裝置，所述量化表是非正交網格量化表。
15.一種發送裝置中生成輸出信號的方法，包括以下步驟 接收基帶信號的步驟；從所述基帶信號生成量化信號的步驟； 從所述量化信號生成多個控制信號的步驟；從所述多個控制信號生成載波頻率的多個波形的步驟，所述載波頻率具有從多個可能的相位中選擇的相位；從所述載波頻率的多個波形生成輸出信號。
全文摘要
本發明提供一種使用全數字功率放大器(DPA)及各種映射技術來生成用於實質再生載波頻率的基帶信號的輸出信號的、低成本高效率全數字發送裝置。基帶信號生成器使用量化圖來生成經信號處理器量化了的基帶信號。DPA控制映射器使用量化信號及量化表，向相位選擇器輸出控制信號。各個相位選擇器接收控制信號中的1個，輸出具有與控制信號對應的相位的載波頻率的波形、或者待用信號。DPA陣列中的各個DPA具有被分配的加權，從相位選擇器接收波形中的1個，並輸出按照DPA的加權和所接收的波形的相位的功率信號。經合成了的功率信號實質再生載波頻率的基帶信號。
文檔編號H04L25/03GK102362472SQ201180001476
公開日2012年2月22日 申請日期2011年1月19日 優先權日2010年1月20日
發明者G.L.G.D.莫西, R.W.D.布思, 松浦徹, 梁正柏, 滝波浩二, 王 華 申請人:松下電器產業株式會社