公共電壓生成電路、電源電路、顯示驅動器和公共電壓生成方法
2023-05-13 10:57:26 2
專利名稱：公共電壓生成電路、電源電路、顯示驅動器和公共電壓生成方法
技術領域：
本發明涉及公共電壓生成電路、電源電路、顯示驅動器及公共電壓生成方法。
背景技術：
一直以來，作為應用在電子設備上的液晶面板(光電裝置)，大家熟知的有簡單矩陣型的液晶面板、和使用了薄膜電晶體(ThinFilm Transistor以下簡稱TFT)等的轉換元件的有源矩陣方式的液晶面板。
簡單矩陣方式的液晶面板與有源矩陣方式的相比容易實現低功耗，但相反也存在難以實現多色化和動畫顯示的問題。另一方面，有源矩陣方式適合多色化和動畫顯示，但存在難以實現低功耗的問題。
近年來，在手機等的可攜式電子設備中，為了能夠提供高畫質的圖像，對多色化和動畫顯示的要求越來越高。因此，有源矩陣方式的液晶面板逐漸代替了以前一直使用的簡單矩陣方式的液晶面板。
而且，在應用於可攜式電子設備上的有源矩陣方式的液晶面板中，從要求液晶的交流驅動和電源的低壓化的角度考慮，例如在每個掃描期間，使封入在像素電極和與該像素電極對置的公共電極(共同電極、對置電極)之間的液晶元件的外加電壓反轉。
專利文獻1特開2002-366114號公報在生成這種施加在公共電極上的公共電壓時，可以考慮利用運算放大器分別產生公共電壓的高電位側電壓和低電位側電壓。不過，為了保證運算放大器的輸出振幅，必須以所謂的兩電源的方法向這些運算放大器供給電源電壓。因此，由於運算放大器的電源電壓變大，使功耗增大，從而更難以實現低功耗化。
發明內容
鑑於上述技術問題，本發明的目的在於提供以低功耗的形式生成公共電壓的公共電壓生成電路、電源電路、顯示驅動器和公共電壓生成方法。
為了解決上述技術問題，本發明涉及一種公共電壓生成電路，用於生成施加在公共電極上的公共電壓，所述公共電極隔著光電材料與由光電裝置的掃描線和數據線確定的像素電極對置，所述公共電壓生成電路的特徵在於包括第一運算放大器，輸出以第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的振幅電壓；第二運算放大器，輸出以所述第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的高電位側電壓；以及低電位側電壓生成電路，通過電荷泵的工作生成以所述高電位側電壓為基準的、相當於所述振幅電壓的、低電位的所述公共電壓的低電位側電壓，並供給到在其一端上供給第一電壓的後備電容器的另一端上，其中，將所述高電位側電壓或所述低電位側電壓提供給所述公共電極。
本發明還涉及一種公共電壓生成電路，用於生成施加在公共電極上的公共電壓，所述公共電極隔著光電材料與由光電裝置的掃描線和數據線確定的像素電極對置，所述公共電壓生成電路的特徵在於包括第一運算放大器，輸出以第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的振幅電壓；第二運算放大器，輸出以所述第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的高電位側電壓；以及低電位側電壓生成電路，通過向快速電容器的一端供給所述高電位側電壓的電荷泵的工作生成以所述高電位側電壓為基準的、相當於所述振幅電壓的、低電位的所述公共電壓的低電位側電壓，所述快速電容器積蓄與所述第一電源電壓和所述振幅電壓之間的電壓差對應的電荷，其中，將所述高電位側電壓或低電位側電壓提供給所述公共電極。
根據本發明，因為通過電荷泵的工作生成公共電壓的低電位側電壓，所以能夠減少運算放大器的數量。而且，與由運算放大器輸出低電位側電壓的結構相比，能夠將構成公共電壓生成電路的運算放大器的電源電壓的幅度變小。而且，通過減少運算放大器的耗電路徑，並且將運算放大器的電源電壓的幅度變小，從而與由運算放大器輸出低電位側電壓的結構相比，能夠大幅度地降低功耗。
在本發明所涉及的公共電壓生成電路中，所述低電位側電壓生成電路包括串聯連接的第一和第二轉換元件，以及串聯連接的第三和第四轉換元件，在所述第一轉換元件的一端上供給所述振幅電壓，在所述第二轉換元件的一端上供給所述高電位側電壓，在所述第三轉換元件的一端上供給所述第一電源電壓，在所述後備電容器的一端上供給所述第一電源電壓，在第一期間中，所述第一轉換元件導通、所述第二轉換元件截止，並在所述快速電容器的一端上供給所述振幅電壓，與此同時，所述第三轉換元件導通，所述第四轉換元件截止，在接著第一期間的第二期間中，所述第一轉換元件截止、所述第二轉換元件導通，並在所述快速電容器的一端上供給所述高電位側電壓，與此同時，所述第三轉換元件截止、所述第四轉換元件導通，並在所述後備電容器的另一端上供給所述快速電容器的另一端的電壓。
根據本發明，以設有第一～第四轉換元件的簡單結構，就能減少運算放大器的耗電線路，並且使運算放大器的電源電壓的幅度變小，從而大幅度降低公共電壓生成電路的功耗。
在本發明涉及的公共電壓生成電路中，所述第一和第二轉換元件是MOS電晶體，構成所述第一和第二轉換元件的MOS電晶體的柵極電壓的振幅可以比所述振幅電壓和所述高電位側電壓之間的電壓差大，所述第三和第四轉換元件是MOS電晶體，構成所述第三和第四轉換元件的MOS電晶體的柵極電壓的振幅可以比所述第一電源電壓和所述低電位側電壓之間的電壓差大。
此外，在涉及本發明的公共電壓生成電路中，構成所述第一～第四轉換元件的MOS電晶體的柵極電壓的振幅可以與施加在所述掃描線上的掃描電壓的振幅相同。
根據本發明，因為能降低公共電壓生成電路的第一～第四轉換元件導通狀態下的阻抗，所以能夠抑制基於電荷泵工作導致的損失，提高升壓效率，與此同時實現上述的低功耗。
此外，在涉及本發明的公共電壓生成電路中，所述第二運算放大器是以電壓跟隨器形式連接的運算放大器，由n溝道型驅動電晶體驅動其輸出，所述振幅電壓與所述高電位側電壓相比可以是高電位。
此外，在涉及本發明的公共電壓生成電路中，所述第二運算放大器包括第二差動部和第二驅動部，通過電壓跟隨器形式連接而形成，所述第二驅動部包括電流發生器，其一端與第二電源電壓端連接，另一端與所述第二運算放大器的輸出端連接；以及n溝道型驅動電晶體，其一端與所述第一電源電壓端連接，另一端與所述第二運算放大器的輸出端連接。
根據本發明，因為第二運算放大器可以在不降低其輸出電位的程度下供給電流，所以能夠減小流經第二運算放大器的電流發生器的電流值，進一步實現低功耗。
此外，在涉及本發明的公共電壓生成電路中，所述第一運算放大器是以電壓跟隨器形式連接的運算放大器，由p溝道型驅動電晶體驅動其輸出。
在涉及本發明的公共電壓生成電路中，所述第一運算放大器包括第一差動部和第一驅動部，通過電壓跟隨器形式連接而形成，所述第一驅動部包括p溝道型驅動電晶體，其一端與第二電源電壓端連接，另一端與所述第一運算放大器的輸出端連接；以及電流發生器，其一端與所述第一電源電壓端連接，另一端與所述第一運算放大器的輸出端連接。
根據本發明，因為第一運算放大器不需要將其輸出電位降至低電位側，所以能夠減小流經第一運算放大器的電流發生器的電流，從而進一步實現低功耗。
此外，在涉及本發明的公共電壓生成電路中，包括在其一端上供給所述高電位側電壓的第一輸出電晶體，以及在其一端上供給所述低電位側電壓的第二輸出電晶體，其中，所述第一輸出電晶體的另一端與所述第二輸出電晶體的另一端連接，所述第一和第二輸出電晶體的柵極電壓的振幅分別比所述高電位側電壓和所述低電位側電壓之間的電壓差大。
此外，在涉及本發明的公共電壓生成電路中，所述第一和第二輸出電晶體的柵極電壓的振幅與施加在所述掃描線上的掃描電壓的振幅相同。
根據本發明，因為能夠降低公共電壓生成電路的輸出阻抗，所以能夠向公共電極供給所希望的高電位側電壓或低電位側電壓。從而，即使是與運算放大器相比較而言驅動能力弱的電荷泵的輸出，也能夠防止畫質變劣，實現低功耗。
此外，本發明還涉及一種包括上述描述的任一公共電壓生成電路的電源電路。
本發明涉及用於對包括多條掃描線和多條數據線的光電裝置進行電源供給的電源電路，其特徵在於包括上述任一所述的公共電壓生成電路，以及掃描電壓生成電路，其在生成所述掃描線的掃描電壓的同時，將所述掃描電壓的高電位側電壓和低電位側電壓提供給所述公共電壓生成電路。
根據本發明，能夠提供一種可實現大幅度降低功耗的電源電路。
本發明涉及一種用於對包括多條掃描線和多條數據線的光電裝置進行驅動的顯示驅動器，其包括上面描述的電源電路，以及利用所述掃描電壓驅動所述掃描線的掃描線驅動電路。
在本發明所涉及的顯示驅動器中還可以包括根據顯示數據驅動所述數據線的數據線驅動電路。
此外，本發明所涉及的顯示驅動器是一種用於對包括多條掃描線和多條數據線的光電裝置進行驅動的顯示驅動器，其包括上面描述的電源電路，以及根據顯示數據驅動所述數據線的數據線驅動電路。
根據本發明，能夠提供一種可實現大幅度降低功耗的顯示驅動器。
此外，本發明涉及一種顯示裝置，包括上面描述的任一公共電壓生成電路，用所述公共電壓生成電路生成的公共電壓進行液晶顯示。
根據本發明，可以提供一種可實現大幅度降低功耗的顯示裝置。
此外，本發明涉及一種公共電壓生成方法，用於生成施加在公共電極上的公共電壓，所述公共電極隔著光電材料與由光電裝置的掃描線和數據線確定的像素電極對置，所述公共電壓生成方法的特徵在於包括通過以電壓跟隨器形式連接的第一運算放大器的p溝道型驅動電晶體輸出以第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的振幅電壓，同時，通過以電壓跟隨器形式連接的第二運算放大器的n溝道型驅動電晶體生成以所述第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的高電位側電壓，通過使用了快速電容器的電荷泵的工作，生成以所述高電位側電壓為基準的、相當於所述振幅電壓的、低電位的所述公共電壓的低電位側電壓，所述快速電容器連接在所述第一運算放大器的輸出與所述第一電源電壓之間，並將所述高電位側電壓或低電位側電壓提供給所述公共電極。
圖1是應用本實施例的公共電壓生成電路的液晶裝置的框圖例。
圖2是圖1的數據線驅動電路的構成例的框圖。
圖3是圖1的掃描線驅動電路的構成例的框圖。
圖4是圖1的電源電路的構成例的框圖。
圖5是圖4的掃描電壓生成電路的構成例的框圖。
圖6是圖1的顯示面板的驅動波形的一個實例的示意圖。
圖7是公共電極的極性反轉驅動的說明圖。
圖8是圖4的公共電壓生成電路的構成例的模式圖。
圖9是實施例中的公共電壓生成電路的原理結構的一個例子。
圖10是實施例的公共電壓生成電路的原理結構的另一個例子。
圖11是實施例中的公共電壓生成電路的構成例的電路圖。
圖12是圖11的公共電壓生成電路的工作例的時序圖。
圖13(A)和圖13(B)是低電位側電壓生成電路的各相位的等效電路圖。
圖14是採用p溝道型運算放大器的第一運算放大器的構成例的電路圖。
圖15是採用n溝道型運算放大器的第二運算放大器的構成例的電路圖。
圖16是實施例中的比較例的公共電壓生成電路的構成例的電路圖。
圖17是採用第五運算放大器而形成的減法電路的構成例的示意圖。
圖18是採用第五運算放大器而形成的反轉放大電路的構成例的示意圖。
圖19是採用第五運算放大器而形成的非反轉放大電路的構成例的示意圖。
圖20是圖16的比較例的公共電壓生成電路的各種電源電壓的一例模式圖。
圖21是TFT的寄生電容的說明圖。
圖22是圖11的實施例的公共電壓生成電路的各種電源電壓的一例模式圖。
圖23(A)是實施例中的公共電壓生成電路的功耗的說明圖。
圖23(B)是比較例中的公共電壓生成電路的功耗的說明圖。
圖24是圖4所示的電源電路的電位關係的說明圖。
圖25是構成第一和第二輸出轉換元件的MOS電晶體的柵極電壓的一例示意圖。
圖26是構成第一～第四轉換元件的MOS電晶體的柵極電壓的一例示意圖。
具體實施例方式
以下對照附圖，對本發明的實施方式進行詳細說明。以下描述的實施方式並沒有對權利要求中記載的本發明的保護範圍做不適當地限定。而且，以下所描述的所有構成並不都是本發明所必需的構成要件。
1.液晶裝置圖1示出了採用本實施例的公共電壓生成電路的液晶裝置的框圖例。
該液晶裝置10(廣義上是指顯示裝置)包括顯示面板12(狹義上是指LCD(Liquid Crystal Display)面板)，數據線驅動電路20(狹義上是指源極驅動器)，掃描線驅動電路30(狹義上是指柵極驅動器)、控制器40和電源電路50。此外，液晶裝置10不需要包含所有這些電路模塊，也可以省略其中的部分電路模塊。
這裡，顯示面板(廣義上是指光電裝置)12包括多條掃描線(狹義上是指柵極線)，多條數據線(狹義上是指源極線)，以及由掃描線和數據線指定的像素電極。這種情況下，薄膜電晶體TFT(Thin Film Transistor廣義上是指轉換元件)與數據線連接，像素電極與該TFT連接，從而構成有源矩陣型的液晶裝置。
更具體地說，顯示面板12在有源矩陣襯底(諸如玻璃襯底)上形成。在該有源矩陣襯底上，設置有沿圖1中Y方向排列的、並且分別向X方向延伸的多條掃描線G1～GM(M是大於或等於2的自然數)，以及沿X方向排列的、並且分別向Y方向延伸的多條數據線S1～SN(N是大於或等於2的自然數)。在與掃描線GK(1≤K≤M，K是自然數)和數據線SL(1≤L≤N，L是自然數)的交叉點的對應位置上設置薄膜電晶體TFTKL(廣義上是轉換元件)。
TFTKL的柵極與掃描線GK連接，TFTKL的源極與數據線SL連接。TFTKL的漏極與像素電極PEKL連接。在該像素電極PEKL和公共電極CE(共同電極、對置電極)之間形成液晶電容CLKL(液晶元件)和輔助電容CSKL，該公共電極CE隔著液晶(廣義上是指光電材料)與該像素電極PEKL相對。而且，顯示面板12通過在用於形成TFTKL和像素電極PEKL等的有源矩陣襯底和用於形成公共電極CE的對置襯底之間封入液晶而形成，根據像素電極PEKL和公共電極CE之間的外加電壓，可以改變像素的透射率。
此外，提供給公共電極CE的公共電壓VCOM的電壓電平(高電位側電壓、低電位側電壓)由包含在電源電路50中的公共電壓生成電路生成。而且，並不是在對置襯底上形成整體的公共電極，而是可以形成與各掃描線對應的帶狀形式的公共電極。
數據線驅動電路20根據顯示數據驅動顯示面板12的數據線S1～SN。另一方面，掃描線驅動電路30掃描(依次驅動)顯示面板12的掃描線G1～GM。
控制器40按照沒有圖示的中央處理器(Central Processing UnitCPU)等主機設定的內容，控制數據線驅動電路20、掃描線驅動電路30和電源電路50。更具體地說，控制器40向數據線驅動電路20和掃描線驅動電路30提供諸如操作模式的設置內容和在內部生成的垂直同步信號和/或水平同步信號，而且，控制器40通過對電源電路50進行控制來對施加在公共電極CE上的公共電壓VCOM的電壓電平的極性反轉計時進行控制。
電源電路50根據外部提供的基準電壓，生成驅動顯示面板12所需的各種電壓電平(灰度電壓)和應用於公共電極CE上的公共電壓VCOM的電壓電平。
這種結構的液晶裝置10在控制器40的控制下，根據從外部供給的顯示數據，協調數據線驅動電路20、掃描線驅動電路30和電源電路50，驅動顯示面板12。
另外，在圖1中，雖然液晶裝置10包括控制器40，但控制器40也可以設置在液晶裝置10的外部。或者，控制器40也可以和主機一起包含在液晶裝置10內。另外，也可以在顯示面板12上形成數據線驅動電路20、掃描線驅動電路30、控制器40和電源電路50的一部分或者全部。
此外，在圖1中，可以集成數據線驅動電路20、掃描線驅動電路30和電源電路50，作為半導體裝置(集成電路、IC)，構成顯示驅動器60。而且，顯示驅動器60可以內置控制器40。或者在圖1中，顯示驅動器60可以是將數據線驅動電路20和掃描線驅動電路30中的任一個與電源電路50集成的半導體裝置。
1.1數據線驅動電路圖2示出了圖1的數據線驅動電路20的構成例。
數據線驅動電路20包括移位寄存器22、線鎖存器24和26、DAC 28(Digital-to-Analog Converter)(廣義上是指數據電壓生成電路)、及輸出緩衝器29。
移位寄存器22對應各數據線設置，包含依次連接的多個觸發器。該移位寄存器22在與時鐘信號CLK同步保持允許輸入輸出信號EIO時，依次與下一個時鐘信號CLK同步向鄰接的觸發器移位該允許輸入輸出信號EIO。
向線鎖存器24輸入來自控制器40的諸如以18位(6位(灰度數據)×3(RGB各色))為一單位的顯示數據(DIO)。線鎖存器24與在移位寄存器22的各觸發器中依次被移位的允許輸入輸出信號EIO同步，鎖存該顯示數據(DIO)。
線鎖存器26與由控制器40供給的水平同步信號Lp同步，並鎖存由線鎖存器24鎖存的一水平掃描單位的顯示數據。
DAC 28生成應該供給到各數據線的模擬數據電壓。更具體地說，DAC 28根據來自線鎖存器26的數字的顯示數據，選擇來自圖1的電源電路50的灰度電壓中的一個，輸出與數字的顯示數據對應的模擬的數據電壓。
輸出緩衝器29緩衝來自DAC 28的數據電壓，並輸出到數據線，進而驅動數據線。更具體地說，輸出緩衝器29包括按照各數據線設置的、以電壓跟隨器形式連接的運算放大電路OPC，這些運算放大電路OPC將來自DAC 28的數據電壓進行阻抗轉換，並輸出到各數據線。
此外，在圖2中，數據線驅動電路20採用將數字的顯示數據進行數字·模擬轉換，通過輸出緩衝器29輸出到數據線的結構，當然也能夠採用採樣·保持模擬的視頻信號，並通過輸出緩衝器29輸出到數據線的結構。
1.2掃描線驅動電路圖3示出了圖1的掃描線驅動電路30的構成例。
掃描線驅動電路30包括移位寄存器32、電平位移器34和輸出緩衝器36。
移位寄存器32對應各掃描線設置，包括依次連接的多個觸發器。該移位寄存器32在與時鐘信號CLK同步時在觸發器內保持允許輸入輸出信號EIO時，依次與時鐘信號CLK同步，向鄰接的觸發器移位該允許輸入輸出信號EIO。這裡輸入的允許輸入輸出信號EIO是由控制器40供給的垂直同步信號。
電平位移器34將來自移位寄存器32的電壓電平移位成滿足顯示面板12中的液晶元件和TFT的電晶體能力的電壓電平。因為作為該電壓電平需要例如20V～50V的高電壓電平，所以需要採用與其他的邏輯電路部分不同的高耐壓工藝。
輸出緩衝器36緩衝被電平位移器34移位的掃描電壓，並輸出到掃描線，進而驅動掃描線。
1.3電源電路圖4示出了圖1的電源電路50的構成例。
電源電路50包括正方向兩倍升壓電路52、掃描電壓生成電路54和公共電壓生成電路56。在該電源電路50中，提供有系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)和系統電源電壓VDD。
在正方向兩倍升壓電路52上提供系統接地電源電壓VSS和系統電源電壓VDD。而且，正方向兩倍升壓電路52生成以系統接地電源電壓VSS為基準的、將系統電源電壓VDD向正方向升壓兩倍的電源電壓VOUT(第二電源電壓)。也就是說，正方向兩倍升壓電路52將系統接地電源電壓VSS和系統電源電壓VDD之間的電壓差升壓兩倍。這種正方向兩倍升壓電路52可以由公知的電荷泵電路構成。電源電壓VOUT被提供給數據線驅動電路20、掃描電壓生成電路54和公共電壓生成電路56。此外，優選以下方式，即正方向兩倍升壓電路52在以大於等於兩倍的升壓倍率升壓後，通過調整器調整電壓電平，並輸出將系統電源電壓VDD向正方向升壓兩倍的電源電壓VOUT。
在掃描電壓生成電路54上提供系統接地電源電壓VSS和電源電壓VOUT。而且，掃描電壓生成電路54生成掃描電壓。掃描電壓是施加在被掃描線驅動電路30驅動的掃描線上的電壓。該掃描電壓的高電位側電壓是VDDHG，低電位側電壓是VEE。在本實施例中，掃描電壓的高電位側電壓VDDHG、低電位側電壓VEE也被供給到公共電壓生成電路56上。
公共電壓生成電路56生成公共電壓VCOM。公共電壓生成電路56根據極性反轉信號POL將高電位側電壓VCOMH或低電位側電壓VCOML中的一個電壓作為公共電壓VCOM輸出。極性反轉信號POL與極性反轉計時對應，由控制器40生成。
圖5示出了圖4的掃描電壓生成電路54的構成例。
掃描電壓生成電路54包括正方向三倍升壓電路58和負方向兩倍升壓電路59。
正方向三倍升壓電路58生成以系統接地電源電壓VSS為基準的、將電源電壓VOUT向正方向升壓三倍的掃描電壓的高電位側電壓VDDHG。也就是說，正方向三倍升壓電路58將系統接地電源電壓VSS和電源電壓VOUT之間的電壓差升壓三倍。這種正方向三倍升壓電路58可以由公知的電荷泵電路構成。
負方向兩倍升壓電路59生成以系統接地電源電壓VSS為基準的、將電源電壓VOUT向負方向升壓兩倍的掃描電壓的低電位側電壓VEE。也就是說，負方向兩倍升壓電路59將系統接地電源電壓VSS和電源電壓VOUT之間的電壓差升壓(-2)倍。這種負方向兩倍升壓電路59可以由公知的電荷泵電路構成。
此外，正方向三倍升壓電路58、負方向兩倍升壓電路59也可以分別以大於等於預定的升壓倍率升壓後，再通過調整器調整，並輸出調整後的電壓。
圖4中的公共電壓生成電路56象掃描電壓生成電路54一樣使用高耐壓工藝形成時，構成公共電壓生成電路56的金屬氧化膜半導體(Metal Oxide SemiconductorMOS)電晶體的柵極電壓的振幅優選是由掃描電壓生成電路54生成的高電位側電壓VDDHG和低電位側電壓VEE間的振幅。這種情況下，當各MOS電晶體處於導通狀態時，能夠充分地降低阻抗。
圖6示出了圖1的顯示面板12的驅動波形圖的一例。
向數據線施加對應顯示數據灰度值的灰度電壓DLV。在圖6中，施加以系統接地電源電壓VSS(＝0V)為基準的、5V振幅的灰度電壓DLV。
在非選擇狀態時，向掃描線施加低電位側電壓VEE(＝-10V)，在選擇狀態時，施加高電位側電壓VDDHG(＝15V)的掃描電壓GLV。
向公共電極CE施加高電位側電壓為VCOMH(＝3V)、低電位側電壓為VCOML(＝-2V)的公共電壓VCOM。而且，以預設電壓為基準的公共電壓VCOM的電壓電平的極性，與極性反轉計時相對應地反轉。在圖6中，示出了所說的掃描線反轉驅動時的公共電壓VCOM的波形。與該極性反轉計時相對應，數據線的灰度電壓DLV也以預設的電壓為基準反轉其極性。
1.4極性反轉驅動液晶元件具有長時間施加直流電壓就會變劣的性質。因此，需要以特定時間為單位、反轉施加在液晶元件上的電壓的極性的驅動方式。作為這種驅動方式，包括幀反轉驅動、掃描(柵極)線反轉驅動、數據(源極)反轉驅動、點反轉驅動等。
其中，幀反轉驅動功耗低，但存在畫質不怎麼好的缺點。此外，數據線驅動和點反轉驅動畫質好，但存在顯示面板的驅動需要高電壓的缺點。
因此，在本實施例中，採用掃描線反轉驅動。在該掃描線反轉驅動中，施加在液晶元件上的電壓以掃描期間為單位(以掃描線為單位)進行極性反轉。例如，在第一掃描期間(掃描線)，正極性的電壓施加在液晶元件上，在第二掃描期間，負極性的電壓施加在液晶元件上，在第三掃描期間，正極性的電壓施加在液晶元件上。另一方面，在下一幀，這次在第一掃描期間負極性的電壓施加在液晶元件上，在第二期間，正極性的電壓施加在液晶元件上，在第三掃描期間，負極性的電壓施加在液晶元件上。
而且，在該掃描線反轉驅動中，公共電極CE的公共電壓VCOM的電壓電平以掃描期間為單位極性反轉。
更具體的如圖7所示，在正極期間T1(第一期間)中，公共電壓VCOM的電壓電平成為低電位側電壓VCOML，在負極期間T2(第二期間)中，公共電壓VCOM的電壓電平成為高電位側電壓VCOMH。而且，配合該計時，施加在數據線上的灰度電壓也反轉其極性。此外，低電位側電壓VCOML是以預設的電壓電平為基準的、將高電位側電壓VCOMH的極性反轉而得到的電壓電平。
這裡，正極期間T1是數據線的灰度電壓被供給的像素電極的電壓電平比公共電極CE的電壓電平高的期間。在該期間T1中，可以向液晶元件施加正極性的電壓。另一方面，負極期間T2是數據線的灰度電壓被供給的像素電極的電壓電平比公共電極CE的電壓電平低的期間。在該期間T2中，可以向液晶元件施加負極性的電壓。
這樣，通過將公共電壓VCOM極性反轉，可以降低顯示面板的驅動所需的電壓。因此，能夠降低驅動電路的耐壓，從而能夠簡化驅動電路的製造工序，實現低成本。
2.公共電壓生成電路以這種極性反轉驅動作為目的，施加上述的公共電壓VCOM的公共電極CE是諸如在對置襯底上整體形成的一個電極。在驅動公共電極CE時的負荷容量變大，而且，因為需要在特定期間內使電壓電平變化，所以通常情況下，公共電極CE需要由驅動能力大的運算放大器驅動。例如，根據極性反轉計時，選擇輸出分別用於生成高電位側電壓VCOMH、低電位側電壓VCOML的兩個運算放大器的輸出。
這種情況下，為了可靠保證兩個運算放大器的輸出振幅，必須利用所謂的兩電源的方法向這些運算放大器提供電源電壓，由於運算放大器的電源電壓的幅度變大，將更難以實現低功耗化。
在本實施例中，為了解決上述技術問題，採用具有下述結構的公共電壓生成電路，以實現低功耗。
圖8示出了圖4的公共電壓生成電路56的模式構成例。
公共電壓生成電路56包括第一運算放大器OP1和第二運算放大器OP2，以及選擇電路SEL。
第一運算放大器OP1輸出以系統接地電源電壓VSS(廣義上是指第一電源電壓)為基準的、公共電壓VCOM的振幅電壓VCOMW。第二運算放大器OP2輸出以系統接地電源電壓VSS為基準的、公共電壓VCOM的高電位側電壓VCOMH。
而且，通過電荷泵的工作生成以高電位側電壓VCOMH為基準的、僅相當于振幅電壓VCOMW和系統接地電源電壓VSS之間的電壓差的、低電位的公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML(即該低電位側電壓VCOML與高電位側電壓VCOMH相比是低電位，兩者的電位差僅為振幅電壓VCOMW和系統接地電源電壓VSS之間的電壓差)。其後，選擇電路SEL根據極性反轉信號POL的邏輯電平，將高電位側電壓VCOMH或低電位側電壓VCOML中的一個作為公共電壓VCOM輸出。
這樣，公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML不是通過運算放大器輸出的，而是通過電荷泵的工作生成的。
因為像素的透射率隨著像素電極的電壓和公共電極的電壓之間的差發生變化，所以一般情況下，液晶的外加電壓的偏差目標值被設置為5-20mV。從而，當大於或等於該偏差時，因為能夠用肉眼確認部分變色，所以必須高精度地設定外加電壓。而且，當利用驅動能力弱的電荷泵輸出時，難以在該偏差內穩定、周期性地向公共電極輸出，所以要由運算放大器進行。
不過，即使利用電荷泵的輸出來向公共電極輸出電壓，如果能夠在特定的偏差範圍內設定公共電壓，則對液晶面板整體的畫質的影響幾乎不能用肉眼識別出，這個的事實也已由發明者確認了。因此，如上所述，即使利用電荷泵的輸出來向公共電極輸出電壓，也能夠防止畫質變劣。
而且，通過採用本實施例的結構，就變得不需要通過所謂的兩電源的方法外加電源電壓。從而，因為用於生成公共電壓的運算放大器的電源電壓的幅度變得更小，而且，減少了運算放大器的數量，所以能夠實現低功耗。
圖9示出了本實施例中的公共電壓生成電路的原理結構圖的一例。其中，與圖8所示的公共電壓生成電路56相同的部分用相同的附圖標記表示，在此適當省略對其的說明。
該公共電壓生成電路100可以應用在圖4所示的電源電路50上。公共電壓生成電路100包括第一運算放大器OP1和第二運算放大器OP2，以及低電位側電壓生成電路110。
第一運算放大器OP1輸出以系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)為基準的、公共電壓VCOM的振幅電壓VCOMW。第二運算放大器OP2輸出以系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)為基準的、公共電壓VCOM的高電位側電壓VCOMH。
低電位側電壓生成電路110通過電荷泵工作向後備電容器BC的一個端子(另一個端子)提供以高電位側電壓VCOMH為基準的、僅為振幅電壓VCOMW的公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML。向後備電容器BC的另一個端子(一個端子)提供預設的第一電壓(例如系統接地電源電壓VSS)。公共電壓生成電路100等(公共電壓生成電路100或內置該公共電壓生成電路100的電源電路)可以內置該後備電容器BC。而且，可以以通過公共電壓生成電路100等所具有的外部連接端子與公共電壓生成電路100等連接的方式，在外部設置後備電容器BC。
公共電壓生成電路100將這樣生成的高電位側電壓VCOMH或低電位側電壓VCOML供給到公共電極CE上。因此，公共電壓生成電路100能夠包括選擇電路SEL。選擇電路SEL根據極性反轉信號POL的邏輯電平，輸出高電位側電壓VCOMH或低電位側電壓VCOML中一個。
圖10示出了本實施例中的公共電壓生成電路的原理構成圖的另一個例子。其中，與圖9相同的部分標註相同的附圖標記，在此適當省略對其的說明。
該公共電壓生成電路120可以應用在圖4所示的電源電路50上。公共電壓生成電路120包括第一運算放大器OP1和第二運算放大器OP2，以及低電位側電壓生成電路130。
低電位側電壓生成電路130向快速電容器FC的一端提供高電位側電壓VCOMH，該快速電容器FC積蓄與系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)和振幅電壓VCOMW之間的電壓差對應的電荷。因此，低電位側電壓生成電路130能夠生成以高電位側電壓VCOMH為基準的、僅為振幅電壓VCOMW的低電位的公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML。公共電壓生成電路120等(公共電壓生成電路120或內置公共電壓生成電路120的電源電路)可以內置該快速電容器FC。此外，可以在外部設置快速電容器FC，以通過公共電壓生成電路120等具有的外部連接端子與公共電壓生成電路120等連接。
公共電壓生成電路120向公共電極CE供給高電位側電壓VCOMH或低電位側電壓VCOML。因此，公共電壓生成電路120能夠包括選擇電路SEL。
圖11示出了本實施例中的公共電壓生成電路的構成例的電路圖。該公共電壓生成電路200可以認為是圖9或圖10所示的公共電壓生成電路100、120的具體構成例。
第一運算放大器OP1由以電壓跟隨器形式連接的運算放大器構成。第一運算放大器OP1將電源電壓VOUT、系統接地電源電壓VSS作為電源工作。電源電壓VOUT由圖4所示的電源電路50生成。向第一運算放大器OP1的非反轉輸入端子(+端子)輸入的信號是將電源電壓VOUT和系統接地電源電壓VSS間的電壓差進行阻抗分割的分壓Vin1。而且，第一運算放大器OP1的輸出與該反轉輸入端子(-端子)連接。因為這種第一運算放大器OP1輸入阻抗高而輸出阻抗低，能夠穩定提供振幅電壓VCOMW，作為對應於分壓Vin1的輸出電壓。
第二運算放大器OP2由以電壓跟隨器形式連接的運算放大器構成。第二運算放大器OP2將電源電壓VOUT、系統接地電源電壓VSS作為電源工作。向第二運算放大器OP2的非反轉輸入端子(+端子)輸入的信號是將電源電壓VOUT和系統接地電源電壓VSS間的電壓差阻抗分割的分壓Vin2。而且，第二運算放大器OP2的輸出與該反轉輸入端子(-端子)連接。因為這種第二運算放大器OP2輸入阻抗高而輸出阻抗低，能夠穩定提供公共電壓VCOM的高電位側電壓VCOMH，作為對應於分壓Vin2的輸出電壓。
低電位側電壓生成電路210包括第一～第四的轉換元件SW1～SW4。第一轉換元件SW1和第二轉換元件SW2串聯連接，向串聯連接的第一轉換元件SW1和第二轉換元件SW2的兩端提供振幅電壓VCOMW和高電位側電壓VCOMH。第三轉換元件SW3和第四轉換元件SW4串聯連接。向第三轉換元件SW3的一端提供系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)。第三轉換元件SW3的另一端與第四轉換元件SW4的一端連接。而且，第四轉換元件SW4的另一端的電壓成為公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML。
第一～第四轉換元件SW1～SW4分別由轉換控制信號進行導通、截止的控制。這種第一～第三轉換元件SW1～SW3由p溝道型MOS電晶體構成，第四轉換元件SW4由n溝道型MOS電晶體構成。而且，向各MOS電晶體的柵極輸入電荷信號CK1P～CK3P、CK1N，各MOS電晶體由電荷信號CK1P～CK3P、CK1N進行導通、截止的控制。
第一轉換元件SW1和第二轉換元件SW2的連接節點ND1與外部連接端子TC1連接。第三轉換元件SW3和第四轉換元件SW4的連接節點ND2與外部連接端子TC4連接。在公共電壓生成電路200的外部，快速電容器FC連接在外部連接端子TC1和TC4之間。
選擇電路SEL包括第一輸出轉換元件SWO1和第二輸出轉換元件SWO2。第一輸出轉換元件SWO1和第二輸出轉換元件SWO2串聯連接，在其兩端上提供公共電壓VCOM的高電位側電壓VCOMH和低電位側電壓VCOML。
第一輸出轉換元件SWO1作為第一輸出電晶體由p溝道型MOS電晶體構成。第二輸出轉換元件SWO2作為第二輸出電晶體由n溝道型MOS電晶體構成。在各輸出電晶體的柵極上提供極性反轉信號POL。
第一轉換元件SWO1和第二轉換元件SWO2的連接節點與外部連接端子TC2連接。向與外部連接端子TC2連接的公共電極CE提供公共電壓VCOM。
第三轉換元件SW3的源極端與外部連接端子TC3連接。第四轉換元件SW4的源極端與外部連接端子TC5連接。在第三轉換元件SW3的源極一端上提供系統接地電源電壓VSS。在第四轉換元件SW4的源極一端上提供公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML。而且，在公共電壓生成電路200的外部，後備電容器BC連接在外部連接端子TC3和TC5之間。
圖12示出了圖11的公共電壓生成電路200的動作例的時序圖。
在此，示意性地示出了電荷信號CK1P～CK3P、CK1N，以及連接節點ND1、ND2、ND0的變化。而且，為了簡化說明，MOS電晶體可以認為是沒有電阻的理想的轉換元件，從而沒有電路元件的功耗損失。
電荷信號CK1P～CK3P、CK1N分別具有兩種期間(PH1、PH2)。電荷信號CK1P、CK3P是同時變化的信號。電荷信號CK2P、CK1N是同時變化的信號。電荷信號CK1P、CK2P的變化優選不同時進行。電荷信號CK3P、CK1N的變化優選不同時進行。
在相位PH1(第一期間)中，電荷信號CK1P、CK3P、CK1N處於L電平，電荷信號CK2P處於H電平。因此，第一轉換元件SW1導通、第二轉換元件SW2截止，從而在連接節點ND1上供給振幅電壓VCOMW。因此，在快速電容器FC的一端上提供振幅電壓VCOMW。此外，在該相位PH1中，第三轉換元件SW3導通、第四轉換元件SW4截止，從而在連接節點ND2上提供系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)。因此，在快速電容器FC的另一端上提供系統接地電源電壓VSS。
在相位PH2(接著第一期間的第二期間)中，電荷信號CK1P、CK3P、CK1N處於H電平，電荷信號CK2P處於L電平。因此，第一轉換元件SW1截止、第二轉換元件SW2導通，從而在連接節點ND1上供給高電位側電壓VCOMH。因此，在快速電容器FC的一端上提供高電位側電壓VCOMH。此外，在該相位PH2中，第三轉換元件SW3截止、第四轉換元件SW4導通，從而在連接節點NDO上提供快速電容器FC另一端的電壓。因此，在後備電容器BC的一端上提供快速電容器FC另一端的電壓。
圖13(A)和圖13(B)是在相位PH1和PH2中的低電位側電壓生成電路210的等效電路。
圖13(A)是相位PH1中的等效電路。在該相位PH1中，在快速電容器FC的兩端上產生振幅電壓VCOMW和系統接地電源電壓VSS間的電壓差。將系統接地電源電壓VSS設為0V(伏特)、將快速電容器FC的電容設為C1時，則充電到快速電容器FC的電荷Q1是C1×VCOMW，即Q1＝C1×VCOMW。
圖13(B)是相位PH2中的等效電路。在相位PH1中被供給了正側電壓的快速電容器FC的端子上，在相位PH2中被供給了高電位側電壓VCOMH。因此，快速電容器FC的另一端則變為以高電位側電壓VCOMH為基準的、僅為與電荷Q1對應的電壓的低電壓。也就是說，在相位PH2中快速電容器FC另一端的電壓是(VCOMH-VCOMW)的電壓，在連接節點DNO上供給(VCOMH-VCOMW)，作為低電位側電壓VCOML。
而且，向供給了電壓差(VCOMH-VCOMW)的後備電容器BC充電，並返回相位PH1。當第四轉換元件SW4截止時，充電到後備電容器BC上的電荷被公共電極CE放電。不過，因為來自快速電容器FC的電荷被反覆供給，所以能夠維持低電位側電壓VCOML作為連接節點DNO的電壓。
而且，如圖11所示的公共電壓生成電路200採用p溝道型運算放大器作為第一運算放大器OP1。此外，公共電壓生成電路200採用n溝道型運算放大器作為第二運算放大器OP2。
圖14示出了採用p溝道型運算放大器的第一運算放大器OP1的構成例的電路圖。
第一運算放大器OP1是以電壓跟隨器形式連接的運算放大器，由P溝道型驅動電晶體PT13驅動其輸出。這種第一運算放大器OP1包括第一差動部DIF1和第一驅動部DRV1，能夠通過電壓跟隨器形式連接來形成。
第一驅動部DRV1的結構包括P溝道型驅動電晶體PT13，而不包括n溝道型驅動電晶體。該第一驅動部DRV1包括P溝道型驅動電晶體PT13和電流發生器IS12。P溝道型驅動電晶體PT13的一端與電源電壓VOUT(第二電源電壓)端連接，另一端與第一運算放大器OP1的輸出端連接。電流發生器IS12的一端與系統接地電源電壓(第一電源電壓)端連接，另一端與第一運算放大器OP1的輸出端連接。在圖14中，電容器CC1用於相位補償。
第一差動部DIF1包括其柵極共同與第一差動部DIF1的輸出DQ1連接的P溝道型電晶體PT11和PT12，其柵極與第一差動部DIF1的輸入I1和XI1連接的n溝道型電晶體NT11和NT12，以及設置在系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)端的電流發生器IS11。
而且，在第一運算放大器OP1中，其輸出Q1與第一差動部DIF1的輸入XI1連接，並且以電壓跟隨器形式連接。
圖15示出了採用n溝道型運算放大器的第二運算放大器OP2的構成例的電路圖。
第二運算放大器OP2是以電壓跟隨器形式連接的運算放大器，由n溝道型驅動電晶體NT23驅動其輸出。這種第二運算放大器OP2包括第二差動部DIF2和第二驅動部DRV2，能夠通過電壓跟隨器形式連接來形成。
第二驅動部DRV2的結構包括n溝道型驅動電晶體NT23，而不包括p溝道型驅動電晶體。該第二驅動部DRV2包括n溝道型驅動電晶體NT23和電流發生器IS22。n溝道型驅動電晶體NT23的一端與系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)端連接，另一端與第二運算放大器OP2的輸出端連接。電流發生器IS22的一端與電源電壓VOUT(第二電源電壓)端連接，另一端與第二運算放大器OP2的輸出端連接。在圖15中，電容器CC2用於相位補償。
第二差動部DIF2包括其柵極共同與第二差動部DIF2的輸出DQ2連接的n溝道型電晶體NT21和NT22，柵極與第二差動部DIF2的輸入I2和XI2連接的P溝道型電晶體PT21和PT22，以及設置在電源電壓VOUT(第二電源電壓)端的電流發生器IS21。
而且，在第二運算放大器OP2中，其輸出Q2與第二差動部DIF2的輸入XI2(反轉輸入)連接，並且是以電壓跟隨器形式連接。
在圖14的第一運算放大器OP1中，電流流經的線路只是I11和I12兩條。同樣，在圖15的第二運算放大器OP2中，電流流經的線路只是I21和I22兩條。從而，第一運算放大器OP1和第二運算放大器OP2與電流線路大於或等於三條的所說的AB級運算放大電路相比，能夠減少電流的浪費，實現低功耗。
此外，在第一運算放大器OP1中，在幾乎不需要將輸出Q1的電壓電平降低到低電位側時，流經電流發生器IS12的電流I12能夠非常小。在圖11的公共電壓生成電路200中，當公共電壓VCOM的振幅電壓VCOMW與公共電壓VCOM的高電位側電壓VCOMH相比是高電位時，第一運算放大器OP1不需要將快速電容器FC的一端降低到低電位側。因此，通過採用p溝道型運算放大器作為第一運算放大器OP1，能夠實現低功耗。
而且，在第二運算放大器OP2中，在幾乎不需要將輸出Q2的電壓電平升到高電位側時，流經電流發生器IS22的電流I22能夠非常小。在圖11的公共電壓生成電路200中，當公共電壓VCOM的振幅電壓VCOMW與公共電壓VCOM的高電位側電壓VCOMH相比是高電位時，第二運算放大器OP2不需要將快速電容器FC的一端升到高電位側。因此，通過採用n溝道型運算放大器作為第二運算放大器OP2，能夠實現低功耗。
2.1比較例下面，為了說明本實施例的效果，首先針對使用被稱作兩電源的方法提供電源電壓的比較例進行說明。
圖16示出了本實施例的比較例的公共電壓生成電路的構成例的電路圖。其中，與圖11所示的本實施例的公共電壓生成電路200相同的部分標註相同的附圖標記，並在此適當省略對其的說明。
比較例中的公共電壓生成電路包括第三～第五運算放大器OP3～OP5。第三運算放大器OP3將電源電壓VOUT(第二電源電壓)和系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)間的電壓作為電源電壓，輸出振幅電壓VCOMW。第四運算放大器OP4也將電源電壓VOUT和系統接地電源電壓VSS間的電壓作為電源電壓，輸出公共電壓VCOM的高電位側電壓VCOMH。
第五運算放大器OP5作為包括電阻元件(R1、R2)的減法電路工作，輸出公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML。更具體地說，在第五運算放大器OP5的反轉輸入端子上提供的是，經電阻元件(R1、R2)分割低電位側電壓VCOML和振幅電壓VCOMW之間的電壓而得到的分壓，其中低電位側電壓VCOML是其輸出電壓。當電阻元件R1、R2的電阻值相同時，在第五運算放大器OP5的非反轉輸入端子上供給的是高電位側電壓VCOMH的二分之一的電壓。
在此，對使用第五運算放大器OP5而形成的減法電路進行說明。
圖17示出了使用第五運算放大器OP5而形成的減法電路的構成例。
在第五運算放大器OP5的反轉輸入端子上提供的是，經電阻元件(R1、R2)分割作為其輸出電壓的低電位側電壓VCOML和振幅電壓VCOMW之間的電壓而得到的分壓。在第五運算放大器OP5的非反轉輸入端子上提供的是，經電阻元件(r1、r2)分割系統接地電源電壓VSS和高電位側電壓VCOMH之間的電壓而得到的分壓。
這種的減法電路可以認為是，使用OP5而形成的反轉放大電路和使用OP5而形成的非反轉放大電路的合成電路。
圖18示出了使用第五運算放大器OP5而形成的反轉放大電路的構成例。
在圖18中，可以認為圖17中的高電位側電壓VCOMH是系統接地電源電壓VSS。因為第五運算放大器OP5的輸入阻抗非常大，所以電流不能通過反轉輸入端子流入第五運算放大器OP5。因此，圖18中的反轉放大電路的輸出V1可以用下面的(1)式表示。
V1＝-(R2/R1)·VCOMW (1)也就是說，與第五運算放大器OP5的放大率沒有關係，而是由電阻元件R1、R2的比值決定放大率。而且，因為向反轉輸入端子供給輸入電壓，所以輸入信號和輸出信號的極性相反。
圖19示出了使用第五運算放大器OP5而形成的非反轉放大電路的構成例。
在圖19中，可以認為圖17中的振幅電壓VCOMW是系統接地電源電壓VSS。因為第五運算放大器OP5的輸入阻抗非常大，所以電流不能通過反轉輸入端子流入第五運算放大器OP5。因此，圖19中的非反轉放大電路的輸出V2可以用下面的(2)式表示。
V2＝(1+(R2/R1))·(r2/(r1+r2))·VCOMH (2)
也就是說，與第五運算放大器OP5的放大率沒有關係，而是由電阻元件R1、R2、r1、r2的比值決定放大率，並且能夠輸出大於或等於1倍輸入電壓值的輸出電壓。而且，因為向非反轉輸入端子供給輸入電壓，所以輸入信號和輸出信號的極性不反轉。
從以上所述可以得出圖17中的減法電路的輸出端VCOML是V1+V2。
VCOML＝V1+V2＝-(R2/R1)·VCOMW+(1+(R2/R1))·(r2/(r1+r2))·VCOMH(3)這裡，當R1＝R2，r1＝r2時，低電位側電壓VCOML可以表示成(4)式。
VCOML＝VCOMH-VCOMW (4)因此，圖17所示的減法電路將電壓差作為低電位側電壓VCOML輸出，該電壓差是指由電阻元件r1、r2分割高電位側電壓VCOMH而得到的電壓，減去由電阻元件R1、R2分割低電位側電壓VCOML和振幅電壓VCOMW之間的電壓而得到的電壓，所得到的電壓差。而且，低電位側電壓VCOML的極性相對於反轉輸入端子的輸入電壓的極性反轉。
如上所述，圖16所示的第五運算放大器OP5在電阻元件R1、R2的電阻值相同時，將由高電位側電壓VCOMH減去振幅電壓VCOMW所得到的電壓作為低電位側電壓VCOML輸出。
而且，在圖16所示比較例的公共電壓生成電路將第四運算放大器OP4所輸出的高電位側電壓VCOMH、第五運算放大器OP5所輸出的低電位側電壓VCOML中的一個，根據極性反轉信號POL的邏輯電平作為公共電壓VCOM輸出。
圖20示意性地示出了圖16比較例中的公共電壓生成電路的各種電源電壓的一個例子。
當將各數據線的驅動信號的最大振幅設為5.0V，將系統接地電源電壓VSS設為0V時，需要施加在公共電極上的公共電壓VCOM的振幅電壓VCOMW也為5.0V，該公共電極與供給數據線的驅動信號的像素電極對置。因此，第三運算放大器OP3的高電位側的電源電壓，作為比最大輸出電壓5.0V大的電壓可以諸如是5.6V。因此，電源電壓VOUT是5.6V。
公共電壓VCOM具有相對於像素電壓預先在負方向上設置的偏置電位。因此，公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML與系統接地電源電壓VSS相比是低電位。這個措施是為了當構成像素的TFT截止時，積蓄在像素電極上的電荷被TFT的寄生電容分割，從而防止希望的電壓沒有施加在液晶元件上。
圖21示出了TFT的寄生電容的說明圖。
在圖21中僅示出了TFTKL。TFTKL的源極·漏極間、柵極·漏極間、柵極·源極間分別存在寄生電容CSD、CGD、CGS。在此，在TFTKL的柵極上供給諸如以15V與-10V之間的電壓值為振幅的掃描電壓。當在該TFTKL的柵極上供給諸如15V的電位的掃描電壓時，TFTKL導通，這樣，在像素電極PEKL上就被供給了施加在數據線SL上的最大5V的驅動信號。
其後，TFTKL的掃描電壓為-10V的電位時，TFTKL截止。而且，由於被振幅非常大的柵極電壓吸引，充電在像素電極PEKL上的電荷被寄生電容CSD、CGD、CGS電容分割，這樣，充電在像素電極PEKL上的電荷就減少了。
因此，通過在公共電壓VCOM上預先設置負方向上的偏置電位(例如-1V、-2V)，當TFTKL導通時，就能夠估計由於電容分割導致的電荷的減少量，從而向像素電極PEKL供給比原來大的電壓。
在圖20中，將該偏置電位設為1sV，將公共電壓VCOM的高電位側電壓VCOMH設為4.0V，將低電位側電壓VCOML設為-1.0V。因此，輸出低電位側電壓VCOML的第五運算放大器OP5的低電位側的電源電壓，作為比-1.0V低的電壓諸如可以是-2.8V。
在上述的比較例中，為了可靠保證第三運算放大器OP3和第五運算放大器OP5的輸出振幅，必須通過所說的兩電源的方法外加電源電壓。這種情況下，形成了從公共電壓生成電路流向公共電極CE的電流路徑P1、P2。在比較例中，第三～第五運算放大器OP3～OP5的電源電壓位於電源電壓VOUT到低電位側的電源電壓VOUTM的範圍內，為了驅動公共電極CE，消耗著在8.4(＝5.6+2.8)V間的電流。
2.2本實施例的效果下面，通過與圖16～圖21描述的比較例進行對比，就本發明的公共電壓生成電路的效果進行說明。
圖22示意性地示出了圖11的實施例的公共電壓生成電路的各種電源電壓的一例。這裡，與圖11相同的部分標註相同的附圖標記，在此適當省略對其的說明。
此外，在圖22中，與圖20相同將系統接地電源電壓VSS設為0V，將電源電壓VOUT設為5.6V，將公共電壓VCOM的VCOMH設為4.0V，將低電位側電壓VCOML設為-1.0V。
在本實施例中，形成從公共電壓生成電路流向公共電極CE的電流路徑P3、P4。因此，在本實施例中，公共電極CE被快速電容器FC驅動。如上所述，在該快速電容器FC的兩端上供給的電壓通過上述的電荷泵的工作被轉換，電荷向快速電容器FC充電的工作由第一運算放大器OP1進行(路徑P5)。因此，在本實施例中，第一運算放大器OP1的電源電壓最好位於從電源電壓VOUT到系統接地電源電壓VSS的範圍內。也就是說，在本實施例中，為了驅動公共電極CE，在0至5.6V間消耗電流。
圖23(A)示出了本實施例中的公共電壓生成電路的功耗的說明圖。本實施例中的公共電壓生成電路在諸如電壓Vx(在圖22中為5.6V)間工作。而且，施加在作為負荷的公共電極CE上的公共電壓VCOM的振幅設為V0，對公共電極CE的充放電電流設為1。公共電壓VCOM的振幅V0是高電位側電壓VCOMH和低電位側電壓VCOML之間的電壓。將公共電極CE的負荷電容設為C，公共電壓VCOM的極性反轉計時的頻率設為f時，充放電電流I是f·C·V0。因此，本實施例中的公共電壓生成電路的功耗W0＝I·Vx＝f·C·V0·Vx。
圖23(B)示出了比較例中的公共電壓生成電路的功耗的說明圖。比較例中的公共電壓生成電路在諸如電壓n·Vx(n是比1大的實數)(在圖20中為8.4V)間工作。而且，比較例中的公共電壓VCOM的振幅、公共電極CE的負荷電容和公共電壓VCOM的極性反轉計時的頻率與本實施例相同。因此，比較例中的對公共電極CE的充放電電流I也與本實施例相同。因此，比較例中的公共電壓生成電路的功耗W1＝I·n·Vx＝f·C·V0·n·Vx。
如上所述，在本實施例中，能夠相對於比較例將功耗降至1/n。在圖20和圖22所示的例子中，能夠將功耗降至2/3，從而能夠大幅度地降低功耗。
而且，相對於比較例，本實施例中，因為能夠省略輸出公共電壓VCOM的低電位側電壓VCOML的運算放大器，從而能夠減少公共電壓生成電路所耗費的電流的流經線路。
此外，在本實施例中，當振幅電壓VCOMW的電位比高電位側電壓VCOMH的電位高時，第一運算放大器OP1不需要將快速電容器FC的一端降至低電位側。因此，第一運算放大器OP1可以如圖14所示的那樣，由p溝道型運算放大器構成。因此，流經p溝道運算放大器的第一驅動部的電流發生器的電流值能夠變小，所以能夠實現更低的功耗。
而且，當振幅電壓VCOMW的電位比高電位側電壓VCOMH的電位高時，第二運算放大器OP2隻要以不降低高電位側電壓VCOMH的程度供給電流就可以了。因此，第二運算放大器OP2可以如圖15所示，由n溝道型運算放大器構成。因此，流經n溝道運算放大器的第二驅動部的電流發生器的電流值能夠變小，所以能夠實現更低的功耗。
如上所述，根據本實施例，在減少運算放大器數量的同時，與比較例不同，輸出高電位側電壓VCOMH的運算放大器能夠不驅動公共電極CE。
此外，在本實施例中，如下所述，通過降低輸出阻抗，即使使用具有弱的驅動能力的電荷泵輸出，也能夠防止畫質變劣。
為了降低圖11所示的本實施例的公共電壓生成電路200的輸出阻抗，降低構成選擇電路SEL的第一轉換元件SWO1和第二轉換元件SWO2處於導通狀態時的阻抗將是有效的措施。例如當第一轉換元件SWO1、第二轉換元件SWO2由MOS電晶體構成時，增大各MOS電晶體的溝道幅度W將是有效的措施。
當第一轉換元件SWO1、第二轉換元件SWO2由MOS電晶體構成時，第一轉換元件SWO1、第二轉換元件SWO2可以分別是第一和第二輸出電晶體。這種情況下，即使第一和第二輸出電晶體的柵極電壓的振幅比高電位側電壓VCOMH和低電位側電壓VCOML之間的電壓差大，也能夠降低輸出阻抗。
如上所述，因為低電位側電壓VCOML比系統接地電源電壓VSS要低，本實施例中的公共電壓生成電路200由所謂的三重勢阱結構構成。因此，通過形成三重勢阱結構的工序而形成的MOS電晶體的耐壓可以是在該工序中最高的耐壓。這種情況下，第一和第二輸出電晶體的柵極電壓的振幅，與高電位側電壓VCOMH和低電位側電壓VCOML之間的電壓差相比，通過將該振幅設置得比該電壓差大，從而當電晶體處於導通狀態時，能夠進一步降低阻抗。
圖24示出了圖4所示的電源電路中的電位關係。
本實施例中的內置有電壓生成電路的電源電路，當如圖4所示包括掃描電壓生成電路時，因為掃描電壓的高電位側電壓和低電位側電壓之間的電壓非常地大，所以利用高耐壓工藝形成。因此，通過使第一和第二輸出電晶體的柵極電壓的振幅與施加在掃描線上的掃描電壓的振幅相同，能夠進一步降低電晶體的阻抗。
這種情況下，圖25所示的柵極電壓能夠被供給到第一和第二輸出電晶體上。
同樣，構成低電位側電壓生成電路210的第一～第四轉換元件SW1～SW4由MOS電晶體構成時，優選各MOS電晶體的柵極電壓的振幅如下所述。
也就是說，構成第一轉換元件SW1和第二轉換元件SW2的MOS電晶體的柵極電壓的振幅優選比高電位側電壓VCOMH和低電位側電壓VCOML之間的電壓差大。而且，構成第三轉換元件SW3和第四轉換元件SW4的MOS電晶體的柵極電壓的振幅優選比系統接地電源電壓VSS(第一電源電壓)和低電位側電壓VCOML之間的電壓差大。這樣一來，當各MOS電晶體處於導通狀態時，因為能夠進一步降低阻抗，所以能夠提高基於電荷泵工作的升壓效率。
此外，本實施例中的內置公共電壓生成電路的電源電路，當如圖4所示包括掃描電壓生成電路時，通過使構成第一～第四轉換元件SW1～SW4的MOS電晶體的柵極電壓的振幅與施加在掃描線上的掃描電壓的振幅相同，能夠進一步降低電晶體的阻抗。所以能夠使基於電荷泵工作的升壓效率進一步提高。
這種情況下，圖26所示的柵極電壓可以供給到構成第一～第四轉換元件SW1～SW4的MOS電晶體上。
此外，本發明並不限於上述的實施例，只要在本發明的宗旨範圍內，可以有各種變形。例如，本發明並不限於上述的液晶顯示面板的驅動，也可以應用在電致發光裝置、等離子體顯示裝置的驅動上。
此外，在涉及本發明的從屬權利要求所涉及的發明中，其結構可以省略從屬權利要求的構成要件的一部分。而且，本發明的一個獨立權利要求所涉及的發明的要部，也可從屬於其它獨立權利要求。
附圖標記說明10 液晶裝置(顯示裝置)12 顯示面板20 數據線驅動電路30 掃描線驅動電路40 控制器50 電源電路52 正方向兩倍升壓電路54 掃描電壓生成電路56、100、120、200 公共電壓生成電路60 顯示驅動器110、130、210 低電位側電壓生成電路BC 後備電容器CE 公共電極CK1P～CK3P、CK1N 電荷信號CLKL液晶電容 CSKL輔助電容FC 快速電容器G1～GM、GK掃描線ND1、ND2、NDO 連接節點 OP1 第一運算放大器OP2 第二運算放大器 PEKL像素電極
POL 極性反轉信號 S1～SN、SL數據線SEL 選擇電路SW1～SW4 第一～第四轉換元件SWO1 第一輸出轉換元件 SWO2 第二輸出轉換元件TC1～TC5 外部連接端子 VCOM 公共電壓VCOMH 公共電壓的高電位側電壓VCOML 公共電壓的低電位側電壓VCOMW 公共電壓的振幅電壓VOUT 電源電壓(第二電源電壓)VSS 系統接地電源電壓(第一電源電壓)
權利要求
1.一種公共電壓生成電路，用於生成施加在公共電極上的公共電壓，所述公共電極隔著光電材料與由光電裝置的掃描線和數據線確定的像素電極對置，其特徵在於包括第一運算放大器，其輸出以第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的振幅電壓；第二運算放大器，其輸出以所述第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的高電位側電壓；以及低電位側電壓生成電路，其通過電荷泵的工作生成以所述高電位側電壓為基準的、僅相當於所述振幅電壓的、低電位的所述公共電壓的低電位側電壓，並將所述低電位側電壓供給給在其一端上供給第一電壓的後備電容器的另一端上，其中，將所述高電位側電壓或所述低電位側電壓供給給所述公共電極。
2.一種公共電壓生成電路，用於生成施加在公共電極上的公共電壓，所述公共電極隔著光電材料與由光電裝置的掃描線和數據線確定的像素電極對置，其特徵在於包括第一運算放大器，其輸出以第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的振幅電壓；第二運算放大器，其輸出以所述第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的高電位側電壓；以及低電位側電壓生成電路，其通過向快速電容器的一端供給所述高電位側電壓的電荷泵的工作，生成以所述高電位側電壓為基準的、僅相當於所述振幅電壓的、低電位的所述公共電壓的低電位側電壓，所述快速電容器積蓄與所述第一電源電壓和所述振幅電壓之間的電壓差對應的電荷，其中，將所述高電位側電壓或低電位側電壓供給給所述公共電極。
3.根據權利要求1或2所述的公共電壓生成電路，其特徵在於所述低電位側電壓生成電路包括串聯連接的第一和第二轉換元件，以及串聯連接的第三和第四轉換元件，在所述第一轉換元件的一端上供給所述振幅電壓，在所述第二轉換元件的一端上供給所述高電位側電壓，在所述第三轉換元件的一端上供給所述第一電源電壓，在後備電容器的一端上供給所述第一電源電壓，在第一期間中，所述第一轉換元件導通、所述第二轉換元件截止，並在快速電容器的一端上供給所述振幅電壓，與此同時，所述第三轉換元件導通，所述第四轉換元件截止，在接著所述第一期間的第二期間中，所述第一轉換元件截止、所述第二轉換元件導通，並在所述快速電容器的一端上供給所述高電位側電壓，與此同時，所述第三轉換元件截止、所述第四轉換元件導通，並在所述後備電容器的另一端上供給所述快速電容器的另一端的電壓。
4.根據權利要求3所述的公共電壓生成電路，其特徵在於所述第一和第二轉換元件是MOS電晶體，構成所述第一和第二轉換元件的MOS電晶體的柵極電壓的振幅比所述振幅電壓和所述高電位側電壓之間的電壓差大，所述第三和第四轉換元件是MOS電晶體，構成所述第三和第四轉換元件的MOS電晶體的柵極電壓的振幅比所述第一電源電壓和所述低電位側電壓之間的電壓差大。
5.根據權利要求4所述的公共電壓生成電路，其特徵在於構成所述第一至第四轉換元件的MOS電晶體的柵極電壓的振幅與施加在所述掃描線上的掃描電壓的振幅相同。
6.根據權利要求1至5中任一項所述的共電壓生成電路，其特徵在於所述第二運算放大器是以電壓跟隨器形式連接的運算放大器，由n溝道型驅動電晶體驅動其輸出，所述振幅電壓與所述高電位側電壓相比是高電位。
7.根據權利要求6所述的公共電壓生成電路，其特徵在於所述第二運算放大器包括第二差動部和第二驅動部，通過電壓跟隨器形式連接而形成，所述第二驅動部包括電流發生器，其一端與第二電源電壓端連接，另一端與所述第二運算放大器的輸出端連接；以及n溝道型驅動電晶體，其一端與所述第一電源電壓端連接，另一端與所述第二運算放大器的輸出端連接。
8.根據權利要求1至6中任一項所述的公共電壓生成電路，其特徵在於所述第一運算放大器是以電壓跟隨器形式連接的運算放大器，由p溝道型驅動電晶體驅動其輸出。
9.根據權利要求8所述的公共電壓生成電路，其特徵在於所述第一運算放大器包括第一差動部和第一驅動部，通過電壓跟隨器形式連接而形成，所述第一驅動部包括p溝道型驅動電晶體，其一端與第二電源電壓端連接，另一端與所述第一運算放大器的輸出端連接；以及電流發生器，其一端與所述第一電源電壓端連接，另一端與所述第一運算放大器的輸出端連接。
10.根據權利要求7所述的公共電壓生成電路，其特徵在於所述第一運算放大器是以電壓跟隨器形式連接的運算放大器，由p溝道型驅動電晶體驅動其輸出。
11.根據權利要求10所述的公共電壓生成電路，其特徵在於所述第一運算放大器包括第一差動部和第一驅動部，通過電壓跟隨器形式連接而形成，所述第一驅動部包括p溝道型驅動電晶體，其一端與所述第二電源電壓端連接，另一端與所述第一運算放大器的輸出端連接；以及電流發生器，其一端與所述第一電源電壓端連接，另一端與所述第一運算放大器的輸出端連接。
12.根據權利要求1至11中任一項所述的公共電壓生成電路，其特徵在於包括第一輸出電晶體，在其一端上供給所述高電位側電壓；以及第二輸出電晶體，在其一端上供給所述低電位側電壓，其中，所述第一輸出電晶體的另一端與所述第二輸出電晶體的另一端連接，所述第一和第二輸出電晶體的柵極電壓的振幅分別比所述高電位側電壓和所述低電位側電壓之間的電壓差大。
13.根據權利要求12所述的公共電壓生成電路，其特徵在於所述第一和第二輸出電晶體的柵極電壓的振幅與施加在所述掃描線上的掃描電壓的振幅相同。
14.一種電源電路，其特徵在於包括根據權利要求1至13中任一項所述的公共電壓生成電路。
15.一種電源電路，用於對包括多條掃描線和多條數據線的光電裝置進行電源供給，其特徵在於包括根據權利要求1至13中任一項所述的公共電壓生成電路；以及掃描電壓生成電路，其在生成所述掃描線的掃描電壓的同時，將所述掃描電壓的高電位側電壓和低電位側電壓供給給所述公共電壓生成電路。
16.一種顯示驅動器，用於對包括多條掃描線和多條數據線的光電裝置進行驅動，其特徵在於包括根據權利要求15所述的電源電路；以及利用所述掃描電壓，驅動所述掃描線的掃描線驅動電路。
17.根據權利要求16所述的顯示驅動器，其特徵在於包括根據顯示數據驅動所述數據線的數據線驅動電路。
18.一種顯示驅動器，用於對包括多條掃描線和多條數據線的光電裝置進行驅動，其特徵在於包括根據權利要求14所述的電源電路；以及根據顯示數據驅動所述數據線的數據線驅動電路。
19.一種顯示裝置，其特徵在於包括根據權利要求1至13中任一項所述的公共電壓生成電路，並利用所述公共電壓生成電路生成的公共電壓進行液晶顯示。
20.一種公共電壓生成方法，用於生成施加在公共電極上的公共電壓，所述公共電極隔著光電材料與由光電裝置的掃描線和數據線確定的像素電極對置，其特徵在於包括通過以電壓跟隨器形式連接的第一運算放大器的p溝道型驅動電晶體，輸出以第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的振幅電壓，與此同時，通過以電壓跟隨器形式連接的第二運算放大器的n溝道型驅動電晶體，生成以所述第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的高電位側電壓，通過使用了快速電容器的電荷泵的工作，生成以所述高電位側電壓為基準的、相當於所述振幅電壓的、低電位的所述公共電壓的低電位側電壓，所述快速電容器連接在所述第一運算放大器的輸出與所述第一電源電壓之間，將所述高電位側電壓或低電位側電壓供給給所述公共電極。
全文摘要
本發明提供了能夠以低功耗生成公共電壓的公共電壓生成電路、電源電路、顯示驅動器和公共電壓生成方法。該公共電壓生成電路包括第一運算放大器OP1，其輸出以第一電源電壓為基準的、所述公共電壓的振幅電壓VCOMW；第二運算放大器OP2，其輸出以第一電源電壓為基準的、公共電壓的高電位側電壓VCOMH；以及低電位側電壓生成電路，其通過電荷泵的工作供給以高電位側電壓VCOMH為基準的、僅相當于振幅電壓VCOMW的、低電位的公共電壓的低電位側電壓VCOML。公共電壓生成電路將高電位側電壓VCOMH或低電位側電壓VCOML施加在公共電極上，該公共電極隔著光電材料與由光電裝置的掃描線和數據線確定的像素電極對置。
文檔編號G05F3/24GK1664739SQ20051005129
公開日2005年9月7日 申請日期2005年3月3日 優先權日2004年3月4日
發明者伊藤悟 申請人:精工愛普生株式會社