結合信號處理技術的助聽器裝置的製作方法

2023-05-07 12:05:31

專利名稱：結合信號處理技術的助聽器裝置的製作方法
相關申請本申請為1998年9月9日申請的序列號為09/169547的美國專利申請的延續部分，在這之前的為1996年8月22日申請的序列號為08/697412的美國專利申請，在這之前的為1996年1月12日申請的序列號為08/585481的美國專利申請，在這之前的為1994年7月8日申請的序列號為08/272927的美國專利申請，現在為專利號為US5500902的美國專利。
背景技術：
1.發明領域本發明涉及用於聲音再現的電子聽覺裝置和電子系統。更具體地說，本發明涉及通過抑制噪聲來保持電子聽覺裝置和電子聲音系統中的信號的保真度。根據本發明，該噪聲抑制裝置和方法都採用了模擬和數位訊號處理技術。
2.現有技術助聽器用戶抱怨最多的就是存在噪聲而無法聽清楚。因此，抑制噪聲一直是研究人員所關注的焦點，並且提出了很多種辦法來抑制噪聲。有一種方法，就是對噪聲進行獨立的測量，然後從被處理的信號中將其減去。該技術一般被應用於如下表示的信號s(t)＝d(t)+n(t)其中s(t)為被處理的信號，d(t)為信號s(t)中所期望的部分，而n(t)為信號s(t)中的噪聲。
例如，可以採用一個或多個傳感器及自適應技術，從幹擾中生成一個獨立的噪聲估計值ne(t)。通過從信號s(t)中減掉該噪聲估計值ne(t)，就可以得到修正後的期望信號d(t)。為了強調減去噪聲估計值ne(t)，該技術通常被稱為「噪聲消除」。該噪聲消除技術已經被應用到聲納系統和醫學胎兒心電圖中，並且還進一步被發現在處理含有語音和幹擾的聲學信號方面很有效。例如可以參見Journal ofRehabilitation Research and Development的第24卷第4號，65-74頁中Douglas M.Chabries等著的「Application of Adaptive Digital SignalProcessing to Speech Enhancement for the Hearing Impaired」，以及Joumal of Rehabilitation Research and Development的第24卷第4號，75-86頁中Robert H.Brey等著的「Improvement in Speech Intelligibilityin Noise Employing an Adaptive Filter with Normal and Hearing-Impaired Subjects」。
當沒有噪聲的獨立採樣和估計值時，也可以採用其它的技術來抑制噪聲。在一些例子中，研究人員利用了語音和噪聲之間臨時屬性的區別來加強聲音的清晰度。這些技術一般被稱為噪聲抑制或者語音加強。例如可以參見Graupe的美國專利US4025721，Graupe的美國專利US4185168，IEEE Trans.on ASSP-27卷113-120頁，1979年4月，S.Boll所著的「Suppression of Acoustic Noise in Speech UsingSpectral Subtraction」，Proc.IEEE ICASSP I-13至I-17頁，1994年，H.Sheikhzadeh等著的「Comparative Performance of SpectralSubtraction and HMM-Based Speech Enhancement Strategis withApplication to Hearing Aid Design」，以及Electronic Letters第19卷12期1094-1095頁，1993年，P.M Crozier、BMG Cheethan，C.Holt以及E.Munday所著的「Speech enhancement employing spectralsubtraction and liner predictive analysis」。
這些方法已經示出，同被定義為噪聲的其它信號相比僅對特定的信號進行加強。一位研究人員Mead Killion指出這些方法中沒有一個能加強語音清晰度。參見1977年Spring 15號的Mead Killion，Etymotic Update。但是，在低噪聲環境下，可以採用壓縮技術來減輕聽力損失。參見The Hearing Journal第50卷20期28-34頁MeadKillion所著的「The SIN reportCircuits haven’t solved the hearing-in-noise problem」。
利用這些技術，研究人員通常注意到當處理受噪聲影響的語音時語音清晰度的降低，儘管質量措施或可選擇性增加了。通常，對噪聲特性的描述和語音參數的定義使得在第二類噪聲抑制中的各種技術相互有區別。已經證明，在有白噪聲或脈衝噪聲存在的情況下，可以根據這些技術來成功地處理聲音信號，以加強濁音或者元音聲，但是，這些技術還無法成功的保留清音例如摩擦音或者爆破音。
現在已經開發出了其它的一些抑制噪聲的技術，在這些技術中，語音被檢測，並採用各種提出的方法，在沒有語音時關掉助聽器中的放大器，或者剪輯語音並接著在沒有檢測到語音時關掉輸出放大器。例如可以參見Hearing Instruments第42卷2期，1991年，HarryTeder所著的「Hearing Instrument in Noise and Syllabic Speech-to-NoiseRadio」。通過抑制噪聲來加強聲音清晰度的噪聲抑制實例還有Graupe的美國專利US4025721、Michaelson的US4405831、Graupe等的US4185168、Graupe等的US4188667、Graupe等的US4025721、Graulder的US4135590以及Heide等的US4759071。
其它的方法主要通過反饋抑制和均衡(Cox的美國專利US4602337、Engebretson的US5016280、以及Thesis，University ofWyoming，1995年5月，Leland C.Best所著的「Digital Suppression ofAcoustic Feedback in Hearing Aid」、還有Rupert L.Goodings，GideonA.Senensieb，Phillip H.Wilson，Roy S.Hansen的美國專利US5259033「Hearing Aid Having Compensation for Acoustic Feedback」，1993年11月2日出版)、雙話筒設置(Slavin的美國專利US4622440和Nakamura等的US3927279)、或者以不常用的方式與耳朵連接(例如RF連結、電子刺激等)來改進清晰度。這些方法的實例包括Engebretson的美國專利US4545082、Shafer的US4052572、Ambrose的US4852177以及Levitt的US4731850。
還有其它的方法可選擇，用於將適應很多壓縮和過濾方案的數字編程控制實施。例如Kopke等人的美國專利US4471171以及Williamson的US5027410。還有一些方法例如Newton的美國專利US5083312，其中公開的方法利用助聽器結構，該結構通過由助聽器遠程接收的接受控制信號而提供靈活性。
Moser的美國專利US4187413公開了用於數字助聽器的一種方法，它採用模數轉換器和數模轉換器並實現固定轉換函數H(z)。但是，評論該文獻中的神經心理學模型和以及導致Steven和Fechner定律的許多測量值(參見S.S.Stevens所著的Psychophysics，Wiley1975；G..T.Fechner所著的Elemente der Psychophysik，Breitkopfu.Hatel，Leipzig，1960)，就可以最終發現耳朵對輸入聲音的響應是非線性的。因此，不存在完全補償聽力的固定線性轉換函數H(z)。
Mansgold等著的美國專利US4425481公開了一種可編程數位訊號處理(DSP)裝置，該裝置具有同市場上可購買到的裝置類似或相同的特徵，但是在實現的一個三頻帶(低通、帶通和高通)助聽器中有附加的數字控制。該三個頻率段的輸出在被加在一起輸出之前均受到數字控制變量衰減器、限幅器以及末級數字控制衰減器的影響。可以通過為響應不同的聲音環境而進行的切換來明顯地實現對衰減的控制。
Adelman的美國專利US4366349和US4419544描述了人類聽覺系統的工作過程，但是並未理解作為肌肉的耳朵內的外部毛髮細胞的作用，它們放大進來的聲音並提供增加後的耳底膜位移。這些參考文獻都假定對於聽覺退化所需要的是改變輸入刺激的頻率和幅度，從而將聽覺響應的位置從耳朵的退化部分轉移到耳朵(在耳底膜上)內具有足夠響應的另一區域。
在American Journal of Audiology第2卷第2期、52-74頁(1993年6月)，Mead C.Killion所著的「The k-amp hearing aidan attempt topresent high fidelity for persons with impaired hearing」中就指出根據對採用線性增益和壓縮處理後的聲音數據的主觀聽力測試結果，每一種方法的實施都一樣好。有爭議的是，在對有聽力損耗的人恢復聽力時最重要的因素的就是提供適當的增益。在缺少對該增益進行數學模型分析的情況下，已經提出了一些壓縮技術，例如Cummins的US4887299；Yanick，Jr的US3920931；Gregory的US4052571；Yanick，Jr的US4099035以及Waldhauer的US5278912。有些技術包括軟輸入聲音級別的線性固定高增益並被轉換為中等或高聲音級別的低增益。其它的技術採用了軟聲音強度的線性增益、中等強度的變換增益或壓縮以及高強度的減小的固定線性增益。還有其它的技術採用了表查找系統而沒有查找表之相關信息的具體細節，以及其它技術提供可編程增益而沒有關於工作參數的說明。
在各個聲音強度區域的增益機制之間進行的轉換已在聲音中產生了明顯的混亂假象和失真。而且，這些增益轉換方案通常對助聽器中的聲音進行處理，而該聲音的處理是在兩個或三個頻帶中、或者在一個單頻帶並利用預增頻濾波。
考慮到現有技術的困難，增益轉換方案可以通過檢查人類的聽覺系統來獲得。對於聽覺偏離正常閾值的每一個頻帶，需要進行不同的音量壓縮以提供正常的聽覺。因此，試圖使用比一個臨界頻帶(也就是由William A.Yost所著的、學術出版社1994年第三版的「Fundamentals of Hearing，An Introduction」中307頁上所定義的臨界頻帶)更寬的頻帶的增益方案之應用，不可能在聽者中產生最合適的聽覺。例如，如果希望使用一個其帶寬比臨界頻帶的帶寬要寬的頻帶，則為了使該較寬的帶寬能夠最佳地補償聽力損失，就必須要滿足一些條件。這些條件就是較寬的帶寬必須有相同的閾值和動態範圍，並且要求具有相同的補償聽力增益來作為在較寬帶寬內獲得的臨界頻帶。一般的，即使聽力損失是經過幾個聽力臨界頻帶放大的常數，這種情況也不會發生。如果不能徹底的解決滿量程的壓縮則總會導致由聽力受損者感覺到的聽力的退化、飽真度以及清晰度的損失。因此，所述的無法提供用來彌補聽力損失的多個有效頻率頻帶的機制還將產生對於聽者在音質(涉及用戶的)和清晰度方面具有更少收益的聲音。
很多方案採用了在壓縮裝置之後使用多個帶通濾波器的方法(參見Anderson的US4396806、Stearns等的US3784750以及Rohrer的US3989904)。
現有技術中Chabries的US5029217的一個實例就是關於在人類聽覺模型的頻率域內進行快速傅立葉變換(FFT)。本領域內的技術人員都知道，該FFT可以用來在具有固定濾波器頻帶的濾波器中的頻率域內進行快速有效的計算。就象在這裡所述的，最好就是使用接近臨界帶寬的頻帶，而該臨界帶寬由於其獨特的幾何結構和構成的出現在耳朵內。使用用於濾波器組的臨界帶寬允許在高頻帶採用較寬頻帶的助聽器結構，而同時提供全聽力增益。由於FFT濾波器組的清晰度值必須被設置為將要被補償的臨界頻帶中的最小帶寬值，所以FFT的變換效率被大大的降低了，這是因為FFT中很多附加濾波器頻帶都被要求覆蓋相同的頻譜。該FFT變換非常複雜並且並不適於低激勵應用。
本領域內的技術人員都知道，現有技術中的FFT通過對進行FFT運算的採樣塊的收集和分組引入了塊延遲。該塊延遲在聲音流中引入了一個時間延遲，其中該聲音流由於過長而令人感到討厭以及在某人想說話時會導致口吃。當對有聽力障礙的人進行低級補償時將會出現聽起來就象一個回音一樣的更長的時間延遲。
對於在聽力閾值(也就是曾經出現的軟背景聲音)以下的聲音輸入級別，上述的FFT提供了一個額外的增益。這就導致了在輸出信號中增加了噪聲的現象。當聽力補償級大於60dB時，該處理後的背景噪聲在強度上類似於所希望的信號，因此導致了失真並降低了聲音清晰度。
如上面所指出的，與助聽器相關的文獻資料提出了很多種對聽力有障礙的人進行聽力補償的方法。由於用來裝配一個高保真度、全範圍的適當系統的部件自1968年以來已經為公眾所周知，所以迄今為止沒有人為了彌補聽力損失而不得不將倍增AGC(自動增益控制)應用於聽覺上的多個頻帶。
正如本領域內的技術人員所周知的，可以從三個方面對聽力有障礙的人提供有效的幫助。首先就是將聲音能量轉換為電信號。其次就是為了對聽力有障礙的人進行補償而對該電子信號進行處理，該處理包括在被輸入給用戶的助聽器中對噪聲進行抑制而同時保持聲音信號的清晰度。最後就是必須將處理後的電子信號轉換為耳到內的聲能。
當代的電子技術已經使具有高保真度並且體積非常小的麥克成為可能，這就為解決第一種問題提供了可能。採用一個可購買的產品就能實現從聲能到電子信號的轉換。針對為了對聽力有障礙的人進行補償而對該電子信號進行處理的問題這裡闡述了唯一的一種方法，該方法包含在申請日為1994年7月8日、其序列號為08/272927的美國專利US5500902中。但是第三方面卻被證明是最困難的，並且是本發明所要解決的問題。
一個耳內助聽器必須工作在很低的功率並且只能佔用耳道內的可用空間。由於有聽力障礙的人對聲能的敏感程度比正常人的要弱，所以助聽器必須將一個其幅度足以被聽見並理解的聲能傳送到耳道內。所有這些需求的組合要求助聽器的輸出換能器的效率非常高。
為滿足這些要求，換能器生產商例如Knowles已經設計出能夠高效的將電能轉換為聲能的特殊銜鐵換能器。迄今為止，只需要非常小的頻率響應就能實現很高的工作效率。
現有技術中換能器的響應頻率不光在聽力的頻率上限就開始衰減，同時還在從1-2kHz開始、至混淆對理解人類的語音最有用的信息的頻率範圍內發生共振。該共振主要是由於反饋振蕩太接近於助聽器，並且使共振頻率附近的信號與低頻信號進行混合從而遭受嚴重的互調失真。這些共振就是大批量銜鐵換能器集中的原因並據此能夠在低頻率的情況下實現高效率。事實上，換能器設計領域內的技術人員都知道任何在低頻率的情況下工作效率很高的換能器都會在中間頻率段內出現共振。
與此類似的問題發生在高保真揚聲器的設計中，並且通常的解決方式就是引進兩個換能器，一個就是在低頻率時提供高效轉換(低頻揚聲器)，另一個就是在高頻率時提供高效轉換(高頻揚聲器)。該音頻信號被提供給分頻網絡，而該分頻網絡將高頻量指給高頻揚聲器，將低頻量指給低頻揚聲器。正如本領域內的技術人員所熟知的，在功率放大的前後都可以引入分頻網絡。
從上面的描述中可知，在聽力補償技術中可以採用很多種方法來改進被輸入給聽力彌補裝置的用戶的聲音信號的清晰度。該技術不光包括通過各種方法來對有聽力障礙人的聽力損失進行補償，還包括移除或者抑制在聲音信號的清晰度方面產生不良效果的聲音信號例如噪聲。儘管有如上所述的很多種為有聽力障礙的人提供聽力補償的方法，但是還有很大的改進餘地。
發明概述根據本發明，一種用於聽力損傷者的聽力補償系統，包括多個帶通濾波器，所述濾波器具有的輸入端同輸入換能器相連，每個濾波器的輸入端都同多個倍增AGC(自動增益控制)電路之一的輸入端相連，所述AGC電路的輸出又被加在一塊並連接輸出換能器的輸入端。
該倍增AGC電路對具有恆定背景電平的聲音信號進行衰減，而在不刪除對清晰度有貢獻的語音信號之部分。對該聲音信號之背景噪聲部分的識別，是利用在一些頻帶之每一頻帶內輸入信號的包絡的恆定性而進行的。目前預期的是，根據本發明將被抑制的背景噪聲之示例包括多個說話者的語音串音、風扇噪聲、反饋振鳴聲、螢光燈發出的嗡嗡聲以及白噪聲。
圖面簡述

圖1為根據本發明的聽力補償系統的方框圖。
圖2A為根據本發明的適於應用之倍增AGC電路的第一實施例方框圖。
圖2B為根據本發明的適於應用之圖2A中所示倍增AGC電路的一個可替換實施例方框圖。
圖2C為根據本發明的倍增AGC電路之第一實施例的方框圖，該電路具有噪聲抑制功能。
圖3為圖2A的倍增AGC電路中使用的濾波器的響應特性曲線圖。
圖4A-4C為根據本發明的圖2C的倍增AGC電路中使用的濾波器的響應特性曲線圖。
圖5A為根據本發明之適於應用的倍增AGC電路的第二實施例方框圖。
圖5B為根據本發明之適於應用的圖5A中所示倍增AGC電路的一個可替換實施例方框圖。
圖5C為根據本發明之具有噪聲抑制功能的倍增AGC電路的第二實施例方框圖。
圖5D為根據本發明之具有噪聲抑制功能的倍增AGC電路的第三實施例方框圖。
圖5E為根據本發明之具有噪聲抑制功能的倍增AGC電路的第四實施例方框圖。
圖6示出根據本發明之適於應用的高通濾波器。
圖7A和7B為根據本發明的圖5C、5D和5E的倍增AGC電路中使用的濾波器的響應特性曲線圖。
圖8示出根據本發明之適於替換圖5C和5D中的濾波器的噪聲估值器。
圖9A為根據本發明之適於應用的倍增AGC電路的第三實施例方框圖。
圖9B為根據本發明之適於應用的圖9A中所示倍增AGC電路的一個可替換實施例的方框圖。
圖10為根據本發明的倍增AGC電路的一個目前優選實施例的方框圖。
圖11為根據本發明的圖10中所示倍增AGC電路的三個斜率增益區域的示意圖。
圖12為根據本發明的耳內聽力補償系統的方框圖，該系統採用兩個換能器來將電信號轉換為聲能。
優選實施例的詳細描述本領域普通技術人員將認識到的是，以下對於本發明的描述只是示例性的而並非以任何方式限制。本發明的其它實施例對於本領域內的技術人員來說是很容易由自己聯想到的。
已經發現，高飽真聽力補償的適當方法就是將輸入聲音激勵分成若干個頻帶並具有至少等於臨界帶寬的解析度，對於大範圍聲音頻譜，臨界帶寬小於1/3倍頻程(octave)，及應用倍增AGC並對每個頻帶都有固定的或者可變的指數增益係數。
根據本發明，該倍增AGC電路對具有恆定背景電平的聲音信號進行衰減而不去除有助於清晰度的語音信號的部分。其中含有聲音信號之背景噪聲部分的輸入信號的一部分在幅度上被衰減而不失真，以便保持該聲音輸入信號的清晰度。對該聲音信號之背景噪聲部分的識別是通過若干個頻帶之每個頻帶內的輸入信號包絡的恆定性來實現的，這將在下面闡述。
在聲級(sound level)的非常動態的變化期間，由於其噪聲抑制特性引起的聽力補償電路的輸出信號幾乎與沒有這種噪聲抑制特性的聽力補償系統的輸出相同，並且在單詞之間的靜止期間，由於本發明的噪聲抑制，輸出信號將具有一個更靜背景電平。目前可以預測的是，根據本發明將被抑制的背景噪聲實例包括多個說話者的串音幹擾、風扇噪聲、反饋振鳴聲、螢光燈雜音、其它的有色噪聲以及白噪聲。
本領域內的技術人員可以認識到，本發明的原理並不僅僅用於對聽覺損傷者進行聽力補償，還可以用在其它的音頻應用中。本發明的其它應用的非窮舉實例包括高噪聲級環境的音樂重放，例如汽車環境、工廠環境中的聲音系統，以及圖形聲音均衡器，例如用在立體聲音響系統中的圖形聲音均衡器。
本領域內的技術人員將理解的是，本發明的聽力補償裝置的電路部件可以通過模擬電路來實現，也可通過數字電路來實現，優選的是用微處理器或者其它計算裝置進行數位訊號處理(DSP)，以仿真多種部件例如濾波器、放大器等的模擬電路功能。目前可以預計的是DSP型電路是本發明的優選實施例，但是本領域普通技術人員可以認識到，模擬電路實現(例如可以被集成到一塊半導體基片上的模擬電路)也將都落在本發明的範圍內。本領域技術人員也將認識到，在DSP實現中，輸入的音頻信號將被按時間採樣並使用常用的模數轉換技術來進行數位化。
參照圖1，其中示出了根據本發明的優選聽力補償系統8的方框圖。根據本發明的優選實施例的聽力補償系統8包括一個輸入換能器10，用來將聲能(如參考編號12所示)轉換為與該聲能相對應的電信號。多種已知的助聽器話筒換能器，例如來自KnowlesElectronics of Ithaca，Illinois的EK3024型，都可用作輸入換能器10，或者也可以採用其它的話筒裝置。
在圖1中，為了避免使該圖過於複雜，僅示出了三個分別用參考編號14-1、14-2…14-n來標識的音頻帶通濾波器。根據本發明的優選實施例，n的取值為9至15間的整數，雖然本領域技術人員都知道即使n為不同的整數，本發明也將運行。
最好是有9個帶通濾波器14-1至14-n，其中的每個濾波器的帶通解析度大約為1/2倍頻程。帶通濾波器14-1至14-n最好被實現為五級切比雪夫(Chebychev)頻帶分割器，它們在通頻帶內提供平滑頻率響應並在阻帶內提供大約65dB的衰減。具有1/2倍頻程帶通濾波器的設計正好是本領域普通技術人員的水平內。因此，任何特定帶通濾波器的電路結構的細節，不論是被實現為模擬濾波器或是實現為模擬濾波器的DSP方式，對於這些技術人員來講只不過是一種設計上的選擇。
在一個可替換實施例中，優選的是，音頻帶通濾波器14-1至14-n的帶通解析度大約為1/3倍頻程或更小，但不會低於125Hz，並且使它們的中間頻率對數分隔在整個音頻頻譜從大約200Hz至大約10000Hz之範圍。該音頻帶通濾波器的帶寬可以大於1/3倍頻程，例如1倍頻程左右，但是性能會降低。在該可替換實施例中，帶通濾波器14-1至14-n還被實現為八級橢圓(Elliptic)濾波器，該濾波器在通頻帶內有0.5dB的波動(ripple)並在阻帶內有大約70dB的衰減。
本領域內的普通技術人員都知道，可以採用若干帶通濾波器結構，這些濾波器包括但不僅限於其它的橢圓濾波器、巴特沃思濾波器(Butterworth)、切比雪夫(Chebyshev)濾波器或者貝賽爾(Bessel)濾波器。而且，採用了使用小波設計的濾波器組還可以有一些優點，例如Ph.D Dissertation，Rice University，Houston，Texas(德克薩斯州休斯敦賴斯大學的博士論文)，1993年5月，R.A.Gopinath所著的「Wavelets and Filter Banks-New Result andApplication」。在不背離這裡說述的本發明的原理的情況下，還可以採用這些帶通濾波器結構的任一種。
各個帶通濾波器14-1至14-n都同一個相應的倍增自動增益控制(AGC)電路串聯。圖1中示出了三個這樣的裝置16-1、16-2和16-n。倍增AGC電路為現有技術，在這裡將描述一種示例性配置。
倍增AGC電路的輸出被加在一塊兒，接著送至用來將電信號轉換為聲能的輸出換能器18。如本領域普通技術人員將理解的是，輸出換能器18可以是各種己知可購得的助聽器耳機換能器中的一種，例如來自Knowles Electronics of Ithaca，Illinois的ED1932型，並同一個校準放大器結合，來確保一個指定電子信號電平向其相應指定的聲音信號電平的轉換。作為選擇，輸出換能器18可以為另一種類似耳機的裝置或者音頻功率放大器及揚聲器系統。
現在參看圖2，其中示出了根據本發明適於應用的一個典型的倍增AGC電路16-n的更詳細的原理方框圖。正如前面所提到的，倍增AGC電路為現有技術。本發明中所採用的一個倍增AGC電路的實例就被公開在下文中IEEE Transactions on Audio andElectroacoustics，AU第16卷第2期267-270頁，1968年6月，T.Stokham所著的「The Application of Generalized Linearity to Automatic GainControl」。這種倍增AGC電路的類似的實例可參見Oppenheim等人的美國專利US3518578。
從原理上講，本發明所使用的倍增AGC電路16-n由放大器20從一個音頻帶通濾波器14-n的輸出端接收一個輸入信號。該放大器20被設置為其增益為1/emax，其中emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值(即，為了輸入高於emax的電平，AGC衰減結果)。在該發明裝置的各個頻帶段內，量emax為增益將被採用的最大聲音強度。這個關於emax的增益級別(由病人的聽覺檢查確定)通常對應於聲音的上舒適級。在本發明的模擬實現中，放大器20可以是一個已知的運算放大器電路，並且在使用DSP時，放大器可以是一個將輸入信號作為一個輸入、而將常數1/emax作為另一個輸入的乘法器。
放大器20的輸出在「LOG」塊22中被處理，得出該信號的對數。該LOG塊22得出輸入信號的複對數，其中一個輸出表示該輸入信號的符號，而另一個輸出表示該輸入的絕對值的對數。本領域內的普通技術人員都知道，通過將放大器20的增益設置為1/emax，該放大器20的輸出(當輸入小於emax時)永遠不會大於1並且LOG塊22輸出的對數將總是為0或者更小。
在DSP實現中，LOG塊22的實現最好是採用一個將二進位數字轉換為浮點格式的電路，所使用的方式參見「ADSP-2100 FamilyApplications Handbook」(第1卷，Analog Devices出版，46-48頁)。在這種實現中，關於該對數可以採用幾種不同的底數。LOG塊22還可替換地被實現為軟體子程序，該軟體運行在一個微處理器或者現有技術中公知的類似計算裝置上，或者來自其它等效的手段，例如查找表。這些實現的實例參見Fundamental Algorithms第一卷中，1968年Addision-Wesley Publishing，21-26頁，Knuth、Donald E.所著的「The Art of Computer Programming」，以及Abramowitz，M.和Stegun，I.A.所著的「Handbook of Mathematical Function」，美國商業部門，國家標準局，應用數字序列號55，1968。
在本發明的模擬實現中，例如，LOG塊22可以是具有對數轉換曲線的放大器，或者美國專利US3518578的圖8、9中所示的電路。
LOG塊22的第一輸出中含有其輸入信號的符號信息，它被送到延遲塊24相連，而LOG塊22的第二輸出表示輸入信號絕對值的對數，它被送到具有最好如如圖3所示特性的濾波器26。從原理上講，濾波器26可以包括高通濾波器28和在其後接有放大器32的低通濾波器30，其中該放大器32的增益為K，如圖3所示，當頻率小於fc時增益因子K小於1。需要注意的是，對於各個倍增AGC電路16-1至16-n，如圖3所示的增益因子K可選取不同的值，但一旦被選中用於那個通道，該值K將保持不變。本領域內的普通技術人員都知道，高通濾波器28可以通過從它的輸入中減去低通濾波器30的輸出來合成。
高通濾波器28和低通濾波器30都有由具體應用所決定的截止頻率。在根據如圖2A至2C所示實施例的聽力補償系統中，其中在低通操作之前先進行LOG操作，額定截止頻率最好採用約16Hz。但是應該理解的是，不背離本發明的原理的情況下，可以為低通濾波器30選擇其它的截止頻率，直到大約1/8臨界帶寬，其中該臨界帶寬與被處理的頻帶相關聯。本領域內的普通技術人員將認識到的是，在本發明中還可以採用具有與圖3所示不同的響應曲線的濾波器。例如，本發明的其它非聲音應用所要求的截止頻率可以大於或小於圖3所示的fc＝16Hz。
LOG塊22提供給延遲24的符號輸出值為1或0，並被用於記住LOG塊22的輸入信號的符號。延遲24使得輸入信號的符號與表示輸入信號的絕對值大小的數據同時被送給EXP塊34，導致輸出的適當符號。在本發明中，該延遲等於高通濾波器28的延遲。
本領域內的普通技術人員都知道，和一樣，對於放大器、有源和無源濾波器以及DSP濾波器實現，存在很多的設計，並且這裡描述的濾波器就可以從這些可用的設計中選取。例如，在本發明的模擬實現中，高通濾波器28和低通濾波器30都可以採用已知結構的常規高通濾波器和低通濾波器，例如Van Valkenburg，M.E所著的「Analog Filter Design」(Holt，Rinehart and Winston，1982年，58-59頁)的示例。放大器32也可以是常用的運算放大器。在本發明數字實現中，放大器32可以是一個乘法函數，它將輸入信號作為一個輸入、而將常數K作為另一個輸入。DSP濾波器技術是本領域內的普通技術人員所熟知的。
高通濾波器28和放大器32的輸出被組合在一起(也就是相加)，並接著和經過延遲但沒有經過修改的LOG塊22的輸出一起被提供給EXP塊34的輸入端。EXP塊34處理該信號以提供指數運算。EXP塊34輸出結果的符號是由延遲D塊24的輸出決定的。在DSP實現中，EXP塊34最好被實現為如1995年Analog Device出版的第1卷52-67頁的「ADSP-2100 Family Application Handbook」中所述。EXP塊34具有的底數最好對應於LOG塊22所採用的底數。EXP塊34也可以被實現為一個軟體子程序，如本領域中所公知的，或者根據其它等效手段，例如查找表。實現這種功能的已知示例參見Knuth和Abramowitz等人的文獻，以及前面所引用的US3518578。
在本發明的模擬實現中，EXP塊34可以為具有指數轉換曲線的放大器。這種電路的實例可以參見US3518578中的附圖8和9。
聲音可以被概念化為兩個成分的產物。第一成分為常正慢變化包絡，可記作e(t)，第二成分為快速變化載波(carrier)，可記作v(t)。整個聲音可以表示為s(t)＝e(t)·v(t)它被輸入給圖2A中的塊20。
因為沒有音頻波形是常正的(例如v(t)就有一半的時間為負)，所以在LOG塊22之輸出的對數會有一個實部和一個虛部。如果LOG塊22被設置來處理由emax定標的s(t)的絕對值，則它的輸出為log[e(t)/emax]與log|v(t)|之和。由於log|v(t)|包含高頻，所以它將基本上不受影響地通過高通濾波器28。分量log[e(t)/emax]含有低頻分量，將通過低通濾波器30，並從放大器32中的輸出呈現為K log[e(t)/emax]。因此，EXP塊34的輸出為(e(t)/emax)K·v(t)EXP塊34的輸出被送到放大器36且增益為emax，以便對該信號進行再定標，以適當對應於放大器20中先前以1/emax定標的輸入電平。放大器20和36除了剛剛所述的增益不相同以外，其它的設置都是相似的。
當K＜1時，可以看出，圖2A的倍增AGC電路16-n中的處理執行的是壓縮功能。本領域內的普通技術人員將認識的是，本發明使用這些值K的實施例也可以用到與聽力補償不同的其它應用中。
根據本發明用作聽力補償系統的實施例，K可以為具有0和1之間的值的一個變量。對於每個有聽力損傷者來說，用於每個頻帶的K值是不一樣的，可以如下定義K＝[1-(HL/(UCL-NHT)]其中HL為在閾值的聽力損失(dB)，UCL為上舒適級(dB)，並且NHT為正常聽力閾值。這樣，本發明的裝置可以被定製以適用於佩戴者的聽力損傷，這些佩戴者如由常規聽覺檢查所確定。本發明中的倍增AGC電路16-n既不會為在上聲舒適級(upper sound comfortlevel)的信號強度提供增益，也不會為此頻帶內與正常聽力閾值相關的信號強度提供等效於聽力損失的增益。
在圖2A-2C的方框圖所示的實施例中，當K＞1時，AGC電路16-n成為擴展電路。該電路是很有用的，包括通過擴展期望的信號來降低噪聲。
相反，本領域內的普通技術人員將理解的是，在圖2A-2C的方框圖所示的實施例中，K值為負(在0至負1的典型有用範圍內)，軟聲音變為大聲，大聲將變軟。在這種模式下，本發明有用的應用包括一種系統，用來在相同信號線上用較大聲音的信號來改進低音量音頻信號的清晰度。
儘管在自1968年以來的文獻中可以看到倍增AGC，並且已經提到了對助聽器電路具有潛在的適用性，但助聽器文獻在很大程度上忽略了它。然而，研究人員已經達成共識某些類型的頻率相關增益是有必要提供適當的聽力補償和噪聲抑制，這是由於聽力損失也是頻率相關的。但是即使這一共識憑感覺是模糊的，一組具有AGC的濾波器將破壞語音的清晰度，如果使用更多的頻帶的話，參見Journal of the Acoustical Society of America，第83卷6期，1983年6月，2322-2327頁，R.Plomp所著的「The Negative Effect of AmplitudeCompression in Hearing Aids in the Light of Modulation-TransferFunction」。有一種方法是本領域中的實質性進步，即，根據本發明可以利用為在音頻頻譜上多個子頻帶分開設置的倍增AGC。
圖2B為圖2A中所示電路圖的一個變化的方框圖。本領域內的普通技術人員將理解的是，放大器20可以被去掉，在減法電路38中，通過從低通濾波器30的輸出中減去數值log[emax]，可以等效地實現放大器20的增益(1/emax)。類似的，在不背離本發明的原理的情況下，在圖2B中，放大器36已被去掉，在加法電路40中，通過將放大器32的輸出加上數值log[emax]，已經等效地實現放大器30的增益(emax)。在圖2B的一個數字實施例中，加法或減法運算可以通過一個簡單地加/減量log[emax]來實現；而在一種模擬實現中，可以採用加法放大器，如下文章中所示的實例Holt Rinehart andWinston，1990年，62-65頁，A.S.Sedra和K.C.Smith所著的「Microelectronic Circuits」。
當存在噪聲時，該乘法系統的輸入信號可以是如下所示s(t)＝[ed(t)×en(t)]v(t)其中ed(t)為包絡的動態部分，並且en(t)為包絡的近似靜態部分。
根據本發明的倍增AGC電路16的優選實施例，圖2C舉例說明了在包絡en(t)的近似靜態部分上所進行的噪聲抑制。在圖2C中，LOG塊22的第二輸出端同高通濾波器28、帶通濾波器42和低通濾波器44相連。如上所述，該高通濾波器28最好設為16Hz以便於將log|v(t)|和log|ed(t)×en(t)|分開，其中log|ed(t)×en(t)|等於log|ed(t)|+log|en(t)|，這裡的ed(t)和en(t)均為正值。
在該優選實施例中，帶通濾波器是利用一個在16Hz的單階極點(single order pole)來實現，其中16Hz是與將包絡幅值的log|ed(t)|和log|en(t)|信號與零(也就是零響應)在D.C.(提供該響應的帶通濾波器轉換函數的一個優選實例如圖4B所示)分開所需要的工作一致的。根據本發明，在包絡幅值中保持幾乎恆定超過6秒鐘的聲音被稱為靜態的。因此，對於帶通濾波器，較低的截止頻率為1/6Hz的要求對應於持續6秒鐘的信號。本領域內的普通技術人員可以理解的是，也可以選用其它的截止頻率和濾波器階數，用於將根據本發明的包絡的log|ed(t)|和log|en(t)|信號部分分開。
圖4A-4C分別說明了高通濾波器28、帶通濾波器42和低通濾波器44的轉換函數。在圖4A中，高通濾波器28的輸出為log|v(t)|。在圖4B中，帶通濾波器42的輸出為動態或快速變化時間包絡的對數，其通常和語音相關，如log|ed(t)|。在圖4C中，低通濾波器44的輸出為近似靜態或慢變化時間包絡的對數，log|en(t)|。該近似靜態包絡通常和噪聲相關，例如提供恆定喧鬧聲的多個說話者語音背景、具有恆定級輸出雜音的風扇或是具有恆定功率級的白噪聲或有色噪聲。
根據本發明，噪聲en(t)可以通過一個線性衰減因子atten而被減弱，其中幅值被改變以等於原始幅值乘以atten因子。通過使log|en(t)|加上衰減的對數，減弱聲音恆定分量的級(即，近似靜態包絡)。現在參照圖2C，log[atten]由於atten小於1而成為負值，它被加到放大器32的輸出中。應該理解的是，-log[emax]的引入取代放大器20，參見對圖2B中的節點38的說明。
仍然參照圖2C，放大器32和33的輸出以及高通濾波器28的輸出在加法節點48與log[atten]因子相加，它具有連接求指數塊34的輸出端。
為放大器塊33所選擇的增益值G是由施加於語音動態部分的預期增強量確定的。在本發明中，G的取值範圍如下KGK-log[atten]log[edmax]]]>其中edmax為即使沒有噪聲衰減時、設計者寧願恢復到信號級的動態或語音部分的級。在該優選實施例中，edmax被設為舒適收聽的值而衰減值被設為0.1。因此，通過對變量的這種選擇，輸出信號被衰減0.1因子，而包絡的動態部分則被放大因子G(以提供增強)。本領域內的普通技術人員都可以理解的是，在不背離本發明的內容的前提下，根據BPF42輸出的短期平均值(或者等效log[ed(t)])，可以選擇其它的值G，以便為信號包絡的動態部分提供指定的預期輸出級，包括關於G值的時間變化計算。
加法結點48的輸出端同指數塊34的第二輸入端相連。該指數塊34的第一輸入端的輸入含v(t)的符號信息，當和指數塊34之第二輸入端的輸入組合在一塊時，就形成了指數塊34的輸出如下atten[enemax]k(ed)Gv(t)]]>因此，如圖2C所述的倍增AGC電路16將對具有較恆定幅值超過6秒鐘的聲音信號進行衰減，但對動態及語音信號將提供增加的增益(由於常數G)。優選的是，其對數被加到加法結點塊48中的值atten可以由助聽器用戶進行控制。以這種方式，助聽器用戶可以設置背景噪聲衰減，所採用的方式類似於通過音量控制來選擇音量。本領域內的普通技術人員將理解的是，可以採用助聽器或者立體聲音響系統中通常採用的已知的任何音量控制裝置，用來在數字或模擬系統中調整背景噪聲衰減。
現在參照圖5A，方框圖表示的是根據本發明的倍增AGC電路16-n的另一個實施例，其中，對數功能位於低通濾波器功能之後。本領域內的普通技術人員都可以理解的是，同圖2A之電路中的各個相應的塊具有相同功能的圖5A電路中的各個塊可以根據與圖2A中的各個相應塊相同的部件進行配置。
和圖2A中的倍增AGC電路16-n一樣，圖5A中的倍增AGC電路16-n從圖1所示的一個音頻帶通濾波器14-n的輸出端接收在放大器20的輸入信號。還是參照圖5A，放大器20被設置以具有增益1/emax，其中emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值放大器20的輸出被傳輸給絕對值電路60。在模擬實現中，有很多已知的方式來實現該絕對值電路60，例如在Holt Rinehart andWinston Publishing Co.2nded.1987年，A.S.Sedra和K.C.Smith所著的「Microelectronic Circuits」中給出該電路。在數字實現中，本領域內的普通技術人員都知道，該絕對值電路可以通過簡單地在電路的輸入端取的數字大小來實現。
該絕對值電路60的輸出被傳輸給低通濾波器30。低通濾波器30可以和圖2A中的相同的方式來設置。本領域內的普通技術人員都可以理解的是，該絕對值電路60和低通濾波器30之組合提供了包絡e(t)的估計值，並因此被稱為包絡檢測器。在不背離本發明的內容的前提下，可以採用一些本領域公知的包絡檢測器。在圖5A的實施例中，低通濾波器30之後的就是LOG塊22，優選的是，該截止頻率為截止頻率之臨界帶寬的1/8。應該理解的是，也可以採用16Hz的額定截止頻率。
在優選實施例中，低通濾波器30的輸出在LOG塊22中被處理，以求出該信號的對數。LOG塊22的輸入由於絕對值電路60的作用而一直為正，因此不會使用從LOG塊22中得到的相位或者符號。再有，由於放大器20的增益被設置為1/emax，所以對於小於emax的輸入，放大器20的輸出永遠不會大於1並且LOG塊22輸出的對數總是為0或者更小。
在圖5A中，由於對其中的LOG塊22的精度要求不是很高，所以可以根據圖2A中的描述產生LOG塊22的一種替換實現形式。可以理解的是，由於這種不精確產生的讓人無法接受的高幅度噪聲，所以使得該替換實現方式並不適於圖2A中的LOG塊22之實現。在LOG塊22的這個替換實施例中，向LOG塊22輸入的浮點表示的尾數的小數部分和指數被加到一塊，形成了LOG塊22的輸出。例如，根據IEEE標準754-1985格式，數字12的浮點表示為1.5×23。根據LOG塊22的該替換實現方式，由於23的指數部分和1.5的小數部分之和為3+.5＝3.5，所以log212的值被視為3.5。而log212的實際值為3.58496。這種約2％的誤差是可以接受的。
LOG塊22的對數輸出信號被傳輸給其增益為(K-1)的放大器62。除了同圖2A中的放大器32的增益不同之外，放大器32和62的設置是類似的。放大器62的輸出被提供給EXP塊34的輸入端，該EXP塊34對信號進行處理以進行指數(反對數)運算。
EXP塊34的輸出和向放大器20輸入的延遲信號在乘法器(multiplier)64中進行組合，其中延遲部件66的功能就是提供適當的延遲量。可以有很多種已知的方法來實現乘法器64。在數字實現中，這僅僅是兩個數字值的乘法運算。在模擬實現中，可以採用例如下文所示的模擬乘法器Holt Rinehart and Winston PublishingCo.3nded.1991年(尤其參見900頁)，A.S.Sedra和K.C.Smith所著的「Microelectronic Circuits」。
如在圖2A中所述的實施例，提供給圖5之實施例中的放大器20的輸入被延遲，然後被提供到乘法器64的輸入端。延遲塊66具有的延遲等於低通濾波器30的群延遲。
圖5B的電路方框圖是圖5A中所示電路的一種變化。如圖5B所示，在不背離這裡所述原理的情況下，本領域內的普通技術人員都可以理解的是，放大器20可以被去掉，它的增益1/emax可以通過在加法電路68中用LOG塊22的輸出減去值log[emax]來等效地實現。
圖5C示出的是根據本發明包括噪聲抑制的倍增AGC電路16的一個優選實施例。除了根據本發明的噪聲抑制部分已被包括以外，該倍增AGC電路16類似於圖5A和5B中所示的倍增AGC電路16-n。因此，這裡只對圖5C中的附加電路部件進行說明。
根據本發明，在LOG塊22之輸出端的log[e(t)]分別同高通濾波器70及低通濾波器72相連。實現低通濾波器72，可以利用一個簡單的一階低通濾波器特性，其在1/6Hz處有一拐角，這些實施例都為本領域內的普通技術人員所熟知。也可以實現高通濾波器70，條件是，一階高通濾波器轉換函數是該低通濾波器函數減1。以這一方式實現的高通濾波器70被描述在圖6中，並為本領域普通技術人員所公知。高通濾波器70及低通濾波器72的轉換函數分別如圖7A和7B所示。可以理解的是，除了這裡所述的濾波器階數和截止頻率以外，可以選擇其它的濾波器階數和截止頻率，作為根據本發明的設計選擇。
作為選擇，還可以用圖8中所示的方式，以噪聲估值器來代替圖5C的高通濾波器70及低通濾波器72。本領域內的普通技術人員都了解可以有很多方式來實現噪聲估值器。噪聲估值器的一個合適的實現方式可以參見Hearing Instruments，第42卷第2期，1991年，Harry Teder所著的「Hearing Instruments in Noise and the SyllabicSpeech-to-Noise Radio」。在這一實施例中，當噪聲估值器在對有語音時的噪聲估計和在無語音時的噪聲估計之間進行切換時，產生切換產物(switching artifact)。
再次參見圖5C，高通濾波器70的輸出為表示聲音信號包絡之動態部分的log[ed(t)]。低通濾波器72的輸出為表示信號包絡之近似靜態部分的log[en(t)]。在加法結點38，採用與圖5B中所述的在加法結點68減去log[emax]一樣的方式，從低通濾波器72的輸出中減去log[emax]。從HPF2塊70中輸出的信號對數的動態部分被放大的增益為(G-1)。根據本發明，在加法結點74，數值log[atten]與放大器61和62的輸出被加在一塊。
加法結點74的輸出接著被輸入到指數塊34中。指數塊34的輸出與經過延遲塊66的輸入信號值在乘法器64中進行乘法運算。正如上面所述，對K和衰減值atten的選擇可以在兩個或更多的倍增AGC電路16中進行，以便於在若干個信道上提供一個相似的背景噪聲衰減。對衰減值atten可以採用同以上相同的方式來通過一個音量控制電路來進行控制。
圖5D為根據本發明的噪聲抑制的一個替換實施例。在圖5D中，LOG塊22的輸出被分入兩條路經。LOG塊22的一個輸出被送入加法結點75並與一個指定的量「a」相加。該值「a」為相應的AGC頻帶16-n的聲音閾值的對數(和在塊22中的對數相同的底數)。正如前面所述，噪聲估值器塊45用來提供包絡之對數的靜態部分的估計值log[en(t)]。可以在加法結點76的輸出處通過將加法結點75的輸出與噪聲估值器塊45的輸出相加、來獲得包絡之對數的動態部分的估計值log[ed(t)]。加法結點76的輸出接著被放大以增益G』，其中G』為G,=1-Xlog(atten)|log[ed(t)]|-Ylog(atten)]]>其中Y=kK(Kmax-1)+log(atten)]]>並且X＝Kmax·Y根據三個條件(specification)獲得自適應增益G』(1)最大增益Kmax，它對應於將最大預期語音電平恢復至舒適收聽電平的增益(2)預期的衰減量atten(3)單位增益所希望的值k＝log[ed(t)]。
仍舊參照圖5D，噪聲估值器塊45的輸出還與log(atten)在加法結點79相組合。該加法結點79的輸出與放大器G』的輸出在結點77中相加，隨後的輸出在塊32中被乘以K。然後，LOG塊22的輸出被從乘法器K(對K的選擇如前面所述)的輸出中減去，並接著在加法結點74與用於用戶的閾值對數「b」相加。
圖5E說明了根據本發明的另一個降低噪聲的實施例。
雖然如圖2A-2C和圖5A-5C所示的倍增AGC電路16-n被不同地實現，但可以確定的是，圖2A-2C所示的對數-低通實現方式之任一種所導致的輸出，以及圖5A-5C所示的低通-對數實現方式導致的輸出，它們基本上都是等效的，其中一個輸出都不能說是比另一個更合意。事實上，考慮到這兩種輸出都很類似，所以可以認為任何一個輸出都是兩者的好的表現方式。為確定對數-低通和低通-對數兩種方式的等效性是否適合人的聽覺，而對語音數據進行測試，測試的收聽結果顯示出，兩種設置的清晰度和保真度幾乎是無法區分的。
雖然清晰度和保真度在兩種設置中是相等的，在系統對具體正弦音調的校準期間，對輸出電平進行分析之後發現，低通-對數方式還保留著校準而對數-低通方式則稍微偏離了校準。雖然任何一種設置看起來都能給出相同的收聽結果，但如圖5A-5C的低通-對數方式還更支持校準。
本發明的多頻帶倍增AGC自適應壓縮方法沒有明顯的反饋或者前饋。通過對倍增AGC電路16-n附加一個改進的軟限幅器，可以保證穩定的過渡響應以及低噪聲。圖9A就示出了用於本發明中的倍增AGC電路的這樣一個實施例。
除了放大器20不再向絕對值電路60提供信號而是跟在低通濾波器30之後以外，圖9A中的實施例類似於圖5A中的實施例。還有，在EXP塊34與乘法器64之間插入了一個改進的軟限幅器86。在模擬實現中，軟限幅器86可以被設計為具有在飽和區域中漸進至零點的斜率，例如Holt Rinehart and Winston Publishing Co.2nded.1987年(尤其參見230-239頁)，A.S.Sedra和K.C.Smith所著的「Microelectronic Circuits」。軟限幅器塊86的輸出為該系統的增益。在圖9A的電路中插入軟限幅器塊86，將該增益限制為最大值，該最大值被設置為在閾值處補償聽力損失所需增益。
在數字實現中，軟限幅器86可以被實現為一個子程序，對於所有的輸入值都小於由在閾值處補償聽力損失所需要的乘法器64來實現的增益值的情況，該子程序向乘法器64提供的輸出等於軟限幅器86的輸入，而對於所有的輸入都大於該值的情況，該子程序向乘法器64提供的輸出等於在閾值處補償聽力損失所需要的增益值。本領域內的技術人員都知道，乘法器64起著一個可變增益放大器的作用，其中該放大器的增益受軟限幅器86之輸出的限制。更方便但不是必須的是，修改該軟限幅器，以將對低於閾值的軟聲音的增益限制為等於或者小於在閾值處補償聽力損失所需要的增益。如果對軟限幅器86進行這樣的修改，則必須注意確保的是，相對於輸入電平的小變化，低於聽力閾值的增益不是間斷的。
該改進後的軟限幅器86的使用提供另一個好處，消除對聲音刺激的系統響應中的瞬時過調量(transient overshoot)，其中該聲音刺激快速產生從靜音至一個讓人感到不舒服的高聲強度的瞬間。通過在系統中引入適當的延遲，也可以獲得軟限幅器86的穩定效應，但這可能具有損壞性的副作用。若一個人自己的聲音被過多的延遲後再使語音傳輸到耳朵，則會導致可能誘發口吃的反饋延遲。使用該改進後的軟限幅器86，能夠消除由其它技術所使用的聲音延遲，同時提供穩定性和增強的信噪比。
圖9B是圖9A所示電路的一種變化的方框圖。本領域普通技術人員可以理解的是，放大器20可以被刪去，通過在圖9B所示的加法電路88中將LOG塊22的輸出減去值log[emax]、而不背離這裡所述的原理，可以等效地實現放大器20的增益函數。
現在參見圖10，圖中示出倍增AGC電路的一個優選實施例，它實現根據本發明的一個三斜率增益曲線。在圖10中，LOG塊22的輸出端被連接至第一及第二比較器電路90-1和90-2。這兩個比較器電路對LOG塊22的輸出與預定輸入電平進行比較，以確定圖11中的三個增益範圍是適用的。第一及第二比較器電路的輸出端被連接至增益倍增器(gain multiplexer)92和歸一化倍增器(normalizationmultiplexer)94的第一及第二選擇輸入端。連至增益倍增器92的第一、第二及第三輸入端K0′、K1′和K2′提供放大器42中的(K-1)之值。
通過由加法節點(node)96將值(K-1)log[emax]加至放大器42的輸出，連至歸一化倍增器94的第一、第二及第三輸入端A0′、A1′和A2′提供由圖2A、圖5A和圖9A中的放大器20實現的歸一化。由於歸一化的發生是在放大器42的工作之後，應該理解的是，該K值被包括在對歸一化倍增器94的三個輸入之中的每一個輸入中。另外，被包括在這三個輸入中的該K值對應於放大器42響應於增益倍增器92的輸出所使用的K值。
根據本發明的這一實施例，比較器電路90-1和90-2將LOG塊22的輸出幅度分為擴展、壓縮和飽和範圍。在圖11中示出提供給這三個範圍內的輸入的增益之示例圖。在將助聽器裝在用戶身上期間，由所確定的閾值聽力損失來設置該擴展範圍的上限。當LOG塊22的輸出幅度低於該閾值聽力損失時，輸入A0′和K0′將被選擇，放大器42的增益將更適宜給該輸入提供擴展增益。對於構成不需要之噪聲的低電平輸入信號能量，通過將該增益分解到這些低電平信號，擴展是有用的。
該壓縮範圍的下限是由該閾值聽力損失來設定的，由在該壓縮範圍中提供給信號的壓縮和在該飽和範圍中提供的壓縮來設定上限。當LOG塊22的輸出幅度高於該閾值聽力損失、並低於該壓縮範圍的上限時，輸入A1′和K1′將被選擇，放大器42的增益將更適宜給該輸入提供壓縮增益。在安裝助聽器期間，將確定每個通道中提供的壓縮。
當LOG塊22的輸出幅度高於該壓縮範圍的上限時，輸入A2′和K2′將被選擇，放大器42的增益將更適宜給該輸入提供壓縮增益。在該飽和範圍中的壓縮一般將大於該壓縮範圍內的壓縮。在該飽和範圍中，輸出被限制在低於該輸出換能器之最大輸出能力的電平。這對於其它類型的輸出限制(例如削峰)是優選的。
用於實現穩定性的一種替換方法是將噪聲的低電平(即，具有低於聽力閾值電平的強度)加入到音頻帶通濾波器14-1至14-n的輸入。這個噪聲應該被加權，使得其頻譜形狀跟隨一個聽力正常個人的聽閾曲線作為頻率的函數。圖1中的噪聲發生器100示意性地示出了這一點。噪聲發生器被示出將低電平噪聲注入音頻帶通濾波器14-1至14-n。在本領域中眾所周知的是，有許多電路和方法用於噪聲的發生。
在圖5A至5D、圖9A和9B以及圖10的實施例中，分支電路包括絕對值電路60，其後跟隨低通濾波器30，該分支電路起著包絡檢測器的作用。該絕對值電路60可以起著半波整流器、全波整流器或一種電路的作用，該電路的輸出是輸入的RMS值並具有適當的定標調整。因為這個包絡檢測器分支電路的輸出具有較低的帶寬，該包絡更新採用這個電路的數字實現並只需要以該包絡帶寬的尼奎斯特(Nyquist)速率來進行，速率小於500Hz。本領域普通技術人員將理解的是，這一點將使得低功率數字實現得以進行。
用於聽力補償的倍增AGC滿量程自適應壓縮在幾個重要的方式上不同於早期的FFT運算。本發明的多帶倍增AGC自適應壓縮技術並未採用頻域處理，而是採用時域濾波器並具有基於所要求的鄰接帶寬的相似或等效Q。另外，與FFT方法大不相同的是，本發明的系統採用倍增AGC自適應壓縮，以最小的延遲及無明顯的前饋或反饋可以實現該系統。
在現有技術FFT實現中，採用這種現有技術所要測量的參數在聲音空間中被識別。在圖2A至圖2C、圖5A至圖5E和圖9A及圖9B中所示的實施例中，本發明固有地包含有多帶倍增AGC壓縮，它的當前優選系統包括增量(recruitment)，及只要求測量閾值聽力損失和上舒適級(upper comfort level)作為頻率的函數。
最後，本發明的多帶倍增AGC自適應壓縮技術採用改進的軟限幅器86或可替換地採用低電平噪聲發生器100，它消除由現有技術處理所引入的附加噪聲產物(artifact)並維持聲音保真度。然而，更重要的是，如果未採用適當的延時，現有技術FFT方法在從靜音到高聲的過渡期間將變得不穩定。本發明之當前優選的倍增AGC實施例是穩定的並具有最小的延遲。
本發明的多帶、倍增AGC自適應壓縮方法具有若干優點。對於參照圖2A至圖2C、圖5A至圖5E和圖9A及圖9B所述的實施例，只需要測量關於被安裝之個人的該閾值和上舒適級。採用相同的低通濾波器設計，對於被處理的每一個頻帶，以求出聲音刺激s(t)的包絡e(t)或等效地求出log[e(t)]。此外，通過採用這個相同的濾波器設計及簡單地改變低通濾波器的截止頻率，如上所述，其它應用可以被調節，包括那些從靜音到高聲的快速過渡被預見的應用。
本發明的多帶、倍增AGC自適應壓縮方法具有最小的延時。這消除了聽覺混亂，當個人發聲及聽其自己的發聲作為響應大腦的直達路徑、並通過助聽器系統接收經處理的延遲回聲時，就會發生聽覺混亂。
與因子emax的歸一化，使得助聽器在數學上不可能提供一個增益來將輸出級提高到上舒適級之上，因此保護耳朵免受過大的聲音強度的損害。對於大於emax的聲音輸入電平，該裝置衰減聲音而不是放大它。本領域普通技術人員將理解的是，通過將該輸出限制在一個最大安全電平而不背離這裡所述的原理，可以獲得對耳朵的進一步保護。
對於所有輸入強度電平精確提供校正增益的每一個頻帶，都採用一個獨立的指數常量K，因此，在線性和壓縮範圍之間不發生切換。因此，消除了切換產物。
本發明的多帶、倍增AGC自適應壓縮方法沒有明顯的前饋或反饋。利用增加的一個改進軟限幅器，穩定的過渡響應和低噪聲最低限度(floor)得以確保。優於現有技術的一個重大的附加好處在於，改善了煩人的音頻反饋或具有接近耳朵之助聽器耳機和話筒的助聽器特有的正反饋(regeneration)，作為最小延遲和在倍增AGC中沒有明顯前饋或反饋的結果，本發明得到這一好處。
倍增AGC由於其簡單性，可以利用數字或模擬電路來實現。低功率實現是可能的。如上所述，在數字實現中，只需要以關於該包絡帶寬的尼奎斯特速率(小於500Hz的速率)來實現包絡更新(即，由放大器20、LOG塊22、放大器42所指示的操作)，因此，極大地減少了功率需求。
本發明的多帶、倍增AGC自適應壓縮系統也可適用於其它的音頻問題。例如，常用於立體聲系統和汽車音響組合中的聲音均衡器可以利用該多帶倍增AGC方法，因為僅有的用戶調節是在每個頻帶中所期望的閾值增益。這在調整程序中等效於當前的圖形均衡器，但是該AGC提供所期望的頻率放大(boost)，而不會招致異常的音量增長，如利用當前系統所發生的。
根據本發明的另一方面，一種耳內聽力補償系統，採用兩個將電信號轉換為聲音信號的換能器。有兩項新的進展已經使得雙接收器助聽器成為可能。第一項進展是小型動圈換能器，第二項進展是這裡所公開的臨界頻帶壓縮技術，該技術也被公開在一項美國專利(1994年7月8日遞交，申請號為08/272,927，美國專利號為5,500,902)中並要求保護。
現在參見圖12，圖中示出一種耳內聽力補償系統110的方框圖，該系統採用兩個換能器將電信號轉換成聲音能量。第一個這樣的換能器112被用於低頻(例如低於1kHz)，如一種常規的銜鐵(iron-armature)助聽接收器，第二個這樣的換能器114被用於高頻(例如，高於1kHz)。
對於用於可攜式電子裝置的高保真耳機的需要已經刺激了對小於1/2英寸直徑的動圈換能器的研製，這種換能器在整個音頻範圍(20-20,000Hz)上提供平坦響應。為了安裝在耳道中，換能器的直徑必須小於1/4英寸，因此在市場上購買的換能器是不適用的。對商品動圈耳機進行定標至3/16的直徑產生一種換能器，該換能器從1kHz到適當超出人類聽力的頻率上限的範圍都具有極佳的效率。本發明的系統採用這種經定標的動圈換能器作為高頻揚聲器，，並採用標準的諾爾斯(Knowles)(或類似的)銜鐵助聽換能器112作為低音揚聲器。這兩種裝置都可以容易地裝入耳道。
圖12中所示的聽力補償系統在原理上與母發明相同，除了處理通道(每一通道包含帶通濾波器和倍增AGC增益控制)被分為兩組。第一組包括帶通濾波器14-10、14-11和14-12以及倍增AGC電路16-10、16-11和16-12，該第一組處理的信號具有低於銜鐵換能器112之諧振的頻率。第二組包括帶通濾波器14-20、14-21和14-22以及倍增AGC電路16-20、16-21和16-22，該第二組處理的信號具有高於銜鐵換能器112之諧振的頻率。處理通道的第一組的輸出在加法部件116-1中相加，並被饋送到功率放大器118-1，該放大器驅動銜鐵換能器112。處理通道的第二組的輸出在加法部件116-2中相加，並被饋送到功率放大器118-2，該放大器驅動高頻動圈換能器114。對兩個處理通道的輸入是由駐極體話筒120和前置放大器122提供的。
利用圖12所示的配置，其中利用帶通濾波器實現頻率分離為高頻及低頻分量，不需要分頻網絡(crossover network)，從而簡化了整個系統。本領域普通技術人員將理解的是，第一組中的處理及放大部件可以是專用於它們所工作的頻帶，第二組的部件也可以如此。這種專用化在實用中能夠節省可觀的功率損耗。這種專用化的示例包括採用其設計對於特定換能器是被優化的功率放大器、利用適於每一組之帶寬的取樣率、以及其它公知的設計優化。
發明人已經成功地證實，有一種替換微型動圈換能器的替換物用於高頻換能器114，新式的駐極體具有足夠高的靜態極化，以使它們的機電換能效率足夠高而可用作高頻輸出換能器。這樣的換能器長期被用於超聲波應用中，但並未被用於聽力補償應用中。當這些駐極體裝置被用作高頻換能器114時，本領域普通技術人員將理解的是，應該遵循上述的設計專用化，並對功率放大器有特別的強調，它必須被專用化以提供比動圈換能器所要求的電壓高得多的電壓。
儘管已經示出及描述了本發明的實施例和應用，本領域技術人員應該清楚的是，在不背離這裡所述的發明原理的情況下，還可能有比以上所述更多的改變。本發明不應受到限制，除非是在所附權利要求書的精神之中。
權利要求
1.一種音頻信號處理裝置，包括一個輸入換能器，用來將聲能轉換成與所述聲能相對應的電能；多個音頻帶通濾波器，它們連接所述輸入換能器的輸出端；多個包括噪聲抑制電路的倍增自動增益控制(AGC)電路，其中，每個所述的倍增AGC電路都連接一個所述音頻帶通濾波器的輸出端；一個第一加法結點，該結點同所述倍增自動增益控制電路的輸出端相連；一個第一放大器，該放大器同所述第一加法結點的輸出端相連；及一個輸出換能器，用來將電能轉換成聲能。
2.根據權利要求1的音頻信號處理裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個第二放大器，該放大器的輸入端連接一個所述音頻帶通濾波器的輸出端；一個對數部件，該部件的輸入端同所述第二放大器部件的輸出端相連，該對數部件具有第一輸出端和第二輸出端，該第一輸出端傳送的信號表示在所述對數部件之所述輸入端的信號的符號，該第二輸出端傳送的信號與在所述對數部件之所述輸入端的所述信號的絕對值之對數成正比；一個濾波器部件，該部件的輸入端同所述對數部件的所述第二輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同所述對數部件的第一輸出端相連，其中，所述延遲部件補償通過所述濾波器部件的延遲；一個指數部件，該部件具有連接所述延遲部件之輸出端的第一輸入端和連接所述濾波器部件之輸出端的第二輸入端；及一個第三放大器，該放大器的輸入端同所述指數部件的輸出端相連。
3.根據權利要求2的裝置，其中，所述第二放大器的增益為(1/emax)，所述第三放大器的增益為(emax)，其中emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值。
4.根據權利要求2的裝置，其中，所述濾波器部件還進一步包括一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述對數部件的第二輸出端相連；一個高通濾波器，該濾波器的輸入端也同所述對數部件的第二輸出端相連；一個第四放大器，該放大器的輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連；以及一個第二加法結點，該結點具有第一輸入端和第二輸入端，該第一輸入端同所述第四放大器的輸出端相連，該第二輸入端同所述高通濾波器的輸出端相連，其中，所述加法結點提供的輸出等於其兩個輸入之和。
5.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個對數部件，該部件的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連，該對數部件具有第一輸出端和第二輸出端，該第一輸出端傳送的信號表示在所述對數部件之所述輸入端的信號的符號，該第二輸出端傳送的信號與在所述對數部件之所述輸入端的所述信號之絕對值的對數成正比；一個濾波器部件，該部件的輸入端同所述對數部件的第二輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同所述對數部件的第一輸出端相連，其中，所述延遲部件補償通過所述濾波器部件的延遲；一個指數部件，該部件具有第一輸入端和第二輸入端，該第一輸入端同所述延遲部件的輸出端相連，該第二輸入端同所述濾波器部件的輸出端相連；
6.根據權利要求5的裝置，其中，所述濾波器部件還進一步包括一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述對數部件的第二輸出端相連；一個高通濾波器，該濾波器的輸入端也同所述對數部件的第二輸出端相連；一個第二加法結點，該結點具有第一輸入端和第二輸入端，第一輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連，第二輸入端的輸入等於-log[emax]，其中，emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值；一個第二放大器，該放大器的輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連；以及一個第三加法結點，該結點具有第一輸入端、第二輸入端和第三輸入端，第一輸入端同所述高通濾波器的輸出端相連，第二輸入端同所述第二放大器的輸出端相連，第三輸入端的輸入等於log[emax]，其中，該第三加法結點提供的輸出等於其三個輸入之和。
7.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個對數部件，該部件的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連，該對數部件具有第一輸出端和第二輸出端，第一輸出端傳送的信號表示在所述對數部件之所述輸入端的信號的符號，第二輸出端傳送的信號與在所述對數部件之所述輸入端的所述信號之絕對值的對數成正比；一個濾波器部件，該部件的輸入端同所述對數部件的第二輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同所述對數部件的第一輸出端相連，其中所述延遲部件補償通過所述濾波器部件的延遲；一個指數部件，該部件具有第一輸入端和第二輸入端，第一輸入端同所述延遲部件的輸出端相連，第二輸入端同所述濾波器部件的輸出端相連；以及一個第二放大器部件，該部件同所述指數部件的輸出端相連，其中，該第二放大器的增益等於(emax)，這裡的emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值。
8.根據權利要求7的裝置，其中所述濾波器部件還進一步包括一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述對數部件的第二輸出端相連；一個帶通濾波器，該濾波器的輸入端也同所述對數部件的第二輸出端相連；一個高通濾波器，該濾波器的輸入端也同所述對數部件的第二輸出端相連；一個第二加法結點，該結點具有第一輸入端和第二輸入端，第一輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連，第二輸入端的輸入等於-log[emax]，這裡的emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值；一個第二放大器，該放大器的輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連；一個第三放大器，該放大器的輸入端同所述帶通濾波器的輸出端相連；以及一個第三加法結點，該結點具有第一輸入端、第二輸入端、第三輸入端和第四輸入端，第一輸入端同所述高通濾波器的輸出端相連，第二輸入端同所述第二放大器的輸出端相連，第三輸入端同所述第三放大器的輸出端相連，第四輸入端的輸入等於log[atten]，其中，該第三加法結點提供的輸出等於其四個輸入之和，其中的atten為線性衰減因子。
9.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個第二放大器，其輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連，其中，該放大器的增益為(1/emax)，這裡的emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值；一個絕對值電路，該電路的輸入端同所述第一放大器的輸出端相連；一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述絕對值電路的輸出端相連；一個對數部件，該部件的輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連；一個第三放大器，該放大器的輸入端同所述對數部件的輸出端相連，其中所述第二放大器的增益為(K-1)；一個指數部件，該部件的輸入端同所述第三放大器的輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同所述第二放大器的輸入端相連；以及一個乘法器，該乘法器的第一輸入端同所述指數部件的輸出端相連，該乘法器的第二輸入端同所述指數部件的輸出端相連。
10.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個絕對值電路，該電路的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述絕對值電路的輸出端相連；一個對數部件，該部件的輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連；一個第二加法結點，該結點的第一輸入端同所述對數部件的輸出端相連，該結點的第二輸入端的輸入等於-log[emax]，這裡的emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值；一個第二放大器，該放大器的輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連，其中所述第二放大器具有的增益等於(K-1)；一個指數部件，該部件的輸入端同所述第二放大器的輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同所述絕對值電路的輸入端相連；以及一個乘法器，該乘法器的第一輸入端同所述指數部件的輸出端相連，該乘法器的第二輸入端同所述延遲部件的輸出端相連。
11.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個絕對值電路，該電路的一個輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；一個第一低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述絕對值電路的輸出端相連；一個對數部件，該部件的輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連；一個濾波器部件，該部件的輸入端同所述對數部件的輸出端相連；一個指數部件，該部件的輸入端同所述濾波器部件的輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同所述絕對值電路的輸入端相連，其中所述延遲部件補償通過所述濾波器部件的延遲；以及一個乘法器，該乘法器的第一輸入端同所述指數部件的輸出端相連，該乘法器的第二輸入端同所述延遲部件的輸出端相連。
12.根據權利要求11的裝置，其中，所述濾波器部件還進一步包括一個高通濾波器，該濾波器的輸入端同所述對數部件的輸出端相連；一個第二放大器，該放大器的輸入端同所述高通濾波器的輸出端相連，其中該第二放大器具有的增益等於(G-1)；一個第二低通濾波器，該濾波器的輸入端也同所述對數部件的輸出端相連；一個第二加法結點，該結點的第一輸入端同所述第二低通濾波器的輸出端相連，該結點的第二輸入端的輸入為-log[emax]，這裡的emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值；一個第三放大器，該放大器的輸入端同所述第一加法結點的輸出端相連，其中該第三放大器的增益等於(K-1)；以及一個第三加法結點，該結點的第一輸入端同所述第二放大器的輸出端相連，該結點的第二輸入端同所述第三放大器的輸出端相連，該結點的第三輸入端的輸入等於log[atten]，其中atten為線性衰減因子。
13.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個絕對值電路，該電路的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述絕對值電路的輸出端相連；一個對數部件，該部件的輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連；一個第二加法結點，該結點的第一輸入端同所述對數部件的輸出端相連，該結點的第二輸入端的輸入等於用於所述倍增AGC電路的聲音閾值的對數；一個噪聲估值器，該估值器的輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連；一個第三加法結點，該第三加法結點的第一輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連，該第三加法結點的第二輸入端同所述噪聲估值器的反相輸出端相連；一個第二放大器，該放大器的輸入端同所述第三加法結點的輸出端相連，其中該第二放大器的增益為G』；一個第四加法結點，該結點的第一輸入端同所述第二放大器的輸出端相連；一個第五加法結點，該結點的第一輸入端同所述噪聲估值器的輸出端相連，該結點的第二輸入端的輸入等於log[atten]，其中atten為線性衰減因子；一個第三放大器，該放大器的輸入端同所述第四加法結點的輸出端相連；一個第六加法結點，該結點的第一輸入端同所述第三放大器的輸出端相連，該結點的第二輸入端同所述對數部件的輸出端相連，該結點的第三輸入端的輸入等於用於所述倍增AGC電路的聲音閾值的對數；一個指數部件，該部件的輸入端同所述第六加法結點的輸出端相連；以及一個乘法器，該乘法器的第一輸入端同所述指數部件的輸出端相連，該乘法器的第二輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連。
14.根據權利要求5的裝置，其中，所述濾波器部件包括一個高通濾波器，該濾波器的輸入端同所述對數部件的輸出端相連；一個低通濾波器，該濾波器的輸入端也同所述對數部件的輸出端相連；一個第二加法結點，該結點的第一輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連，該結點的第二輸入端的輸入等於用於所述倍增AGC電路的聲音閾值的對數；一個噪聲估值器，該估值器的輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連；一個第三加法結點，該第三加法結點的第一輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連，該第三加法結點的第二輸入端同所述噪聲估值器的反相輸出端相連；一個第二放大器，該放大器的輸入端同所述第三加法結點的輸出端相連；一個第四加法結點，該結點的第一輸入端同所述噪聲估值器的輸出端相連，該結點的第二輸入端的輸入為log[atten]，其中atten為線性衰減因子；一個第五加法結點，該結點的第一輸入端同所述第二放大器的輸出端相連，該結點的第二輸入端同所述第四加法結點的輸出端相連；一個第三放大器，該放大器的輸入端同所述第五加法結點的輸出端相連；一個第六加法結點，該結點的第一輸入端同所述第三放大器的輸出端相連，該結點的第二輸入端同所述高通濾波器的輸出端相連，該結點的第三輸入端的輸入等於用於所述倍增AGC電路的聲音閾值的對數，其中，該第六加法結點提供的輸出等於其三個輸入之和。
15.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個絕對值電路，該電路的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述絕對值電路的輸出端相連；一個第二放大器，該放大器的輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連，其中，該第二放大器的增益為(1/emax)，這裡的emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值；一個對數部件，該部件的輸入端同所述第二放大器的輸出端相連；一個第三放大器，該放大器的輸入端同所述對數部件的輸出端相連，其中該第三放大器具有的增益等於(K-1)；一個指數部件，該部件的輸入端同所述第三放大器的輸出端相連；一個軟限幅器，該限幅器的輸入端同所述指數部件的輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同所述絕對值電路的輸出端相連，以及一個乘法器，該乘法器的第一輸入端同所述軟限幅器的輸出端相連，該乘法器的第二輸入端同所述延遲部件的輸出端相連。
16.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個絕對值電路，該電路的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述絕對值電路的輸出端相連；一個對數部件，該部件的輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連；一個第二加法結點，該結點的第一輸入端同所述對數部件的輸出端相連，該結點的第二輸入端的輸入為-log[emax]，其中的emax為採用AGC增益的音頻包絡的最大允許值；一個第二放大器，該放大器的輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連，其中該第二放大器具有的增益等於(K-1)；一個指數部件，該部件的輸入端同所述第二放大器的輸出端相連；一個軟限幅器，該限幅器的輸入端同所述指數部件的輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；以及一個乘法器，該乘法器的第一輸入端同所述軟限幅器的輸出端相連，該乘法器的第二輸入端同所述延遲部件的輸出端相連。
17.根據權利要求1的裝置，其中，每個所述倍增AGC電路還進一步包括一個絕對值電路，該電路的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；一個低通濾波器，該濾波器的輸入端同所述絕對值電路的輸出端相連；一個對數部件，該部件的輸入端同所述低通濾波器的輸出端相連；一個第一補償電路，該電路的輸入端同所述對數部件的輸出端相連；一個第二補償電路，該電路的輸入端也同所述對數部件的輸出端相連；一個增益倍增器，該增益倍增器具有第一選擇輸入端和第二選擇輸入端，第一選擇輸入端同所述第一補償電路的輸出端相連，第二選擇輸入端同所述第二補償電路的輸出端相連；一個規一化倍增器，該倍增器具有第一選擇輸入端和第二選擇輸入端，第一選擇輸入端同所述第一補償電路的輸出端相連，第二選擇輸入端同所述第二補償電路的輸出端相連；一個第二放大器，該放大器的第一輸入端同所述對數部件的輸出端相連，該放大器的增益等於所述增益倍增器的輸出；一個第二加法結點，該結點的第一輸入端同所述第二放大器的輸出端相連，該結點的第二輸入端的輸入連接所述歸一化倍增器的輸出端；一個指數部件，該部件的輸入端同所述第二加法結點的輸出端相連；一個延遲部件，該部件的輸入端同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；以及一個乘法器，該乘法器的第一輸入端同所述指數部件的輸出端相連，該乘法器的第二輸入端同所述延遲部件的輸出端相連。
18. 一種音頻信號處理裝置，包括一個輸入換能器，用於將聲能轉換成與所述聲能相對應的電能；以及多個處理通道組，每個所述處理通道組包括一個或多個音頻帶通濾波器，所述濾波器同所述輸入換能器的輸出端相連；一個或者多個倍增自動增益控制(AGC)電路，所述電路包括用於一種電池供電的助聽器內的噪聲抑制電路，其中，每個所述倍增AGC電路都同一個所述音頻帶通濾波器的輸出端相連；一個加法結點，該結點同所述處理通道組中所有的所述倍增AGC電路的輸出端相連；一個放大器，該放大器同所述加法結點的輸出端相連；以及一個輸出換能器，用來將電能轉換成聲能。
全文摘要
一種用於聽力損傷者的聽力補償系統，包括多個帶通濾波器，所述帶通濾波器具有連接一個輸入換能器的輸入端，每一個帶通濾波器具有連接多個倍增AGC電路之一的輸入端的輸出端，所述多個倍增AGC電路的輸出被加在一起，並連接至一個輸出換能器的輸出端。所述多個倍增AGC電路衰減具有恆定背景電平的聲音信號而不損失語音清晰度。通過若干個頻帶之每一頻帶中的輸入信號之包絡的恆定性，對聲音信號的背景噪聲部分進行識別。可被抑制的背景噪聲包括多個說話者的語音串音、風扇噪聲、反饋振鳴聲、螢光燈雜音和白噪聲。
文檔編號H03G11/08GK1391780SQ00816030
公開日2003年1月15日 申請日期2000年5月4日 優先權日1999年11月22日
發明者道格拉斯·M·沙布裡耶, 理察·W·克裡斯蒂森, 阿龍·M·哈蒙德, 威廉·C·伯勒 申請人:布瑞漢姆·揚大學