一種基於雷達信號處理系統的角度跟蹤子系統的製作方法
2023-05-21 02:46:06
本發明涉及一種基於雷達信號處理系統的角度跟蹤子系統。
背景技術：
雷達，是英文Radar的音譯，源於radio detection and ranging的縮寫，意思為"無線電探測和測距"，即用無線電的方法發現目標並測定它們的空間位置。因此，雷達也被稱為「無線電定位」。雷達是利用電磁波探測目標的電子設備。雷達發射電磁波對目標進行照射並接收其回波，由此獲得目標至電磁波發射點的距離、距離變化率(徑向速度)、方位、高度等信息。
雷達信號處理機，控制發射通道產生線性調頻脈衝信號經上變頻、收發開關和和差比較器後由饋源天線發射出去，目標反射的回波信號經饋源天線後通過和差比較器形成和、方位差、俯仰差三路信號，經收發開關後進行下變頻後得到中頻信號。整個雷達信號處理機對於得到的中頻信號需要進行中頻信號檢測、距離跟蹤、速度跟蹤以及角度跟蹤的信號處理流程。而角度跟蹤則作為其很重要的一個部分。
技術實現要素：
本發明的目的在於克服現有技術的不足，提供一種基於雷達信號處理系統的角度跟蹤子系統。
本發明的目的是通過以下技術方案來實現的：一種基於雷達信號處理系統的角度跟蹤子系統，包括距離信息獲取子系統和角度跟蹤子系統；所述的距離信息獲取子系統包括第一A/D轉換模塊、第一數字下變頻模塊、距離波門選通模塊、第一脈衝壓縮模塊、第一相參積累MTD模塊、恆虛警檢測模塊和點跡凝聚模塊，所述的角度跟蹤子系統包括第二A/D轉換模塊、第二數字下變頻模塊、距離波門選通模塊、第二脈衝壓縮模塊、第二相參積累MTD模塊、測角模塊；
第一A/D轉換模塊接收外部中頻回波和信號並直接在中頻對信號進行A/D採樣後發送至第一數字下變頻模塊，第一數字下變頻模塊對數字中頻信號進行處理後輸出兩路I/Q和通道信號，兩路I/Q和通道信號通過距離波門選通模塊依次經過第一脈衝壓縮模塊、第一相參積累MTD模塊、恆虛警檢測模塊後檢測到目標，所述的目標輸出至點跡凝聚進行點跡凝聚後形成距離信息輸出至測角模塊；
第二A/D轉換模塊接收外部中頻回波差信號並直接在中頻對信號進行A/D採樣後發送至第二數字下變頻模塊，第二數字下變頻模塊對數字中頻信號進行處理後輸出兩路I/Q差通道信號，兩路I/Q差通道信號通過距離波門選通模塊依次經過第二脈衝壓縮模塊、第二相參積累MTD模塊後獲得都卜勒信息，將都卜勒信息輸出至測角模塊；
測角模塊根據目標個數、距離信息、都卜勒信息、幅度信息、目標偏離天線法線角度計算出實際的都卜勒頻率從而確定目標的角度。
所述的第一數字下變頻模塊和第二數字下變頻模塊包括正交化單元、數控振蕩器NCO、乘法器、FIR低通濾波器和抽取單元，正交化單元接收來自A/D轉換模塊的數字中頻信號並進行正交化形成正交的I/Q兩路信號，兩路信號分別與數控振蕩器NCO形成的正交本振序列相乘，並分別輸出至各路的FIR低通濾波器，低通濾波器取出基帶信號濾除高頻成分，抽取單元將基帶信號進行抽取降低信號速率，抽取單元的輸出端與距離波門選通模塊連接。
所述的第一脈衝壓縮模塊和第二脈衝壓縮模塊用於實現匹配濾波，採用時域脈衝壓縮模塊或者頻域脈衝壓縮模塊；
所述的時域脈衝壓縮模塊包括四個FIR匹配濾波器和兩個加法器；其中，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器的第一輸入端均接收I路信號，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器的第二輸入端分別接收脈衝響應序列，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器進行卷積運算後分別輸出至第一加法器的第一輸入端和第二加法器的第一輸入端；第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器的第一輸入端均接收Q路信號，第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器的第二輸入端分別接收脈衝響應序列，第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器進行卷積運算後分別輸出至第一加法器的第二輸入端和第二加法器的第二輸入端；第一加法器和第二加法器經過加法運算後分別輸出I/Q兩路匹配濾波後的信號；
所述的頻域脈衝壓縮模塊包括FFT單元、複數乘法單元、匹配濾波器頻譜單元、IFFT單元，FFT單元對輸入的I/Q兩路數位訊號分別做FFT進行變換操作變換到頻譜為S(w)的頻域，複數乘法單元將S(w)的與匹配濾波器頻譜單元輸出的匹配濾波器的頻譜H(w)相乘，IFFT單元把得到的成績進行IFFT運算得到脈衝壓縮的結果；所述的頻譜H(w)為利用匹配濾波係數進行FFT得到的。
在第一脈衝壓縮模塊和第一相參積累MTD模塊之間還包括順次連接的第一距離門重排模塊和第一動目標顯示MTI模塊；在第二脈衝壓縮模塊和第二相參積累MTD模塊之間還包括順次連接的第二距離門重排模塊和第二動目標顯示MTI模塊；
所述的距離門重排模塊採用二維緩衝存儲器，將雷達回波信號按照脈衝重複周期和距離單元排列成一個二維矩陣，其中，相同脈衝重複周期、不同距離單元的回波信號按行排列，即各行對應不同的距離單元；不同脈衝重複周期，相同距離單元的回波信號按列排列，即列對應不同的脈衝重複周期；即每一列相鄰兩個數據之間的時間差恰好是脈衝重複周期；採用脈衝壓縮信號時，距離門寬度取為脈衝壓縮後的脈衝寬度；
所述的動目標顯示MTI模塊將同一距離單元在相鄰重複周期內的相檢輸出作相減運算，完成對消固定目標的回波，同時大幅度衰減慢速雜波，保留運動目標回波。
所述的第一相參積累MTD模塊和第二相參積累MTD模塊需要在N個積累脈衝周期內需進行M次N點複數FFT運算，M為距離單元；相參積累MTD模塊採用一組相鄰且部分重疊的窄帶都卜勒濾波器組實現，所述的窄帶都卜勒濾波器組覆蓋預期目標都卜勒頻率的整個頻率範圍，實現動目標檢測，相當於對不同的通道進行相參積累；其中，N個相鄰的窄帶都卜勒濾波器組是通過N個輸出的橫向濾波器經過各重複周期的不同加權並求和後實現，所述的N個輸出的橫向濾波器包括N個重複周期和N-1根延遲線。
所述的恆虛警檢測模塊通過適當的門限控制，使檢測的虛警概率恆定；所述的恆虛警檢測模塊包括多個恆虛警檢測單元和一個多路選大單元，所述的恆虛警檢測單元的數量與相參積累MTD模塊的輸出路數相同，每個恆虛警檢測單元分別接收來自相參積累MTD模塊的每個距離單元的單路輸出，進行恆虛警檢測判決後輸出至多路選大單元，多路選大單元進行縱向都卜勒通道上的比較，選出每一個距離單元的最大值，得到多通道選大的結果；在所述的恆虛警檢測單元前沿和後沿各有一個覆蓋若干距離單元的滑動窗，利用滑動窗中參考採樣的均值，形成前、後沿局部估計，再對局部估計平均、選大、選小或加權平均，以確定恆虛警檢測單元的背景雜波平均功率估計。
所述的距離信息獲取子系統還包括跟蹤波門模塊、距離定心處理模塊、測距模塊、卡爾曼濾波模塊/α-β濾波模塊；凝聚後的數據輸出至跟蹤波門模塊，然後經距離定心處理模塊後進入測距模塊進行無模糊測距，測距後經卡爾曼濾波/α-β濾波模塊產生距離選通波門，使距離波門選通模塊的波門中心對準回波所檢測到的目標信號。
所述的點跡凝聚模塊的輸入端接收恆虛警檢測模塊輸出的過門限的目標，並在距離向上進行遍歷並判斷相鄰目標的距離門號是否連續：如果連續則存儲距離門號的中間值作為目標距離門信息，同時對有目標的距離單元選取方位向幅度最大的目標作為輸出；如果不連續則繼續遍歷。
所述的測角模塊的測角方式為：
(1)分別獲取凝聚後的目標距離和都卜勒信息；
(2)取MTD處理後的和通道∑及差通道Δ對應位置的值；
(3)計算差和比幅K：K＝imag(Δ/∑)，即為差通道Δ與和通道∑比值的虛部；
(4)獲取天線方向圖確定的測角曲線，判斷K值是否在測角曲線範圍內：如果K值在測角曲線範圍內則根據方向圖查表獲得誤差角信息，如果K值不在測角曲線範圍內，則進行匿影處理將該目標信息進行丟棄。
所述的角度跟蹤子系統還包括一個低通濾波器，測角模塊的輸出端與低通濾波器連接，低通濾波器輸出動目標差信息。
本發明的有益效果是：本發明的中頻信號進行模數轉換模塊後轉換為數位訊號，然後再經過數字下變頻，將信號轉換為I、Q兩路基帶信號，和差三路I、Q信號分別經過距離選通波門形成選通信號，選通信號經過脈衝壓縮後輸出窄脈衝信號、距離門重排緩衝存儲器將數據由原來的按時間排列變為按距離單元排列、之後由MTD對目標進行相參相累。由和通道經恆虛警檢測檢測目標信號並進行凝聚後，同時和、差通道的目標信號送至測角系統，得到平臺運動方向的目標方位角和俯仰角，完成角誤差的測量並進行角度跟蹤。另外，在和通道經恆虛警檢測檢測目標信號後，進行測距後通過卡爾曼濾波，形成下一時刻的距離選通波門，求出能量。
附圖說明
圖1為本發明結構方框圖；
圖2為數字下變頻模塊原理框圖；
圖3為時域脈衝壓縮模塊原理框圖；
圖4為頻域脈衝壓縮模塊原理框圖；
圖5為二次相消器原理框圖；
圖6為MTD都卜勒濾波器組原理框圖；
圖7為均值類恆虛警模塊原理框圖；
圖8為MTD工作方式時的多路恆虛警模塊檢測原理框圖；
圖9為點跡凝聚模塊流程示意圖；
圖10為測角模塊流程示意圖。
具體實施方式
下面結合附圖進一步詳細描述本發明的技術方案：
如圖1所示，一種基於雷達信號處理系統的角度跟蹤子系統，包括距離信息獲取子系統和角度跟蹤子系統；所述的距離信息獲取子系統包括第一A/D轉換模塊、第一數字下變頻模塊、距離波門選通模塊、第一脈衝壓縮模塊、第一相參積累MTD模塊、恆虛警檢測模塊和點跡凝聚模塊，所述的角度跟蹤子系統包括第二A/D轉換模塊、第二數字下變頻模塊、距離波門選通模塊、第二脈衝壓縮模塊、第二相參積累MTD模塊、測角模塊；
第一A/D轉換模塊接收外部中頻回波和信號並直接在中頻對信號進行A/D採樣後發送至第一數字下變頻模塊，第一數字下變頻模塊對數字中頻信號進行處理後輸出兩路I/Q和通道信號，兩路I/Q和通道信號通過距離波門選通模塊依次經過第一脈衝壓縮模塊、第一相參積累MTD模塊、恆虛警檢測模塊後檢測到目標，所述的目標輸出至點跡凝聚進行點跡凝聚後形成距離信息輸出至測角模塊；
第二A/D轉換模塊接收外部中頻回波差信號並直接在中頻對信號進行A/D採樣後發送至第二數字下變頻模塊，第二數字下變頻模塊對數字中頻信號進行處理後輸出兩路I/Q差通道信號，兩路I/Q差通道信號通過距離波門選通模塊依次經過第二脈衝壓縮模塊、第二相參積累MTD模塊後獲得都卜勒信息，將都卜勒信息輸出至測角模塊；
測角模塊根據目標個數、距離信息、都卜勒信息、幅度信息、目標偏離天線法線角度計算出實際的都卜勒頻率從而確定目標的角度。
進一步地，在本實施例中，角度跟蹤子系統為兩個，其中一個為根據中頻回波方位差信號測量出動目標方位差信息，另外一個為根據中頻回波俯仰差信號計算出動目標俯仰差信息。
其中，A/D變換器的主要設計考慮是採樣頻率fs的選擇，fs的選擇與中頻頻率和信號帶寬有關，同時為了使信號處理機有更大的動態範圍，fs應量高，為了使信號處理機儘可能地簡單，fs應儘可能低，fs的選擇是綜合考慮這些因素的結果，按帶通信號採樣公式：
式中f0為120MHz中心頻率，B為40MHz帶寬，取fs＝160MHz(相當於n＝1的情況)，該採樣頻率可同時兼顧動態範圍與實現難度。
直接中頻採樣技術是在中頻對信號直接用A/D進行採樣，信號採樣後，經過變換得到I、Q雙路信號。這樣得到的正交信號的一致性好、精度高，而且具有數字電路的其他優點，從而在很大程度上提高了雷達信號處理系統性能。
如圖2所示，所述的數字下變頻模塊包括正交化單元、數控振蕩器NCO、乘法器、FIR低通濾波器和抽取單元，正交化單元接收來自A/D轉換模塊的數字中頻信號並進行正交化形成正交的I/Q兩路信號，兩路信號分別與數控振蕩器NCO形成的正交本振序列(-sin(2π*fi*n*ts)和cos(2π*fi*n*ts))相乘，並分別輸出至各路的FIR低通濾波器，低通濾波器取出基帶信號濾除高頻成分，抽取單元將基帶信號進行抽取降低信號速率，抽取單元的輸出端與距離波門選通模塊連接。
具體地，數字正交下變頻模塊完成的功能包括3個部分：一是正交化，將數字中頻信號通過正交化模塊得到正交的I、Q兩路信號；二是下變頻，數字混頻器將數字中頻信號和正交本振序列相乘，而後通過低通濾波器取出基帶信號，濾除高頻成分；三是抽取，以降低信號速率。DDC中乘法器和低通濾波器都通過數字運算完成，不存在模擬乘法器和模擬低通濾波器因電路不一致而引起的幅度誤差和相位正交誤差。
中心頻率f0為120MHz，帶寬B為40MHz，採樣速率fs＝160MHz，因此NCO中心頻率為20MHz，抽取倍數為2。
FIR低通濾波器設計為128階，帶外抑制達到65dB以上；濾波器輸入數據為14位，係數為16位，採樣速率為80Msps，濾波器輸出數據位寬23位。
在ISE中調用專用的IP核進行濾波，指定FIR濾波的工作時鐘為採樣時鐘的4倍(即320MHz)，則需要FPGA中DSP資源為16個，和差三路信號正交化後需要16*2(每通道正交I/Q兩路)*3(和差三通道)＝96個DSP資源。
時域脈衝壓縮模塊採用FIR濾波結構，通過對回波序列s(n)與匹配濾波器的脈衝響應序列h(n)求卷積來實現的，要得到輸出結果需要做四組相關運算,濾波器復相關運算量隨著信號時寬的增加而顯著增加，完成運算所需的晶片量級也隨之增加。脈衝壓縮處理時域實現框圖如下圖所示。匹配濾波器係數為線性調頻信號復包絡的鏡像共扼。事先將所有波形的濾波器係數存放於FPGA的ROM中，工作時，根據不同的雷達波形讀取相應的係數進行卷積運算。為了抑制脈壓旁瓣，還應對匹配濾波器採用漢明窗加權。
如圖3所示，所述的時域脈衝壓縮模塊包括四個FIR匹配濾波器和兩個加法器；其中，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器的第一輸入端均接收I路信號，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器的第二輸入端分別接收脈衝響應序列，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器進行卷積運算後分別輸出至第一加法器的第一輸入端和第二加法器的第一輸入端；第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器的第一輸入端均接收Q路信號，第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器的第二輸入端分別接收脈衝響應序列，第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器進行卷積運算後分別輸出至第一加法器的第二輸入端和第二加法器的第二輸入端；第一加法器和第二加法器經過加法運算後分別輸出I/Q兩路匹配濾波後的信號。
從圖中可見，時域脈衝壓縮需要4個FIR濾波器實現，根據波形設計要求，LFM脈衝寬度最寬為36us，在採樣速率為80Msps時，匹配濾波器的係數為2880個，輸入數據位寬23位，係數位寬16位，濾波器輸出數據位寬32位。
如圖4所示，頻域脈衝壓縮的基本原理是先對採集到得數位訊號s(n)做FFT變換，使其變換到頻域，其頻譜為S(w)，再將S(w)與匹配濾波器的頻譜H(w)(利用匹配濾波係數進行FFT得到的)相乘，把得到的乘積進行IFFT運算即得到脈衝壓縮的結果。對於頻域法，頻域數字脈衝壓縮在處理大時寬信號時其設備量增加不大，在處理大時寬脈壓信號時採用頻域處理系統有著明顯的優勢。
具體地，所述的頻域脈衝壓縮模塊包括FFT單元、複數乘法單元、匹配濾波器頻譜單元、IFFT單元，FFT單元對輸入的I/Q兩路數位訊號分別做FFT進行變換操作變換到頻譜為S(w)的頻域，複數乘法單元將S(w)的與匹配濾波器頻譜單元輸出的匹配濾波器的頻譜H(w)相乘，IFFT單元把得到的成績進行IFFT運算得到脈衝壓縮的結果；所述的頻譜H(w)為利用匹配濾波係數進行FFT得到的。
輸入數據位寬23位，H(k)係數為16位，乘法器輸出後數據位寬為32位。
針對不同波形，3個通道在時域和頻域同時對3通道進行脈衝壓縮所需要的資源和處理時間如下表(以所選晶片SCKU115為平臺)：
表中可見，在此種條件下，頻域處理方法相對於時域處理方法在FPGA資源方面有明顯的優勢，因此，本實施例擬採用頻域脈衝壓縮處理。
進一步地，在第一脈衝壓縮模塊和第一相參積累MTD模塊之間還包括順次連接的第一距離門重排模塊和第一動目標顯示MTI模塊；在第二脈衝壓縮模塊和第二相參積累MTD模塊之間還包括順次連接的第二距離門重排模塊和第二動目標顯示MTI模塊。
其中，實現距離門重排需要二維緩衝存儲器，將雷達回波信號按照脈衝重複周期和距離單元排列成一個二維矩陣。相同脈衝重複周期，不同距離單元的回波信號按行排列，即各行對應不同的距離單元；不同脈衝重複周期，相同距離單元的回波信號按列排列，即列對應不同的脈衝重複周期。由此可知，每一列相鄰兩個數據之間的時間差恰好是脈衝重複周期。
採用脈衝壓縮信號時，距離門寬度取為脈衝壓縮後的脈衝寬度。數據從單個距離門讀出送到後續的雜波處理和都卜勒濾波器組，依次分析來自不同距離門的數據。
採樣數據按照上面的格式進行重排後，通過對這一幀數據，可以得到目標的模糊距離或者模糊速度。MTD依次對每一距離單元的N點數據進行都卜勒濾波，為保證對全程內每個距離單元的濾波能在N*Tr(相參處理間隔CPI)內完成，輸入存儲的讀出速率(即濾波器的處理速度)一般可以比其寫入速率快些。
在FPGA中需要設計RAM來實現距離門二維數據的存儲，輸入數據位寬32位，如果需要探測375米範圍內的目標，需要距離門個數M為100個。
針對不同波形，三個通道在數據重排時所需要的資源如下表：
當固定目標、地雜波等與運動目標處於同一距離單元時，前者的回波通常較強，以至於運動目標的回波被淹沒其中，故必須設法對二者進行區分。針對動目標與雜波的不同都卜勒特性，將同一距離單元在相鄰重複周期內的相檢輸出作相減運算，則固定目標回波將被完成對消，慢速雜波也將得到很大程度衰減，只有運動目標回波得以保留。顯然這樣便可將固定目標、慢速雜波與運動目標區分開來。通過動目標顯示(MTI)技術，利用MTI濾波器濾除相應雜波，對固定地雜波進行抑制，從而提高目標檢測性能。
脈衝工作狀態時，信號按重複周期間隔重複出現，因此所用濾波器的頻響也應是梳齒狀的。濾波器的基本組成元件是延遲時間等於重複周期的遲延線，零頻雜波(地雜波)的MTI濾波器應在零頻及其周期出現點處形成凹口。
由於雜波頻譜有一定的寬度，而本項目目標都卜勒頻又不高，因此應合理地設計MTI濾波器。
最常用的零頻MTI濾波器是二項式濾波器，其中最為典型的是一次相消器(二脈衝對消)和二次相消器(三脈衝對消)。
二次相消器或稱三脈衝對消器的原理框圖圖5所示，輸入數據是一個基帶複數樣本，這些是同一個距離單元由順序脈衝返回的，形成一個有效的採樣間隔Tr的離散時間序列x(n)。其時域方程為：y(n)＝x(n)-2*x(n-l)+x(n-2)，固定二次對消器的傳遞函數為H(z)＝1-2*Z-1+Z-2。
二次對消器相對於一次對消，明顯地提高了零多卜勒頻率的零陷和凹口寬度，改善了雜波抑制的性能。
雖然二次對消器較一次對消器有較寬的抑制凹口，雜波抑制能力有所增強，但通帶內的增益仍然很大，有可能也抑制了動目標回波，改善MTI濾波器通帶特性的方法是增加反饋支路，設計所謂的遞歸濾波器。
在本實施例中，動目標檢測處理是一種利用都卜勒濾波器來抑制各種雜波，以提高雷達在雜波背景下檢測運動目標能力的技術。MTD採用一組相鄰且部分重疊的都卜勒濾波器組，覆蓋預期目標都卜勒頻率的整個頻率範圍，以達到動目標檢測的目的，其實質相當於對不同的通道進行相參積累。
由於雜波和目標的都卜勒頻移不同，它們將出現在不同的都卜勒濾波器輸出端，都卜勒頻率不同對應了不同的窄帶濾波器輸出，因而，MTD還可以根據不同的窄帶濾波器輸出求出都卜勒頻移進而來確定目標的速度。
在數位化處理中，MTD通常採用數字濾波的方法，如圖6所示，具有N個輸出的橫向濾波(N個重複周期和N-1根延遲線)，經過各重複周期的不同加權並求和後，即可實現N個相鄰的窄帶濾波器組。該濾波器的頻率覆蓋範圍為0到fr，fr為雷達工作時脈衝重複頻率，其原理性結構框圖如圖所示，(Tr為脈衝重複周期)。
由於DFT是一種特殊的橫向濾波器，若圖中加權因子按DFT定義選擇，並採用DFT的快速算法FFT，就可實現基於FFT的MTD濾波。N點FFT形成的N個濾波器均勻分布在0～fr頻率區間內，目標信號由於都卜勒頻率的不同可能出現在頻率軸的不同位置上，因此可能從0～N-1號濾波器輸出。具體做法是
對每個脈衝同一距離單元的一組數據做FFT來得到等效的濾波器組。
MTD需要在N個積累脈衝周期內需進行M(距離單元)次N點複數FFT運算。假設FFT輸入數據位寬32位，在320MHz處理時鐘下工作，則1個通道的運算資源如下表：
因為處理時間只有5.1us，而N個積累脈衝周期遠遠大於處理時間，所以3通道的FFT可以採用流水處理方法。
在本實施例中，回波信號經過都卜勒濾波和包絡檢波後進行恆虛警檢測處理，恆虛警(CFAR)檢測通過適當的門限控制，使檢測的虛警概率恆定。恆虛警處理能使雷達在強幹擾下損失少許檢測能力但仍能正常工作。
均值類CFAR適用於空間上統計平穩的背景，它在檢測單元前、後沿各有一個覆蓋若干距離單元的滑動窗，利用滑動窗中參考採樣的均值，形成前、後沿局部估計，再對局部估計平均、選大、選小或加權平均，以確定檢測單元的背景雜波平均功率估計。鑑於信號可能會跨越到前後鄰近單元中，檢測單元及其臨近前後距離單元一般不包括在平均窗內，如果目標信號大於運算檢測門限則發現目標，否則目標就不能被發現。均值類恆虛警中比較典型的幾種方法是單元平均恆虛警(CA-CFAR)、兩側單元平均選大恆虛警(GO-CFAR)、兩側單元平均選小恆虛警(SO-CFAR)和單元加權平均恆虛警(WCA-CFAR)。原理圖如7所示。
雷達回波信號經過MTD濾波後的輸出就是N個濾波器的輸出，每個數據具有距離和頻率兩個參變量，所以需要採用二維恆虛警檢測。恆虛警檢測是N個濾波器的輸出需要送到N個恆虛警檢測電路，每個濾波器的檢測門限可以根據該濾波器內所含噪聲和雜波的強弱而實時確定。
MTD濾波器有多路輸出，所以需要採用多路CFAR檢測，如圖8所示。單個脈衝每個距離單元檢測判決輸出後，再進行縱向即都卜勒通道上的比較，選出每一個距離單元上的最大值，得到多通道選大的結果。N個通道的MTD結果經過選大，最後輸出單路CFAR結果。
FPGA運算量：每個時鐘節拍下最多要做512個複數求模運算，可採用近似算法，只需要比較和加法實現。
在本實施例中，所述的距離信息獲取子系統還包括跟蹤波門模塊、距離定心處理模塊、測距模塊、卡爾曼濾波模塊/α-β濾波模塊；凝聚後的數據輸出至跟蹤波門模塊，然後經距離定心處理模塊後進入測距模塊進行無模糊測距，測距後經卡爾曼濾波/α-β濾波模塊產生距離選通波門，使距離波門選通模塊的波門中心對準回波所檢測到的目標信號。
具體地，和通道信號經過匹配濾波、MTD和恆虛警檢測後檢測到目標，然後經跟蹤波門和距離定心處理進行無模糊測距，經卡爾曼濾波或α-β濾波產生距離選通波門，使波門中心對準回波所檢測到的目標信號，從而保證波門移動自動地跟蹤目標。
在目標跟蹤的過程中，為了提高系統的抗幹擾性能，需要對目標的距離、速度信息進行卡爾曼濾波或α-β濾波，防止強雜波幹擾的影響。卡爾曼濾波是一種線性無偏最小方差的最佳估計：即第K個周期觀測值Z(K)獲得後，把它和前一個周期的估計值線性組合得到了第K個周期的估計值它的性能是最佳的。
由於在實際情況下，往往會存在目標跨多個距離和都卜勒單元的情況，此時會使得同一個目標被多次檢測，增加了檢測目標一次點的數目。因此在單脈衝測角之前會對目標進行點跡凝聚。點跡凝聚的作用是對跨多個距離門或者多個都卜勒單元的同一個目標進行「凝聚」操作，以減少最終輸出的一次點目標個數。進行點跡凝聚的算法比較多，本系統採用對跨多距離門的目標選取中間距離門作為目標距離門的輸出；在都卜勒上認為在同一個距離門上不存在多個不同速度的目標，在一個距離門的所有都卜勒通道上選取目標強度最大的目標作為最終的目標輸出。
在恆虛警檢測過程中，由於在距離向進行的，每進行一個都卜勒通道的滑窗處理就能得到都卜勒號相同但距離門號不相同的目標，可以直接判斷這些距離門標號是否是連續的，如果是連續的，那麼選取距離門號中間的目標作為輸出，而不是將所有的目標作為最終的輸出。在距離向凝聚完成後，對有相同距離門編號的目標進行方位向幅度選大處理，最終將有相同距離門且該距離門的方位向幅度最大的目標點作為輸出。
具體地，如圖9所示，所述的點跡凝聚模塊的輸入端接收恆虛警檢測模塊輸出的過門限的目標，並在距離向上進行遍歷並判斷相鄰目標的距離門號是否連續：如果連續則存儲距離門號的中間值作為目標距離門信息，同時對有目標的距離單元選取方位向幅度最大的目標作為輸出；如果不連續則繼續遍歷。
點跡凝聚完成後可以減少目標的數目，至此可以獲取目標的個數、距離信息、都卜勒信息以及幅度信息。但是目標的角度信息還沒有獲取，利用單脈衝測角中和差波束測角的方法，對目標偏離天線法線方向角度進行測量。根據測量的角度，可以計算出目標實際的都卜勒頻率，從而確定目標的實際位置。
由於天線的方向圖是確定的，因此事先可以確定差路與和路比值K的虛部隨目標角度的變化關係，製成滿足精度的表格存入FPGA的ROM中以供查表使用。
具體地，如圖10所示，所述的測角模塊的測角方式為：
(1)分別獲取凝聚後的目標距離和都卜勒信息；
(2)取MTD處理後的和通道∑及差通道Δ對應位置的值；
(3)計算差和比幅K：K＝imag(Δ/∑)，即為差通道Δ與和通道∑比值的虛部；
(4)獲取天線方向圖確定的測角曲線，判斷K值是否在測角曲線範圍內：如果K值在測角曲線範圍內則根據方向圖查表獲得誤差角信息，如果K值不在測角曲線範圍內，則進行匿影處理將該目標信息進行丟棄。
進一步地，所述的角度跟蹤子系統還包括一個低通濾波器，測角模塊的輸出端與低通濾波器連接，低通濾波器輸出動目標差信息。