驅動控制方法及電路與流程
2023-11-09 02:24:47 2
本發明適用於開關型變換器，特別適用於推挽式變換器中功率管的驅動控制方法及電路。
背景技術：
推挽式變換器電路結構簡單，工作時變壓器雙向激磁，磁芯利用率高，具有體積小、效率高且動態響應好的優點，在低電壓輸入、大電流輸出以及輸入輸出需要電氣隔離的場合被廣泛應用。
圖1所示電路是現有技術中常見的一種自激推挽式變換器，其基本工作原理是利用磁飽和特性實現自激震蕩，實現功率管TR1、TR2交替式工作，完成能量傳遞。在微功率應用場合，自激推挽式變換器是一種應用較為廣泛的低成本方案，但是自激推挽式變換器過於依賴器件特性，設計者往往需要根據不同的應用要求，另行選取器件型號和計算變壓器漏感、電阻電容等參數，不利於大批量生產；而且隨著原材料、元器件生產技術的提高，設計者還要針對物料更新，來重複調試電路，以獲得相同的產品功能，費時費力。
針對上述問題，一些廠商開始採用它激推挽式控制策略來替代現有的自激推挽式控制策略。然而，它激推挽式變換器的一個亟待解決的問題就是，在啟動階段或輸出短路時，功率管發熱量很大，極易損壞。這是因為在啟動階段或輸出短路時，輸出電容C1上電壓為零，變壓器原邊繞組NP1和NP2被副邊嵌位，即它們兩端不能再承擔多餘的電壓。假設各繞組匝數相等，即NP1＝NP2＝NS1＝NS2，那麼在輸出電容C1電壓為零的情況下原邊功率管導通，這時變壓器上承擔的電壓大小是(NP1/NS1)×VD＝VD，其中VD是輸出二極體D1(或D2)的導通電壓，一般約為0.5V。因此在輸入電壓Vin＝5V的應用下，功率管導通時它漏極的電壓大小為Vin-VD＝5V-0.5V＝4.5V，明顯地，功率管工作在飽和區，從而通過非常大的飽和電流，進而發熱量大，功率管很容易熱損壞。
針對上述它激推挽式變換器的發熱問題，業內通常會採用名為「軟啟動」的啟動方法，而最容易想到的一種軟啟動的驅動控制方法就是，在啟動階段或輸出短路時，直接限制功率管的漏極電流，但是這樣做又會帶來另一個問題——變換器帶大的容性負載啟動時，啟動時間過長，甚至還有可能無法正常啟動，特別是在滿載啟動時。這就會嚴重影響變換器的帶容性負載能力，降低變換器的市場競爭力，損害變換器廠商的利益，進而導致廠商放棄這種更為可靠，性能更高，成本更低的它激推挽式控制方式。
在本發明中，它激推挽式變換器在「啟動階段」與「輸出短路」兩種情況下存在的問題和改進後的效果基本一致，若無特別指明，都將以「啟動階段」的情況為代表進行說明解釋。
技術實現要素：
(一)要解決的技術問題
1、提供一種驅動控制方法，解決它激推挽式變換器啟動階段或輸出短路時，功率管容易熱損壞的問題，同時又不能影響變換器帶容性負載能力，進一步完善它激推挽式變換器，為變換器廠商謀求更多的利益。
2、提供一種應用上述驅動控制方法的驅動控制電路。
(二)技術方案
本發明解決上述技術問題的所提供的技術方案是：
一種驅動控制方法，用於推挽式變換器中功率管的驅動控制，包括如下步驟：
比較步驟，檢測功率管導通時的漏極電壓，對漏極電壓與基準電壓進行比較，並輸出比較結果信號；
電壓調節步驟，根據比較器輸出的比較結果信號來進行驅動控制信號的軟啟動模式/常規模式的切換，即在漏極電壓高於基準電壓時，選擇軟啟動模式，將軟啟動電壓作為驅動控制信號輸出；在漏極電壓低於基準電壓時，選擇常規模式，將低壓電源VCC電壓作為驅動控制信號輸出；
驅動步驟，根據驅動控制信號進行功率管的軟啟動模式/常規模式的驅動控制；
其中，基準電壓是依軟啟動電壓驅動的功率管的漏極電流隨漏極電壓的變化曲線，及低壓電源VCC驅動的功率管的漏極電流隨漏極電壓的變化曲線，所選取的組合漏極電壓與漏極電流的正比與反比兩種變化關系所產生的功率管的漏極電壓控制的分界點。
優選的，所述軟啟動模式的驅動控制信號，控制漏極電壓與漏極電流的變化規律是反比關係，即在漏極電壓較大時，漏極電流保持恆定且絕對值較小；在漏極電壓減小時，漏極電流逐漸增加；常規模式的驅動控制信號，控制漏極電壓與漏極電流的變化規律是正比關係，即漏極電壓增大時漏極電流增加。
優選的，所述基準電壓的選取範圍是，0.44V至1.8V。
優選的，所述基準電壓的選取值為0.57V。
本發明還提供一種驅動控制方法，為了解決它激推挽式變換器啟動階段或輸出短路時，功率管飽和電流過大而熱損壞的問題，同時還能保證變換器帶容性負載能力不受影響。包括如下步驟：
步驟1，檢測每個功率管導通時的漏極電壓，若漏極電壓高於設定值，則輸出的使能信號為低電平，使能電壓調節電路，同時控制緩衝器電壓選擇電路選擇軟啟動電壓作為緩衝器的偏置電壓；若漏極電壓低於設定值，則使能信號為高電平，電壓調節電路不工作，且緩衝器電壓選擇電路選擇低壓電源作為緩衝器的偏置電壓。
步驟2，電壓調節電路被使能後，將根據每個功率管導通時的漏極電壓逐周期調節軟啟動電壓，並輸出至緩衝器電壓選擇電路，進而合理控制功率管漏極電流，既能減少功率管在輸出電壓低時的發熱量，又能確保帶容性負載能力不受影響。
本發明還提供一種應用上述驅動控制方法的驅動控制電路，包括比較器、電壓調節單元和驅動單元，
所述比較器，檢測功率管導通時的漏極電壓，對漏極電壓與基準電壓進行比較，並輸出比較結果信號；
所述電壓調節單元，根據比較器輸出的比較結果信號來進行驅動控制信號的軟啟動模式/常規模式的切換，即軟啟動模式是軟啟動電壓作為驅動控制信號輸出；常規模式是低壓電源VCC電壓作為驅動控制信號輸出；
所述驅動單元，根據驅動控制信號進行功率管的軟啟動電壓模式/常規模式的驅動控制；
其中，基準電壓是依軟啟動電壓驅動的功率管的漏極電流隨漏極電壓的變化曲線，及低壓電源VCC驅動的功率管的漏極電流隨漏極電壓的變化曲線，所選取的組合漏極電壓與漏極電流的正比與反比兩種變化關系所產生的功率管的漏極電壓控制的分界點。
優選的，所述比較器的基準電壓的選取範圍是0.44V至1.8V。
優選的，所述比較器的基準電壓的選取值為0.57V。
本發明再提供一種驅動控制電路，包括比較器101、電壓調節電路102、緩衝器電壓選擇電路103，驅動電路104，以及緩衝器105、106和功率管SW1、SW2。
比較器101的正相輸入端與基準電壓Vref連接，其第一反向輸入端分別與功率管SW1的漏極、電壓調節電路102第一輸入端連接，此連接交匯點形成節點vd1，第二反向輸入端與功率管SW2漏極、電壓調節電路102第二輸入端連接形成節點vd2，其輸出端分別與電壓調節電路102的控制端、緩衝器電壓選擇電路103的控制端連接，此連接交匯點形成節點su_en，在本發明中該節點的信號又稱為使能信號SU_EN。
電壓調節電路102的輸出端與緩衝器電壓選擇電路103的第一輸入端連接，此連接交匯點形成節點vsoftup，本發明中該節點的信號又稱為軟啟動電壓Vsoftup。緩衝器電壓選擇電路103的第二輸入端與低壓電源VCC連接，其輸出端分別與緩衝器105、106的偏置電壓端連接，此連接交匯點形成節點vb。
驅動電路104能夠產生兩路準互補的時序信號Drv1、Drv2，時序信號Drv1、Drv2分別經緩衝器105、106電壓轉換後輸出給功率管SW1、SW2的柵極，以控制兩功率管的開關。功率管SW1、SW2的源極接參考電位。
所述兩路準互補時序信號是指兩路信號在邏輯上相反，即一路處於有效電平時另一路處於無效電平，且它們處於有效電平的時間相同；兩路有效電平之間有一小段時間是它們同時處於無效電平的。時序信號處於有效電平是對應功率管導通的必要條件。
進一步的，作為電壓調節電路102的一種具體實施例，包括PMOS管PM1～7，NMOS管NM1～8，三極體Q1、Q2和Q3，電流源IB1、IB2以及電阻HR1、HR2。PMOS管PM1的源極接低壓電源VCC，PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4和PM5的漏源極首尾相連，PM4的漏極還與PM1、PM2、PM3、PM4和PM6的柵極以及NMOS管NM1、NM2的漏極連接。PM5的漏極經電流源IB1連接到參考電位，PM5柵極接使能信號SU_EN。PMOS管PM6的源極接低壓電源VCC，漏極分別與三極體Q1的集電極、基極和三極體Q2的基極連接。三極體Q1的發射極分別與NMOS管NM3的漏極、柵極和NM4的柵極連接。NMOS管NM3、NM4的源極接參考電位，NM4的漏極與三極體Q2的發射極連接並形成節點vsoftup，即此節點電壓為軟啟動電壓Vsoftup。三極體Q2的集電極接低壓電源VCC。PMOS管PM7的源極接低壓電源VCC，漏極接軟啟動電壓Vsoftup，使能信號SU_EN經反相器I1輸出信號EN_N與PM7的柵極連接。NMOS管NM5的漏極三極體Q2的基極連接，源極接參考電位，柵極接使能信號SU_EN。NMOS管NM1的柵極與NM2的柵極、NM6的柵極和NM6的漏極連接，NMOS管NM1、NM2的源極分別經電阻HR1、HR2與節點vd1、vd2連接。NMOS管NM6的漏極還與NM7的源極和NM8的漏極連接，NM6的源極與三極體Q3的集電極、基極連接。三極體Q3的發射極接參考電位。低壓電源VCC經電流源IB2與NM7的漏極連接，NM7的柵極接信號EN_N。NMOS管NM8的源極接參考電位，柵極接使能信號SU_EN。若無特殊說明，所有NMOS管的襯底都與參考電位連接，所有PMOS管的襯底都與VCC連接。NMOS管NM3與功率管SW1(SW2)器件類型相同，匹配精度高，因此軟啟動電壓Vsoftup的工藝偏差、溫度係數與功率管閾值電壓相同，可以得到精度很高的漏極電流變化曲線。該電路還兼具電路簡單，電壓失調小，只在變換器啟動階段或輸出短路時工作，不增加靜態功耗等優點。
作為電壓調節電路102的另一種具體實施例，與第一種不同之處，在於三極體Q1、Q2和Q3分別替換成了NMOS管NM9、NM10和NM11。NMOS管NM9的漏極、柵極與NM10的柵極、PMOS管PM6的漏極連接，NM9的源極、襯底與NM3的漏極、柵極連接。NM10的漏極接低壓電源VCC，源極、襯底與NM4的漏極連接形成節點vsoftup。NMOS管NM11的漏極、柵極與NM6的源極連接，NM11的源極接參考電位。
以上為驅動控制電路的原始技術方案，具體的工作原理和相關分析將在下文具體實施方式部分詳細描述。所述的電路技術方案與方法方案相對應，各方案或技術特徵的原理、作用及帶來的有益效果相同，在此不再贅述。
附圖說明
圖1為現有技術中常見的自激推挽式變換器的電路原理圖；
圖2為應用了本發明驅動控制方法的控制器100的它激推挽式變換器的電路原理圖；
圖3為本發明實施例一的控制器100中的驅動控制電路原理框圖；
圖4-1為本發明實施例一的軟啟動電壓隨漏極電壓VDS的變化曲線圖；
圖4-2為功率管5種柵極電壓VGS對應的漏極電流的變化曲線圖；
圖4-3為本發明實施例一的軟啟動電壓隨漏極電壓的變化曲線以及功率管漏極電流隨漏極電壓的變化曲線的並列圖；
圖5為圖4-3的功率管漏極電流變化曲線描點後的局部放大圖；
圖6為功率管柵極電壓為VCC的漏極電流變化曲線圖
圖7為本發明實施例一的優化後的功率管漏極電流變化曲線圖；
圖8為本發明實施例一的電壓調節電路102的電路原理圖；
圖9為本發明實施例二的電壓調節電路202的電路原理圖。
具體實施方式
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。
實施例一
圖2所示為應用了本發明驅動控制方法的控制器100的它激推挽式變換器的電路原理圖。如圖2所示，控制器100的VSS埠與地連接，VD1埠在控制器100內部與功率管SW1的漏極連接，外部與繞組NP1的一端連接，同樣的，VD2埠在內部與功率管SW2的漏極連接，外部與繞組NP2的一端連接，VIN埠與繞組NP1的另一端、繞組NP2的另一端連接。繞組NS1、NS2的一端分別經二極體D1、D2與輸出正端Vo+連接，繞組NS1、NS2的另一端與輸出負端Vo-連接，此外輸出正、負端Vo+、Vo-之間還並聯電容C1和電阻R1。其中，繞組NP1、NP2、NS1和NS2的匝數相等，即NP1＝NP2＝NS1＝NS2。
圖3所示為本發明實施例一的控制器100中的驅動控制電路的電路原理圖。控制器100的其它電路，例如低壓電源VCC產生電路，基準電壓Vref產生電路等，有很多種電路結構，且與本發明無關，下文不做說明，圖3也並未示出。在本發明中，低壓電源VCC是由變換器輸入電壓Vin降壓得到的晶片的工作電壓，即是給控制器100內部其它子模塊供電的電壓源。實施例一選取的低壓電源VCC＝5V。
如圖3所示，本發明的驅動控制電路包括比較器101、電壓調節電路102、緩衝器電壓選擇電路103，驅動電路104，以及緩衝器105、106和功率管SW1、SW2。
比較器101的正相輸入端與基準電壓Vref連接，其第一反向輸入端分別與功率管SW1的漏極、電壓調節電路102第一輸入端連接，此連接交匯點形成節點vd1，第二反向輸入端與功率管SW2漏極、電壓調節電路102第二輸入端連接，此連接交匯點形成節點vd2，其輸出端分別與電壓調節電路102的控制端、緩衝器電壓選擇電路103的控制端連接，此連接交匯點形成節點su_en，在本發明中該節點的信號又稱為使能信號SU_EN。在比較器101的作用下，由於在實施例一中，功率管SW1和SW2是完全相同的MOS管，功率管SW1、SW2的柵極驅動電路完全對稱並交替導通，因此節點vd1、vd2的電壓波形也是準互補的時序信號，在功率管SW1、SW2的交替導通中，當節點vd1或節點vd2的電壓VD2電壓大於基準電壓Vref，即VD1(VD2)>Vref時，使能信號SU_EN為低電平；反之，當VD1(VD2)<Vref時，使能信號SU_EN為高電平。
電壓調節電路102的輸出端與緩衝器電壓選擇電路103的第一輸入端連接，此連接交匯點形成節點vsoftup，本發明中該節點的信號又稱為軟啟動電壓Vsoftup。軟啟動電壓Vsoftup隨著功率管導通時的漏極電壓變化而變化，且滿足VsoftupVref，使能信號SU_EN為低電平，使能電壓調節電路102，同時控制緩衝器電壓選擇電路103選擇軟啟動電壓Vsoftup作為緩衝器105、106的偏置電壓VB，控制器100處於軟啟動模式下。
在軟啟動模式下，電壓調節電路102會根據每個開關周期功率管導通時的漏極電壓VDS生成相應的軟啟動電壓Vsoftup。緩衝器105(106)將驅動電路104產生的時序信號Drv1(Drv2)轉換至Vsoftup～VSS電壓域，以減小功率管的柵極電壓VGS，進而在漏極電壓VDS較大時，減小漏極電流ID，實現減少功率管啟動階段發熱量的目的，避免功率管熱損壞。如圖4-1所示的變化曲線，為根據電壓調節電路102的設計參數要求所調試得到的軟啟動電壓Vsoftup驅動的功率管的軟啟動電壓Vsoftup隨漏極電壓VDS的變化曲線，橫軸為電壓VDS，縱軸為軟啟動電壓Vsoftup，曲線反映的是軟啟動電壓Vsoftup隨著功率管導通時的漏極電壓VDS變化的變化曲線。如圖4-2所示的變化曲線為功率管5種柵極電壓VGS對應的漏極電流變化曲線，這些曲線的形狀是由功率管的半導體製造工藝決定的，符合公知的半導體器件物理知識，一般可以從功率管制造廠商那裡直接或間接獲取到，橫軸亦為電壓VDS，縱軸為漏極電流ID。圖4-3所示為軟啟動電壓隨漏極電壓的變化曲線以及未優化功率管漏極電流隨漏極電壓的變化曲線的並列圖。
本發明正是利用功率管(MOS管)不同的柵極電壓對應著不同的漏極電流隨漏極電壓而變化的器件物理原理，產生一個隨漏極電壓變化的軟啟動電壓，然後再將其作用到功率管上，以使得在軟啟動模式下，優化後的漏極電流變化曲線滿足以下特定規律：在漏極電壓較大時，漏極電流保持恆定且絕對值較小，以減少功率管的發熱量，避免功率管在輸出電壓低時熱損壞；在漏極電壓減小時，漏極電流逐漸增加，以增加輸出電流，確保帶容性負載能力不受影響。如圖4-1至圖4-3所示，在實施例一中，以漏極電壓VDS＝0.8926V的縱軸為分界線，VDS>0.8926V時，軟啟動電壓Vsoftup為恆定值(＝2.141V)，即功率管SW1(或SW2)的柵極電壓為恆定值，故功率管SW1(或SW2)的漏極電流基本不變(受MOS管溝道調製效應影響，在VDS＝4.495V時，漏極電流飄高至520.9mA，這是實施例一採用的功率管的固有特性，不影響實際應用)。VDS<0.8926V時，軟啟動電壓Vsoftup是有斜率的平滑曲線。在圖4-3的上欄曲線中，取點對橫軸作垂線，可交圖4-3的下欄曲線中對應柵極電壓的漏極電流變化曲線於一點，從而通過將軟啟動電壓的漏極電壓變化曲線與柵極電壓對應的漏極電流變化曲線的結合，得到軟啟動電壓的漏極電壓與漏極電流的變化關係，進而清晰地認識軟啟動電壓與低壓電源VCC的控制差異。例如在圖4-3的上欄曲線的軟啟動Vsoftup曲線中取點M7(0.3073,2.9)作橫軸垂線交圖4-3的下欄曲線中的@VGS＝2.9V曲線於點M8(0.3073,0.1476)。以此方法分別在圖4-3的上欄曲線中，取點M0、M3、M5和M9對橫軸作垂線，交於圖4-3的下欄曲線得到M1、M4、M6、M10四點的坐標值，再用平滑的曲線連接上述五點(M1、M4、M6、M8、M10)，即可得到圖5所示軟啟動電壓驅動的功率管的漏極電壓VDS對應漏極電流ID的變化曲線。圖4-3所示的各點坐標的取值與實施例一採用的半導體工藝有關，若採用與實施例一不同的半導體工藝，即可得到曲線與圖5類似但具體數值不相同的各點坐標，然後即可套用本文討論的方法進行驅動控制電路設計。應當理解，下文給出的具體電壓、電流取值只是為了更好的說明本發明驅動控制方法的原理，並不用於限定本發明。
圖5所示為圖4-3的功率管漏極電流變化曲線描點後的局部放大圖。為了方便說明原理，圖5所示為使能信號SU_EN一直為低電平，即控制器100一直處於軟啟動模式下的漏極電流ID隨漏極電壓VDS的變化趨勢。如圖5所示，在漏極電壓VDS大於0.89V時，漏極電流基本保持在431mA，可以減少功率管的發熱量，避免在Vin＝5V，VD＝0.5V，即Vo<3.61V時功率管熱損壞；在漏極電壓VDS減小至0.44V時，漏極電流逐漸增加至最大值681mA，以增加輸出電流，確保帶容性負載能力不受影響；圖5所示的VDS<0.44V的漏極電流曲線符合正常要求，因為實施例一的它激推挽式變換器正是利用MOS管漏極電流隨著漏極電壓減小而減小的原理來實現不同負載下輸出電壓的開環控制的。
然而，在實際應用中，不會直接使用圖5所示的電流曲線進行全負載控制，因為在VDS<0.44V的曲線段，曲線斜率過小，VDS電壓較大，進而使得輸出電壓偏低，變換器要獲得足夠的輸出電壓Vo就只能改變匝比，加大了變壓器繞制工藝的複雜度。因此需要在漏極電壓VDS足夠低，即在功率管的功耗(ID×VDS)足夠低，功率管不存在熱損壞風險時，退出軟啟動模式，將漏極電流曲線進一步調整。
圖6所示為功率管柵極電壓為VCC的漏極電流變化曲線圖。如圖6所示，當功率管柵極電壓為低壓電源VCC時，在漏極電壓VDS<0.6V的曲線段上，曲線斜率明顯較大，與圖5相比，在同等漏極電流下，可獲得更低的VDS，即可獲得更高的輸出電壓Vo。正如圖6所示，若在輸出電壓Vo＝0V，即VDS＝5-(0+0.5)＝4.5V時，不將功率管柵極電壓VGS限制成Vsoftup，而是直接使用VCC，那麼如圖6所示，漏極電流ID會高達6A，則此時的功率管導通功耗高達6×4.5＝27W，很容易熱損壞功率管，特別是在推挽式變換器這種高佔空比應用條件下。
綜上所述，實施例一將基準電壓Vref設計為0.57V，即當VDS0.57V的曲線段與圖5相同，即採用漏極電壓與漏極電流的反比變化曲線，為控制器100處於軟啟動模式下的漏極電流變化曲線，在漏極電壓較大時，漏極電流保持恆定且絕對值較小，以減少功率管的發熱量，避免功率管在輸出電壓低時熱損壞；在漏極電壓減小時，漏極電流逐漸增加，以增加輸出電流，確保帶容性負載能力不受影響。VDSVTH1時，滿足下式，
其中，K』n是與半導體工藝相關的常數，W1/L1是NMOS管NM1的寬長比，VD1是節點vd1的電壓，VHR1是電阻HR1兩端的電壓，VTH1是NMOS管NM1的閾值電壓。由推挽式變換器的原理可知，VD1、VD2是準互補時序信號，因此NMOS管NM1、NM2也是交替導通的，在設計該單級共柵極放大器時只需考慮一個放大器即可，另一個可直接使用相同的參數。而在VBE3+VGS6－VD1－VHR1VTH1時，軟啟動電壓Vsoftup是漏極電壓VD1的一次函數，因此功率管漏極電流ID是漏極電壓VD1的二次函數；當VBE3+VGS6－VD1－VHR1VBE3，因此得到與圖5類似的漏極電流變化曲線的點M1的坐標變為(1.8V，0.431A)。實施例二的具體電路原理及有益效果與實施例一相同，這裡不再贅述。