消除多徑幹擾的信幹比確定方法

2023-11-08 00:52:32

專利名稱：消除多徑幹擾的信幹比確定方法
技術領域：
本發明涉及無線通訊領域，更具體地，涉及一種消除多徑幹擾的信幹比確定方法。

背景技術：
在碼分多址(CDMA)系統中，內環功率控制的準確度取決於信幹比(SIR)估計的準確度。
以3GPP組織制定的寬帶碼分多址(WCDMA)系統為例，在R99和R5版本的業務中，由於上行擴頻增益較大，上行信道解調所需的功率(即，天線口接收的功率)往往小於幹擾噪聲的功率。一個用戶(UE)信號受到的幹擾噪聲主要是由底噪和其它小區中的其它用戶的幹擾引起，該UE信號本身的多條徑之間的幹擾不佔主要地位。因此，在R99和R5中的SIR估計算法如下所描述。
如果去極性後的第p條徑的第s時隙的導頻符號用Pilotp，s(k)表示，每個時隙總共有Npilot個導頻，總共有P條多徑，則先估計當前時隙s的幹擾噪聲Inews，估計方法通常是對各條徑的幹擾進行平均。例如 然後進行時隙間的平均(例如採用IIR濾波)，以得到噪聲估計。最後，這個時隙s的幹擾噪聲I(s)估計結果為 Is＝Alpha*Is-1+(1-Alpha)*Inews (b2) 其中，Alpha可以取0.9以上，1以下。
對於信號能量的估計，通常把各條徑的能量累加。例如，具體的計算方法可以為 於是一個時隙的SIRs為 SIRs＝Ss/Is(b4) 將這個SIRs和信幹比的目標值SIRtarget進行比較，就可以確定控制UE發射功率的功率控制(TPC)命令。
在上述的推導中沒有區分同一UE的各條徑之間的相互幹擾，所以只有在各條徑的幹擾I相對其它噪聲N非常小的前提下才近似成立。然而，在R6版本的高速上行分組接入(HSUPA)業務中，為了支持高速上行業務，一個UE的功率很可能比較大，甚至比幹擾噪聲N還大，這時各條徑相互幹擾，幹擾的能量受多徑信號能量影響很大。
圖1是傳統方法中多徑信號相互幹擾的示意圖。
如圖1所示的天線上的能量分布幹擾噪聲N＝1，第一條徑的能量為S1ant＝2，第二條徑的能量為S2ant＝3，則SIR的真實值應該是SF*(2+3)/Beta/1＝5*SF/Beta，這裡的SF為DPCCH的擴頻因子，在WCDMA系統中為256，Beta為UE所有物理信道總功率和DPCCH信道功率的比值。在解調過程中，第一條徑的幹擾為I1ant＝S2ant+N＝4，第二條徑的幹擾為I2ant＝S1ant+N＝3。此時幹擾比噪聲N大，且兩條徑的幹擾大小不同。用上述的SIR估計算法，得到的測量值為SIR＝SF*(2+3)/Beta/((3+4)/2)＝1.43*SF/Beta，和真實值比相差很大，且遠遠低於真實值。
測量值遠遠低於真實值所帶來的後果是，真實的SIR已經超過SIRtarget了，但測量的SIR還是小於SIRtarget，從而發送使UE繼續抬升功率的TPC命令，直到測量的SIR達到SIRtarget，從而造成UE的發射功率過高，造成對其它UE的嚴重幹擾，惡化系統性能。另外，R6版本中需要使用SIR計算UE的負載，用於HSUPA業務的調度。如果SIR計算偏低，UE負載也偏低，這樣就會造成HSUPA調度性能下降，也對系統性能造成惡化。
由此可見，在R99，R5和R6中通常使用不考慮多徑間幹擾的SIR估計方法來進行功控，當信號能量較大時會帶來較大的誤差，從而嚴重惡化系統性能。


發明內容
為了解決上述現有技術中的問題，本發明提出了一種消除多徑幹擾的信幹比確定方法，該方法包括步驟1，確定用戶終端信號的各條徑的平均幹擾噪聲並根據平均幹擾噪聲計算信號在某個時隙的信號能量；步驟2，確定Beta值；步驟3，根據信號能量和Beta值，確定信號的多徑幹擾能量，除去多徑幹擾能量，並確定外部幹擾能量；以及步驟4，根據信號能量和外部幹擾能量確定信幹比。
根據本發明的信幹比確定方法，各條徑的平均幹擾噪聲是通過以下公式確定的 ，以及 Is＝Inews 其中，Pilotp，s(k)表示一根天線上第p條徑的第s時隙的導頻符號，Npilot表示每個時隙的導頻總個數，P表示該天線上多徑的總條數，s表示第s時隙，以及Is表示平均幹擾噪聲。
在步驟3中還包括以下步驟 根據以下公式對平均幹擾噪聲在時間上進行濾波平均，以得到平均幹擾噪聲， Is＝AlphaI*Is-1+(1-AlphaI)*Inews， 其中，AlphaI為大於等於0、且小於等於1的係數，Is為第s時隙的平均幹擾噪聲。
本發明方法中的信號能量是通過以下公式確定的 其中，Ss表示第s時隙的信號能量。
同時，Beta值是通過以下公式確定的 其中，K表示用戶終端上具有K條上行物理信道，Ap，i表示用戶終端的第i條物理信道在第p條徑解擾解擴後的信號平均幅度，以及SFi為解擾解擴所使用的擴頻因子，其中，在WCDMA系統中DPCCH的擴頻因子SF1為256。
根據本發明的信幹比確定方法，Beta值還可以通過以下公式確定 其中，Bi表示所有上行信道i的發射幅度調整因子，以及B1為DPCCH的幅度調整因子。
在本發明中，信號的多徑幹擾能量是通過以下公式確定的 其中，Nnews表示信號的多徑幹擾能量。
在步驟3中，外部幹擾能量是通過以下公式確定的 Ns＝AlphaN*Ns-1+(1-AlphaN)*Nnews 其中，AlphaI為大於等於0、且小於等於1的係數，以及Ns表示外部幹擾能量。
因而，採用本發明能夠準確地估計SIR，從而可以準確地進行功率控制。
本發明的其它特徵和優點將在隨後的說明書中闡述，並且，部分地從說明書中變得顯而易見，或者通過實施本發明而了解。本發明的目的和其他優點可通過在所寫的說明書、權利要求書、以及附圖中所特別指出的結構來實現和獲得。



附圖用來提供對本發明的進一步理解，並且構成說明書的一部分，與本發明的實施例一起用於解釋本發明，並不構成對本發明的限制。在附圖中 圖1是傳統方法中多徑信號相互幹擾的示意圖； 圖2是根據本發明的消除多徑幹擾的信幹比確定方法的流程圖； 圖3是本發明和傳統方法的估計均值的對比圖(Beta值根據參數計算)； 圖4是本發明和傳統方法的估計誤差的對比圖(Beta值根據參數計算)； 圖5是本發明和傳統方法的估計均值的對比圖(Beta估計得到)；以及 圖6是本發明和傳統方法的估計誤差的對比圖(Beta估計得到)。

具體實施例方式 以下結合附圖對本發明的優選實施例進行說明，應當理解，此處所描述的優選實施例僅用於說明和解釋本發明，並不用於限定本發明。
雖然以下是以WCDMA為例進行說明的，但本發明方法的原理和步驟同樣適用於其它CDMA系統。
圖1是傳統方法中多徑信號相互幹擾的示意圖。
如圖1所示的天線上的能量分布為噪聲N＝1，第一條徑的能量為S1ant＝2，第二條徑的能量為S2ant＝3，則SIR的真實值應該是SF*(2+3)/Beta/1＝5*SF/Beta。在解調過程中，第一條徑的幹擾為I1ant＝S2ant+N＝4，第二條徑的幹擾為I2ant＝S1ant+N＝3。幹擾比噪聲N大，且兩條徑的幹擾大小不同。用傳統方法的SIR的估計算法得到的為SIR＝SF*(2+3)/Beta/((3+4)/2)＝1.43*SF/Beta，其和真實值比相差很大，相對誤差超過70％。
圖2是根據本發明的消除多徑幹擾的信幹比確定方法的流程圖。如圖2所示，包括以下步驟 S202，確定用戶終端信號的各條徑的平均幹擾噪聲並根據平均幹擾噪聲計算信號在某個時隙的信號能量； S204，確定Beta值； S206，根據信號能量和Beta值，確定信號的多徑幹擾能量，除去多徑幹擾能量，並確定外部幹擾能量；以及 S208，根據信號能量和外部幹擾能量確定信幹比。
根據本發明的信幹比確定方法，各條徑的平均幹擾噪聲是通過以下公式確定的 ，以及 Is＝Inews 其中，Pilotp，s(k)表示一根天線上第p條徑的第s時隙的導頻符號，Npilot表示每個時隙的導頻總個數，P表示該天線上多徑的總條數，s表示第s時隙，以及Is表示平均幹擾噪聲。
在S206中還包括以下步驟 根據以下公式對平均幹擾噪聲在時間上進行濾波平均，以得到平均幹擾噪聲， Is＝AlphaI*Is-1+(1-AlphaI)*Inews， 其中，AlphaI為大於等於0、且小於等於1的係數，Is為第s時隙的平均幹擾噪聲。
本方法中的信號能量是通過以下公式確定的 其中，Ss表示第s時隙的信號能量。
同時，Beta值是通過以下公式確定的 其中，K表示用戶終端上具有K條上行物理信道，Ap，i表示用戶終端的第i條物理信道在第p條徑解擾解擴後的信號平均幅度，以及SFi為解擾解擴所使用的擴頻因子，其中，在WCDMA系統中DPCCH的擴頻因子SF1為256。
根據本發明的信幹比確定方法，Beta值還可以通過以下公式確定 其中，Bi表示所有上行信道i的發射幅度調整因子，以及B1為DPCCH的幅度調整因子。
在本發明中，信號的多徑幹擾能量是通過以下公式確定的 其中，Nnews表示信號的多徑幹擾能量。
根據本發明的信幹比計算方法，外部幹擾能量是通過以下公式確定的 Ns＝AlphaN*Ns-1+(1-AlphaN)*Nnews 其中，AlphaI為大於等於0、且小於等於1的係數，以及Ns表示外部幹擾能量。
圖3是本發明和傳統方法的估計均值的對比圖(Beta值根據參數計算)。
圖3是在圖1所示例子的基礎上，保持兩條徑之間的能量比為3∶2，同時保持噪聲能量N不變，調整兩條徑的總能量。通過仿真不同的天線口Ec/IO(碼片能量與幹擾噪聲能量的比值)，比較本發明方法和傳統方法的性能區別。仿真的參數設置為 多徑數目P＝2； 導頻數目Npilot＝6；以及 UE有兩條物理信道，第一條物理信道DPCCH的幅度因子B1＝Bc＝15，第2條物理信道DPDCH的幅度因子B2＝Bd＝11，Beta可以通過B1和B2計算得到，為1.5378。
對於每個Ec/IO點，通過仿真100幀的數據來求平均。
從圖3來看，無論SIR多大，本發明的方法都更加接近真實的SIR，且SIR越大，傳統方法的估計誤差就越大。
圖4是本發明和傳統方法的估計誤差的對比圖(Beta值根據參數計算)。
圖4進一步體現了本發明方法和傳統方法的差異，當天線口Ec/IO從1到5時，傳統方法的SIR均值估計誤差達到30％～70％。而本發明方法的估計誤差基本上保持在一個很小的範圍，相對誤差基本在10％以下。
圖5是本發明和傳統方法的估計均值的對比圖(Beta估計得到)。
圖6是本發明和傳統方法的估計誤差的對比圖(Beta估計得到)。
圖5和圖6與圖3和圖4類似，只是Beta值不是通過B1和B2計算得到的，而是根據估計得到的。從結果來看，本發明方法的相對誤差依然在15％以下，比傳統方法好得多。
綜上所述，採用本發明的消除多徑幹擾的信幹比確定方法大幅度地提高了SIR估計的性能，有效地避免了由於SIR估計不準而引起的功率控制失效，從而進一步導致系統性能惡化的現象。
以上僅為本發明的優選實施例而已，並不用於限制本發明，對於本領域的技術人員來說，本發明可以有各種更改和變化。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。
權利要求
1.一種消除多徑幹擾的信幹比確定方法，其特徵在於，包括
步驟1，確定用戶終端信號的各條徑的平均幹擾噪聲並根據所述平均幹擾噪聲確定所述信號在某個時隙的信號能量；
步驟2，確定Beta值；
步驟3，根據所述信號能量和所述Beta值，確定所述信號的多徑幹擾能量，除去所述多徑幹擾能量，並確定外部幹擾能量；以及
步驟4，根據所述信號能量和所述外部幹擾能量確定信幹比。
2.根據權利要求1所述的信幹比確定方法，其特徵在於，所述各條徑的平均幹擾噪聲是通過以下公式確定的
以及
Is＝Inews
其中，Pilotp，s(k)表示一根天線上第p條徑的第s時隙的導頻符號，Npilot表示每個時隙的導頻總個數，P表示該天線上多徑的總條數，s表示第s時隙，以及Is表示平均幹擾噪聲。
3.根據權利要求2所述的信幹比確定方法，其特徵在於，在確定所述平均幹擾噪聲的步驟中還包括以下步驟
根據以下公式對所述平均幹擾噪聲在時間上進行濾波平均，以得到所述平均幹擾噪聲，
Is＝AlphaI*Is-1+(1-AlphaI)*Inews，
其中，AlphaI為大於等於0、且小於等於1的係數，Is為第s時隙的所述平均幹擾噪聲。
4.根據權利要求2或3所述的信幹比確定方法，其特徵在於，所述信號能量是通過以下公式確定的
其中，Ss表示所述第s時隙的信號能量。
5.根據權利要求4所述的信幹比確定方法，其特徵在於，所述Beta值是通過以下公式確定的
其中，K表示所述用戶終端上具有K條上行物理信道，Ap，i表示所述用戶終端的第i條物理信道在第p條徑解擾解擴後的信號平均幅度，以及SFi為解擾解擴所使用的擴頻因子，其中，在WCDMA系統中DPCCH的擴頻因子SF1為256。
6.根據權利要求4所述的信幹比確定方法，其特徵在於，所述Beta值是通過以下公式確定的
其中，Bi表示所有上行信道i的發射幅度調整因子，以及B1為DPCCH的幅度調整因子。
7.根據權利要求5或6所述的信幹比確定方法，其特徵在於，所述信號的多徑幹擾能量是通過以下公式確定的
其中，Nnews表示所述信號的多徑幹擾能量。
8.根據權利要求7所述的信幹比確定方法，其特徵在於，所述外部幹擾能量是通過以下公式確定的
Ns＝AlphaN*Ns-1+(1-AlphaN)*Nnews，
其中，AlphaI為大於等於0、且小於等於1的係數，以及Ns表示所述外部幹擾能量。
全文摘要
本發明提供了一種消除多徑幹擾的信幹比確定方法，該方法包括確定用戶終端信號的各條徑的平均幹擾噪聲並根據平均幹擾噪聲確定信號在某個時隙的信號能量；確定Beta值；根據信號能量和Beta值，確定信號的多徑幹擾能量，除去多徑幹擾能量，並確定外部幹擾能量；以及根據信號能量和外部幹擾能量確定信幹比。採用本發明的方法，通過消除多徑幹擾，從而大幅度地提高SIR估計的性能，有效地避免由於SIR估計不準而引起的功率控制失效和UE負載計算不準的問題。
文檔編號H04B1/10GK101127544SQ20071014535
公開日2008年2月20日 申請日期2007年9月11日 優先權日2007年9月11日
發明者丁傑偉, 翟毅斌, 宇 雷 申請人:中興通訊股份有限公司