一種張弛型壓控振蕩器的製作方法
2023-11-08 05:47:07 2
專利名稱：一種張弛型壓控振蕩器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種振蕩器，尤其涉及一種張弛型壓控振蕩器，用於鎖相環路(PLL) 中。
背景技術：
在現代通信系統中，鎖相環(PLL)已經因其突出的通用性(普適性、適用性)而變 得無處不在。所謂鎖相環，是一種反饋控制電路，利用外部輸入的參考信號控制環路內部振 蕩信號的頻率和相位，當輸出信號的頻率與輸入信號的頻率相等時，輸出電壓與輸入電壓 保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，主要由鑑相器、環路濾波器和 壓控振蕩器組成，其中壓控振蕩器為核心部件，其作用為產生一個振蕩頻率和控制電壓有 某種函數關係的周期信號，作為整個鎖相環的輸出。常用的振蕩器主要分為環形振蕩器，調諧振蕩器和張弛振蕩器(又叫RC振蕩器)。 環形振蕩器由於結構簡單而被廣泛的使用，但是這種振蕩器功耗較高，相位噪聲大，調節範 圍窄。調諧振蕩器在集成電路中很少被使用，主要是因為目前的集成電路工藝很難做到高 質量的電感，而且這種振蕩器只有在某一固定頻率下才具有很高的Q值，在其它頻率下Q值 會快速地衰減，這勢必會影響控制電壓與輸出頻率的線性度。張弛振蕩器的原理則是利用 電流周期性地對儲能元件進行充放電來完成振蕩。這種振蕩器具有結構簡單，容易控制，線 性度高，能產生鋸齒波和方波等優點。現有的大部分張弛振蕩器的原理圖如圖1所示為了控制充放電過程的轉換，利 用電壓比較器來實現。工作過程如下假設開始時IJ^Ct充電，比較器比較Ct上電壓值與 Veefi的大小，當Ct上電壓值大於Vkefi時，比較器翻轉，控制邏輯打開另外一對開關，電容器 Ct處於放電狀態，放電電流為I2，直至Ct上電壓值小於Vkef2時，比較器再次翻轉，這樣就完 成了一個周期的振蕩。可以通過控制電容器的Ct充放電電流I」 I2來控制振蕩周期，但是 這種振蕩器需要外部產生精確的參考電壓值完成比較振蕩，不能產生差分輸出，而且在高 頻時，由於門的延遲，致使線性度下降。圖2所示的張弛型振蕩器是實現圖1原理的最為傳統的結構，它結構簡單，但是需 要兩個電流源，由於工藝一致性等問題，很難做到這兩個電流源的完全匹配，工作頻率也不
尚ο
發明內容
本發明目的是提供一種張弛型壓控振蕩器，通過結構的改進，可提高振蕩器的振 蕩頻率和調節範圍，且頻率穩定，線性度好，同時具有差分輸出，適用於射頻領域。為達到上述目的，本發明採用的技術方案是一種張弛型壓控振蕩器，主要由一充 電電容、開關管組件、一比較電路、充電電流源及邏輯控制電路連接構成，所述充電電流源 是一個；所述開關管組件由第一、第二兩組4個開關管構成，每組2個開關管中的一個開關
3管控制端與振蕩器輸出端連接，另一開關管的控制端與所述邏輯控制電路的輸出端連接， 每組中的2個開關管與所述充電電容連接，第一、第二組開關管的一端觸點分別並接於所 述充電電流源上，另一端觸點分別經一電阻器並接於電源\c上，所述邏輯控制電路的兩輸 入端亦分別並接於對應的該兩觸點上；所述比較電路由一交叉耦合對管構成，並接於所述充電電容的正負兩端上；所述 交叉耦合對管包括第一鉗位管與第二鉗位管，所述第一鉗位管的輸入端與第二鉗位管的輸 出端連接，所述第二鉗位管的輸入端與第一鉗位管的輸出端連接。上述技術方案中，所述充電電容、充電電流源及邏輯控制電路可採用現有技術，所 述開關管組件由第一、第二兩組4個開關管連接構成，2個一組，一組中的一個開關管控制 端信號來自振蕩器輸出端，另一個開關管的控制端接邏輯控制電路的輸出端，所述充電電 容並接於兩組開關管之間，當一組開關管閉合導通後，便為充電電容充電，當達到比較電路 的比較條件，另一組開關管被導通，前一組被關閉，充電電流方向改變，完成一個周期的振 蕩。所述比較電路由第一、第二鉗位管連接構成一交叉耦合對管實現，所述第一、第二鉗位 管可採用半導體三極體來實現，兩管的輸入端與輸出端相互交叉連接，以一個鉗位管的導 通電壓作為充電電容的比較電壓，當超過導通電壓，鉗位管導通將另一組開關管瞬間短路， 實現電平翻轉；由於鉗位三極體的導通電壓較低，因而翻轉周期短，振蕩頻率得到提高，同 時比較電路的比較電壓採用鉗位管的導通電壓，保證輸出的穩定性。上述技術方案中，所述鉗位管由三極體構成，第一三極體與第二三極體基極和發 射極相互交叉連接，所述第一、第二三極體的集電極分別並接於所述邏輯控制電路的輸入 端上。上述技術方案中，所述邏輯控制電路的兩輸出端上分別並接一正反饋支路，所述 正反饋支路的另一端分別交叉並接於所述充電電容的相應端上，每一正反饋支路由反相器 與電阻並聯構成。兩路所述正反饋支路是交叉加在充電電容與邏輯控制輸出之間，作用類 似於CML (Current Mode Logic)到CMOS邏輯轉換的功能，其主要目的是減小輸出方波的上 升時間和下降時間，使輸出頻率更加穩定，使輸出波形更加陡峭，更加完美。可以通過改變 其反饋電阻來調整它們的反饋深度。上述技術方案中，所述充電電流源由一恆定電流源和一受控電流源並聯構成，所 述恆定電流源由第三三極體及一與第三三極體發射極連接的第一發射極偏置電阻連接構 成，所述受控電流源由第四三極體與第四三極體發射極連接的偏置電路構成，所述偏置電 路由複合管偏置電路與第二發射極偏置電阻並聯構成，所述複合管偏置電路由第五、第 六三極體與複合管偏置電阻連接構成，所述第四三極體的基極接入控制電壓，所述第三、第 四三極體的集電極並聯構成所述充電電流源。當加載於第四三極體基極的控制電壓較大 時，通過增加複合管偏置電路的控制電流來提高振蕩頻率(並不改變控制電壓大小)，有利 於在高頻時提高控制電壓與振蕩頻率的線性度。由於上述技術方案運用，本發明與現有技術相比具有下列優點1.本發明中比較電路由兩個鉗位管組成的交叉耦合對管實現，以半導體管的導通 電壓為比較電壓，當充電電容電壓大於導通電壓後，兩組開關工作狀態互換，電平翻轉，由 於半導體管的導通電壓較小，使得振蕩周期短，振蕩頻率得到提高，避免以往兩個電流源的 比較方式，振蕩頻率更為穩定，線性度好；
2.邏輯控制電路的兩輸出端與充電電容之間交叉加一正反饋支路，減小輸出方波 的上升時間和下降時間，使輸出頻率更加穩定，輸出波形更加陡峭，更加完美；3.充電電流源一個，由4個三極體及3個偏置電阻連接構成，根據控制電壓的大小 決定三極體、偏置電阻的接入數，有利於在高頻時提高控制電壓與振蕩頻率的線性度；4.本發明結構簡單，調節範圍大，具有很高的工藝一致性，實現起來較為簡單。
圖1是本發明背景技術的電路原理圖；圖2是本發明背景技術的電路結構示意圖；圖3是本發明實施例一的電路原理圖；圖4是本發明實施例二的電路結構示意圖。
具體實施例方式下面結合附圖及實施例對本發明作進一步描述實施例一參見圖3所示，一種張弛型壓控振蕩器，包括一充電電容、開關管組件、 一比較電路、充電電流源及邏輯控制電路連接構成包括一個所述充電電流源；所述開關 管組件由第一、第二兩組4個開關管S1 S4構成，第一組開關管為Sp S4，第二組開關管為 S2, S3，其中開關管Si、S2的控制端與邏輯控制電路的輸出端連接，開關管S3、S4的控制端與 振蕩器輸出端VM、Vffi連接，每組中的2個開關管為串聯，第一、第二組開關管的一端觸點分 別並接於所述充電電流源上，另一端觸點分別經一電阻器並接於電源Vrc上，所述邏輯控制 電路的兩輸入端亦分別並接於對應的該兩觸點上，分別得到VA、Vb兩點電位；所述充電電 容Ct的正負兩端分別連接於所述第一、第二組開關管上(S2和S3之間、同時也在S1和S4之 間)；所述比較電路由一交叉耦合對管構成，並接於所述充電電容Ct的正負兩端上；所述交 叉耦合對管包括第一鉗位管與第二鉗位管，所述鉗位管由三極體QpQ2構成，第一三極體Q1 與第二三極體Q2基極和發射極相互交叉連接，所述第一、第二三極體的集電極分別並接於 所述邏輯控制電路的輸入端上，即獲得\、\兩點電位；所述邏輯控制電路的兩輸出端上分 別並接一正反饋支路，所述正反饋支路的另一端分別交叉並接於所述充電電容Ct的相應端 上，每一正反饋支路由反相器與電阻並聯構成。其工作原理如下，參見圖3所示剛上電時電路各部件都處於平衡狀態，所有交叉耦合對管以及開關管都處於 「高」 「低」電平之間的中間狀態。但是，由於某不確定的幹擾使得電路的這種平衡很快被打 破，造成振蕩器的輸出端Vra和一個處於高電平，一個處於低電平(這裡的高、低電平是 相對值，取決於電路中具體的參數設置和所要驅動的其它電路而定)。假設Vra =「1」(高 電平，下同)，V02 = 「0」 (低電平，下同)，則第一組開關管S」 S4導通，第二組開關管S2, S3 截止，Va = 「0」，Vb = 「1」，電流由Vcc經過R1, S1對充電電容Ct的正相端(設左端CT為正 相端，右端為反相端)充電，與此同時電容器(^的反相端通過S4放電，充放電的電流都等於 電流源的值I。造成電容Ct正相端的電位不斷上升，反相端的電位不斷下降，由於原來處 於平衡狀態時電容器兩端的電壓值是相等的，只要它們電壓值的差小於Q2的Vbe，這種狀態 就會繼續維持。
5
當電容器兩端的電壓差稍微大於Vbe時(由半導體器件知識可知，這種大於是很微 小的，一般情況下我們認為只要大於Vbe —個Vt就可以了)，第二三極體Q2導通，把V。。經過 R1A、到Ct的充電通路瞬間短路，電流則由Vcc經R2、S4流向I1。所以Vb =「0」;經過控制邏 輯，V02 = 「1」，S1關閉，S3導通;VA = 「1」 ；經過控制邏輯電路，V01 = 「0」，S2導通，S4關閉， 這樣就完成了一個振蕩過程的半個周期交替。在圖3中，雙極型電晶體仏和02的基極和發射極相互交叉連接，這樣做的目的是 使得充電電容Ct兩端的最大電壓差值精確的控制在Vbe之內(一般情況下三角波的幅值在 一個Vbe已經足夠了)，提高振蕩器的振蕩頻率的同時保證輸出的穩定性，正如前所述，只要 Ct兩端的電壓差超過Vbe，鉗位管立即工作，使振蕩器的電平發生翻轉。在圖3中，G1和G2是交叉加在Ct與控制邏輯之間的一個正反饋支路，作用類似於 CML (Current Mode Logic)到CMOS邏輯轉換的功能，其主要目的是減小輸出方波的上升時 間和下降時間，使輸出頻率更加穩定，使輸出波形更加陡峭，更加完美。可以通過改變其反 饋電阻器來調整它們的反饋深度。實施例二 參見圖4所示，將本發明用於電視接收機中頻鎖相環解調器中，為了實 現高速振蕩，且具有好的線性度，所有耦合管及開關管都採用雙極型電晶體。核心部分是由305構成，Q6、Q7、Q1(1、Qn是四個開關管，08、09為鉗位管，控制電流源 是由Q12 Q15、Rio R12組成；控制邏輯由309和311組成，309是一對反向器，311是緩衝 器，同時具有電平平移的功能；303為一對反向器；305即為實現圖3中的Gp G2的電路；電 阻R6和R7是Qltl和Q11的基極偏置電阻，改變它們值可以調整的靜態工作點，使得它們完全 處於「開」或者「關」的狀態，同時要保證A點有適當的電壓值(這個電壓值將直接影響到 VCO控制電壓的範圍)，Ct兩端的三角波處在合理的電壓範圍內。其工作過程如實施例一所述，不同點在於所述充電電流源由恆定電流源和受控 電流源並聯構成，所述恆定電流源由第三三極體Q12及一與第三三極體Q13發射極連接的第 一發射極偏置電阻Rltl連接構成，所述受控電流源由第四三極體Q13與第四三極體Q13發射極 連接的偏置電路構成，所述偏置電路由複合管偏置電路與第二發射極偏置電阻R11並聯構 成，所述複合管偏置電路由第五、第六三極體Q14、Q15與複合管偏置電阻R12連接構成，所述 第三三極體Q12的基極接入基準電壓Vb2，所述第四三極體Q13的基極接入控制電壓Vm，所述 第三、第四三極體Q12、Q13的集電極並聯構成所述充電電流源。參見圖4所示，控制電壓Vm 是加在電晶體Q13基極上的，當控制電壓較小時，BP, Vctl 3Vbe時，則Q14和Q15導通，R12上有電流流過，則307的尾電流為Ictl = I3+I4 = (Vb2-VBE) /R10+ (Vctl-Vbe) /R11+ (Vctl-3Vbe) /R12對比發現，當控制電壓較大時，通過增加一路控制電流來提高振蕩頻率(並不改 變控制電壓大小)，有利於在高頻時提高VCO控制電壓與振蕩頻率的線性度。
權利要求
一種張弛型壓控振蕩器，主要由一充電電容、開關管組件、一比較電路、充電電流源及邏輯控制電路連接構成，其特徵在於所述充電電流源是一個；所述開關管組件由第一、第二兩組4個開關管構成，每組2個開關管中的一個開關管控制端與振蕩器輸出端連接，另一開關管的控制端與所述邏輯控制電路的輸出端連接，每組中的2個開關管與所述充電電容連接，第一、第二組開關管的一端觸點並接於所述充電電流源上，另一端觸點分別經一電阻器並接於電源VCC上，所述邏輯控制電路的兩輸入端亦分別並接於對應的該兩觸點上；所述比較電路由一交叉耦合對管構成，並接於所述充電電容的正負兩端上；所述交叉耦合對管包括第一鉗位管與第二鉗位管，所述第一鉗位管的輸入端與第二鉗位管的輸出端連接，所述第二鉗位管的輸入端與第一鉗位管的輸出端連接。
2.根據權利要求1所述的張弛型壓控振蕩器，其特徵在於所述鉗位管由三極體構成， 第一三極體與第二三極體基極和發射極相互交叉連接，所述第一、第二三極體的集電極分 別並接於所述邏輯控制電路的輸入端上。
3.根據權利要求1所述的張弛型壓控振蕩器，其特徵在於所述邏輯控制電路的兩輸 出端上分別並接一正反饋支路，所述正反饋支路的另一端分別交叉並接於所述充電電容的 相應端上，每一正反饋支路由反相器與電阻並聯構成。
4.根據權利要求1所述的張弛型壓控振蕩器，其特徵在於所述充電電流源由一恆定 電流源和一受控電流源並聯構成，所述恆定電流源由第三三極體及一與第三三極體發射極 連接的第一發射極偏置電阻連接構成，所述受控電流源由第四三極體與第四三極體發射極 連接的偏置電路構成，所述偏置電路由複合管偏置電路與第二發射極偏置電阻並聯構成， 所述複合管偏置電路由第五、第六三極體與複合管偏置電阻連接構成，所述第四三極體的 基極接入控制電壓，所述第三、第四三極體的集電極並聯構成所述充電電流源。全文摘要
本發明公開了一種張弛型壓控振蕩器，主要由一充電電容、開關管組件、一比較電路、充電電流源及邏輯控制電路連接構成，其特徵在於設有一個所述充電電流源，所述充電電流源由一恆定電流源和一受控電流源並聯構成；所述開關管組件由第一、第二兩組4個開關管構成，所述充電電容連接於所述第一、第二組開關管中，所述比較電路由一交叉耦合對管構成，並接於所述充電電容的正負兩端上；所述交叉耦合對管包括第一鉗位管與第二鉗位管，所述第一鉗位管的輸入端與第二鉗位管的輸出端連接，所述第二鉗位管的輸入端與第一鉗位管的輸出端連接。本發明採用半導體管的導通電壓作為比較電壓，通過改善受控電流源的結構使振蕩頻率得到提高，且線性度高，採用一個電流源，避免工藝一致性問題，實現起來較為簡單。
文檔編號H03L7/099GK101977054SQ201010297729
公開日2011年2月16日 申請日期2010年9月30日 優先權日2010年9月30日
發明者李富華, 杜坦, 王偉, 王漢祥, 謝衛國, 趙鶴鳴 申請人:蘇州大學;蘇州華芯微電子股份有限公司