降壓型開關調節器及其控制電路、使用了它的電子設備的製作方法

2023-07-23 05:56:56

專利名稱：降壓型開關調節器及其控制電路、使用了它的電子設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及降壓型開關調節器，特別涉及同步整流方式的開關調節器 的控制技術。
背景技術：
在近年的可攜式電話、PDA ( Personal Digital Assistant:個人數字助 理)、筆記本式個人計算機等各種電子設備中，安裝有進行數位訊號處理 的微處理器。驅動這樣的微處理器所需要的電源電壓隨著半導體製造工藝 的微細化而降低，有的以1.5V以下的低電壓進行工作。
另一方面，這樣的電子設備中作為電源，安裝有鋰離子電池等電池。 從鋰離子電池輸出的電壓在3V ~ 4V左右，若將該電壓直接提供給微處理 器，則會產生多餘的功耗，所以一般使用降壓型的開關調節器、串聯調節 器(series regulator )等對電池電壓進行降壓，在穩壓後再提供給微處理器。
降壓型的開關調節器有使用整流用的二極體的方式(以下稱作二極體整 流方式)、和取代二極體而使用整流用電晶體的方式(以下稱作同步整流方 式)。前者具有在流過負載的負載電流較小時能獲得高效率的優點，但在控制 電路的外部除輸出電感器、輸出電容器之外還需要二極體，所以電路面積變 大。後者在提供給負載的電流較小時效率比前者差，但由於取代二極體而使 用電晶體，所以可以集成在LSI的內部，能使包括外圍部件在內的電路面積 小型化。可攜式電話等電子設備在被要求小型化時，多數情況下採用使用了 整流用電晶體的開關調節器(以下稱作同步整流方式開關調節器)。
這裡，著眼於上述電子設備所使用的微處理器，在進行運算處理的動 作時，流過一定程度的電流，而在待機時，僅流過微小的電流。圖8的(a) 和(b)分別是表示同步整流方式的降壓型開關調節器的重負載和輕負載 時的電流的時間波形的圖。在該圖中，IL表示流過輸出電感器的電流(以 下也稱作電感器電流IL) , Iout表示負載電流，電感器電流IL的時間平 均值成為負載電流Iout。如圖8的(a)所示，在重負載時，由於負載電流
Iout較大，所以電感器電流IL始終為正值。這裡，電感器電流IL向負載
流動的方向為正。但是，如圖8的(b)所示，在輕負載時，若負載電流 Iout減少，則電感器電流IL如斜線部分那樣成為負的，流過輸出電感器的 電流IL的方向發生反轉。結果，在同步整流方式中，變成在輕負載時電 流從輸出電感器經由同步整流用電晶體流向接地。該電流不被提供給負 載，是從輸出電容器提供的，所以導致多餘地消耗功率。
例如，在專利文獻1至3中，公開了根據負載電流切換同步整流方式 與二極體整流方式的開關調節器。在專利文獻2、 3所記載的技術中，監 視電感器電流IL,通過在其方向從正反轉為負時使同步整流用電晶體截止 來謀求高效率化。
專利文獻1 :特開2004 — 32875號公報
專利文獻2 :特開2002 — 252971號公報
專利文獻3 :特開2003—319643號公報

發明內容
〔本發明所要解決的課題〕
為了檢測電感器電流的方向，除了與輸出電感器串聯設置電阻元件， 監視其兩端的電壓的方法之外，還考慮監視開關電晶體與同步整流用晶體 管的連接點的電壓(以下稱作開關電壓Vsw)的方法。圖9的(a)是表 示輕負載時的開關電壓Vsw的時序圖。如圖9的(a)所示，在輕負載時， 在開關電晶體導通的期間Tpl，開關電壓Vsw成為高電平。接下來在同步 整流用電晶體導通的期間Tp2，開關電壓Vsw暫時為負電壓，並隨著電感 器電流IL減少而逐漸上升。之後，在電感器電流IL的方向發生反轉的時 刻(以下也稱作零交叉點)，開關電壓Vsw成為OV。基於此，通過將該 開關電壓Vsw與閾值電壓Vth-OV進行比較，就能檢測出輕負載狀態。期 間Tp3表示開關電晶體、同步整流用電晶體都被截止的狀態。
對於開關電壓Vsw與閾值電壓Vth的電壓比較， 一般使用比較器。 由於比較器具有有限的響應速度，所以其輸出信號在從被比較的2個電壓 的大小關係發生變化起經過延遲時間AT後才發生變化。圖9的(b)表示 對圖9的(a)所示的開關電壓Vsw與閾值電壓Vth-OV進行比較的比較 器的輸出信號Vcmp。這裡，輸出信號Vcmp在Vsw〉Vth時為高電平，在
Vsw〈Vth時為j氐電平。
在將閾值電壓Vth始終固定在0V的情況下，在開關電晶體導通的期間 Tpl,比較器的輸出信號Vcmp為高電平。若開關電晶體截止，則變成Vsw <Vth,但比較器的輸出信號Vcmp的轉變要延遲延遲時間At後成為低電 平。因此，若從開關電晶體截止、同步整流用電晶體導通起到電感器電流 IL的方向發生反轉的時間T比延遲時間At短，則比較器無法檢測出零交 叉點。
本發明是鑑於這樣的課題而完成的，其目的在於提供一種在同步整流方 式的降壓型開關調節器中，輕負載時能可靠地檢測出電感器電流的方向的反 轉的降壓型開關調節器及其控制電路。 〔用於解決課題的手段〕
本發明的一個方案涉及同步整流方式的降壓型開關調節器的控制電路。 該控制電路包括輸出級，包括被串聯連接的開關電晶體和同步整流用晶體 管，將兩個電晶體的連接點所呈現的開關電壓提供給被連接在本控制電路的 外部的開關調節器輸出電路；脈沖信號生成電路，生成脈衝信號並控制其佔 空比，使得開關調節器的輸出電壓接近預定的基準電壓；驅動電路，基於脈 衝信號，生成要施加到開關電晶體和同步整流用電晶體的柵極的第1、第2 柵極電壓；輕負載檢測電路，將開關電壓與閾值電壓進行比較，在開關電壓 超過閾值電壓時輸出預定電平的輕負載檢測信號，該閾值電壓是與第2柵極 電壓同步的電壓，且在同步整流用電晶體應截止的期間成為高電平，在同步 整流用電晶體應導通的期間成為低電平。驅動電路在從輕負載檢測電路輸出 預定電平的輕負載檢測信號時，控制第2柵極電壓使得同步整流用電晶體強 制性地截止。
根據該方案，由於在開關電晶體導通期間，閾值電壓(以下記作Vth)成 為高電平，所以在開關電壓(以下記作Vsw)與閾值電壓Vth之間成立Vsw 〈Vth。結果，能夠在檢測電感器電流的的方向的反轉(以下也稱作零交叉) 之前，使輕負載檢測比較器的輸出預先轉變為與預定電平不同的電平，以備 零交叉的檢測，結果是能夠可靠地檢測出電感器電流的方向的反轉。
輕負載檢測電路也可以包括閾值電壓生成部，生成與第2柵極電壓同 步、且在同步整流用電晶體應截止的期間成為高電平、在同步整流用電晶體 應導通的期間成為低電平的閾值電壓；輕負載4企測比4交器，將開關電壓與閾 值電壓進行比較。
閾值電壓可以是將第2柵極電壓邏輯反轉後的信號。另外，閾值電壓生 成部也可以包括輸入端子與同步整流用電晶體的柵極相連接的反相器，並將 該反相器的輸出信號作為閾值電壓進行輸出。
脈沖信號指示開關電晶體的導通的期間，使同步整流用電晶體強制性地截止。 另外，驅動電路可以包括時鐘端子被輸入輕負載檢測信號、復位端子被輸入
與脈衝信號相應的信號、數據端子被輸入高電平的D觸發器，並在觸發器的
輸出信號為高電平期間，使同步整流用電晶體強制性地截止。
在輕負載時，若檢測出零交叉並使同步整流用電晶體截止，則降壓型開 關調節器的輸出電壓暫時上升。之後，通過向負載流過電流，輸出電壓下降 至基準電壓附近，停止開關動作直到指示開關電晶體的導通。在開關動作被
停止的期間，由於不向開關電晶體M1、同步整流用電晶體M2的柵極流過驅 動電流，所以能夠降低控制電路的消耗電流。
控制電路也可以被一體集成在一個半導體襯底上。所謂"一體集成"， 包括將電路的所有構成要素形成在半導體襯底上的情況，和對電路的主要 構成要素進行一體集成的情況，也可以為調節電路常數而將一部分電阻、 電容器等設置在半導體襯底的外部。
本發明的另一方案是一種降壓型開關調節器。該降壓型開關調節器包括 開關調節器輸出電路，具有一端接地的輸出電容器，和一端與輸出電容器的 另一端相連接的輸出電感器；上述的控制電路，向開關調節器輸出電路提供 開關電壓；其中，輸出輸出電容器的另一端的電壓。
根據該方案，在與降壓型開關調節器相連接的負載的動作狀態發生變化 而成為輕負載的情況下，能夠可靠地檢測出零交叉，停止開關動作，降低電 ^各的消耗電流。
本發明的再一個方案是電子設備。該電子設備包括輸出電池電壓的電 池；微處理器；上述的降壓型開關調節器，將電池電壓降壓後提供給微處理 器。
根據該方案，在微處理器成為休眠狀態、負載電流減少了的情況下，能 夠效率良好地進行降壓動作，可以謀求電池的長壽命化。
另外，將以上結構要件的任意組合、本發明的結構要件以及表達方式在
方法、裝置、系統等之間相互轉換的方案，作為本發明的實施方式也是有效 的。
〔發明效果〕
通過本發明的降壓型開關調節器及其控制電路，能夠在輕負載時可靠地 檢測出電感器電流的方向的反轉。


圖1是表示實施方式的降壓型開關調節器的結構的電路圖。
圖2是表示安裝了圖1的降壓型開關調節器的電子設備的結構的框圖。 圖3是表示圖1的脈沖信號生成電路的結構例的電路圖。 圖4是表示圖1的驅動電路的結構的電路圖。
圖5的(a) ~ (h)是表示圖1的降壓型開關調節器的電流、電壓波形 的時序圖。
圖6的(a) ~ (g)是表示圖1的降壓型開關調節器的電流、電壓波形 的時序圖。
圖7是表示圖1的控制電路的變形例的電路圖。
圖8的(a)和(b)分別是表示同步整流方式的降壓型開關調節器的重 負載和輕負載時的電流的時間波形的圖。
圖9的(a)和(b)是用於說明輕負載狀態的檢測的時序圖。 〔標號說明〕
10脈沖信號生成電路，20驅動電路，22反相器，30 "與"門，34 D 觸發器，36反相器，40閾值電壓生成部，42輕負載檢測比較器，44輕 負載檢測電路，100控制電路，102輸入端子，120開關調節器輸出電路， Ml開關電晶體，M2同步整流用電晶體，Ll輸出電感器，Cl輸出電容 器，Vgl第l柵極電壓，Vg2第2柵極電壓，Vth閾值電壓，SIG10脈 沖信號，SIG12輕負載檢測信號200降壓型開關調節器，300電子設備， 310電池，350微處理器。
具體實施例方式
以下，基於優選的實施方式，參照

本發明。對於各附圖中所示 的相同或等同的結構要件、部件、處理標註相同的標號，並適當省略重複的
說明。另外，實施方式只是例示，並非限定本發明，實施方式中所記述的所 有特徵及其組合，不一定就是本發明的本質特徵。
圖1是表示實施方式的降壓型開關調節器200的結構的電路圖。圖2 是表示安裝了圖1的降壓型開關調節器200的電子設備300的結構的框圖。 電子設備300例如是可攜式電話終端、CD播放器、PDA等電池驅動型的 小型信息終端。在以下的實施方式中，以可攜式電話終端作為電子設備300 來進行說明。
電子設備300包括電池310、電源裝置320、模擬電路330、數字電路340、 微處理器350、 LED360。電池310例如是鋰離子電池，輸出3-4V程度的電 池電壓Vbat。模擬電路330包括功率放大器、天線開關、LNA (Low Noise Amplifier:低噪聲放大器)、混頻器(mixer )以及PLL ( Phase Locked Loop: 鎖相環)等高頻電路，包含在電源電壓Vcc-3.4V程度下穩定工作的電路塊。 另外，數字電路340包括各種DSP (Digital Signal Processor:數位訊號處理 器)等，包含在電源電壓Vdd=3.4V程度下進行穩定工作的電路塊。微處理 器350是統括地控制電子設備300整體的功能塊，以電源電壓1.5V進行工作。 LED360包括RGB三色的LED ( Light Emitting Diode:發光二極體)，被用於 液晶的背光燈、照明，需要4V以上的驅動電壓對其進行驅動。
電源裝置320是多通道的開關電源，按每個通道的需要具有對電池電壓 Vbat進行降壓或者升壓的多個開關調節器，向模擬電路330、數字電路340、 微處理器350、 LED360提供合適的電源電壓。
本實施方式中圖1的降壓型開關調節器200，能夠很好地適用於向例如以 1.5V進行動作的微處理器350那樣的、消耗電流隨著動作狀態而發生變化的 負載提供穩定的驅動電壓的用途。以下，回到圖1,詳細說明本實施方式的 降壓型開關調節器200的結構。
降壓型開關調節器200是同步整流方式的降壓型開關調節器，包括控制 電路IOO、開關調節器輸出電路120。控制電路IOO是被集成在一個半導體襯 底上的LSI晶片，作為開關元件發揮作用的開關電晶體M1、同步整流用晶體 管M2被內置在該控制電路100中。開關電晶體M1、同步整流用電晶體M2 也可以^^用分立元件，_沒置在控制電^各100的外部。
開關調節器輸出電路120包括輸出電感器L1、輸出電容器C1。輸出電容 器Cl的一端接地，另一端與輸出電感器Ll的一端相連接。輸出電感器L1
的另一端與控制電路100相連接。降壓型開關調節器200將輸出電容器Cl 所呈現的電壓作為輸出電壓Vout輸出到未圖示的負載。在本實施形式中，負 載相當於圖2的微處理器350。
該降壓型開關調節器200中，由控制電路IOO控制流過輸出電感器 Ll的電流進行能量轉換，對輸入電壓Vin進行降壓。降壓後的電壓通過 輸出電容器Cl被平滑化，作為輸出電壓Vout被提供給與輸出端子204相 連接的負載。以下，將流過負載的電流稱作負載電流Iout，將流過輸出電 感器L1的電流稱作電感器電流IL。另外，將電感器電流IL向負載流動的 方向定義為正方向。
作為控制電路100的輸入、輸出端子，具有輸入端子102、開關端子 104、電壓反饋端子106。輸入端子102與電池310相連4妄，電池電壓Vbat 作為輸入電壓Vin被輸入。另外，開關端子104與輸出電感器L1相連接， 輸出在控制電路100的內部生成的開關電壓Vsw。電壓反饋端子106是反 饋被施加到負載上的輸出電壓Vout的端子。
控制電路100包括脈沖信號生成電路10、驅動電路20、開關電晶體Ml、 同步整流用電晶體M2、輕負載檢測電路44。
開關電晶體M1是P溝道M0S電晶體，源極與輸入端子102相連接，漏 極與開關端子104相連接。開關電晶體M1的背柵極與輸入端子102相連接， 在背柵極與漏極之間，存在未圖示的體二極體(寄生二極體)。
同步整流用電晶體M2是N溝道MOS電晶體，源極被接地，漏極與開關 電晶體Ml的漏極和開關端子104相連接。另外，同步整流用電晶體M2的 背柵極接地。在同步整流用電晶體M2的背柵極與漏極之間，存在未圖示的 體二極體。
開關電晶體Ml、同步整流用電晶體M2被串聯連接在要被施加輸入電壓 Vin的輸入端子102與接地之間，將2個電晶體的連接點的電壓作為開關電 壓Vsw施加到經由開關端子104被連接在本控制電路100的外部的輸出電感 器L1的一端。
降壓型開關調節器200的輸出電壓Vout經由電壓反饋端子106 ^L輸入到 脈衝信號生成電路10。圖3是表示脈衝信號生成電路10的結構的電路圖。 圖3的脈沖信號生成電路IO通過脈衝寬度調製方式控制脈沖信號SIG10的佔 空比。脈沖信號生成電路10包括第1電阻R1、第2電阻R2、誤差》丈大器12、PWM比較器14、振蕩器16。
被反饋到電壓反饋端子106的輸出電壓Vout被第1電阻R1、第2電阻 R2分壓。分壓後的輸出電壓Vout' = VoutxR2/ ( Rl + R2 )被輸入到誤差放大 器12的反相輸入端子。誤差放大器12的非反相輸入端子被輸入基準電壓 Vref。誤差放大器12輸出對基準電壓Vref與分壓後的輸出電壓Vout'的誤差 進行放大後的誤差電壓Verr。從誤差放大器12輸出的誤差電壓Verr被輸入到 PWM比較器14的非反相輸入端子。
振蕩器16輸出三角波或鋸齒波狀的周期電壓Vosc,輸出到PWM比較器 14的反相輸入端子。PWM比較器14對誤差電壓Verr與周期電壓Vosc進行 比較，輸出在Verr>Vosc時成為高電平、在Verr<Vosc時成為低電平的脈衝信 號SIGIO。
這樣，脈沖信號生成電路10生成脈衝信號SIG10,並控制其佔空比使得 降壓型開關調節器200的輸出電壓Vout接近預定的基準電壓Vref = Vrefx( Rl + R2 ) /R2。脈衝信號SIG10的佔空比規定開關電晶體Ml和同步整流用晶體 管M2的導通時間。
回到圖1。驅動電路20基於從脈衝信號生成電路10輸出的脈沖信號 SIG10,生成要施加到開關電晶體M1的柵極的第l柵極電壓Vgl、和要施加 到同步整流用電晶體M2的柵極的第2柵極電壓Vg2。開關電晶體Ml在第1 柵極電壓Vgl為低電平時導通，在其為高電平時截止。另外，同步整流用晶 體管M2在第2柵極電壓Vg2為高電平時導通，在其為低電平時截止。
驅動電路20基於脈沖信號SIG10的高電平與低電平的佔空比設定開 關電晶體M1、同步整流用電晶體M2各自導通的時間之比，使兩個晶體 管交替地導通、截止。具體而言，在脈沖信號SIG10為高電平期間使開關 電晶體M1導通、使同步整流用電晶體M2截止，在脈衝信號SIG10為低 電平期間使開關電晶體Ml截止、使同步整流用電晶體M2導通。進而， 驅動電路20也可以為了防止開關電晶體Ml、同步整流用電晶體M2同時 導通而流過貫通電流，在每一個周期設置第l柵極電壓Vgl成為高電平、 第2柵極電壓Vg2成為低電平的期間(停滯時間)。
輕負載檢測電路44包括閾值電壓生成部40、輕負載檢測比較器42。
闞值電壓生成部40生成閾值電壓Vth。該閾值電壓生成部40是反相器， 其輸入端子與同步整流用電晶體M2的柵極相連接。鬮值電壓生成部40將反
相器的輸出信號作為閾值電壓Vth輸出到輕負載檢測比較器42。即，由閾值 電壓生成部40生成的閾值電壓Vth是與被施加到同步整流用電晶體M2的柵 極的第2柵極電壓Vg2同步的電壓，在同步整流用電晶體M2應截止的期間 成為高電平，在同步整流用電晶體M2應導通的期間成為低電平。闞值電壓 Vth在低電平時成為接地電位OV，在高電平時成為輸入電壓Vin (=Vbat)。
輕負載檢測比較器42的非反相輸入端子與開關端子104相連接，被輸入 開關電壓Vsw。另夕卜，輕負載檢測比較器42的反相輸入端子與閾值電壓生成 部40相連接，被輸入閾值電壓Vth。輕負載檢測比較器42將開關電壓Vsw 與閾值電壓Vth進行比較，輸出在Vsw>Vth時成為高電平、在Vsw<Vth時 成為低電平的輕負載檢測信號SIG12。
這樣構成的輕負載檢測電路44將開關電壓Vsw與閾值電壓Vth進行比 較，在開關電壓Vsw超過閾值電壓Vth時輸出高電平的輕負載檢測信號 SIG12,其中，該閾值電壓Vth是與第2柵極電壓Vg2同步的電壓，在同步 整流用電晶體M2應截止的期間成為高電平，在同步整流用電晶體M2應導 通的期間成為低電平。
驅動電路20在從輕負載檢測電路44輸出高電平的輕負載檢測信號SIG12 時，使第2柵極電壓Vg2成為低電平，強制性地使同步整流用電晶體M2截 止。
圖4是表示驅動電路20的結構的電路圖。驅動電路20包括反相器22， 緩沖器26、 28、 32，"與,，門30, D觸發器34，以及反相器36。
反相器22將從脈沖信號生成電路10輸出的脈衝信號SIG10的邏輯值反 轉。由於驅動開關電晶體M1需要有充足的電流能力，所以反相器22的輸出 信號SIG10'由緩沖器26和緩衝器28進行放大。緩衝器28的輸出信號作為第 1柵極電壓Vgl輸出到開關電晶體Ml的柵極。
D觸發器34的時鐘端子被輸入從輕負載檢測比較器42輸出的輕負載檢 測信號SIG12。另外，復位端子與反相器22的輸出相連接，被輸入將脈沖信 號SIG10反轉後的信號SIG10'。另外，數據端子與電源線相連接，被輸入高 電平。D觸發器34的輸出信號SIG14被反相器36反轉。"與"門30將反相器 36的輸出信號SIG16和反相器22的輸出信號SIG10'的邏輯積輸出到緩沖器 32。緩衝器32對"與，，門30的輸出信號進行放大，作為第2柵極電壓Vg2輸 出到同步整流用電晶體M2的柵極。D觸發器34也可以置換為RS觸發器。
當反相器36的輸出信號SIG16為低電平時，"與"門30的輸出信號與反 相器22的輸出信號SIG10'的邏輯值無關地被固定為低電平。結果，在反相器 36的輸出信號SIG16為低電平期間、即D觸發器34的輸出信號SIG14為高 電平期間，同步整流用電晶體M2被強制性地截止。
基於圖5的(a) ~ (h)和圖6的(a) ~ (g)說明如上這樣構成的降 壓型開關調節器200的動作。在這些圖中，為說明簡潔而對縱軸和橫軸進行 了適當放大或縮小。
圖5的(a) ~ (h)是表示圖1的降壓型開關調節器200的電流、電壓 波形的時序圖。圖5的(a)表示輸出電流Iout，圖5的(b)表示輸出電壓 Vout,圖5的(c)表示誤差電壓Verr和周期電壓Vosc,圖5的(d)表示脈 沖信號SIGIO,圖5的(e)表示輕負載檢測信號SIG12，圖5的(f)表示D 觸發器34的輸出信號SIG14和反相器36的輸出信號SIG16,圖5的(g)表 示第l柵極電壓Vgl，圖5的(h)表示第2柵極電壓Vg2。
在時刻TO ~時刻Tl期間，降壓型開關調節器200在輸出電流lout足夠 大的重負載狀態下進行降壓動作。在時刻Tl,負載的動作狀態發生變化，轉 移至輸出電流Iout較小的輕負載狀態。在時刻T2，變成VerKVosc,脈衝信 號SIG10成為低電平。當脈沖信號SIG10成為低電平時，同步整流用電晶體 M2導通。此時，開關電壓Vsw暫時變得低於接地電位(OV),之後，逐漸上 升並在時刻T3發生與接地電位相等的零交叉。輕負載檢測比較器42在檢測 到零交叉時，輸出高電平的輕負載檢測信號SIG12。
在時刻T3，當輕負載檢測信號SIG12成為高電平時，D觸發器34的輸 出信號SIG14成為高電平(反相器36的輸出信號SIG16為低電平)，所以第 2柵極電壓Vg2成為低電平，同步整流用電晶體M2被強制性地截止。
當在時刻T3同步整流用電晶體M2強制性地截止時，由於開關電晶體 Ml、同步整流用電晶體M2都成為截止狀態，所以輸出電壓Vout上升，誤差 電壓Verr下降。由於誤差電壓Verr下降，成為Verr<Vosc,所以脈沖信號SIG10 在短暫期間內成為低電平。當脈衝信號SIG10成為低電平時，由於開關晶體 管Ml不導通，所以開關動作停止。在開關動作停止的狀態下，由於從輸出 電容器C1向負載逐漸流過輸出電流Iout,所以輸出電壓Vout逐漸下降。隨 著輸出電壓Vout的下降，誤差電壓Verr逐漸上升。
當誤差電壓Verr上升，在時刻T4變成Verr〉Vosc時，脈衝信號SIG10成
為高電平，第l柵極電壓Vgl成為低電平，開關電晶體M1導通。另外，當
脈衝信號SIG10成為高電平時，D觸發器34被復位，所以D觸發器34的輸 出信號SIG14成為低電平，反相器36的輸出信號SIG16成為高電平，第2 柵極電壓Vg2的固定被解除。
當在時刻T5變成Verr<Vosc時，第1柵極電壓Vgl、第2柵極電壓Vg2 成為高電平，開關電晶體M1截止，並且同步整流用電晶體M2導通。此時， 當輕負載狀態持續時，再次由輕負載檢測比較器42檢測出零交叉，在時刻 T6,同步整流用電晶體被強制性地截止。
圖6的(a) ~ (g)是表示降壓型開關調節器200的動作狀態的時序圖。 圖6的(a)表示開關電壓Vsw,圖6的(b)表示電感器電流IL，圖6的(c) 表示脈沖信號SIG10,圖6的(d)表示第1柵極電壓Vgl,圖6的(e)表 示第2柵極電壓Vg2,圖6的(f)表示閾值電壓Vth，圖6的(g)表示輕負 載4全測信號SIG12。
圖中，在時刻T10~時刻Tll期間，脈沖信號SIG10成為高電平，由驅 動電路20生成的第l柵極電壓Vgl、第2柵極電壓Vg2都成為低電平。在第 1柵極電壓Vgl為低電平期間，開關電晶體M1導通，開關電壓Vsw上升至 被輸入到輸入端子102的輸入電壓Vin( =Vbat )附近。另 一方面，在時刻T10 ~ Tll期間，將第2柵極電壓Vg2反轉後的閾值電壓Vth成為高電平。第2柵 極電壓Vg2的高電平與被賦予控制電路100的電池電壓Vbat相等。
在時刻T10 ~日於刻Tl 1期間，由於Vsw〉Vth成立，所以輕負載檢測信號 SIG12成為低電平。當在時刻Tll脈沖信號SIG10成為j氐電平時，第1柵極 電壓Vgl、第2柵極電壓Vg2都'成為高電平，開關電晶體M1截止，並且同 步整流用電晶體M2導通。當在時刻Tll同步整流用電晶體M2導通時，開 關電壓Vsw下降至OV以下。另外，在第2柵極電壓Vg2成為高電平時，從 閾值電壓生成部40輸出的閾值電壓Vth成為低電平(OV)。
時刻Tll之後，隨著電感器電流IL的減少，開關電壓Vsw上升。在時 刻T12電感器電流IL成為OA，在電流的方向發生反轉的時刻Vsw=Vth(OV)， 4全測到零交叉。在該時刻，輕負載檢測信號SIG12成為高電平。在如上述這 樣輕負載檢測信號SIG12成為高電平時，第2柵極電壓Vg2被設定為低電平， 同步整流用電晶體M2被強制性地截止。當在時刻T12第2柵極電壓Vg2成 為低電平時，由於閾值電壓Vth成為高電平，所以Vsw<Vth,輕負載檢測信 號SIG12迅速成為低電平。
當在時刻T12同步整流用電晶體M2被強制性地截止時，開關電晶體M1、 同步整流用電晶體M2都成為高阻狀態，所以由輸出電感器Ll感應起諧振， 開關電壓Vsw發生振動。該狀態相當於圖5的(a) ~ (h)中的時刻T3~ T4。若輕負載狀態持續，則控制電路100周期性地反覆進行時刻T10 時刻 T13的動作。
將本實施方式的降壓型開關調節器200的動作與將闊值電壓Vth固定為 接地電位的情況時的動作進行比較。
在將閾值電壓Vth固定為接地時，如圖9的(a)和(b)所示，在開關 電晶體M1導通期間，輕負載檢測比較器42的輸出成為高電平。當同步整流 用電晶體M2導通，開關電壓Vsw成為負電壓時，輕負載檢測比較器42的 輸出延遲輕負載檢測比較器42的延遲時間AT地發生轉變。結果，導致在延 遲時間AT期間無法進行零交叉的^r測。
另一方面，在本實施方式的降壓型開關調節器200中，是與第2柵極電 壓Vg2同步地生成閾值電壓Vth的。因此，在開關電晶體Ml導通期間，閾 值電壓Vth成為高電平，能夠將輕負載檢測比較器42的輸出預先設定為低電 平。結果，在零交叉之前，不發生輕負載檢測比較器42的輸出的轉變，所以 不會發生延遲時間AT，能夠可靠地檢測出零交叉。
另外，在驅動電路20中設置由輕負載檢測信號SIG12置位、由脈衝信號 SIG10復位的D觸發器34，基於其輸出信號SIG14強制性地使第2柵極電壓 Vg2的邏輯值發生變化。結果，能夠在從檢測出零交叉起到輸出電壓Vout下 降並再次指示開關電晶體Ml的導通的期間內，很好地停止開關電晶體Ml、 同步整流用電晶體M2的開關動作。
如上所述通過本實施方式的降壓型開關調節器200，能夠可靠地檢測 出零交叉，防止輕負載狀態的效率的變差。進而，通過改善降壓型開關調 節器200的效率，能夠延長安裝有降壓型開關調節器200的電子設備300 的電池的壽命。
上述實施方式是個例示，可以對其各結構要件和各處理過程的組合進行 各種變形，本領域技術人員能夠理解這些變形例也包含在本發明的範圍內。
在實施方式中，作為脈沖信號生成電路10，說明了監視輸出電壓Vout 並生成脈衝信號SIG10的PWM方式，^旦不限於此。
圖7是表示控制電路100的變形例的電路圖，省略了與圖l共通的部分。
圖7的脈衝信號生成電路10a包括遲滯比較器(hysteresis comparator) 50、第 1電阻R1、第2電阻R2、脈衝調製器52。第1電阻R1、第2電阻R2對輸 出電壓Vout進行分壓。遲滯比較器50對被分壓後的輸出電壓Vout'與基準電 壓Vref進行比較。
脈沖調製器52將具有預定的佔空比的脈衝信號SIG10輸出到驅動電路 20a。另外，驅動電路20a具有使能端子EN,該使能端子EN被輸入遲滯比 較器50的輸出信號SIG20。驅動電路20a在使能端子被輸入高電平期間，基 於脈沖信號SIG10使開關電晶體Ml、同步整流用電晶體M2進行開關動作。 另外，驅動電路20a在使能端子被輸入低電平期間停止開關動作。
圖7的控制電路100a通過基於具有預定的佔空比的脈衝信號SIG10間歇 性地反覆執行進行開關動作的期間和停止開關動作的期間，使輸出電壓Vout 穩定在目標電壓附近。即，在通過脈沖信號SIG10進行開關動作期間，輸出 電壓Vout隨時間而上升。當輸出電壓Vout達到第1閾值電壓Vmax時，遲滯 比較器50的輸出信號SIG20成為4氐電平。在輸出信號SIG20成為低電平時， 驅動電路20a停止開關動作。在開關動作停止時，輸出電壓Vout隨時間開始 下降。在停止開關動作，輸出電壓Vout下降至低於第1閾值電壓Vmax的第 2閾值電壓Vmin時，遲滯比較器50的輸出信號SIG20成為高電平，驅動電 路20a再次開始開關動作。第1闞值電壓Vmax和第2閾值電壓Vmin由遲滯 比較器50的遲滯寬度決定。
這樣，圖7的控制電路100a通過監視輸出電壓Vout並利用遲滯比較器 50的兩個閾值電壓，來控制開關電晶體M1、同步整流用電晶體M2，使得通 過交替地反覆執行其開關期間和停止期間這兩種狀態，來使輸出電壓Vout接 近目標電壓。本實施方式的使用了闞值電壓生成部40、輕負載檢測比較器42 的輕負載檢測技術，也能夠很好地適用於如圖7所示那樣使用了遲滯比較器 的控制電路100a。
進而，使用了實施方式的閾值電壓生成部40、輕負載檢測比較器42的輕 負載檢測技術，不僅可以適用於圖1、圖7所示的基於輸出電壓Vout來控制 開關動作的電壓模式控制，也可以適用於基於流過輸出電感器Ll的電流來控 制開關動作的電流模式控制的控制電路。作為電流模式控制的例子，峰值電 流模式控制和平均電流模式控制等^f皮廣泛運用，而本發明的輕負載檢測技術
無論在那種控制中都能很好地適用。
在實施方式中，作為由包含控制電路100的降壓型開關調節器200驅動 的負載，以微處理器為例進行了說明，但不限於此，可以對負載電流減少、 在輕負載狀態下工作的各種負載提供驅動電壓。
在實施方式中說明了控制電路100被一體集成在一個LSI中的情況，但 不限於此，也可以是一部分結構要件作為分立元件或晶片部件設置在LSI的 外部，或者由多個LSI構成。
另外，在本實施方式中高電平、低電平的邏輯值的設定僅是一例，可以 通過反相器等使其適當反轉而自由改變。
基於實施方式對本發明進行了說明，但顯然實施方式僅是表示本發明的 原理、應用，在不脫離權利要求書所規定的本發明的思想的範圍內，實施方 式可以有4艮多變形例和配置的變更。 〔工業可利用性〕
本發明的降壓型開關調節器及其控制電路，能夠適用於電子設備的電源 供給。
權利要求
1.一種同步整流方式的降壓型開關調節器的控制電路，其特徵在於，包括輸出級，包括被串聯連接的開關電晶體和同步整流用電晶體，將兩個電晶體的連接點所呈現的開關電壓提供給被連接在本控制電路的外部的開關調節器輸出電路；脈衝信號生成電路，生成脈衝信號並控制其佔空比，使得上述開關調節器的輸出電壓接近預定的基準電壓；驅動電路，基於上述脈衝信號，生成要施加到上述開關電晶體和上述同步整流用電晶體的柵極的第1柵極電壓、第2柵極電壓；以及輕負載檢測電路，將上述開關電壓與閾值電壓進行比較，在上述開關電壓超過上述閾值電壓時輸出預定電平的輕負載檢測信號，其中，所述閾值電壓是與第2柵極電壓同步的電壓，且在上述同步整流用電晶體應截止的期間成為高電平、在上述同步整流用電晶體應導通的期間成為低電平；其中，上述驅動電路在從上述輕負載檢測電路輸出上述預定電平的輕負載檢測信號時，控制上述第2柵極電壓使得上述同步整流用電晶體強制性地截止。
2. 根據權利要求1所述的控制電路，其特徵在於 上述輕負載檢測電路包括閾值電壓生成部，生成與上述第2柵極電壓同步，且在上述同步整流用 電晶體應截止的期間成為高電平，在上述同步整流用電晶體應導通的期間成 為4氐電平的閾4直電壓，和輕負載檢測比較器，將上述開關電壓與上述閾值電壓進行比較。
3. 根據權利要求1所述的控制電路，其特徵在於 上述閾值電壓是將上述第2柵極電壓邏輯反轉後的信號。
4. 根據權利要求2所述的控制電路，其特徵在於上述閾值電壓生成部包括輸入端子與上述同步整流用電晶體的柵極相連 接的反相器，並將該反相器的輸出信號作為上述閾值電壓進行輸出。
5. 根據權利要求1至4中任一項所述的控制電路，其特徵在於 上述驅動電路在從上述輕負載檢測電路輸出上述預定電平的輕負載檢測信號起到上述脈衝信號指示上述開關電晶體的導通的期間，強制性地使上述 同步整流用電晶體截止。
6. 根據權利要求5所述的控制電路，其特徵在於上述驅動電路包括時鐘端子被輸入上述輕負載檢測信號、復位端子被輸 入與上述脈衝信號相應的信號、數據端子被輸入高電平的D觸發器，並在上 述觸發器的輸出信號為高電平期間，強制性地使上述同步整流用電晶體截止。
7. 根據權利要求1至4中任一項所述的控制電路，其特徵在於 上述同步整流用電晶體是N溝道MOS電晶體。
8. 根據權利要求1至4中任一項所述的控制電路，其特徵在於 上述控制電路被一體集成在一個半導體襯底上。
9. 一種降壓型開關調節器，其特徵在於，包括開關調節器輸出電路，包括一端接地的輸出電容器，和一端與上述輸出 電容器的另一端相連接的輸出電感器；以及權利要求1至4中任一項所述的控制電路，向上述開關調節器輸出電路 提供開關電壓；其中，輸出上述輸出電容器的另一端的電壓。
10. —種電子設備，其特徵在於，包括 豐敘出電池電壓的電池；微處理器；以及權利要求9所述的降壓型開關調節器，將上述電池電壓降壓後提供給上 述微處理器。
全文摘要
脈衝信號生成電路(10)生成脈衝信號(SIG10)，並控制其佔空比使得輸出電壓(Vout)接近預定的基準電壓。驅動電路(20)基於脈衝信號(SIG10)生成要施加到開關電晶體(M1)和同步整流用電晶體(M2)的柵極的第1、第2柵極電壓(Vg1、Vg2)。閾值電壓生成部(40)生成與第2柵極電壓(Vg2)同步、且在同步整流用電晶體(M2)應截止的期間成為高電平、在同步整流用電晶體(M2)應導通的期間成為低電平的閾值電壓(Vth)。輕負載檢測比較器(42)將開關電壓(Vsw)與閾值電壓(Vth)進行比較，輸出輕負載檢測信號(SIG12)。
文檔編號H02M3/155GK101199105SQ20068002149
公開日2008年6月11日 申請日期2006年6月26日 優先權日2005年7月8日
發明者石野勉 申請人:羅姆股份有限公司