一種開關電源的控制系統的製作方法

2023-07-13 09:25:21 3

本實用新型涉及開關電源領域，特別是涉及一種開關電源的控制系統。

背景技術：

開關電源以其節能、環保、高效等優點，早已被廣泛應用於各種電器產品中；在開關電源的內部控制系統中包含有整流、濾波、驅動、反饋等相應的電路，用以達到開關電源內的控制系統的電路平衡實現電源的穩定輸出，而電路中每一部分的設計積極的影響著開關電源的工作效率。

目前，在現有的開關電源中雙管正激式變換器中，輸出的驅動控制信號是有兩路，來實現控制開關電源中的開關管的工作狀態，每一路控制信號驅動控制一個開關管，屬於分開獨立的，這種設計無疑造成開關損耗大，效率低；這樣造成開關電源的體積增大，也造成成本比較高；同時還存在單管正激變換器開關管電壓應力過高的缺點。

基於以上開關電源的控制系統存在的問題，本是實用新型提供了一種開關電源的控制系統。

技術實現要素：

本實用新型的目的提供了一種開關電源的控制系統，通過電流控制器實現雙管正激驅動，實現電壓穩定輸出。

本實用新型提供的技術方案如下：

一種開關電源的控制系統，包括：電源整流單元，用於將輸入的交流電源電壓整流轉換為直流電壓；電源轉換單元，與所述電源整流單元電連接，將整流後的所述直流電壓進行降壓轉換；電源儲能單元，與所述電源轉換單元電連接，將降壓轉換後的直流電壓進行濾波儲能；電源反饋單元，與所述電源儲能單元電連接，用於將降壓轉換後的直流電壓穩定在設定的工作狀態；電源驅動控制單元，分別與所述電源轉換單元，所述電源反饋單元電連接，用於根據接收的電源反饋單元輸出的直流電壓信號，驅動控制所述電源轉換單元的工作狀態，實現開關電源的控制系統的電壓反饋網絡平衡。

在本實用新型中，利用電源驅動控制單元的信號採樣，接收，調製，使本申請實現電壓穩定輸出，該控制系統簡單，成本低，工作頻率高，實用性強。

優選的，所述電源驅動控制單元包括：控制電路，驅動電路；所述控制電路包括：電流控制器U1，所述電流控制器的型號為UC3844；所述電流控制器的電壓輸入端通過兩個串聯的限流電阻R7和R8與所述電源整流單元電連接，還通過單向導通二極體D7與第一直流電壓供電端電連接；所述電流控制器的信號輸出端與所述驅動電路電連接；所述電流控制器的電流採集端通過限流電阻R11與所述電源轉換單元電連接，還通過採樣電阻R19與所述電流控制器的信號輸出端電連接。

優選的，所述驅動電路包括：第一開關管Q3，所述第一開關管的型號為NPN 9014；第二開關管Q4，所述第二開關管的型號為PNP 9015；第二變壓器T2，所述第二變壓器T2的型號為EP13；所述第一開關管Q3的基極端，所述第二開關管Q4的基極端通過限流電阻R16與所述電流控制器的信號輸出端電連接；所述第一開關管Q3的集電極端與所述第一直流電壓供電端電連接；所述第一開關管Q3的發射極端與所述第二開關管的發射極電連接，其公共端通過限流電阻R12與所述第二變壓器T2的初級繞組的一端電連接；所述第二開關管的集電極端與公共地端電連接；所述第二變壓器T2的初級繞組的另一端通過濾波電容C9與所述公共地電連接；所述第二變壓器T2的第一次級繞組的一端通過限流電阻R9，所述第二變壓器T2的第一次級繞組的另一端共同與所述電源轉換單元電連接；所述第二變壓器T2的第二次級繞組的一端通過限流電阻R10，所述第二變壓器T2的第一次級繞組的另一端共同與所述電源轉換單元電連接。

在本實用新型中，通過電流控制器UC3844的一路信號輸出端輸出PWM波形，再通過驅動變壓器T2產生兩路驅動波形來實現控制雙管正激的兩個MOS管，以實現雙管正激拓撲，解決了兩路驅動波形的同步問題。

優選的，所述電源轉換單元包括：第一MOS管Q1，第二MOS管Q2，所述第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的型號為10N60；第一變壓器T1；所述第一MOS管Q1的柵極端與所述驅動電路的所述第二變壓器T2的第一次級繞組的一端電連接；所述第一MOS管Q1的源極端通過採樣電阻R5與公共地端電連接，還與所述電流控制器的電流採集端電連接；還與所述第二變壓器T2第一次級繞組的另一端電連接；所述第一MOS管Q1的漏極端通過串聯後的電阻R2和電容C3與所述公共地端電連接，還與單向導通二極體D1的陽極的電連接；所述第二MOS管Q2的柵極端與所述驅動電路的所述第二變壓器T2的第二次級繞組的一端電連接；所述第二MOS管Q2的源極端，第二儲能電容C4的一端，第三儲能電容C2的一端電連接的公共端與所述第一變壓器T1的第一初級繞組的一端；還與所述第二變壓器T2第二次級繞組的另一端電連接；所述第二MOS管Q2的漏極端與所述單向導通二極體D1的陰極電連接，還通過電阻R1與所述第二儲能電容C4的另一端電連接；所述第一變壓器T1的第一初級繞組的通過電阻R6的與所述第三儲能電容C2的另一端電連接，還與所述第一MOS管Q1的漏極端電連接；所述第一變壓器T1的次級繞組的兩端與所述電源儲能單元電連接。

優選的，所述電源反饋單元包括：穩壓管U3，所述穩壓管U3的型號為TL431；光電耦合器U2，所述光電耦合器U2的型號為PC817；所述穩壓管U3的參考端同時與分壓電阻的R15的一端，分壓電阻的R21的一端，濾波電容C4的一端電連接；所述穩壓管U3的陰極端與所述濾波電容C4的另一端，所述限流電阻的R14的一端，以及所述光電耦合器U2的陰極端電連接；所述穩壓管U3的陽極端和所述第二分壓電阻R21的另一端共同與公共地端電連接；所述光電耦合器U2的陽極端通過限流電阻R13與所述電源儲能單元電連接，所述電源儲能單元還與所述第一分壓電阻的R15的另一端，所述限流電阻的R14的另一端電連接；所述光電耦合器U2的發射極端與所述公共地端電連接；所述光電耦合器U2的集電極端與所述電流控制器的補償端電連接。

優選的，所述儲能濾波單元包括：濾波電感L2，儲能電容E2，儲能電容E3；所述濾波電感L2的一端分別與所述儲能電容E2的正極端，所述儲能電容E3的正極端電連接；所述濾波電感L2的另一端與所述電源轉換單元中的第一變壓器T1的次級繞組一端電連接；所述儲能電容E2的負極端，所述儲能電容E3的負極端共同與所述電源轉換單元中的第一變壓器T1的次級繞組的另一端電連接。

優選的，所述電源整流單元包括：濾波電感，橋式整流電路；所述濾波電感L1的第一輸入端通過熔斷器FUSE1與所述交流電源的火線電連接；所述濾波電感L1的第二輸入端與所述交流電源的零線電連接；所述橋式整流電路的D2輸入端與所述濾波電感的輸出端對應電連接；所述橋式整流電路的D2正極輸出端與所述單向導通二極體D1的陽極端電連接，還與所述第二MOS管Q2的漏極端電連接；所述橋式整流電路的D2負極輸出端與所述公共地端電連接。

與現有技術相比，本實用新型提供一種開關電源的控制系統，至少帶來以下一種技術效果：

在本實用新型中，採用的電流控制器通過輸出的一路PWM波驅動信號，實現雙管正激變換，這很大程度上解決了兩路驅動波形的同步問題，以防止兩個MOS管同時導通而損壞電源。

在本實用新型中，通過電流控制器實現的雙管正激變換器有比較明顯的優勢，它克服了單管正激變換器開關管電壓應力過高的缺點，而且不需要特殊變壓器磁復位電路；更重要的是，與全橋變換器和半橋變換器相比，其在結構上有抗橋臂直通的優點。

在本實用新型中，具有穩定性好，通過電阻來調整電路啟動電壓值，電路簡單可靠；具有控制方式簡單，工作頻率可調節，反饋迴路簡單的特點。

附圖說明

下面將以明確易懂的方式，結合附圖說明優選實施方式，對一種開關電源的控制系統特性、技術特徵、優點及其實現方式予以進一步說明。

圖1是本實用新型一種開關電源的控制系統的一個實施例的結構圖；

圖2是本實用新型一種開關電源的控制系統的另一個實施例的電路圖。

具體實施方式

為了更清楚地說明本實用新型實施例或現有技術中的技術方案，下面將對照附圖說明本實用新型的具體實施方式。顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本實用新型的一些實施例，對於本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖，並獲得其他的實施方式。

為使圖面簡潔，各圖中只示意性地表示出了與本實用新型相關的部分，它們並不代表其作為產品的實際結構。另外，以使圖面簡潔便於理解，在有些圖中具有相同結構或功能的部件，僅示意性地繪示了其中的一個，或僅標出了其中的一個。在本文中，「一個」不僅表示「僅此一個」，也可以表示「多於一個」的情形。

本實用新型中提供了一種開關電源的控制系統的一個實施例，參考圖1所示，包括：電源整流單元100，用於將輸入的交流電源電壓整流轉換為直流電壓；電源轉換單元200，與所述電源整流單元電連接，將整流後的所述直流電壓進行降壓轉換；電源儲能單元300，與所述電源轉換單元電連接，將降壓轉換後的直流電壓進行濾波儲能；電源反饋單元400，與所述電源儲能單元電連接，用於將降壓轉換後的直流電壓穩定在設定的工作狀態，實現開關電源的控制系統的電壓反饋網絡平衡；電源驅動控制單元500，分別與所述電源轉換單元，所述電源反饋單元電連接，用於根據接收電源反饋單元輸出的直流電壓信號，並驅動控制所述電源轉換單元的工作狀態。

具體的，在本實施例中，電源整流單元還可以實現EMC功能，即EMC(磁兼容性是指設備或系統在其電磁環境中符合要求運行並不對其環境中的任何設備產生無法忍受的電磁幹擾的能力)；通過電源轉換單元是將通過整流後的高壓直流轉換成所需要的巨形波形低壓直流，利用電源儲能單元將巨形波形低壓直流轉換成平直的低壓直流，進一步控制電源反饋單元實現穩定的低壓直流；電源驅動控制單元採集電源轉換單元的電流信號，並控制輸出至電源轉換單元的驅動信號，通過接收電源反饋單元的電源信號達到開關電源的控制系統穩定平衡。

在本實用新型中，利用電源驅動控制單元的信號採樣，接收，調製，使本申請實現電壓穩定輸出，該控制系統簡單，成本低，工作頻率高，實用性強。

本實施例是在以上的實施例的基礎上，提供的一種開關電源的控制系統的另一個實施例，參考圖2所示，在本實施例中，所述電源驅動控制單元包括：驅動電路，控制電路；所述控制電路包括：電流控制器U1，所述電流控制器的型號為UC3844；所述電流控制器的電壓輸入端VC(7腳)通過兩個串聯的限流電阻R8和R7與所述電源整流單元中共模電感，也即濾波電感L1的輸出端電連接，在開關電源的控制系統上電時，提供電源信號給電流控制器UC3844使其進入工作狀態，使其電流控制器的信號輸出端(6腳)輸出PWM信號，驅動第一開關管Q3和第二開關管Q4進一步控制電源轉換單元中的兩個MOS管的工作狀態，以此進一步的控制變壓器T1輸出穩定的電壓VCC，使電流控制器U1的輸入端輸入電壓VCC；而單向導通二極體D7與第一直流電壓供電端VCC電連接，起到反向隔離的作用；所述電流控制器的信號輸出端與所述控制電路電連接；輸出PWM信號，驅動第一開關管Q3和第二開關管Q4的工作狀態；所述電流控制器的電流採集端(3腳)通過採樣電阻R11與所述電源轉換單元電連接，還通過採樣電阻R19與所述電流控制器的信號6腳輸出端電連接；採樣電阻R11用於採集第一MOS管Q1的導通頻率；採樣電阻R19用於採集PWM的信號的頻率；第一開關管Q3，所述第一開關管的型號為NPN 9014；第二開關管Q4，所述第二開關管的型號為NPN 9015；第二變壓器T2，所述第二變壓器T2的型號為EP13；第二變壓器T2為驅動變壓器，用於驅動雙MOS管Q1和Q2；所述第一開關管Q3的基極端，所述第二開關管Q4的基極端通過限流電阻1R21與所述電流控制器的信號輸出端(6腳)電連接；所述第一開關管Q3的集電極端與第一直流電壓供電端VCC電連接；所述第一開關管Q3的發射極端與所述第二開關管的發射極電連接，其公共端通過限流電阻R12與所述第二變壓器T2初級繞組一端電連接；所述第二開關管的集電極與公共地端電連接；所述第二變壓器T2初級繞組另一端通過濾波電容C9與所述公共地電連接；所述第二變壓器T2的第一次級繞組的一端通過限流電阻R9，所述第二變壓器T2的第一次級繞組的另一端共同與所述電源轉換單元電連接；所述第二變壓器T2的第二次級繞組的一端通過限流電阻R10，所述第二變壓器T2的第一次級繞組的另一端共同與所述電源轉換單元電連接。

在本實用新型中，通過電流控制器UC3844的一路信號輸出端輸出PWM波形，再通過驅動變壓器T2產生兩路驅動波形來實現控制雙管正激的兩個MOS管，以實現雙管正激拓撲，解決了兩路驅動波形的同步問題。

進一步，本實用新型在以上實施例的基礎上還提供了另一個實施例，參考圖2所示，所述電源轉換單元包括：第一MOS管Q1，第二MOS管Q2，所述第一MOS管Q1和第二MOS管Q2的型號為10N60；變壓器T1；所述第一MOS管Q1的G柵極端與所述第二變壓器T2第一次級繞組的一端電連接；所述第一MOS管Q1的S源極端通過採樣電阻R5與公共地端電連接，還與所述電流控制器的電流採集端電連接；還與所述第二變壓器T2第一次級繞組的另一端電連接；兩個MOS管的工作狀態由驅動變壓器T2進行控制；所述第一MOS管Q1的D漏極端通過串聯後的濾波電阻R2和濾波電容C3與所述公共地端電連接還與單向導通二極體D1的陽極的電連接；所述第二MOS管Q2的G柵極端與所述第二變壓器T2第二次級繞組的一端電連接；所述第二MOS管Q2的S源極端，第二濾波電容C4的一端，第三濾波電容C2的一端電連接的公共端與所述第一變壓器T1的第一初級繞組的一端；還與所述第二變壓器T2第二次級繞組的另一端電連接；所述第二MOS管Q2的D漏極端與所述單向導通二極體D1的陰極電連接，還通過電阻R1與所述第二濾波電容C4的另一端電連接；所述第一變壓器T1的第一初級繞組的通過電阻R6的與所述第三濾波電容C2的另一端電連接，還與所述第一MOS管Q1的D漏極端電連接；電阻R4和R3為下拉電阻；所述第一變壓器T1的次級繞組的兩端與所述電源儲能單元電連接；電阻R2和電容C3，電阻R1與電容C4，電阻R6電容C2，具有放電和濾波的作用，防止尖峰電壓信號造成MOS管衝擊過大，損壞MOS管。

進一步，本實用新型在以上實施例的基礎上還提供了另一個實施例，參考圖2所示，所述電源反饋單元包括：穩壓管U3，所述穩壓管U3的型號為TL431；光電耦合器U2，所述光電耦合器U2的型號為PC817；所述穩壓管U3的參考端R同時與分壓電阻的R15的一端，分壓電阻的R21的一端，濾波電容C4的一端電連接；所述穩壓管U3的陰極端K與所述濾波電容C4的另一端，所述限流電阻的R14的一端，以及所述光電耦合器U2的陰極端電連接；所述穩壓管U3的陽極端R和所述第二分壓電阻R21的另一端共同與公共地端電連接；所述光電耦合器U2的陽極端通過限流電阻R13與所述電源儲能單元電連接，所述電源儲能單元還與所述第一分壓電阻的R15的另一端，所述限流電阻的R14的另一端電連接；所述光電耦合器U2的發射極端與所述公共地端電連接；所述光電耦合器U2的集電極端與所述電流控制器的補償端電連接。在本實施例中，通過變壓器T1變壓轉換後的輸出電壓Uo經過濾波後進入到電源反饋單元，而輸出電壓的大小直接通過分壓電阻R21和電阻R15的比例配比得知；輸出穩壓通過TL431(IC2)以及光耦(1IC3)加以實現，電源輸出電壓Uo由R15、R21分壓，正常時得到2.5V的取樣電壓，送到TL431的控制端R。因為R端電流極小，可以忽略，因而R15、R21的取值可以按輸出電源Uo與2.5V之比選取，即Uo＝2.5*(1+R15/R21)。當Uo上升時，R端電壓升高，Ika增大也即流經電阻R14的電流，光耦合器發光二極體電流也增大，通過光耦合器次級控制開關脈衝的脈寬減小，光耦輸出電壓降低即Vge(3和4腳之間)，反饋在電流控制器的補償端，即(1腳)，致使電流控制器的輸出端(6腳)，起到了穩定輸出電壓的作用。TL431和光電耦合器的工作電壓為Uo，R14則限制TL431的電流Ika，使光電耦合器工作在線性區內。由於TL431的比較器和放大器增益都較高，使用中常在TL431穩壓器K-R極之間接入RC電路，以防止寄生振蕩。

進一步，本實用新型在以上實施例的基礎上還提供了另一個實施例，參考圖2所示，所述儲能濾波單元包括：濾波電感L2，儲能電容E2，儲能電容E3；所述濾波電感L2的一端分別與所述儲能電容E2的正極端，所述儲能電容E3的正極端電連接；所述濾波電感L2的另一端與所述電源轉換單元中的第一變壓器T1的次級繞組一端電連接；所述儲能電容E2的負極端，所述儲能電容E3的負極端共同與所述電源轉換單元中的第一變壓器T1的次級繞組的另一端電連接。在該實施例中設置了兩個反向二極體D4和D5，具有反向隔離的作用；兩個儲能電容是輸出的電壓平滑穩定。

進一步，本實用新型在以上實施例的基礎上還提供了另一個實施例，參考圖2所示，所述電源整流單元包括：濾波電感L1，橋式整流電路；所述濾波電感L1的第一輸入端通過熔斷器FUSE1與交流電源的火線電連接；熔斷器具保護電路電流過大的作用，當電流超過限定值是，熔斷器發生斷路；所述濾波電感L1的第二輸入端與所述交流電源的零線電連接；所述橋式整流電路的D2輸入端與所述濾波電感的輸出端對應電連接；所述橋式整流電路的D2正極輸出端與所述單向導通二極體D1的陽極端電連接，還與所述第二MOS管Q2的漏極端電連接；所述橋式整流電路的D2負極輸出端與所述公共地電連接；將整流濾波後的直流電壓，供給電壓變換器進行降壓。

在本實用新型中，將交流信號經過開關電源後輸出穩定的電壓供給相應的用戶端，而在本申請的開關電源的控制系統中的電流控制器UC3844通過信號輸出端(6腳)，輸出的PWM信號的通過兩個開關的關閉與導通，進一步控制驅動變壓器輸出驅動電壓信號控制兩個MOS管的導通與關斷，而本系統的中的元器件的工作電壓是通過變壓變換器T1的降壓轉換而得到，當PWM輸出為高電平時，第一開關管Q3以及第二MOS管Q2同時導通，第一MOS管Q1導通後，電流控制晶片的3腳採集電阻R5的電流，獲取第一MOS管Q1導通的工作狀態，反應輸出的電壓Uo的狀態，進一步通過光電耦合輸出的電壓反饋在電流控制器的補償端(1腳)，進一步控制PWM信號的輸出脈寬狀態，由此達到整個電源開關控制系統的穩定輸出狀態。在雙管正激變換器中，兩開關管是同步的，因此採用變壓器分兩路來同時給開關管驅動信號；UC3844正常工作時的電源和電壓反饋由主變壓器的反饋繞組提供；除此之外，通過小電阻對開關管電流進行採樣，作為UC3844的電流反饋信號。在常規的雙管正激變換器電路中，會採用具有兩路輸出PWM波的驅動晶片，而本申請中採用了具有一路驅動PWM波的UC3844晶片，這很大程度上解決了兩路驅動波形的同步問題。

在本實用新型的申請中，元器件的參數信息在滿足本申請的性能參數時，可以進行相應的替換。

應當說明的是，上述實施例均可根據需要自由組合。以上所述僅是本實用新型的優選實施方式，應當指出，對於本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本實用新型原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本實用新型的保護範圍。