開關模式轉換器及控制開關模式轉換器的方法

2023-07-13 20:10:31

開關模式轉換器及控制開關模式轉換器的方法
【專利摘要】公開了一種用於控制開關模式轉換器的方法，所述開關模式轉換器包括開關，並且用於向有負載的器件提供功率，所述方法包括：響應於超過第一閾值的所述負載，工作於第一模式；響應於超過第二閾值且未超過所述第一閾值的所述負載，工作於第二模式；響應於超過第三閾值且未超過所述第二閾值的所述負載，工作於第三模式；及響應於未超過所述第三閾值的所述負載，工作於第四模式。也公開了由以上方法控制的開關模式轉換器。
【專利說明】開關模式轉換器及控制開關模式轉換器的方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及開關模式轉換器及控制開關模式轉換器的方法，具體地涉及依賴於多個不同控制模式如連續導通模式(CCM)、邊界導通模式(BCM)、非連續導通模式(DCM)的轉換器及方法。
【背景技術】
[0002]已知可根據目標應用使用不同控制模式控制開關模式轉換器，如逆向轉換器(flyback converter)。各個控制模式各有其不同的優缺點:
[0003]在連續導通模式(CCM)下，磁性元件如逆向轉換器中的變壓器的磁化電流在主行程中從非零的正的最小水平增加至最大水平，再在次行程中降回至最小水平。CCM提供初級側及次級側的最低均方根(RMS)損耗。但切換損耗高，尤其是在逆向轉換器的情形中，與在電壓為Vin+N*Vout時接通相關聯的電容損耗高。並且，「軟切換」或零電流切換(ZCS)也不可用，還存在由於輸出二極體的反向恢復引起的另外損耗。由於電容接通損耗保持恆定，在低負載狀態下，效率迅速下降。
[0004]在邊界導通模式(BCM)下，磁性元件如變壓器的磁化電流在主行程中從有效零值增加至最大水平，再在次行程中降回至零值。次行程在電流回到零值時結束，任意後續主行程緊跟其後。因此，電流的確降至零值，但在導通中沒有間隔:因此，此導通模式處於連續及非連續之間的「邊界」。實際上，在BCM中，開關上的電壓常常在次行程結束時下降，由於在電流停止時建立振蕩或共振，切換在開關上的電壓的第一個波谷的底部處常受影響。但在被稱為具有波谷跳過的BCM的BCM變體中，接通可能延遲此振蕩的一個或多個周期-也就是說，在主行程在下一個「波谷切換」時刻重啟以前，跳過一個或多個波谷。
[0005]BCM模式(有或無波谷跳過)的優點有:切換損耗低，(沒有反向恢復損耗，特別地，波谷切換引起的電容接通損耗低)，磁性元件的主要電感值低，從而使得相對較低的匝數以及隨之而來的串聯電阻減小；但開關頻率隨輸入電壓及負載變化，並且由於BCM操作的原理，開關頻率隨負載下降而嚴重增加，導致在與非常低負載相應的很高頻率上的切換損耗聞。
[0006]非連續導通模式(DCM)受益於較低的電感值。通常開關頻率是固定的。但相對於BCM操作，低負載時的空閒時間相對長，從而導致相當高的峰值電流及高的RMS損耗。並且，由于波谷切換不可用，切換損耗也比BCM下的高。
[0007]已知有結合BCM與DCM的控制器。此處，全功率下運行具有波谷切換的真正BCM ；若負載下降，則開關頻率增加，直至達到作為頻率鉗位的上限為止。之後，即仍在較低負載下，採用DCM或沿用具有波谷跳過的BCM。此種模式結合在伴隨低輸入電壓的高負載狀況下存在缺點，因為這樣的話，峰值電流變得很高(開關頻率減小，並且由於例如在逆向轉換器的情形中每個切換周期傳輸的能量為l/2LI2f(L響應於磁化電感，I為最大磁化電流，f為開關頻率)，電流隨頻率下降而上升)。必須為此最小輸入電壓下的最大負載設計變壓器:則對中間及低的負載而言，此變壓器是次優的。為適應電感值，需同時使用多匝數和大氣隙以防止飽和。流過開關的RMS電流也變得很大。
[0008]也已知有結合CCM與DCM的控制器。通常開關頻率是固定的。由於CCM具有含有兩個級點的開環響應，並可能含有右半平面的零點，而DCM具有簡單的單極點響應，這種控制器需要複雜的控制策略。
[0009]飛兆公司的功率開關FSQ510的數據表公開了包括在高負載下運行CCM、在中間及低的負載下運行BCM及具有波谷切換的BCM的結合的控制方法。由於此方案在相對低的部分負載下需要非常高的開關頻率，此方案並不理想；而且，由於該控制策略為CCM到BCM或DCM的轉變使用了頻率下限，該頻率下限直接與固定的頻率上限相關，因而，解決這個缺陷
非常重要。
[0010]因此，需要提供一種控制轉換器如逆向轉換器的方法，該方法至少能從以下之一受益:控制模式的靈活性、相對簡單的控制策略以及在相對寬的電壓及/或負載範圍內有相對低的損耗。

【發明內容】

[0011]根據本發明的第一方面提供一種控制開關模式轉換器如直流-直流轉換器的方法，所述開關模式轉換器包括開關，並且用於向有負載的器件供電，所述方法包括:響應於所述負載超過第一閾值，工作於第一模式，所述第一模式是CCM ;響應於所述負載超過第二閾值且未超過所述第一閾值，工作於第二模式，所述第二模式是無波谷跳過的BCM，其中，開關頻率隨所述負載下降而增加；響應於所述負載超過第三閾值且未超過所述第二閾值，工作於第三模式，所述第三模式是具有波谷跳過的BCM，其中，所述開關頻率取決於所述負載及跳過的波谷的次數，並處於開關頻率下限與固定的開關頻率上限之間；及響應於所述負載未超過所述第三閾值，工作於第四模式，所述第四模式是具有波谷跳過的BCM，其中，所述開關頻率至少取決於所述負載，並處於開關頻率上限與開關頻率下限之間，其中，所述開關頻率上限隨所述負載下降而降低。
[0012]因此，根據本發明的此方面，可根據負載器件的功率操作合適的控制模式；響應於器件功率要求的變化，本方法可能選擇幾種不同的控制模式之一。應理解，在開關模式功率轉換器領域，術語「負載」通常指從開關模式功率轉換器吸收功率的器件，或指該器件從或試圖從開關模式功率轉換器吸收的功率。為避免任何可能的誤解，本文提出，「負載」指功率而非負載。應理解，文中提及的一些限制如第三模式中的固定開關頻率上限，可能由應用設計者在很少的約束的條件下選擇，另一些限制如第三操作模式中的開關頻率下限，由於可直接由設計的拓撲結構或具體應用中的元件值得到，則是預設的。術語「限制」可做廣泛理解，包括但不限於設計、拓撲結構、具體應用或控制算法設定。
[0013]優選的，通過計時器確定第一模式下的開關頻率，本方法還包括步驟:檢測所述開關上的電壓的波谷；及作為響應，禁用所述計時器。
[0014]計時器可能通過在預設時間結束後使開關接通來確定開關頻率-例如，自從最後導通開關開始的預設時間。這可能在第一模式中產生固定開關頻率。
[0015]如以上所總結的，禁用計時器提供結合四種模式的有利方法。在這種方式下，可優化第一(CCM)模式中的開關頻率，使其獨立於其他模式。特別地，可使第一模式下的開關頻率大於或小於第三模式下的最小開關頻率。在結合BCM與CCM操作的已知控制器中，CCM模式下的開關頻率必須小於使用具有波谷跳過的BCM的模式下的最小頻率。換句話說，在已知控制器中，BCM模式下的頻率必須高於CCM模式下的(固定)頻率。因此，不可能在這些控制器中的BCM模式下開發降低頻率的操作。
[0016]響應于波谷檢測禁用計時器使得在較低負載下，可使用低於CCM開關頻率的頻率。這可應用於第三及第四模式。特別地，禁用計時器允許第四模式中的頻率上限隨負載減小而減小。
[0017]此處，禁用計時器意味著防止計時器控制開關。這可能由多種方式實現，包括但不限於:重置計時器，或將計時器的輸出與開關或控制開關的元件去耦合。
[0018]在第四模式下，優選的，開關頻率上限依據轉換器的控制電壓(VcontiOl)減小。
[0019]在這種情形下，頻率限制直接依據控制信號減小。當負載減小時，無需等待負載下降的效果傳遞至控制器中的其他變量，這提供了迅速反饋。由於可隨意選擇控制信號至頻率限制的傳輸函數，也可允許減小頻率限制的靈活控制。
[0020]可由另一計時器確定第四模式下的開關頻率，該計時器提供根據控制信號水平變化的時延。優選的，該計時器為受電壓控制的計時器。可通過促使或使得開關在可變延時結束時接通-例如在開關上一次導通的瞬間後，來確定開關頻率。
[0021]在實施例中，第一閾值是所述開關中的RMS損耗與切換損耗相等時的負載值。因此，雖然可廣泛選擇第一閾值，通過將CCM模式至BCM模式轉變的閾值選擇在使開關中的RMS損耗與切換損耗相等的負載值或接近該負載值處，可最小化系統損耗。
[0022]在實施例中，第二閾值是所述開關頻率與預設最大開關頻率上限相等時的負載值。
[0023]在實施例中，該方法還包括，響應於所述負載未超過低於所述第三閾值的另一閾值，以第二固定開關頻率工作於第五模式，所述第五模式是DCM。在實施例中，在所述另一閾值處，所述第二固定開關頻率與所述開關頻率下限相等。
[0024]在其他實施例中，該方法還包括，響應於所述負載未超過低於所述第三閾值的另一閾值，以第二固定頻率上限工作於第五模式，所述第五模式是和具有波谷跳過的BCM。
[0025]在實施例中，所述第二固定開關頻率上限與在所述另一閾值處的所述開關頻率上限相等。
[0026]在其他實施例中，該方法還包括，響應於所述負載未超過低於所述第三閾值的第四閾值，以固定開關頻率工作於突發模式。
[0027]在實施例中，該方法還包括，響應於所述負載未超過低於所述第三閾值的第四閾值，以隨負載下降而下降的開關頻率工作於DCM或具有波谷跳過的BCM模式。
[0028]根據本發明的另一方面，提供一種控制器，用於開關模式轉換器並配置用於以上總結的方法操作，所述控制器包括:開關；驅動器，用於向所述開關提供控制信號以切換所述開關；比較器，用於比較對流過所述開關的電流加以表示的信號與第二控制信號；受電壓控制的計時器，用於提供取決於第三控制信號的可變時延；計時器，用於確定所述第一模式下的所述開關頻率；及波谷檢測電路，用於在電壓最小時使能切換。
[0029]優選的，控制器配置為響應于波谷檢測電路的輸出，禁用計時器。
[0030]可以由所述第三控制電壓導出所述第二控制電壓。
[0031]優選的，通過比較所述轉換器的輸出電壓與基準電壓產生所述第三控制電壓。優選的，輸出電壓是開關模式電源的輸出分壓。
[0032]結合以上所述的實施例，本發明的這些及其他方面是明顯且得以闡明的。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0033]為了更好的理解本發明，將根據以下附圖對本發明的實施例進行示例性地描述:
[0034]圖1示出先前技術中的控制方法中的功率與頻率的關係；
[0035]圖2示出根據實施例的功率與頻率的關係；
[0036]圖3不出頻率下限fsw, Ot11較接近頻率上限時的功率與頻率之間的關係；
[0037]圖4示出在極低部分負載下頻率下降的功率與頻率之間的關係；
[0038]圖5不出兩個不同線輸入電壓下功率與頻率限制之間的關係；
[0039]圖6示出所提出的方案的兩個不同設計方法；
[0040]圖7示出相關初級側及次級側的電流波形；
[0041]圖8示出根據實施例的控制算法的簡化狀態圖；
[0042]圖9示出根據實施 例的一個方面的示意圖；
[0043]圖10示出在CCM操作情形中的時序圖；
[0044]圖11示出CCM操作情形中fsw，low接近f sw, upp的情況下的時序圖；
[0045]圖12示出真正BCM操作情形中的時序圖；
[0046]圖13示出頻率上限情形中的時序圖；
[0047]圖14示出與負載相關的頻率上限下降情形中的時序圖；及
[0048]圖15示出受電壓控制的計時器的其他非限制性特徵。
[0049]應當注意，所附圖表沒有按照比例繪製。為附圖的清楚及便利起見，在大小上放大或縮小了這些附圖中的部件的相關尺寸及比例。在更改的及不同的實施例中，通常使用相同的附圖標記表示相應或相似的特徵。
【具體實施方式】
[0050]圖1示出先前技術中的控制方法中的橫坐標或橫軸上的功率與縱坐標或縱軸上的頻率之間的關係。在此方法中，在101所示的滿負載情形下，在固定頻率fsw，rcM下應用CCM切換。當負載下降至低於閾值時，如102所示應用BCM，並允許其開關頻率上升，直至該開關頻率達到最大頻率fsw，upp為止，如103所示。由控制電路中將持續時間編程為值I / fsw；upp的定時器設定最大頻率fsw，upp ;在如104所示的更低負載情形下，在另一相關的最小開關頻率fsw,msT，發生一種類型波谷跳過(由於空白間隔的原因)。
[0051]如以上簡略所述，這種控制是不理想的。特別是，控制策略為從BCM / DCM到CCM操作的轉變使用頻率下限fsw,rcM，因此在此最低開關頻率下直接啟動了固定頻率操作。現在，在部分負載情形下，試圖減小開關頻率有兩個問題。首先，對所描述的實行方案而言，將開關頻率減小至低於fsw,rcM(在一具體實行方案中為94.34kHZ)的值是不可能的。這意味著不能從減小頻率中獲得真實利益。第二，通常在CCM操作中，由於不再可能有波谷切換，初始的固定頻率操作導致高於所需的電容接通損耗。第三個問題是設計限制，因為在給出的執行方案中，不允許DCM / BCM(BCM加上波谷跳過)操作的最低頻率降至94.3kHZ以下，這就在任何外部緩衝器電容的值上加上了例如上限。第四，不能使頻率下限fsw,α?(見圖1中點101)非常接近頻率上限fsw，upp。
[0052]圖2示出根據實施例的橫坐標或橫軸上的功率與縱坐標或縱軸上的頻率之間的關係。如區域221中的曲線201所示，電源在全功率下使用CCM。與通常在高功率中佔主導地位的RMS損耗相比，電容接通損耗相對小。
[0053]由於限制了峰值電流，通過允許使用這種模式，用以抑制飽和的匝數的個數可以少。降低匝數的個數也可能引入較低的損耗:電線的總長可能縮短；更進一步地，在同樣的彎曲區域，可使用更厚的電線(或例如是多股絞合線)，從而更多的降低串聯電阻。而且在CCM中，電流的RMS值有所減小。此外，在CCM中，磁芯中的通量密度的搖擺小，這也導致變壓器中的低損耗。磁性元件中的RMS電流也可能相對低，從而導致開關、輸出整流器及輸出電容中相對低的歐姆損耗。
[0054]應當理解，僅在CCM中的切換損耗足夠低以致不能抵消與電流相關的RMS損耗中的增益的情況下，這是有益的。也即，每當負載高(例如每當電流相關的損耗佔主導地位時)且/或輸入電壓低時，這才是真正有益的。輸入電壓低時，由於接通時開關上的電壓低，接通損耗相對小。
[0055]當負載降低至低於第一閾值時，第一操作模式-純CCM-變成BCM操作，以此方式，一種模式平穩轉變至另一種模式。在較低負載下，控制器工作於第二操作模式中，特別是BCM模式以及更優的真正BCM模式中，如區域222所示。這可能發生於例如負載為全功率負載的80%至95%間的情況；但需要注意的是，提到的全功率負載的百分比值僅僅是示例:本領域的技術人員容易理解，可為區域之間的邊界選擇適於具體應用的其他值。如這裡使用的，真正的BCM模式意味著在磁化電流達到零以後，轉換器工作於漏源電壓的第一個波谷。也即，真正BCM包括如上所述的波谷切換；但應理解本發明並不局限於此。如本領域技術人員所熟知，對於真正BCM，隨著負載下降，開關頻率增加，如曲線202所示。
[0056]進一步降低負載至第二閾值以下(例如，在全功率的40%至80%之間)將導致BCM / DCM操作-第三操作模式，如區域223所示。如上所述，此操作模式也可被稱為具有波谷跳過的BCM。這是由於頻率上限fsw,upp的引入造成的。這意味著轉換器工作于波谷跳過下，但不使用第一個而是任意後繼波谷。這導致了頻率上限fsw,upp(如圖2中實線所示)與較低開關頻率fsw，_(如圖2中虛線所示)之間輕微的頻率變化。較低開關頻率fsw，_與設計相關，且或多或少接近頻率上限。在曲線的連續區域203、304等處，如本領域技術人員所熟知的，成功跳過多個波谷。
[0057]受益於這種控制方法，外部緩衝電容器的值不再受限，因為在BCM中，由于波谷切換，電容接通損耗在很大程度上減小。應理解，頻率下限fsw，rcM的選擇具有寬的設計自由；特別是相對於圖1所示的先前技術的控制方法而言。由於不再需要頻率間有最小差值，可選擇非常接近頻率上限fsw，upp的fsw,o:M，例如
[0058]對於更低的輸出功率，低於第三閾值(低的部分負載，例如20%至40%間的全功率)且如區域224所示，頻率上限下降。儘管稍高一些的RMS損耗存在，但可能得到在較低功率水平佔主導地位的切換損耗的減小；減小程度可能特別大。在此實施例中，在此區域，響應於第四操作模式，轉換器仍工作於具有波谷跳過的BCM中。
[0059]在其他實施例中，在此負載範圍內，控制轉換器工作於DCM而非具有波谷跳過的BCM中。但通常獲益少於工作在具有波谷跳過的BCM中。[0060]在實施例中，為防止進入可聽範圍，頻率減小的程度受限於值fsw，min。fsw,fflin的值通常可為但不限於20kHz或接近20kHz。
[0061]在非常低部分負載(例如1%至20%間的全功率)的情形下，如圖2中區域225所示，在不同實施例中，可再次實施幾種可能的操作模式。在特別簡單的實施方案中，頻率受限於如上所述仍高於可聽範圍的值fsw，min，控制器工作於固定頻率下的DCM中。然而，由於在此低開關頻率範圍內由跳過一個波谷引起的頻率差值變得多少可忽略不計，在從檢測的角度看可行的應用中，也有可能不固定開關頻率而固定頻率上限並仍然使用波谷跳過；本領域技術人員應理解，在一些實施例中，衰減振蕩可能會妨礙波谷最小值的可靠確定。
[0062]在極端低的部分負載及待機操作情形中，如區域226所示，可能實施本領域技術人員所熟知的幾種解決方案中的任一種。一種已知解決方案是突發模式，如圖2所示。另一種非限制選擇是趨向零的另一頻率減小模式，例如如圖4所示。
[0063]根據設計，突發模式甚至可能在頻率下限到達以前發生。
[0064]在逆向轉換器情形中，可能以如下方式選擇合適的第一閾值，即第一操作模式CCM與第二操作模式BCM間的轉換:
[0065]在最大功率下，變壓器初級側繞組的電流從定值Itl開始，在開關的導通時間Ton內增加定值Λ I。從輸入電壓流出的平均電流可確定為:
[0066]Iav= δ (10+Δ I / 2)，因此功率為:Vin* δ * (I。+Λ I / 2)
[0067]當功率水平下降時，平均電流也下降，因此Itl也下降(因為Λ I保持恆定，為Vin*Ton / L)。
[0068]在一定水平下，10下降至零，響應於第一閾值及從第一模式到第二模式的轉變，達至Ij BCM操作。
[0069]可能以如下方式選擇合適的非限制性的第二閾值，即第二操作模式BCM與具有波谷跳過的BCM的第三操作模式之間的轉換，:
[0070]進一步降低功率水平，維持BCM操作，Ipeak也下降。這將導致開關頻率增加，如202所示，直至達到開關頻率上限為止。達到此上限響應於第二閾值及從第二模式到第三模式的轉變。
[0071]可能以如下方式選擇合適的非限制性的第三閾值，即第三操作模式-具有波谷跳過的BCM與第三操作模式-具有波谷跳過但具有與負載相關的頻率上限的BCM間的轉換:
[0072]隨著負載在第三區域進一步減小，切換損耗變得相對更重要並開始佔據主導地位。從效率的觀點而言，在某個響應於第三閾值的點，減小頻率上限以限制切換事件的次數並因此減小切換損耗變得合乎情理。在任何特別的實施方案中，由設計及所選元件的值確定此第三閾值。特別地，可能根據與頻率相關的損耗與其他損耗間的平衡選擇閾值，也可能預先決定閾值或用實驗方法選擇閾值。
[0073]圖3示出根據實施例的功率與頻率之間的關係，在此實施例中，頻率下限比在圖2所示實施例的情形中更接近頻率上限。此圖與圖2所示相似；但在此情形中，為高功率操作選擇了如fsw，O*，，所示的較高值，而不是如圖2中fsw,o；M及圖3中短劃線所示的相對低的頻率下限。如圖中清晰所示，321區域的CCM操作比圖2所示對應的CCM操作221延伸至更低負載302。CCM操作221僅向下延伸至負載301。相反地，響應於第二模式操作的BCM區域322延伸至操作負載的更小部分或範圍，如此，標誌轉變至第三模式-具有波谷跳過的BCM的第二閾值才在相同位置出現。因此，有益地，標誌CCM至BCM的轉變的頻率下限並不與第三模式操作-具有波谷跳過的BCM的頻率擴展(即fsw，upp與與設計相關的較低開關頻率fsw，dep間的差值)相關。
[0074]圖4示出根據實施例的在極低部分負載下頻率降低情形中功率與頻率之間的關係。此實施例中的控制與圖2中所示的控制大致相似；但在與區域226對應的極低負載下，此實施例中的開關頻率如606所示進一步向零減小，而不是工作於突發模式。本領域技術人員容易理解，可通過使用純DCM操作或具有波谷跳過的BCM實施控制的此部分。
[0075]圖5示出根據實施例的功率與頻率限制之間的關係。頻率限制導致兩個不同輸入電壓的使用，例如兩個不同的線性電壓；高輸入電壓下的功率-頻率曲線以501的點劃線示出，低輸入電壓下的功率-頻率曲線以502的實線示出。由於輸入電壓變化，電流波形的斜率也變化，並導致在同一功率水平出現不同開關頻率。在真正BCM操作中，較高輸入電壓水平通常意味著同一功率水平下的較高開關頻率。也即，與較高輸入電壓下對應的區域3』及2』間的轉換處的功率水平Pb_d』相比，在低輸入電壓的情形中，從真正BCM操作(區域2」)到頻率限制(區域3」)的轉變通常發生在較低的功率水平Pb_d」。然而，不僅是從區域2至區域3的轉變處發生變化，從CCM (區域I)至真正BCM操作(區域2)的轉變處的功率水平也受到影響:即，與較高輸入電壓下對應的區域2』及I』間的轉換處的功率水平相比，在較低輸入電壓下CCM操作(區域I」)至真正BCM(區域2」)的轉變發生於較低功率水平。
[0076]圖6示出根據實施例所提出的解決方案的兩個不同設計方法。與圖5相似，圖中示出響應於501的相對高輸入電壓和502的相對低輸入電壓的兩條不同功率-頻率曲線。由於輸入電壓對區域I至2及區域2至3的轉變處的功率水平的影響，結合圖5而言，設計者有額外的自由度:一方面，有可能設計SMPS以使轉換器在低及高輸入電壓下以全功率Pmax,Desigm工作於CCM中。但在有些應用中，由於儘可能避免CCM操作的切換損耗的出現，這是個優點。因此，應僅在最低輸入電壓(伴隨最高出現電流)下應用CCM操作以避免電感飽和。因此，第二個方法是，設計SMPS以使轉換器僅在低輸入電壓及最大功率水平Pmax，Design2的情形下工作於CCM。在最大功率水平Pmax,sign2的情形下，對於高的輸入電壓，轉換器則自動工作於更有益的BCM操作。
[0077]圖7示出在逆向轉換器的情形下，以上討論的與圖4相關的模式中初級側的電流波形(實線)與次級側的電流波形(虛線)。CCM模式操作(對應於區域221中的高功率或高負載操作)的初級側及次級側波形如701所示；CCM / BCM邊界的波形如702所示；在頻率上限fsw,upp下，真正BCM操作(區域222)的波形如703所示，具有波谷跳過的BCM(區域223)如704所示；最後，頻率減小模式(區域224)的波形如705所示。
[0078]需要指出的是，為清楚起見，未為圖7的任何波形描畫波谷切換或波谷跳過的情形。如本領域技術人員應理解，通常可實施波谷切換，除了在CCM操作中。
[0079]圖8示出根據實施例的控制算法的簡化狀態圖。需要在開始就提出，為簡化起見，未示出本領域技術人員所熟知的在最低功率水平的操作，如225及226。
[0080]流程圖具有三個狀態或盒子:
[0081]在進入狀態801時，接通控制場效應電晶體(FET)且啟動Tmax計時器；在進入狀態802時，關斷控制FET ;在進入狀態803時，禁用Tmax計時器並激活BCM控制器。
[0082]狀態間的狀態轉變以如下方式發生:[0083]811所示為801與802間的狀態轉變，並與經過的Ton(開關的導通時間)或達到的IPeak(開關的峰值電流)對應；812所示為802與801間的狀態轉變，並與經過的Tmax (Tmax對應於I / fsw,CCM)對應；813所示為802與803間的狀態轉變，並與波谷檢測對應；814所示為803與801間的狀態轉變，並與BCM控制器的輸出對應。
[0084]提供給狀態盒子的控制信息如下:
[0085]821代表與Ton及/或IPeak相關的控制信息；822代表與PO，fmax (PO)及突發相關的控制信息。
[0086]現在，將在逆向轉換器的情形中詳細描述控制算法的操作:
[0087]在進入態801，初級側開關接通的瞬間為起始點。在本文中，假定主開關為FET，本領域技術人員應了解本發明並與局限於此。與此同時，啟動確定與CCM操作相關的最大周期的計時器Tmax。
[0088]不久，開關的導通時間結束。這可能由電壓模式PWM控制器，受電壓控制的計時器或峰值電流控制器(用於電流模式控制)控制，沒有限制。在所需的開關導通時間之後，控制移入狀態802，關斷開關，電流開始流入次級側。
[0089]現在存在兩種可能性。
[0090]第一種可能性:在Tmax計時器確定的時間(圖2中的區域221)內，次級側電流還未降至零。在此情況下，通過812再次接通開關，周期重複。S卩，在此可能性中，在Tmax時間結束以前，沒有檢測到波谷。次級側電流可能在Tmax就要結束前已經降至零，但次級行程的真實結束時間與Tmax的結束時間間的差值小於在開關節點有電容的情況下的初級側電感的半個振蕩時間，因此並未達到波谷切換的波谷(通常開關節點為FET的漏端，應理解就算法的操作而言這不重要)。
[0091]第二種可能性:次級側電流已經降至零且至少已檢測到一個波谷。在此情形中，我們或者有真正BCM模式(圖2中的區域222)有效的情況，或者有具有固定頻率上限的BCM區域(區域223)或任何其他較低功率水平下的區域有效的情況。在後一種情況中，開關頻率可低於或高於Tmax計時器確定的頻率。為防止Tmax計時器過早接通FET(推翻區域224的任何頻率下降操作)，需要禁用Tmax計時器(在進入態803有效)。完成此後，控制器可能用與已知操作相同的方式運行(例如屬於NXP半導體提供的GreenChip II系列器件的許多控制器)，這些操作例如包括具有或沒有波谷跳過的頻率鉗制，帶有IpeaKmax或減小的Ipeak或組合的頻率下降，以及突發模式等(對應於圖2中的區域223或226)。通過814再次接通開關，周期重複。
[0092]圖9示出根據實施例的一個方面的電路圖；本圖假定為電流模式控制的情形，但應了解本發明並不局限於此。轉換器包括開關SW，與例如是逆向變壓器的初級側的電感及檢測電阻Rsense串聯。電感例如是變壓器的初級側，為清楚起見，本圖省略了本領域技術人員所熟知的變壓器的次級側905及與轉換器的輸出相關的其他電路。來自設置-重置觸發器905的控制信號控制SW。如圖所示，觸發器905驅動作為FET的開關的柵極。確定開關SW的關斷瞬間的比較器906的輸入的斜坡是檢測電阻Rsense上的電壓。由計時器及電流控制模塊907產生的電壓信號Icontrol確定關斷的瞬間。
[0093]本圖進一步示出檢測開關SW上的電壓的波谷的波谷檢測電路900，為比較器906產生基準電壓的受電壓控制的計時器907，Tmax計時器903，以及由「與」門901、「或」門902及904構成的一些邏輯電路。
[0094]功率水平越低，控制電壓Vcontrol越低。通過比較SMPS的輸出(分壓)電壓與基準電壓得到此控制電壓，因此此控制電壓指示設置值的偏差。本電路為本領域技術人員所熟知故此處不再做進一步描述。高功率下，關斷的電流水平高。作為驅動器的觸發器905接通開關後，電流增加至與Icontrol相對應的水平。這使比較器906的輸出為高，重設驅動器905以關斷開關SW。關斷開關後，電流流向輸出(未示出)。在觸發器的Q端的上升沿(對應於開關的接通)，重置計時器907使輸出轉為低。(非線性)受電壓控制的計時器(VCT)907的傳輸曲線確定907的輸出保持為低的時間。時間常數與Vcontrol的關係具有單一降低的特性，如907內部的略圖定性所示。本領域技術人員熟知產生計時器及電流控制信號的合適VCT907，例如來自NXP半導體製造的GreenChip II及III控制器(TEA150x，153x,175x)。
[0095]905的設置脈衝來自門901的輸出與Tmax計時器903的輸出中首先來到的一個。
[0096]依次地，計時器903的重置由觸發器905的輸出與來自波谷檢測電路的信號中首先來到的一個給出。當兩個條件同時滿足:必須檢測到波谷並且907的輸出一定為高時，901的輸出只能為邏輯高。
[0097]圖10-14為示意性的示出根據實施例的各種操作模式下的時序圖。圖10為CCM操作的情形下的時序圖；圖11為fsw>接近fsw，uppCCM操作的情形下的時序圖；圖12為真正BCM操作情形下的時序圖；圖13為頻率上限情形下的時序圖；圖14為具有波谷跳過及頻率下降(如圖2中區域224所示)的BCM的情形下的時序圖。
[0098]每張圖都示出(從頂端曲線開始)與圖9相關的Vcontrol, Rsense上的電壓VEsense,觸發器905的設置端，重置端及Q端，VCT907的重置端，計時器及輸出，Tmax計時器903的重置端，計時器及輸出，波谷檢測電路900的輸出「波谷檢測」，以及來自「與」邏輯901(結合VCT907及波谷檢測器900的輸出)的輸出的曲線。
[0099]每種情形下的各種觸發水平或超時期間也示出了:1001是VCT根據附加控制信息定義的可變結束點；1002是VCT定義的Tmin的值；1003是重置計時器903的觸發器水平的值；1004是時限Tmax。
[0100]在高負載低輸入電壓下，例如期望工作於CCM(圖2中的區域221)。圖10的時序圖說明了運行情況。在計時器903的時間結束以前，流過電感元件的電流將不會降至零。在此情形下，903的輸出變為高，與流過電感的電流無關，接通SW。903的輸出變為高以前VCT907的輸出已經變為邏輯高，但由於未檢測到波谷並不奏效，901的輸出仍為低。僅由計時器自身通過905及或門902的輸出的正沿重設903。波谷檢測電路900對此操作模式沒有影響。
[0101]圖11中的時序圖說明了類似的情況。轉換器也工作於CCM中，所以未檢測到波谷，且計時器903確定開關的激活。然而，與圖10中的時序圖形成對比的是，計時器903設置的時間Tmax短許多，故而開關頻率高許多。可以看出，代表I / 『_的Tmin與代表I /
的Tmax間僅有小的差值。因此，此時序圖對應於圖3中的實施方案，並證明有可能選
擇接近 fsw，upp 的 fsw,CCM。
[0102]當Vcontrol隨下降的功率水平(見圖12中的時序圖)下降時,開關SW的導通時間變短，整個周期時間結束於沒有電流流過電感元件的情形，這使得波谷檢測器變得有效。只要在檢測到波谷以前907的計時器輸出為高，901的輸出就在檢測到波谷的第一個瞬間變為高。這將導致真正BCM操作。現在由於電路900在Tmax結束以前重新觸發或重置903，計時器903不再有效。903的輸出總是保持低。
[0103]在中等功率水平(Vcontrol更低，見圖13中的時序圖)的情形中，在計時器907計時結束且907的輸出變為高以前，終於有多個波谷發生。在Tmin的時間結束且907的輸出為高的情形下，隨後的第一個波谷將通過與門901設置905。現在或多或少固定了頻率，從而引出了由907給出的最大頻率(與區域223相比)。這導致計時器907結合檢測到的下一個波谷確定頻率。這導致波谷跳過動作，意味著不再使用第一個而是相應的後面的波谷。現在由於每次檢測到波谷時，電路900均重新觸發903，計時器903也無效，因此Tmax時間永不結束且903的輸出保持為低。
[0104]當Vcontrol進一步下降(見圖14)時，重置之後的907的輸出保持為低的時間增力口。即，實施於907中的功能有責任延長Tmin並導致頻率下降模式。再次或多或少固定了頻率，引出由907給出的最大頻率。然而，如所期望的，現在降低了頻率(與圖2中區域224相比)。通過最大化Tmin，可設置最小頻率，例如為25kHz。907的輸出變高以後，901的輸出將在第一個波谷檢測輸出變高。
[0105]儘管圖9中受電壓控制的計時器VCT907的特性以單一步長下降的形式示出，本領域技術人員應理解，可能有許多其他普遍的下降形式。如圖15所示示例，包括圖15(a)所示的更普遍的斜坡單一步長形式，圖15(b)所示的多步長下降樓梯，圖15(c)所示的凸面曲線(帶有上升坡度)。進一步地，本領域技術人員應理解，適用於具體的應用或實施例，可能由模擬電路或數字電路實現VCT。
[0106]經由閱讀本發明，本領域技術人員明顯可知其他變形或更改。這些變形或更改可能包括本領域現有技術中控制DC-DC轉換器的等效或其他特徵，可能用於替代或附加於如上描述的特徵。例如，通過使用檢測代表極低負載的Vcontrol的合適水平的額外電路，在極低功率下實施可暫時否決圖9中所示電路操作的突發模式。
[0107]更進一步地，本領域技術人員應理解，儘管以上示例普遍依據逆向拓撲結構描述，實施例也適用於硬切換的其他直流-直流轉換器結構:這包括但不限於，升壓、降壓、降壓-升壓、Sepic、Cuk> Zeta、推挽式、前向、逆向、半橋及全橋。更進一步地，由於實施例中沒有要求恆定的直流輸入電壓，本領域技術人員應理解本發明可能還可應用於功率因子控制(PFC)階段。
[0108]考慮作為本發明的實施例所包含的另一種拓撲結構的非限制性示例的升壓轉換器的情形:
[0109]在第一操作模式，升壓在CCM中進行。在這樣的實施例中，電感電流在主級行程中從非零的正的最小水平增至最大水平，再在次行程中降回至最小水平。應理解，由於Vout處的接通，高電容接通損耗與CCM操作有關，但此操作的模式可能對RMS損耗及電感設計是有益的。
[0110]在第二操作模式，在具有波谷切換的BCM操作中驅動轉換器。電感電流在一個主行程中從零或接近零增加至最大水平，然後在次行程中降回至零。電感電流達到零後，電感電流及開關電壓的振蕩發生。若開關在振蕩的第一最小值處接通，則可在第一波谷大幅減小電容損耗。[0111]在第三操作模式，應用具有波谷跳過的BCM，其中開關頻率取決於負載及跳過的波谷的個數，並處於固定的開關頻率上限及下限之間。應理解，BCM模式(具有或無波谷跳過)具有如下優點:低切換損耗、使轉換次數相對少的低的電感值，以及隨之而來的減小的串聯電阻。
[0112]在第四模式中，升壓轉換器工作於具有波谷跳過的BCM中，其中，開關頻率至少取決於負載，並處於開關頻率的上限與下限之間。開關頻率的上限與下限中至少有一個限制隨負載下降而下降。
[0113]儘管附加的權利要求涉及特定的特徵組合，應理解，無論與任何權利要求中現在所聲明的同一發明相關與否，也無論減輕了任何或全部與本發明相同的技術問題與否，本發明的公開範圍還包括本文明確或隱含公開的任何新特徵、任何特徵的新組合或它們的歸納。
[0114]不同實施例中所描述的特徵也可以組合的形式提供於單個實施例中。反之，為簡潔起見，單個實施例中描述的各種特徵也可分別或以合適的次組合形式提供。
[0115]在本申請及任何由此衍生的後續申請的申請過程中，可根據這些特徵及/或這些特徵的組合提出新的權利要求。
[0116]為完整起見，闡明詞語「包括」不排除其他元素或步驟，術語「一個」不排除多個，單一處理器或其他單元可以滿足權利要求中引用的多種裝置的功能，並且權利要求引用參考符號並不能解釋為限制權利要求的範圍。
【權利要求】
1.一種用於控制開關模式轉換器的方法，所述開關模式轉換器包括開關，並且用於向有負載的器件供電，所述方法包括: 響應於所述負載超過第一閾值，工作於第一模式(221),所述第一模式是CCM ； 響應於所述負載超過第二閾值且未超過所述第一閾值，工作於第二模式(222)，所述第二模式是無波谷跳過的BCM，其中，開關頻率隨所述負載下降而增加； 響應於所述負載超過第三閾值且未超過所述第二閾值，工作於第三模式(223)，所述第三模式是具有波谷跳過的BCM，其中，所述開關頻率取決於所述負載及跳過的波谷的次數，並處於開關頻率下限與固定的開關頻率上限之間；及 響應於所述負載未超過所述第三閾值，工作於第四模式(224)，所述第四模式是具有波谷跳過的BCM，其中，所述開關頻率至少取決於所述負載，並處於開關頻率上限與開關頻率下限之間，其中，所述開關頻率上限隨所述負載下降而降低。
2.根據權利要求1所述的方法，其中，通過計時器(903)確定所述第一模式(221)下的所述開關頻率，所述方法還包括步驟: 檢測所述開關上的電壓的波谷；及 作為響應，禁用所述計時器(903)。
3.根據權利要求1或2所述的方法，其中，在所述第四模式，依據所述轉換器的控制電壓(Vcontrol)減小所述 開關頻率上限。
4.根據權利要求1至3中任一所述的方法，其中，所述第一閾值是所述開關中的RMS損耗與切換損耗相等時的負載值。
5.根據權利要求1至4中任一所述的方法，其中，所述第二閾值是所述開關頻率與預設最大開關頻率上限相等時的負載值。
6.根據權利要求1至5中任一所述的方法，還包括:響應於所述負載未超過低於所述第三閾值的另一閾值，以第二固定開關頻率工作於第五模式，所述第五模式是DCM。
7.根據權利要求6所述的方法，其中，在所述另一閾值處，所述第二固定開關頻率與所述開關頻率下限相等。
8.根據權利要求1至5中的任一所述的方法，還包括:響應於所述負載未超過低於所述第三閾值的另一閾值，以第二固定頻率上限工作於第五模式，所述第五模式是具有波谷跳過的BCM。
9.根據權利要求8所述的方法，其中，在所述另一閾值處，所述第二固定開關頻率上限與所述開關頻率上限相等。
10.根據權利要求1至9中的任一所述的方法，還包括:響應於所述負載未超過低於所述第三閾值的第四閾值，以固定開關頻率工作於突發模式。
11.根據權利要求1至9中的任一所述的方法，還包括:響應於所述負載未超過低於所述第三閾值的第四閾值，以隨負載下降而下降的開關頻率工作於DCM模式或具有波谷跳過的BCM模式。
12.—種控制器，用於開關模式轉換器並配置為操作根據權利要求1至11中的任一所述的方法，所述控制器包括: 開關(Sff)； 驅動器(905)，用於向所述開關提供控制信號以切換所述開關；比較器(906)，用於比較對流過所述開關的電流加以表示的信號與第二控制信號； 受電壓控制的計時器(907)，用於提供取決於第三控制信號的可變時延； 計時器(903)，用於確定所述第一模式下的所述開關頻率；及 波谷檢測電路(900)，用於在電壓最小時使能切換。
13.根據權利要求12所述的控制器，配置為響應于波谷檢測電路(900)的輸出，禁用計時器(903)。
14.根據權利要求12或13所述的電路，其中，從所述第三控制電壓導出所述第二控制電壓。
15.根據權利要求12至14中任一所述的電路，其中，通過比較所述轉換器的輸出電壓與基準電壓產 生所述第三控制電壓。
【文檔編號】H02M3/335GK103814513SQ201280043645
【公開日】2014年5月21日 申請日期:2012年9月3日 優先權日:2011年9月7日
【發明者】馬庫斯·施密德, 約翰娜·庫布裡奇, 託馬斯·杜爾巴姆, 漢斯·哈貝爾施塔特, 吉安·霍赫扎德, 弗蘭斯·潘謝爾 申請人:Nxp股份有限公司