高清晰度電視信號接收機的製作方法
2023-07-30 04:48:36 2
專利名稱：高清晰度電視信號接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及能夠接收數字高清晰度電視(HDTV)信號的無線電接收機，無論該數字高清晰度電視(HDTV)信號是利用主載波的正交調幅(QAM)來傳送，還是利用主載波的殘留邊帶(VSB)調幅來傳送。
在HDTV信號的某些傳輸中使用的殘留邊帶(VSB)信號的固有載波被固定振幅的導頻載波所代替，其中，該殘留邊帶信號的固有載波的振幅隨調製度而變化，該導頻載波的振幅相應於預定的調製度。可以使該調製度和與符號代碼電平最小變化相關的調製度相同。利用8電平符號編碼的這種VSB信號將用於例如美國境內的無線電廣播，還可用於無線電窄帶廣播系統或用於有線廣播系統。但是，很可能利用抑制載波的正交調幅(QAM)信號而不是利用VSB信號來進行某些有線廣播。這就向電視接收機設計人員提出了設計這樣的接收機的挑戰，即能夠接收兩種類型的傳輸並能夠對當前正在接收的那種傳輸類型自動地選擇合適的接收設備。
本領域普通電視接收機設計人員容易看出，由於在VSBHDTV信號的發射機中和在QAM HDTV信號的發射機中供符號編碼的數據格式相同，所以在VSB HDTV信號的接收機中和在QAM HDTV信號的接收機中，符號解碼後的處理是類似的。由符號解碼恢復的數據作為輸入信號而提供給數據去交錯器，被去交錯的數據提供給裡得-所羅門(Reed-Solomon)解碼器。錯誤校正的數據提供給用來為數據包解碼器再生數據包的數據非隨機函數發生器(data de-randomizer)。被選的數據包用來再現HDTV節目的音頻部分，而其它被選的數據包用來再現HDTV節目的視頻部分。本領域普通電視接收機設計人員還容易看出，在VSB HDTV信號的接收機中和在QAM HDTV信號的接收機中，調諧器非常類似。這兩種接收機的差別在於用來將末級IF信號變換為基帶的同步過程以及在於符號解碼過程。本領域普通電視接收機設計人員將容易得出這樣的結論，即如果能夠接收VSB或QAM HDTV信號的接收機不重複在同步至基帶之前的類似調諧器電路以及在符號解碼電路之後使用的類似接收機元件，則該接收機在設計方面就是較經濟的。困難的是最恰當地構成用於同步至基帶和用於符號解碼的電路以便適應兩種HDTV傳輸標準，以及為當前接收的HDTV傳輸自動地選擇恰當的接收模式。
在同步檢波之前的調諧器中採用二次變頻的那種數字HDTV信號無線電接收機是公知的。頻率合成器產生第一本振，第一本振與接收的電視信號外差，產生第一中頻(例如920MHz載波)。無源LC帶通濾波器從第一中頻的鏡頻選擇這些第一中頻以便被第一中頻放大器放大，放大的第一中頻被抑制相鄰頻道響應的第一聲表面波(SAW)濾波器濾波。第一中頻與第二本振外差以便產生第二中頻(例如41MHz載波)，第二SAW濾波器從第二中頻的鏡頻和從殘留相鄰頻道響應選擇這些第二中頻以便被第二中頻放大器放大。第二中頻放大器的響應提供給第三混頻器，以便利用固定頻率的第三本振而被同步至基帶。可以以0°和90°相位關係來提供固定頻率的第三本振，由此在同步期間實現單獨的同相和正交相位同步檢波過程。同步就是相乘地使已調信號與具有與該已調信號的載波相同的基頻的信號混合(該信號在頻率和相位方面被鎖定到該載波)以及對相乘混合的結果進行低通濾波以便恢復位於基帶(基帶從零頻延伸至該調製信號的最高頻率)的調製信號的過程。就同步檢波結果在數位化之後令人滿意地相互跟蹤而言，對以模擬方式產生的同相和正交相位同步檢波結果分別進行數位化就產生了問題；量化噪聲在被看作相位復矢量(phasor)的覆信號中產生了顯著的相位誤差。在以數字方式實現同相和正交相位同步檢波過程的HDTV信號無線電接收機中能夠避免這些問題。例如，第二中頻放大器的響應以兩倍於符號編碼的奈奎斯特速率的速率被數位化。設想相繼的取樣值按照它們出現的次序被順序地編號；奇數取樣值和偶數取樣值相互分開，以便產生各自的同相(或實)和正交相位(或虛)同步檢波結果。在利用合適的有限脈衝響應(FIR)數字濾波對一組取樣值進行希爾伯特(Hilbert)變換之後進行正交相位(或虛)同步檢波，其它組取樣值的同相(或實)同步檢波在將它們延遲等於希爾伯特變換濾波器的等待時間的時間之後進行。鎖定同步檢波的頻率和相位的方法和鎖定符號解碼的頻率和相位的方法在VSB和QAM HDTV接收機中是不相同的。
發明人提出，因為VSB HDTV信號和QAM HDTV信號的相應載波頻率互不相同，所以這種公知的數字HDTV信號無線電接收機在接收機調諧器部分的設計方面存在某些問題。QAMHDTV信號的載波頻率位於傳輸頻率的頻道中部。VSB HDTV信號的載波頻率低於頻道中部頻率2.375MHz。因此，被用於同步至基帶的固定頻率的第三本振在將VSB HDTV信號同步至基帶時的頻率必然不同於在將QAM HDTV信號同步至基帶時的頻率。2.375MHz的頻率差大於通過對第三本地振蕩器施加自動頻率和相位控制所能夠調節的頻率差。能夠在兩個穩頻晶體之間可變換地進行選擇的第三本地振蕩器是現實的必然。當然，在這樣的裝置中，調諧器電路的改變涉及到為當前接收的HDTV傳輸自動選擇合適的接收模式。必不可少的射頻轉換降低了調諧器的可靠性。RF轉換以及第三本地振蕩器的附加穩頻晶體大大增大了調諧器的成本。
發明人在下列的供在此作為參考文獻並被共同轉讓的美國專利申請中描述了接收VSB HDTV信號的無線電接收機(在這些接收機中，第三混頻器輸出信號是處在1-8MHz頻率範圍內某處而不是位於基帶的末級中頻信號)(1)申請日為1994年5月4日、申請號為08/237896的名稱為「在HDTV接收機中的、具有帶通相位跟蹤器的數字VSB檢波器」；(2)申請日為1994年5月19日、申請號為08/243480的、名稱為「用於HDTV接收機的、具有使用雷得(Reder)濾波器的帶通相位跟蹤器的數字VSB檢波器」；(3)申請日為1994年5月23日、申請號為08/247753的、名稱為「用於HDTV接收機的、末級IF載波是符號速率的約數的數字VSB檢波器」；和
(4)在此同時申請的、申請號為__(代理人登記號A6457)的、名稱為「接收VSB和QAM數字HDTV信號的無線電接收機」。
末級IF信號被數位化，並以數字方式實現同步過程。用以接收QAM信號、將它們變換為剛好高於基帶的末級IF信號以及以數字方式同步末級IF信號的無線電接收機是公知的；對於本領域普通電視接收機設計人員來說，目前這樣的接收機可以適合於接收HDTV信號被認為是顯然的。發明人提出，在不管數字HDTV信號是利用VSB還是利用QAM來進行傳輸的情況下都能夠對數字HDTV信號進行接收的無線電接收機中，將信號變換為剛好高於基帶的末級IF信號就能允許第三本地振蕩器振蕩的頻率保持不變，不管接收的是VSB還是QAM傳輸。發明人已經發現，在以數字方式實現的同步過程中可以適應在頻道內載波頻率位置的不同。
發明人同時申請的專利申請中描述了並要求保護使用一個導頻載波存在檢測器來對伴隨被選擇接收的HDTV信號的導頻載波的存在或不存在進行檢測，由此產生出一個控制信號，該控制信號在末級IF信號是QAM信號時處於第一狀態、在末級IF信號是VSB信號時處於第二狀態。無線電接收機響應處於其第一狀態的控制信號而自動地轉換成按QAM信號接收模式工作；無線電接收機響應處於其第二狀態的控制信號而自動地轉換成按VSB信號接收模式工作。發明人同時申請的專利申請中描述了但不要求保護一種用於產生用來在QAM信號接收模式和VSB信號接收模式之間進行自動轉換的控制信號的可替換設備。在本說明書中描述這一可替換設備並要求對其進行保護。
本發明體現在一種用於對各包括描述數位訊號的符號代碼的數字HDTV信號中的被選擇的數字HDTV信號進行接收的無線電接收機中，無論所述被選擇的HDTV信號是正交調幅(QAM)信號還是包括導頻載波的殘留邊帶(VSB)信號，其中該導頻載波的振幅與在HDTV信號的所述符號代碼中的信號電平有關。接收機內的調諧器包括用於對在用來傳輸HDTV信號的頻帶中的不同位置處的各頻道之一進行選擇的元件、用於使在被選頻道中接收的信號通過多次變頻而變成為末級中頻(IF)信號的一系列混頻器、處在該一系列混頻器中的每一較前的混頻器和在該一系列混頻器中的每一其次的混頻器之間的相應選頻放大器、以及用於向每一混頻器提供振蕩的相應本地振蕩器。這些本地振蕩器的每一個提供基本相同頻率的相應振蕩，無論被選HDTV信號是QAM信號還是VSB信號。末級IF信號被數位化；在包括QAM同步電路和VSB同步電路的數字電路中對取決於被選HDTV信號是QAM信號還是VSB信號的信號處理方面的差別進行主要地調整。QAM同步電路通過將數位化末級IF信號同步至基帶(如果它是QAM信號)和否則就把該數位化末級IF信號當作要被同步至基帶的QAM信號進行處理，從而產生交錯QAM符號代碼的實和虛取樣值流。VSB同步電路通過將數位化末級中頻信號同步至基帶(如果它是VSB信號)和否則就把該數位化末級IF信號當作要被同步至基帶做VSB信號進行處理，從而產生交錯VSB符號代碼的實和虛取樣值流。對來自VSB同步電路的虛取樣值流中的每一取樣值求平方，以便產生作為輸入信號加到數字低通濾波器去的平方取樣值符號。閾值檢波器響應於數字低通濾波器的響應來產生控制信號，該控制信號在數字低通濾波器響應超過閾值時處於第一狀態，在數字低通濾波器響應不超過該閾值時處於第二狀態。無線電接收機響應於處在其第一狀態的控制信號自動地轉換成按QAM信號接收模式工作；無線電接收機響應於處在其第二狀態的控制信號的自動地轉換成按VSB信號接收模式工作。
圖1是一種包括檢測QAM類型的HDTV信號的符號的電路、檢測VSB類型的HDTV信號的符號的電路、以及用於這些符號中被選的一組的振幅和群時延均衡器的數字HDTV信號無線電接收機的前面部分的方框示意圖；這種接收機的這些前面部分還包括用於確定當前接收的HDTV信號是QAM類型還是VSB類型的電路，該電路是按照本發明來構成的。
圖2是未在圖1表示出來的該數字HDTV信號無線電接收機其餘部分的方框示意圖。
圖3是包括取樣時鐘發生器、用於提供用來將位於末級IF信號頻率的數字QAM信號和數字VSB信號同步至基帶的復載波的數字描述的查尋表只讀存儲器(ROM)、以及這些ROM的地址發生器的電路的詳細方框示意圖，該電路被包括在圖1和2所示的某些類型數字HDTV信號無線電接收機中。
圖4是21.52MHz取樣頻率和43.40MHz的分諧波表，43.04MHz是21.52 MHz取樣頻率的二次諧波。
圖5是類似於圖3電路的電路的詳細方框示意圖，通過修改後，它使得(1)用於提供用來將數字QAM信號同步至基帶的復載波的數字描述的ROM的地址發生器、和(2)用於提供用來將數字VSB信號同步至基帶的復載波的數字描述的ROM的地址發生器共用一個地址計數器。
圖6是在體現本發明的數字HDTV信號無線電接收機中將數字取樣值轉換成複數形式的電路的詳細方框示意圖，該電路包括根據實取樣值產生虛取樣值的希爾伯特變換濾波器，還包括與濾波器的等待時間相當的實取樣值的延時補償。
圖7是根據雅可比(Jacobian)橢圓函數設計並在對於數位化帶通信號的相位響應中呈現恆定π/2相位差的全通數字濾波器對的詳細方框示意圖，該濾波器可在圖1和2所示的數字HDTV信號無線電接收機中被用來將數字取樣值轉換為複數形式。
圖8和9是能夠對圖7的濾波器電路作出改變以便消除冗餘延遲的方案的方框示意圖。
圖10是在圖1和2所示的數字HDTV信號無線電接收機中使用的將QAM HDTV信號同步至基帶的數字電路、將VSBHDTV信號同步至基帶的數字電路、以及與給該QAM和VSB同步電路提供輸入信號有關的電路的詳細方框示意圖。
圖11是在圖1和2所示的數字HDTV信號無線電接收機中使用的自動增益控制(AGC)電路和用於確定當前接收的HDTV信號是QAM類型還是VSB類型的電路的詳細方框示意圖。
圖12是圖11電路部分的優選結構的詳細方框示意圖。
圖13和14的每一個是可以代替圖11所示電路的自動增益控制(AGC)電路的詳細方框示意圖。
在方框示意圖中，時鐘或控制信號引線用虛線來表示，以便將它們與被控信號的引線區分開來。為避免這些圖過於複雜，省略了數字電路必要的某些補償延遲(shimming delay)，這種補償延遲的需要通常由電路或系統設計人員來考慮。
圖1表示包括元件11-21的調諧器5選擇處在用於HDTV信號的頻帶中的不同位置處的某一頻道並將被選頻道進行多次頻率變換而變成為在末級中頻頻帶中的末級中頻信號。圖1表示用來為調諧器5捕獲數字HDTV信號的廣播接收天線6。或者，調諧器5可用來從窄帶廣播接收天線或從有線廣播傳輸系統接收數字HDTV信號。
特別是，在圖1所示的調諧器5中，為手動操作設計的頻道選擇器10確定由起第一本地振蕩器作用的頻率合成器11提供給第一混頻器12的第一本振的頻率，以便與從天線6或從另外的類似信號源接收的數字HDTV信號外差。第一混頻器12將在被選頻道中的接收信號上變頻為預定第一中頻(例如920MHz載波)，LC濾波器13用來抑制伴隨第一混頻器12提供的上變頻結果的無用鏡象頻率。從上變頻獲得的、作為濾波器13響應來提供的第一中頻信號作為輸入信號提供給第一中頻放大器14，該第一中頻放大器14提供放大的第一IF信號來驅動第一聲表面波(SAW)濾波器15。上變頻為相當高的頻率的第一中頻有利於具有大量極點和零點的SAW濾波器15。第二本地振蕩器16的第二本振提供給第二混頻器17，與第一SAW濾波器15的響應進行外差，以便產生第二中頻(例如41MHz載波)。第二SAW濾波器，18用來抑制伴隨由第二混頻器17提供的下變頻結果的無用鏡象頻率。在NTSC電視傳輸到數位電視傳輸的過渡期間，第二SAW濾波器18將通常包括用於相鄰頻道NTSC電視傳輸的伴音和視頻載波的陷波電路。作為第二SAW濾波器18的響應來提供第二IF信號在此作為輸入信號提供給第二中頻放大器19，第二中頻放大器19產生對於其輸入信號的被放大的第二IF信號響應。第三本地振蕩器20的振蕩與在第三混頻器21中的被放大的第二IF信號響應外差。除了這樣選擇第三本地振蕩器20振蕩的頻率以使第三混頻器21提供第三中頻信號響應外，到此為止描述的多次變頻調諧器5與其他人以前提出的多次變頻調諧器相同。
該第三IF信號響應是諧振器5的末級中頻輸出信號，它被提供給隨後的模-數轉換器(ADC)22進行數位化。該末級IF信號佔據6MHz寬的頻帶，其最低頻率高於零頻率。在模-數轉換過程中作為預備步驟在ADC22中進行的第三混頻器21響應的低通模擬濾波抑制了第三中頻的鏡象頻率，第二SAW濾波器18已經對提供給ADC22進行數位化的第三中頻信號的帶寬進行了限制；因此ADC22起帶通模-數轉換器的作用。在模-數轉換過程中作為下一個步驟在ADC22中的低通模擬濾波器響應的取樣則根據取樣時鐘發生器23的第一時鐘信號的脈衝來進行。
取樣時鐘發生器23最好包括能夠在相當窄的範圍內對頻率進行控制以便按照符號速率的倍數產生蔓葉形振蕩的晶體振蕩器。對稱削波器或限幅器產生對於這些蔓葉形振蕩的方波響應，由此產生第一時鐘信號，在濾波至有限帶寬之後，ADC22利用該第一時鐘信號來對末級IF信號的取樣進行定時。如將在本說明書中進一步詳細描述的那樣，由取樣時鐘發生器23的晶體振蕩器產生的蔓葉形振蕩的頻率可以例如由根據接收的HDTV信號的符號頻率分量而產生的自動頻率和相位控制(AFPC)信號來確定。第一時鐘信號的脈衝以每秒21.52百萬個脈衝的速率重複出現，是VSB信號每秒10.76百萬個符號的符號速率的兩倍，是QAM信號每秒5.38百萬個符號的符號速率的四倍。ADC22給帶寬受限的末級IF信號的取樣值提供10倍左右解析度的實數字響應，該數字響應由電路24變換為複數字取樣值。將在本說明書中參看圖6、7、8和9進一步描述構成電路24的各種方法。如果末級IF信號佔據的6MHz寬的頻帶具有至少為一百萬赫左右的最低頻率，就可以使電路24中的希爾伯特變換濾波器的抽頭數目相當少，由此使濾波器的等待時間相當短。設置末級IF信號的中頻高於5.38MHz可以把在QAM載波中的每秒21.52百萬取樣值速率的取樣值的數目減少到少於四，這就不合符需要地降低了用於符號解碼的同步響應的一致性。
在圖1接收電路中，電路24的末級IF信號的複數字取樣值提供給將QAM信號同步至基帶的電路25，以便並行地給符號去交錯器26提供描述復調幅調製信號的實取樣值流和虛取樣值流。QAM同步電路25從只讀存儲器27接收被變換為末級中頻、相互為正交關係的QAM載波的兩相的複數數字描述。包括QAM載波頻率的正弦和餘弦查尋表的ROM27由第一地址發生器28來尋址。第一地址發生器28包括對取樣時鐘發生器23產生的第一時鐘信號的重複時鐘脈衝進行計數的地址計數器(沒有在圖1明顯地表示出來)。給獲得的地址計數值增加一個由符號相位校正電路產生的符號相位校正值項，由此產生ROM27的地址。QAM同步電路25、第一地址發生器28、以及它們各自的操作將在本說明書中被更詳細的描述。
在圖1接收機電路中，電路24的末級IF信號的複數數字取樣值還提供給將VSB信號同步至基帶的電路29，以便給起VSB信號的符號去交錯器作用的NTSC抑制濾波器30提供描述殘留邊帶調製信號的實取樣值流。VSB同步電路29從只讀存儲器31接收被變換為末級中頻、相互為正交關係的VSB載波的兩相的複數數字描述。包括VSB載波頻率的正弦和餘弦查尋表的ROM31由第二地址發生器32來尋址。第二地址發生器32包括對取樣時鐘發生器23產生的第一時鐘信號的重複時鐘脈衝進行計數的地址計數器(沒有在圖1明顯地表示出來)，在本發明最佳實施例中，該地址計數器與第一地址發生器28中所用的地址計數器一樣。給獲得的地址計數器值增加由QAM循環移位恢復器(QAM de-rotator)電路產生的符號相位校正值項，從而產生ROM31的地址。VSB同步電路29、第二地址發生器32、以及它們各自的操作將在本說明書中被更詳細地描述。
VSB同步電路29的基帶響應提供給NTSC抑制濾波器30，以便抑制NTSC信號的同頻道幹擾，在該濾波器30中，該響應作為輸入信號提供給時鐘延遲線301以及作為第一加數輸入信號提供給二輸入端數字加法器302。時鐘廷遲線301在等於12個符號出現時間的延遲之後提供對於其輸入信號的響應，該延遲響應提供給數字加法器302作為其第二加數輸入信號。NTSC抑制濾波器30中的時鐘延遲線301和數字加法器302相互配合工作以便抑制NTSC信號的同頻道幹擾。只要通過與數字HDTV信號相同的頻道分配來傳輸NTSC信號，就需要是一個梳狀濾波器的NTSC抑制濾波器30。該濾波器30能抑制NTSC亮度載波及其包含同步信息的下邊帶、能非常強烈地抑制彩色副載波、能抑制色度邊帶以及能抑制FM音頻載波。該濾波器30根據它從VSB同步電路29接收的8編碼電平信號提供15編碼電平信號。
數位訊號多路轉換器33起同步結果選擇器的作用，作為其響應，對輸入的兩個複數字輸入信號中的第一個或第二個進行選擇，該選擇由對VSB同步電路29的虛取樣值的均方值進行檢測的虛取樣值存在檢測器34給其提供的控制信號來控制。當該均方值顯著地大於零時，就表示VSB同步電路29正在同步地檢波QAM類型的HDTV信號，以便產生具有相當大的能量的虛取樣值。檢測器34根據這樣的表示給多路轉換器33提供控制信號的第一狀態，使該多路轉換器33對其第一複數字輸入信號作出響應，該第一複數字輸入信號是去交錯器26提供的去交錯QAM同步至基帶結果。當VSB同步電路的虛取樣值的均方值為零或接近零時，這就表示當前接收的HDTV信號是VSB類型的。檢測器34根據這樣的表示給多路轉換器33提供控制信號的第二狀態，使該多路轉換器33對其第二複數字輸入信號作出響應，該第二複數字輸入信號的實數項來自NTSC抑制濾波器30，而其虛數項全部為線連的算術零。
在2∶1分樣電路34中根據取樣時鐘發生器23的第二時鐘信號對同步結果選擇多路轉換器33的響應重新取樣，將復基帶響應的取樣速率降低到10.76MHz VSB符號速率，這是5.38MHZ QAM符號速率的兩倍。在多路轉換器33的響應作為輸入信號作用于振幅和群時廷均衡器36之前對其進行2∶1分樣可降低對均衡器的硬體要求。或者，可以在同步結果選擇多路轉換器33之前根據取樣時鐘發生器23的第二時鐘信號對QAM同步電路25的基帶響應和VSB同步電路29的基帶響應重新取樣來實現2∶1分樣，而不是在同步結果選擇多路轉換器33之後使用2∶1分樣電路35。
圖2表示振幅和群時延均衡器36，它將具有往往引起符號間誤差的幅-頻特性的基帶響應變換為一種其相位是線性的、並將符號間誤差的可能減至最小的較佳幅-頻特性。均衡器36可以是一種流行的適合供均衡器用的單片IC(集成電路)。這樣的IC包括用于振幅均衡的多抽頭數字濾波器，該濾波器的抽頭權重是可編程的；還包括選擇性地累加訓練信號並暫存累加結果的電路；以及用於將暫存的累加結果與預先知道的理想訓練信號相比較並計算用于振幅均衡的多抽頭數字濾波器的被更新抽頭權重的微計算機。這些計算還利用基於接收的數據的判決反饋和最小均方(LMS)算法來減少符號間誤差。
均衡器36的響應作為輸入信號提供給兩維格柵(trellis)解碼器37，該兩維格柵解碼器37執行從QAM信號源的信號恢復數字數據流的符號解碼。均衡器36的響應作為輸入信號還提供給一維格柵解碼器38，該一維格柵解碼器38執行從VSB信號源的信號恢復數字數據流的符號解碼。數位訊號多路轉換器39起數據源選擇器的作用，作為其響應，從向其輸入的兩個數字輸入信號的第一個或第二個中進行選擇，該選擇由對VSB同步電路29的虛取樣值的均方值進行檢測的檢測器34產生的控制信號來控制。響應控制信號的第一狀態(該狀態將當前接收的HDTV信號識別為QAM信號)，多路轉換器39就選擇性地對其第一數字輸入信號作出響應，選擇對在QAM信號中接收的符號進行解碼的兩維格柵解碼器37作為其數字數據輸出源。響應控制信號的第二狀態(該狀態將當前接收的HDTV信號識別為VBS信號)，多路轉換器39就選擇性地對其第二數字輸入信號作出響應，選擇對在VSB信號中接收的符號進行解碼的一維格柵解碼器38作為其數字數據輸出源。
數據源選擇多路轉換器39選擇的數據提供給數據去交錯器40作為其輸入信號，數據去交錯器40的去交錯數據提供給裡得-所羅門解碼器41。通常在一個單片IC內構成數據去交錯器40並將其設計成使其對虛取樣存在檢測器34的控制信號作出響應以便選擇適合當前接收的HDTV信號的去交錯算法，而不管當前接收的HDTV信號是QAM類型還是VSB類型；這僅僅是一個設計上的問題。通常在一個單片IC內構成裡得-所羅門解碼器41並使其對虛取樣值存在檢測器34的控制信號作出響應以便為當前接收的HDTV信號選擇合適的裡得-所羅門解碼算法，而不管當前接收的HDTV信號是QAM類型還是VSB類型；這也只是設計上的問題。錯誤校正數據由裡得-所羅門解碼器41提供給數據非隨機函數發生器42，該數據非隨機函數發生器42為數據包分類器43再生出原數據包。使該數據非隨機函數發生器42對虛取樣值存在檢測器34的控制信號作出響應以便為當前接收的HDTV信號選擇合適的數據去交錯算法，而不管當前接收的HDTV信號是QAM類型還是VSB類型；這還是設計上的問題。
第一數據同步恢復電路44恢復包括在兩維格柵解碼器37的數據輸出中的數據同步信息，第二數據同步恢復電路45恢復包括在一維格柵解碼器38的數據輸出中的數據同步信息。數據同步選擇器46在數據同步恢復電路44提供的數據同步信息和數據同步恢復電路45提供的數據同步信息之間進行選擇，該選擇由虛取樣值存在檢測器43來控制。當虛取樣值具有顯著的平均能量(mean average energy)、即表示當前接收的HDTV信號不是VBS信號時，數據同步選擇器46就選擇數據同步恢復電格44提供的數據同步信息作為其輸出信號。當平均項(mean averageterm)具有基本上為零的能量、即表示當前接收的HDTV信號非常可能是VSB信號時，數據同步選擇器46就選擇數據同步恢復電路45提供的數據同步信息作為其輸出信號。
VSB HDTV信號包括一系列在時間上連續的數據場，每一數據場包含314個在時間上連續的數據行。每行數據在開頭是具有順序值+S、-S、-S和+S的四符號的行同步代碼組。值+S低於最大正數據變動範圍一個電平，值-S高於最大負數據變動範圍一個電平。每一數據行寬77.7微秒，對於每秒約10兆位的符號速率，每數據行有832個符號。每一數據場的起始行是對用於頻道均衡和多徑抑制過程的訓練信號進行編碼的場同步代碼組。訓練信號是後面跟有三個63個取樣值的PR序列的511個取樣值的偽隨機序列(或「PR序列」)。根據在每一奇數數據場的第一行中的第一邏輯公約和根據在每一偶數數據場的第一行中的第二邏輯公約來傳送該訓練信號，第一和第二邏輯公約相互互補。當數據同步選擇器46選擇數據同步恢復電路45提供的數據同步信息作為其輸出信號時，每一數據場的起始數據行就被選擇作用於均衡器36作為訓練信號。兩個相繼的255個取樣值的PR序列的出現在數據同步恢復電路45內被檢測，以便給數據同步選擇器46提供數據場索引信息。
目前對QAM HDTV信號標準的規定尚不如VSB HDTV信號標準的好。32態的QAM信號為單個HDTV信號提供了足夠的容量，不必求助於在MPEG標準之外的壓縮技術，但通常採用某些在MPEG標準之外的壓縮技術來將單個HDTV信號編碼成為16態的QAM信號。在數據同步恢復電路44中檢測預定24位字的出現，以便產生作用於數據同步選擇器46的數據場索引信息。在數據同步選擇器46內的多路轉換器在分別由數據同步恢復電路44和數據同步恢復電路45提供的數據場索引信息之間進行選擇；如此選擇的數據場索引信息提供給數據去交錯器40、裡得-所羅門解碼器41和數據非隨機函數發生器42。在撰寫本說明書時，在QAM HDTV信號中不包括訓練信號。因此，均衡器36用來響應於指出不存在導頻載波的虛取樣值存在檢測器34以提供平坦的幅-頻特性。由數據同步恢復電路45選擇的VSB訓練信號被線連通過數據同步選擇器46而不需要多路轉換器。也沒有QAM HDTV傳輸的數據行同步信號，至少沒有一個被選作標準。數據同步恢復電路44包括對每一數據場中的取樣值進行計數以便產生數據場內同步信息的計數電路。該數據場內同步信息以及數據同步恢復電路45產生的數據場內同步信息(例如數據行計數值)由數據同步選擇器46內的合適多路轉換器來選擇，以便根據需要作用於數據去交錯器40、裡得-所羅門解碼器41和數據非隨機函數發生器42。
數據包分類器43根據相繼數據包中的首標代碼來分類不同應用的數據包。描述HDTV節目的伴音部分的數據包由數據包分類器43提供給數字伴音解碼器47。數字伴音解碼器47提供左聲道和右聲道立體聲伴音信號給驅動多個揚聲器49、50的多聲道音頻放大器48。描述HDTV節目視頻部分的數據包由數據包分類器43提供給MPEG解碼器51。MPEG解碼器51將水平(H)和垂直(V)同步信號提供給為顯象管53屏幕的光柵掃描的需要而設置的顯象管偏轉電路52。MPEG解碼器51還給顯象管驅動放大器54提供信號，以便將放大的紅(R)、綠(G)和藍(B)驅動信號提供給顯象管53。在圖1和2所示的HDTV接收機的變化中，可以用不同的顯示設備來代替顯象管53，或者除了顯象管53外還可以使用不同的顯示設備，伴音恢復系統可以不相同，可以只包括一個伴音通道，或者可以比簡單的立體聲再現系統更複雜。
再參看圖1，為了能夠根據通過對第一時鐘信號進行計數產生的地址利用ROM27和ROM28來產生被變換為各相應末級中頻的QAM和VSB信號的數字複數描述，必須將那些末級中頻之中的、是當前接收的HDTV信號的載波的某一中頻鎖定到第一時鐘信號頻率倍數的約數。就是說，那些末級中頻必須與第一時鐘信號頻率成整數比。自動頻率和相位控制(AFPC)信號在位於模-數轉換器22之後的數字電路中被產生，用來控制調諧器中的本地振蕩器11、16和20之一的頻率和相位。使用固定頻率的第三本地振蕩器20並對第二本地振蕩器16提供的振蕩的頻率和相位進行控制的有利之處在於可以容易地保證第二IF信號與第二SAW濾波器18的對準。第二SAW濾波器18通常包括用於相鄰頻道信號的分量的陷波電路，這時，為了保持其一致性，在這些陷波電路之間第二IF信號的正確對準是重要的。使符號時鐘具有高的頻率穩定度。通過在頻率和相位方面將末級中頻(IF)信號的載波鎖定到符號時鐘頻率倍數的約數，用於對被變換為末級中頻的載波中的頻率和相位誤差進行校正的AFPC也必然地擔當校正動態符號相位誤差的工作，這樣就不需要單獨的校正動態符號相位誤差的相位跟蹤器。
圖1中的數字多路轉換器55被稱作「AFPC選擇器」。在接收的HDTV信號是VSB類型的情形中，多路轉換器55對提供可指示出VSB正交相位同步電路295的響應不具有顯著能量的控制信號的第二狀態的虛取樣值存在檢測器34作出響應，以便為數字低通濾波器56選擇VSB同步電路29的虛輸出信號作為輸入信號。低通濾波器56的響應是作為輸入信號提供給數-模轉換器(DAC)57的數字AFPC信號。DAC57的輸出信號是模擬AFPC信號，它在模擬低通濾波器58中再被低通濾波，該濾波器58的響應用來對第二本地振蕩器16提供的振蕩的頻率和相位進行控制。因為模擬低通濾波與數字低通濾波相比減少了對有源器件的需要，所以用其來實現長期恆定低通濾波是有利的。由於阻-容低通濾波器部件的並聯電容可以位於調諧器5的IC和包括數字同步電路的IC之間的接口處，所以不需要用於IC輸出引線的任何費用就能夠進行該模擬低通濾波。但是，由於數字低通濾波器響應可被二次取樣到DAC57，所以進行某種數字低通濾波是可取的；降低對數-模轉換的速度要求減少了DAC57的成本。這一過程與在本說明書末尾參看附圖的圖12描述的AGC電路中所用的過程類似，為AGC電路所產生的第三時鐘信號可被DAC57使用，並可被用來復位數字低通濾波器56中包括的累加器，以便對濾波器輸入信號的取樣值求平均。
在接收的HDTV信號是QAM類型的情形中，多路轉換器55對可指示出VSB正交相位同步電路295的響應具有顯著能量的虛取樣值存在檢測器34作出響應，以便從用於對QAM HDTV信號進行處理的電路中選擇出供給數字低通濾波器56的輸入信號。圖1表示為這樣的選擇所提供出的數字乘法器59的積輸出信號。數字乘法器59把QAM同步電路25的實和虛輸出信號相乘以產生出未被濾波的數字AFPC信號。該未被濾波的數字AFPC信號的產生與在眾所周知的Costas環路中的產生非常相似。在Costas環路中，AFPC信號用來對將接收的信號同步至基帶的數字本振的頻率和相位進行控制。圖1的結構與這一過程不一致，AFPC信號用來對第二本地振蕩器16產生的模擬振蕩的頻率和相位進行控制。這就對提供給ADC22以便被數位化以及以數字方式隨後被同步至基帶的末級IF信號的頻率和相位進行了調節。如對於Costas環路的情形那樣，最好對乘法器59進行特殊的設計，即其中實信號被轉換為與虛信號相乘的三進位信號；這就簡化了數字乘法器並改善了AFPC環路的頻率牽引(Pull-in)特性。
雖然沒有在圖1和2中明顯地表示出來，但最好提供用於檢測何時有NTSC信號的同頻道幹擾、當沒有檢測到NTSC信號的同頻道幹擾時旁路濾波器30、以及根據期待的編碼電平數目調整維格柵解碼器38的符號解碼範圍的電路。作為符號全同性的錯誤判斷出現的可能性，在必須對8編碼電平進行辨別時比在必須對15編碼電平進行辨別時要小。
最好在單片IC片的區域內構成第二中頻放大器19、第三本地振蕩器20(其外置晶體和其它頻率選擇元件除外)和第三混頻器21；由於第三混頻器21的輸出信號與第二IF放大器19的輸入信號頻率不相同，所以第二IF放大器19可以具有高的增益，不會出現無用的強正反饋的危險。可以在一片IC的區域內或者可以例如在其它集成電路內構成第一IF放大器14、第二本地振蕩器16(其外置晶體和其它頻率選擇元件除外)和第二混頻器17。如通常情況那樣，模-數轉換器(ADC)將是具有至少10位解析度的快速類型的ADC，並且最好位於與IF放大器不同的單片IC的區域內。該轉換器輸入端的模擬低通濾波器以其伴隨的開關過渡特性將取樣電路與包括高增益第二IF放大器19(在某些情形中還包括第一IF放大器14)的IC隔離開來。這就減少了調諧器5中的無用正反饋的可能性。用於建立量化電平的電阻階梯和在快速類型的ADC中用到的大量模擬比較器需要相當大的死區，因此這樣的ADC通常無論如何不與其它元件共用單片IC。
發明人指出，在本發明的最佳實施例中，取樣時鐘發生器23和將ADC22的數位化末級IF信號變換為末級IF信號的複數字取樣值的電路24最好被用於同步VSB HDTV信號至基帶的電路和被用於同步QAM HDTV信號至基帶的電路共用，作為地址發生器28和32的一部分。因此，最好在一片單片IC的區域內構成同步VSB HDTV信號至基帶的電路和同步QAM HDTV信號至基帶的電路。發明人還指出該一片單片IC和隨後的電路最好包括為當前接收的HDTV傳輸自動地選擇合適的接收模式的全部電路。這樣的做法不需要根據HDTV信號是QAM類型還是VSB類型來使第三本地振蕩器按照兩種明顯不同的頻率來操作。第三本地振蕩器按照兩種明顯不同的頻率來操作通常與利用兩個不同的晶體來設定這些頻率有關。不管HDTV信號是QAM類型還是VSB類型，使第三本地振蕩器按照基本相同的頻率來操作節省了額外晶體以及使用兩個晶體所需的電子開關電路的成本。此外，由於減少了在單片集成電路之外的電路的數量，還改善了調諧器5的可靠性。
由於對ADC的末級IF信號的取樣進行計時的信號將在包含同步VSB HDTV信號至基帶的電路和同步QAM HDTV信號至基帶的電路的IC內產生，所以如果不在一個IC內構成ADC，則最好在包含同步VSB HDTV信號至基帶的電路和同步QAM HDTV信號至基帶的電路的IC內包括整個ADC或幾乎整個ADC。此外，該轉換器輸入端的模擬低通濾波器以其伴隨的開關過濾特性仍將取樣電路與在其中進行高增益IF放大的IC隔離開來。
圖3詳細表示取樣時鐘發生器23的典型結構。該結構包括產生標稱頻率為21.52MHz的蔓葉形振蕩的壓控振蕩器230。該振蕩器230是壓控振蕩器，其振蕩的頻率和相位由自動頻率和相位控制(AFPC)信號來控制。該AFPC信號由自動頻率和相位控制(AFPC)檢測器231來產生，自動頻率和相位控制(AFPC)檢測器231將振蕩器230的振蕩與由數-模轉換器(DAC)232提供的21.52MHz基準載波比較。振蕩器230最好是利用晶體來穩定其振蕩的固有頻率和相位的那種振蕩器。對稱削波器或限幅器233產生對於這些蔓葉形振蕩的方波響應，該方波響應用作對在ADC22中的末級IF信號的取樣進行定時的第一時鐘信號。分頻器觸發器234對第一時鐘信號沿預定方向的轉換作出響應以便產生另一方波，「與」電路235對該方波與第一時鐘信號進行「與」運算，產生被圖1所示的2∶1分樣器35使用的第二時鐘信號。
通過在接收的HDTV信號被同步至基帶時檢測其強的符號頻率分量以及通過將符號頻率乘以經過自乘合適的次數得到的合適的乘數來產生由數-模轉換器232提供的21.52MHz的基準載波。現在描述這些過程，首先假定接收的HDTV信號是符號頻率為10.76MHz、必須被自乘一次來產生21.52MHz基準載波的VSB信號，然後假定接收的HDTV信號是符號頻率為5.38MHz、必須被自乘兩次來產生21.52MHz基準載波的QAM信號。
數字多路轉換器236對虛取樣值存在檢測器34提供的第一狀態的控制信號(表示接收的HDTV信號是VSB信號)作出響應，以便選擇VSB同相同步檢波器290提供的信號的實取樣值作用於帶通FIR數字濾波器237，該帶通FIR數字濾波器237提供集中於10.76MHz的選擇性響應，這一選擇性響應選擇了VSB信號的10.76MHz的符號頻率。濾波器237的響應被數字乘法器238求平方，該乘法器238可以由邏輯門來構成、或者可以由存儲平方的查尋表的ROM來提供。對取樣值求平方的數字乘法器238的積輸出信號具有一個位於濾波器237的響應的10.76MHz分量的二次諧濾處的強分量，提供集中於21.52MHz的選擇性響應的帶通FIR數字濾波器239選擇該二次諧濾，以作為其描述其21.52MHz基準載波模擬輸出信號的數字輸入信號而加到DAC232上去。
數字多路轉換器236對虛取樣值存在檢測器34提供的第二狀態的控制信號(表示接收的HDTV信號是QAM信號)作出響應，以便選擇數字乘法器23A的積輸出信號而加到提供集中於10.76MHz的選擇性響應的帶通濾波器237。可以由邏輯門來構成、或者也可以由存儲平方值的查尋表的ROM來提供的數字乘法器23A對帶通FIR數字濾波器238的取樣值求平方，該帶通FIR數字濾波器238提供集中於5.38MHz的選擇性響應，這一選擇性響應選擇基帶QAM信號的5.38MHz符號頻率。這一基帶QAM信號可以如圖3所示由QAM同相同步檢波器250來提供，或者可以如圖5所示由QAM正交相位同步檢波器255來提供。
圖3還較詳細地表示第一地址發生器28的典型結構，它給ROM287的餘弦查尋表部分271和正弦查尋表272提供地址，ROM27提供在被變換為末級中頻時QAM載波的彼此為正交關係的兩相的複數數字描述。第一時鐘信號的翻轉被第一地址發生器28中的第一地址計數器281計數，以產生基本的第一地址信號。該基本的第一地址信號作為第一加數提供給數字加法器282。作為第二加數提供給數字加法器282的第一地址校正值信號與加法器282中的基本的第一地址信號相加，以作為和輸出信號產生對ROM29的餘弦查尋表部分271和正弦查尋表部分272進行尋址的校正第一地址信號。符號時鐘旋轉檢測器283對被QAM同相同步檢波器250同步至基帶的QAM信號的實取樣值序列和被QAM正交相位同步檢波器255同步至基帶的QAM信號的虛取樣值序列作出響應。符號時鐘旋轉檢測器283對在接收機中根據第一時鐘信號進行的符號定時(symbol clocking)和在發射機中進行的符號定時之間的相位不一致進行檢測，正如在被外差成為是其符號頻率的約數的末級中頻的接收的QAM信號中所表現的那樣。1992年5月19日授權給A.D.Kucar、題名為「載波同步和數據檢測的方法和設備」的美國專利第5115454號描述了幾種符號時種旋轉檢測器283並列出了對它們進行一些描述的背景文獻，這幾種符號時鐘旋轉檢測器和對它們進行一些描述的背景文獻在此作為參考文獻。數字低通濾波器284在大量取樣值(例如幾百萬)的基礎上求出被符號時鐘旋轉檢測器283檢測的、在接收機中進行的符號定時的相位不一致的平均值，以便產生提供給加法器282以校正基本的第一地址的第一地址校正值信號。在如此多的取樣值基礎上求平均可以通過這樣的過程來進行，該過程對較少數目的取樣值進行累加並以降低的取樣速率轉儲它們以便進一步累加，利用逐漸降低的二次取樣速率重複若干次累加和二次取樣。
圖3還較詳細地表示第二地址發生器32的典型結構，它給ROM31的餘弦查尋表部分311和正弦查尋表部分312提供地址，ROM31提供在被變換為末級中頻時VSB載波的彼此為正交關係的兩相的複數數字描述。第一時鐘信號的翻轉被第二地址發生器32中的第二地址計數器321計數，以產生基本的第二地址信號。該基本的第二地址信號作為第一加數提供給數字加法器322。作為第二加法提供給數字加法器322的第二地址校正值信號與加法器322中的基本的第二地址信號相加，以作為和輸出信號產生對ROM31的餘弦查尋表部分311和正弦查尋表部分312進行尋址的校正第二地址信號。
圖3表示在同相同步檢波器290的取樣值作為輸入信號提供給量化器324之前將它們延遲預定個數的取樣周期的時鐘同步數字延遲線323，量化器324提供被量化器324當前接收作為輸入信號的取樣值最接近地逼近的量化電平。可以根據伴隨VSB信號的導頻載波的能量或根據VSB信號的包絡檢波的結果來推斷量化電平。量化器324選擇其輸出信號的最接近量化電平使數字加法器/減法器325從其中減去相應的量化器324的輸入信號，加法器/減法器325通過在其輸出端包括時鐘同步鎖存器而作為一時鐘同步元件來運行。加法器/減法器325的差輸出信號表示實際恢復的符號電平與應當被恢復的符號電平的偏離，但該偏離的極性是歸因於符號相位不一致的超前還是滯後則留待著解決。
作為輸入信號提供給時鐘同步的數字延遲線323的同相同步檢波器290的取樣值無延遲地作為輸入信號提供給均方誤差梯度檢測濾波器326。濾波器326是具有(-1/2)、1、0、(-1)、(+1/2)核的有限脈衝響應數字濾波器，其操作由第一取樣時鐘來同步。時鐘數字延遲線323提供的預定個數取樣周期的延遲使濾波器326的響應與來自加法器/減法器325的差信號時間上對齊。數字乘法器327將加法器/減法器325的差信號乘以濾波器326的響應來解決這一問題。二進位補碼濾波器326的響應的符號位和緊接的最高有效位足以滿足乘法運算，這就允許簡化數字乘法器327的結構。數字乘法器327積信號的取樣值是在接收機中進行的符號定時的相位不一致的表示，數字低通濾波器328在許多取樣值(例如幾百萬)基礎上求該相位不一致的平均值，以便產生提供給加法器322以校正基本的第二地址的第二地址校正值信號。
在圖3(以及圖5)所示第二地址發生器32中使用的符號同步技術與S.U.H.Qureshi在其發表於「IEEE通信學報」1976年12月第1326-1330頁上的論文「均衡局部響應系統的定時恢復」中描述的供脈衝調幅(PAM)信號使用的一般類型的符號同步技術一樣。在VSB信號的符號同步方面使用的這些符號同步技術在發明人早期申請的、在本說明書前面引用的專利申請中有專門的描述。在圖3和5所示的一般類型的第二地址發生器32的優選設計中，時鐘同步的數字延遲線323不是作為獨立的元件而存在；相反地，加到量化器324的輸入信號(該輸入信號具有與濾波器326的響應在時間上對齊的、對加法器/減法器325的差信號的必要數量的取樣周期延時)取自於被包括在濾波器326中的抽頭數字延遲線，以便在通過求和而產生濾波器326的響應之前提供出將要被以(-1/2)、1、0、(-1)、(+1/2)核來進行加權的差延遲取樣值。
QAM HDTV信號的載波和VSB HDTV信號的載波被變換為相應的中頻，每一中頻都是21.52MHz取樣速率倍數的約數，21.52MHz取樣速率是QAM HDTV信號的5.38MHz符號頻率的四次諧波，是VSB HDTV信號的10.76MHz符號頻率的二次諧波。由於QAM HDTV信號的載波位於6MHz寬的TV頻道的中部，但VSB HDTV信號的載波只比6MHz寬的TV頻道的最低頻率高625KHz，所以這兩個相位的中頻相互相差2.37MHz。最好這樣地選擇調諧器5中本地振蕩11、16和20的頻率，使得VSB HDTV信號載波變換成的中頻低於QAM HDTV信號載波變換成的中頻。由於這樣做有利於接收VSB HDTV信號時的符號同步，所以這樣做是非常可取的。QAM HDTV信號載波變換成的中頻最好不高於5.38MHz，這樣就能夠根據21.52MHz取樣時鐘每一周期至少四次地對其進行取樣，這一選擇使末級IF信號中的最低頻率不高於2.38MHz。末級IF信號的最低頻率最好高於1MHz，以便保證末級IF信號的最高頻率與最低頻率之比實質上小於3∶1，由此減輕對於實-復取樣值變換器24的濾波要求因此VSB HDTV信號載波變換成的中頻最好高於1.625MHz。
圖4是21.52MHz取樣頻率的分諧波和是21.52MHz取樣頻率的二次諧波的43.04MHz的分諧波表，這些分諧波與感興趣的頻率範圍重疊。(當然，可以構成21.52MHz取樣頻率的低諧波的分諧波的更完整的表，但當給表增加21.52Hz的取樣頻率的較高諧波、然後選擇這些較高諧波的分諧波來逼近末級IF信號中的QAM和VSB載波頻率時，將必須增大ROM27和ROM31的地址數目)。人們希望從圖4的表為QAM HDTV信號載波和VSB HDTV信號載波變換成的相應中頻選擇滿足前面一段的準則的兩個頻率。圖4的表最右上側包括了一列遞減2.375MHz的43.04MHz的較高分諧波，這些獲得的頻率值可以與43.04MHz的較低分諧波作比較，以利於選擇在它們之間接近所需2.375MHz頻偏的分諧波。43.04MHz的第9和第18分諧波相對於所需頻偏呈現16KHz或0.67％的誤差；43.04MHz的第10和第22分諧波相對於所需頻偏呈現27KHz或1.14％的誤差；43.04MHz的第11和第28分諧波相對於所需頻偏只呈現1KHz或0.04％的誤差；43.04MHz的第12和第36分諧波相對於所需頻偏只呈現16MHz或0.67％的誤差。將在末級IF信號中的QAM和VSB載波中的每一個鎖定到它們需要的約數頻率所需的標稱的第二本地振蕩器16的頻率的校正值是其振蕩的960MHz振蕩頻率的非常小的一個百分比，因此其振蕩的穩定性幾乎不受AFPC的影響。值得考慮的是就第二中頻進入第二SAW濾波器18的陷波電路時的第二中頻的偏移。這一偏移的影響可以通過在一種接收模式期間用被轉接的電容來並聯第三本地振蕩器20的晶體槽路以將其頻率改變幾個千赫茲來抵消，在過去的NTSC TV接收機的生產設計中，在用電感和電容作為頻率選擇元件的分立級構成的IF放大器中容許高達30KHz的失諧，在使用SAW濾波器的單片IF放大器中容許略大一些的失諧。
再參看圖3，假定43.04MHz的第10和第22分諧波將用作為將由QAM和VSB HDTV載波分別變換成的末級中頻，因此被變換的VSB載波略高於1.625MHz，第一地址計數器281進行模10計數，由此產生一個周期的ROM27的尋址，第二地址計數器322進行模22計數，由此產生一個周期約ROM31的尋址。如果43.04MHz的第11和第28分諧波用作為將由QAM和VSBHDTV載波分別變換成的末級中頻，則第一地址計數器281進行模11計數，由此產生一個周期的ROM27的尋址，第二地址計數器322進行模28計數，由此產生一個周期的ROM31的尋址。如果43.04Mhz的第12和第36分諧波用作為將由QAM和VSBHDTV載波分別變換成的末級中頻，則第一地址計數器281進行模12計數，由此產生一個周期的ROM27的尋址，第二地址計數器322進行模36計數，由此產生一個周期的ROM31的尋址。
圖5表示當43.04MHz的第9和第18分諧波用作為將由QAM和VSB HDTV載波分別變換成的末級中頻時能夠對圖3電路所作的修改。用由只存儲半周期的VSB載波餘弦值的ROM部分313和只存儲半周期的VSB載波正弦值的ROM部分314組成的ROM310來代替VSB復載波ROM31。在以上描述的第二地址發生器32的改型320中，加法器322從第一地址計數器281接收基本的第一地址作為其第一加數輸入信號，而不是以第二地址計數器321接收基本的第二地址。在改型的第二地址發生器320中不使用第二地址計數器321。第一地址計數器281進行模9計數，由此產生一個周期的ROM27的尋址和半周期的ROM310的尋址。二進位計數器級319對第一地址計數器281的溢出進位進行計數。選擇位補碼器315使二進位計數器級319的模2計數與從ROM310的ROM部分313讀出的VSB載波餘弦值的每一位進行「異或」運算，以便為數字加法器312產生第一加數輸入，沿著增大權的方向給二進位計數器級319的模2計數提供零擴展，以便為加法器317產生第二加數輸入。加法器317的和輸出在18個第一時鐘周期內提供全周期的VSB載波餘弦值。選擇位補碼器316使二進位計數器級319的模2計數與從ROM310的ROM部分314讀出的VSB載波正弦值的每一位進行「異或」運算，以便為數字加法器318產生第一加數輸入，沿增大權的方向具有零擴展的二進位計數器級319的模2計數也作為第二加數輸入提供給加法器318。加法器318的和輸出在18個第一時鐘周期內提供全周期的VSB載波正弦值。
熟悉數字電路設計的人員懂得利用餘弦和正弦函數的對稱性或者這兩種函數各自相位的90度偏移可以在圖3的只讀存儲器電路中省去其它硬體。另一種電路設計是採取不從ROM讀出正弦和餘弦值而是根據三角公式sin(A＋B)＝sinAcosB＋cosAsinB和con(A＋B)＝conAcosB－sinAsinB來並行地累加正弦和餘弦值。
圖6表示電路24能夠具有的結構形式，其中包括(a)線性相位、有限脈衝響應(FIR)數字濾波器60，該濾波器60產生虛(Im)數字取樣值作為對於實(Re)數字取樣值的希爾伯特變換響應；以及(b)實數字取樣值的補償的、時鐘同步的數字延遲，以便補償希爾伯特變換濾波器60的等待時間，該時鐘同步的數字延遲可以由被包括在希爾伯特變換濾波器60中的時鐘同步鎖存器元件61-66來提供。D.W.Rice和K.H.Wu在他們發表於「IEEE航空和航天以及電子系統學報」第AES-18卷、第4期(1982年11期)第736-739頁上的論文」具有大動態範圍的正交取樣」中描述了使用這樣的電路來對帶通信號實現同相和正交相位取樣過程。由於末級IF信號佔據的6MHz寬的頻帶的最低頻率至少是在1兆赫左右，所以可以在用作希爾伯特變換的FIR濾波器60中使用僅僅7個非零加權抽頭。
7抽頭希爾伯特變換濾波器60包括一次取樣延遲元件61、62、63、64、65和66的級聯連接，從這些延遲元件取出取樣值進行加權和求和以便產生希爾伯特變換響應。希爾伯特變換實質上是線性相位的，因此FIR濾波器60的抽頭權重呈現出對於中間延遲的對稱性。於是，數字加法器67求延遲元件61的輸入信號和延遲元件66的輸出信號之和以便對其進行公共加權，數字加權器68求延遲元件61的輸出信號和延遲元件65的輸出信號之和以便對其進行公共加權，並且數字加法器69求延遲元件62的輸出信號和延遲元件64的輸出信號之和以便對其進行公共加權。延遲元件64的輸出信號作為輸入地址提供給只讀存儲器70，只讀存儲器70將該信號乘以合適的權重W0值。數字加法器69的和輸出信號作為輸入地址提供給只讀存儲器71，只讀存儲器71將該信號乘以合適的權重W1值。數字加法器68的和輸出信號作為輸入地址提供給只讀存儲器72，只讀存儲器72將該信號乘以合適的權重W2值。數字加法器67的和輸出信號作為輸入地址提供給只讀存儲器73，只讀存儲器73將該信號乘以合適的權重W3。使用ROM70、71、72和73作為固定被乘數乘法器保證了與乘法有關的延遲縮短到可被忽略的程度。ROM70、71、72和73的輸出信號由樹狀的符號數字加法器74、75和76進行合併，樹狀的符號數字加法器74、75和76根據需要作為加法器或減法器來運行以便恰當地給存儲在ROM 70、71、72和73中的權重W0、W1、W2和W3的值指定符號。假定加法器67、68、69、75、75和76為時鐘同步加法器，每個呈現一次取樣的等待時間，這就使7抽頭FIR濾波器60呈現六次取樣的等待時間。補償該等待時間的濾波器60輸入信號的延遲由六個一次取樣延遲元件61、62、63、64、65和66來提供。只讀存儲器70的輸入地址取自延遲元件64的輸出而不是取自延遲元件63的輸出，因此延遲元件64的一次取樣延遲補償了加法器67、68和69中的一次取樣延遲。
C.M.Rader在其發表於「IEEE航空和航天以及電子系統學報」第AES-20卷第6期(1984年11月)第821-824頁上的論文「對同相和正交分量進行取樣的簡單方法」中描述了在對數位化帶通信號進行的復同步檢波方面的改進。Rader用根據雅可比橢圓函數設計的、在對於數位化帶通信號的相位響應中呈現恆定的π/2相位差的一對全通數字濾波器來代替希爾伯特變換FIR濾波器以及Rice和Wu的補償延遲FIR濾波器。優選的這種全通數字濾波器對具以下的系統函數H1(z)＝Z-1(Z-2－a2)/(1－a2Z-2)a2＝0.5846832H2(z)＝-(Z-2－b2)/(1－b2Z-2)b2＝0.1380250Rader描述了只需要兩次乘法運算的濾波器結構，一次乘以a2，另一次乘以b2。
圖7表示電路24能夠具有的另外的結構，該結構包括C.M.Rader描述的、根據雅可比橢圓函數設計的一對全通數字濾波器80和90。濾波器80和90在對於數位化帶通信號的相位響應中呈現恆定的π/2相位差。由於過取樣的實取樣值較好地為符號同步器在同步VSB信號時提供了保證，所以發明人建議不使用Rader描述的、利用二次取樣來在延遲網絡電路中提供進一步的縮減的全通濾波器。
提供了系統函數H1(z)＝Z-1(Z-2－a2)/(1－a2Z-2)(其中，在小數運算中a2＝0.5846832)的濾波器80的結構在圖7中表示如下。ADC22的取樣值在時鐘同步的延遲元件88中被延遲一個ADC取樣時鐘的時間，以便加到節點89上去。節點89處的信號在級聯的時鐘同步的延遲元件81和82中被再延遲兩個ADC取樣時鐘的時間，以便作為其第一加數信號加到數字加法器83上去。加法器83的和輸出信號提供濾波器80的實響應。加法器83的和輸出信號在級聯的時鐘同步的延遲元件84和85中被延遲兩個ADC取樣時鐘的時間，以便作為被減數輸入信號加到一個可接收節點89處的信號來作為其減數輸入信號的數字減法器上去。所獲得的數字減法器86的差輸出信號作為乘數輸入信號提供給數字乘法器87，以便利用二進位運算來與a2被乘數信號相乘。所獲得的積輸出信號提供給數字加法器83作為其第二加數信號。
提供出了系統函數H2(z)＝-(Z-2－b2)/(1－b2Z-2)(其中，在小數運算中，b2＝0.1380250)的濾波器90的結構在圖7中表示如下。ADC22的取樣值在級聯的時鐘同步的延遲元件91和92中被延遲兩個ADC取樣時鐘的時間，以便作為其第一加數信號加到數字加法器93上去。加法器93的和輸出信號提供濾波器90的虛響應。加法器93的和輸出信號在級聯的時鐘同步的延遲元件94和95中被延遲兩個ACD取樣時鐘的時間，以便作為其第二加數信號加到一個可接收ADC22的取樣值來作為其第一加數信號的數字加法器96上去。所獲得數字加法器96的和輸出信號作為乘數輸入信號提供給數字乘法器97，以便利用二進位運算來與b2被乘數信號相乘。所獲得的積輸出信號提供給數字加法器93作為其第二加數信號。
圖8表示通過修改圖7的覆信號濾波器而得到的覆信號濾波器。改變時鐘同步的延遲元件88的位置，以便延遲加法器83的和輸出信號而不是延遲ADC22的數字輸出信號，ADC22的數字輸出信號無延遲地提供給節點89，由此在位置改變的時鐘同步的延遲元件88的輸出端處提供實響應。在位置改變的時鐘同步的延遲元件88的輸出端處提供的實響應與在時鐘同步的延遲元件84的輸出端處提供的響應相同。因此，從時鐘同步的延遲元件84的輸出端而不是從位置改變的時鐘同步的延遲元件88的輸出端提供實響應；由於不再需要位置改變的時鐘同步的延遲元件88，所以將其省去。
圖9表示通過修改圖8的覆信號濾波器而得到的覆信號濾波器。加法器83的第一加數信號取自級聯的時鐘同步的延遲元件91和92，而不是取自級聯的時鐘同步的延遲元件81和82。由於級聯的時鐘同步的廷遲元件81和82不再需要，所以將它們省去。圖9的覆信號濾波器優於圖7和圖8的覆信號濾波器之處在於消除了冗餘的時鐘同步的延遲元件。
圖10更詳細地表示同步QAM HDTV信號至基帶的數字電路25。該QAM同步電路25包括產生其輸出信號的實數部分的QAM同相同步檢波器250和產生其輸出信號的虛數部分的QAM正交相位同步檢波器255。該QAM同步電路25包括數字加法器256、數字減法器257以及有關的第一、第二、第三和第四數字乘法器251-254。QAM同相同步檢波器250包括乘法器251、乘法器252、以及用於求該乘法器251和252的積輸出信號之和以產生QAM同步電路25的輸出信號的實數部分的加法器256。第一數字乘法器251將實-復取樣值變換器24提供的末級IF信號的實數取樣值乘以從ROM27中的查尋表271讀出的、描述餘弦RAM載波的數字取樣值，第二數字乘法器252將實-復取樣值變換器24提供的末級IF信號的虛數字取樣值乘以從ROM27中的查尋表272讀出的、描述正弦QAM載波的數字取樣值。QAM正交相位同步檢波器255包括乘法器253、乘法器254、以及用於乘法器254的積輸出信號中減去乘法器253的積輸出信號以產生QAM同步電路25的輸出信號的虛數部分的減法器257。第三數字乘法器253將實-復取樣值變換器24提供的末級IF信號的實數字取樣值乘以從ROM27中的查尋表272讀出的、描述正弦QAM載波的數字取樣值，第四數字乘法器254將實-復取樣值變換器24提供的末級IF信號的虛數字取樣值乘以從ROM27中的查尋表271讀出的、描述餘弦QAM載波的數字取樣值。
圖10還更詳細地表示同步VSB HDTV信號至基帶的數字電路29。該VSB同步電路29包括用於產生其輸出信號的實數部分的VSB同相同步檢波器290和用於產生其輸出信號的虛數部分的VSB正交相位同步檢波器295。該VSB同步電路29包括數字加法器296、數字減法器297、以及各相應的第一、第二、第三和第四數字乘法器291-294。VSB同相同步檢波器290包括乘法器291、以及用於求該乘法器291和292的積輸出信號之和以產生VSB同步電路29的輸出信號的實數部分的加法器296。第一數字乘法器291將實-復取樣值變換器24提供的末級IF信號的實數字取樣值乘以以ROM31中的查尋表311讀出的、描述餘弦VSB載波的數字取樣值，第二數字乘法器292將實-復取樣值變換器24提供的末級IF信號的虛數字取樣值乘以從ROM31中的查尋表312讀出的、描述正弦VSB載波的數字取樣值。VSB正交相位同步檢波器295包括乘法器293、乘法器294、以及用於從乘法器294的積輸出信號中減去乘法器293的積輸出信號以產生VSB同步電路29的輸出信號的虛數部分的減法器297。第三數字乘法器293將實-複數字取樣值變換器24提供的末級IF信號的實數字取樣值乘以從ROM31中的查尋表312讀出的、描述正弦VSB載波的數字取樣值，第四數字乘法器294將實-複數字取樣值變換器24提供的末級IF信號的虛數字取樣值乘以從ROM31中的查尋表311讀出的、描述餘弦VSB載波的數字取樣值。
圖11較詳細地表示構成用於產生控制信號的虛取樣值存在檢測器34的一種方式，該控制信號響應於VSB同步電路29的虛取樣值的超過預定閾值的均方值而處於第一狀態，否則，處於第二狀態。圖11所示檢測器34包括用於對VSB正交相位同步檢波器295提供給它的每一取樣值求平方的數字乘法器341。求平方後的取樣值作為輸入信號提供給數字低通濾波器342，該數字低通濾波器342對大量的這些被平方的取樣值求平方以將濾波器342響應的帶寬限制在不高於零頻率幾個周期的帶寬值範圍。這就是說，該低通濾波器342對於VSB信號同步至的較高頻率不提供顯著的響應。低通濾波器342的響應作為減數信號提供給數字減法器343。減法器343起進行閾值檢測的數字比較器的作用。當接收的HDTV信號是QAM類型時對減法器343已提供了一個約為低通濾波器342響應值的一半的線連的被減數，從而提供出一個用來作為對VSB同步電路29的虛取樣值的均方值進行檢測的參照的閾值電平。減法器343的二進位補碼差輸出信號的最高有效位是符號位，當由於接收的HDTV信號是QAM類型因而VSB同步電路29虛取樣值的均方值大於該線連被減數時，該符號位為「1」，而當由於接收的HDTV信號是VSB類型因而VSB同步電路29虛取樣值的均方值小於該線連被減數時，該符號位為「0」。該符號位是檢測器34作為控制信號輸出而被提供出來的數字比較器輸出信號。
構成虛取樣值存在檢測器34的另一種方式使用數-模轉換器來將VSB正交相位同步檢波器295的被平方的取樣值轉換成為模擬低通濾波器的模擬輸入信號。該模擬低通濾波器的響應提供給模擬比較器，該模擬比較器作為一個閾值檢測器以便確定VSB同步電路29的虛取樣值的均方值是否超過閾值。圖11所示虛取樣值存在檢測器34的數位化結構的優越之處在於數字低通濾波器342的響應還可用於構成在圖1和2所示數字HDTV信號無線電接收機中的自動增益控制(AGC)電路。
圖11表示AGC電路100，噹噹前接收的數字HDTV信號是QAM類型時，該AGC電路100利用數字低通濾波器342的響應來產生用以控制調諧器5的變頻增益的AGC信號。當接收QAM類型的HDTV信號時，濾波器342的響應作為被減數輸入信號提供給數字減法器101，以便從中減去描述VSB同步電路29的虛取樣值的均方值的所需電平的線連減數。減法器101的差輸出(它是用於QAM接收的數字AGC信號)作為第一輸入信號提供給數字多路轉換器102。數字多路轉換器102選擇提供給數-模轉換器103以便轉換成模擬AGC信號的數字AGC信號的源。模擬AGC信號提供給模擬低通濾波器104以便被進一步低通濾波，該濾波器104的低通響應提供給常規設計的延遲AGC網絡105，該常規設計的延遲AGC網絡105對其作出響應從而給圖1所示的第一和第二IF放大器14和18提供合適的延遲的AGC信號，在某些設計中，該濾波器104的低通響應也提供給第一混頻器12(或提供給在圖1末示出的前級射頻放大器)。被數字補償延遲元件106延遲了相當於多路轉換器102輸入信號的一個取樣周期左右的虛取樣值存在檢測器34的輸出指示是提供給多路轉換器102的控制信號。當該信號為「1」(表示QAM類型的HDTV信號正在被接收)時，多路轉換器102再現減法器101的差輸出，以便給濾波器104提供輸入信號。
VSB同相同步檢波器290輸出信號的取樣值被數字乘法器107進行平方，被平方的取樣值作為輸入信號提供給類似於濾波器342的數字低通濾波器108。濾波器108的響應作為被減數輸入信號提供給減法器109以便從中減去描述被假定為VSB類型的接收的HDTV信號的所需電平的一個線連減數。減法器109的差輸出(它是VSB接收的數字AGC信號)作為第二輸入信號提供給數字多路轉換器102。當提供給多路轉換器102的控制信號為「0」時(過間接地表示當前接收的HDTV信號是VBB類型)，多路轉換器102就再現減法器109的差輸出，以便給濾波器104提供輸入信號。減法器109即使在QAM接收期間也將提供數字AGC信號，即使當在提供VSB，接收指示的虛取樣值存在檢測器34中存在延遲時，該信號足以提供一定程度的AGC。
DAC103最好為特殊設計，這種設計為所有負數字輸入信號提供模擬AGC信號的預定直流電平並以可變電平只對正數字輸入信號作出響應。由於AGC信號具有如此窄的頻帶，所以不需要以第一時鐘速率將其提供給DAC103。實際上，為了節省操作能量等，需要以非常低的速率來操作DAC103。
圖12表示圖11電路中進行數字低通濾波和數-模轉換的部分的最佳結構。分頻器110以是第二時鐘信號的一個大的約數(例如210)的速率產生第三時鐘信號。例如，分頻器110包括(a)每當其末級被觸發時產生溢出脈衝的一系列二進位計數器級；以及(b)將溢出脈衝整形為第三時鐘信號的各個時鐘的脈衝的脈衝整形電路。該第三時鐘信號同步DAC103的輸入鎖存器1031和數字補償延遲元件106中的輸入鎖存器1061。數字低通濾波器108作為累加器來操作，該累加器包括數字加法器1081；被所述第一時鐘信號同步的、用於加法器1081中的輸出鎖存器1082；和被第三時鐘信號控制的、用以復位累加的數字多路轉換器1083。數字低通濾波器342也作為累加器來操作，該累加器包括數字加法器3421；被所述第一時鐘信號同步的、用於加法器3421的輸出鎖存器3422；和被第三時鐘信號控制的、用以復位累加的數字多路轉換器3423。
可以改進圖11專門所示的AGC電路100以便使用數字低通濾波器108的響應而不是數字低通濾波器342的響應來作為減法器109的被減數信號。根據VSB同相同步檢波器290輸出信號的取樣值而不是根據VSB正交相位同步檢波器295輸出信號的取樣值來產生QAM接收的數字QAM信號，這是沒有區別的。
圖13表示可用來代替圖11的AGC電路100的可替換AGC電路200。該AGC電路200與圖11專門所示的AGC電路100的區別也在於根據VSB同相同步檢波器290輸出信號的取樣值而不是根據VSB正交相位同步檢波器295輸出信號的取樣值來產生QAM接收的數字AGC信號。在圖11的AGC電路100中的除101、102和109外的所有元件都在圖13的可替換AGC電路200中使用。數字低通濾波器108的響應作為被減數輸入信號提供給減法器209以便從中減去由多路轉換器202選擇的減數，所獲得的減法器209的差輸出信號提供給DAC103轉換成為模擬AGC信號的被選數字AGC信號。被數字補償延遲元件106延遲的虛取樣值存在檢測器34的輸出指示是提供給多路轉換器202的控制信號。當該控制信號為「1」(表示QAM類型的HDTV信號正在被接收)時，多路轉換器202把減法器209的減數輸入信號選定為用作AGC電路100的減法器101的減數輸入信號的同一基準電平。當該控制信號為「0」(表示VSB類型的HDTV信號正在被接收)時，多路轉換器202把減法器209的減數輸入信號選定為用作AGC電路100中的減法器109的減數輸入信號的同一基準電平。
圖14表示可用來代替圖11的AGC電路100的可替換AGC電路300。該AGC電路300與AGC電路100的不同之處在於獲得減法器101的被減數輸入信號的方式。在AGC電路300中，由QAM同相同步檢波器250或由QAM正交相位同步檢波器255輸出信號的取樣值被數字乘法器307求平方，被平方的取樣值作為輸入信號提供給類似於濾波器108的數字低通濾波器308。濾波器308的響應作為被減數輸入信號提供給減法器101以便從中減去描述被認為是QAM類型的、被接收的HDTV信號的所需電平的線連減數。
在本說明書中描述的並在所附的權利要求中要求保護的本發明的較佳實施例中，可以將VSB同步電路29作這樣的變化，即在VSB正交相位同步檢波之前對數位化末級IF信號進行窄帶帶通濾波；某些這類變化方案還要求修改用於產生被變換為末級中頻的VSB信號載波的數字複數描述的ROM電路31。在發明人的在此作為參考文獻的在先的專利申請中較詳細地描述了這種變化。
仔細考慮了本發明這樣的較佳實施例，即兩維格柵解碼器37和一維格柵解碼器38的輸出信號提供給各自的數據去交錯器，一直到數據去交錯結束之前將不進行數據源的選擇。仔細考慮了本發明的其它較佳實施例，在這些較佳實施例中，兩維格柵解碼器37的輸出信號被相應的數據去交錯器去交錯、然後被相應的裡得-所羅門解碼器解碼，以便產生第一錯誤校正數據流，在這些較佳實施例中，一維格柵解碼器38的輸出信號被相應的數據去交錯器去交錯、然後被相應的裡得-所羅門解碼器解碼，以便產生第二錯誤校正數據流，在這些較佳實施例中，數據源選擇在第一和第二錯誤校正數據流之間作出。在本發明的這些其它較佳實施例的修改方案中，第一和第二錯誤校正數據流在數據源選擇作出之前提供給各單獨的數據非隨機函數發生器。在其它的變化方案中，各單獨的裡得-所羅門解碼器用於QAM和VSB信號，但一個數據去交錯器用於QAM和VSB信號，或者一個數據非隨機函數發生器用於第一和第二錯誤校正數據流。
在上述HDTV接收機的變化方案中，由那種在被接收的HDTV信號中使用的變換方案中的虛取樣值存在檢測器34所提供的指示，可通過其他的指示來予以加強，這些指示即是使用由在題名為「接收VSB和QAM數字HDTV信號的無線電接收機」的同時提交的專利申請中描述的那種導頻信號存在檢測器所提供的VSB調製的HDTV信號接收的指示。
權利要求
1.一種接收被選擇的數字HDTV信號的無線電接收機，無論該被選擇的數字HDTV信號是正交調幅(QAM)信號還是殘留邊帶(VSB)信號，其特徵在於，該無線電接收機包括用於選擇所述被選數字HDTV信號而無論它是正交調幅(QAM)還是殘留邊帶(VSB)信號、並將其變換為末級中頻(IF)信號的調諧器；用於數位化所述末級IF信號以便產生數位化末級IF信號的模-數轉換器；QAM同步電路，通過將所述數位化末級IF信號同步至基帶(如果它是QAM信號)否則把所述數位化末級IF信號當作要被同步至基帶的QAM信號進行處理，從而來產生交錯的QAM符號代碼的實和虛取樣值流；VSB同步電路，通過將所述數位化末級IF信號同步至基帶(如果它是VSB信號)否則把所述數位化末級IF信號當作要被同步至基帶的VSB信號進行處理，從而來產生交錯的VSB符號代碼的實和虛取樣值流；第一平方裝置，對所述VSB同步電路的所述虛取樣值流中的每一取樣值求平方以便產生第一平方取樣值信號的相應取樣值；第一數字低通濾波器，被連接成可提供對於所述第一平方取樣值信號的第一低通濾波器響應；響應於所述第一低通濾波器響應以產生控制信號的閾值檢測器，當所述第一低通濾波器響應不低於閾值時，所述控制信號處於第一狀態，當所述第一低通濾波器響應低於所述閾值時，所述控制信號處於第二狀態；響應於所述處於第一狀態的控制信號自動地切換無線電接收機以便工作在QAM信號接收模式的裝置；以及響應於所述處於第二狀態的控制信號自動地切換無線電接收機以便工作在VSB信號接收模式的裝置。
2.如權利要求1所述的無線電接收機，其中所述調諧器包括第一和第二中頻放大器，其特徵在於，所述無線電接收機還包括第一數-模轉換器，將提供給它的數字輸入信號轉換為模擬輸出信號；用於根據所述數-模轉換器的所述模擬輸出信號控制所述第一和第二中頻放大器增益的裝置；第二平方裝置，對所述VSB同步電路的所述實取樣值流中的每一取樣值求平方以便產生第二平方取樣值信號的相應取樣值；第二低通數字濾波器，被連接成可提供對於所述第二平方取樣值信號的第二低通濾波器響應；通過確定所述第一和第二低通濾波器響應之一與QAM接收的基準值的偏離來產生第一數字AGC信號的裝置；通過確定所述第二低通濾波器響應與VSB接收的基準值的偏離來產生第二數字AGC信號的裝置；以及AGC信號選擇器，響應由所述閾值檢測器產生的所述控制信號的所述第一狀態以便選擇所述第一數字AGC信號作為提供給所述數-模轉換器的數字輸入信號，響應由所述閾值檢測器產生的所述控制信號的所述第二狀態以便選擇所述第二數字AGC信號作為提供給所述數-模轉換器的數字輸入信號。
3.如權利要求2所述的無線電接收機，其特徵在於，其中所述產生第一數字AGC信號的裝置通過確定所述第一低通濾波器響應與所述QAM接收的基準值的偏離來產生所述第一數字AGC信號。
4.如權利要求2所述的無線電接收機，其特徵在於，其中所述產生第一數字AGC信號的裝置通過確定所述第二低通濾波器響應與所述QAM接收的基準值的偏離來產生所述第一數字AGC信號。
5.如權利要求2所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括QAM符號去交錯裝置，響應所述交錯QAM符號代碼的實和虛取樣值流來產生去交錯QAM符號代碼的實和虛取樣值流；VSB符號去交錯裝置，響應所述交錯VSB符號代碼的實取樣值流來產生去交錯VSB符號代碼的實取樣值流；振幅和群時廷均衡器，具有實取樣值和虛取樣值輸入端、實取樣值和虛取樣值輸出端、對在所述均衡器的輸入端處接收的數位訊號進行處理以便在所述均衡器的實取樣值和虛取樣值輸出端處提供振幅均衡響應的可編程數字濾波器、以及根據所述控制信號和根據在所述均衡器的輸入端處接收的數位訊號的被選部分對所述數字濾波器進行編程的計算元件；以及同步結果選擇器，響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述去交錯QAM符號代碼的實取樣值流以作用於所述均衡器的實取樣值輸入端，還響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述去交錯QAM符號代碼的虛取樣值流以作用於所述均衡器的虛取樣值輸入端，響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇所述去交錯VSB符號代碼的實取樣值流以作用於所述均衡器的實取樣值輸入端，還響應所述控制信號的第二狀態，以便選擇算術零以作用於所述均衡器的虛取樣值輸入端。
6.如權利要求5所述的無線電接收機，其特徵在於，其中所述VSB符號去交錯裝置至少在選定的時刻包括NTSC抑制濾波器。
7.如權利要求5所述的無線電接收要，其特徵在於，包括2∶1分樣電路，對提供給所述均衡器的實取樣值輸入端的所述取樣值進行2∶1分樣，對提供給所述均衡器的虛取樣值輸入端的所述取樣值進行2∶1分樣。
8.如權利要求5所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括兩維格柵解碼器，當所述末級IF信號是QAM信號時，執行從所述均衡器的振幅均衡響應恢復數字數據流的符號解碼；第一數據同步恢復電路，恢復被包括在來自兩維格柵解碼器的數字數據流中的第一數據同步信息；一維格柵解碼器，當所述末級IF信號是VSB信號時，執行從所述均衡器的振幅均衡響應恢復數字數據流的符號解碼；第二數據同步恢復電路，恢復被包括在來自一維格柵解碼器的數字數據流中的第二數據同步信息；數據源選擇器；響應所述控制信號的第一狀態以便選擇所述兩維格柵解碼器的數字數據流作為其輸出信號，以及響應所述控制信號的第二狀態以便選擇所述一維格柵解碼器的數字數據流作為其輸出信號；以及數據同步選擇器，響應所述控制信號的第一狀態以便選擇所述第一數據同步信息作為其輸出信號，以及響應所述控制信號的第二狀態以便選擇所述第二數據同步信息作為其輸出信號。
9.如權利要求8所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括數據去交錯器，接收所述數據源選擇器和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，所述數據去交錯器按照利用所述控制信號選擇的兩種模式中的一種對所述數據源選擇器的輸出信號進行去交錯，以提供去交錯數據作為其輸出信號。
10.權利要求9所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括裡得-所羅門解碼器，接收所述數據去交錯器和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，所述裡得-所羅門解碼器根據利用所述控制信號選擇的兩種裡得-所羅門解碼算法中的一種對所述數據去交錯器的輸出信號進行解碼，以提供錯誤校正數據作為其輸出信號。
11.如權利要求10所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括數據非隨機函數發生器，被連接成可接收所述裡得-所羅門解碼器的所述錯誤校正數據和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，並且被連接成可提供非隨機化的錯誤校正數據作為輸出信號。
12.如權利要求11所述的無線電接收機，用以接收能使所述非隨機化的錯誤校正數據被安排在數據包中的、被選擇的數字HDTV信號，其特徵在於，所述無線電接收機還包括數字伴音解碼器；MPEG視頻解碼器；以及數據包分類器，接收所述數據非隨機函數發生器的輸出信號作為其輸入信號並對其內的所述非隨機化的錯誤校正數據的所述數據包進行分類，以提供所述數據包中的某些數據包給所述數據伴音解碼器作為輸入信號，並提供所述數據包中的某些數據包給所述MPEG視頻解碼器作為輸入信號。
13.如權利要求1所述的無線電接收機，其中所述調諧器包括第一和第二中頻放大器，其特徵在於，所述無線電接收機還包括第一數-模轉換器，將提供給它的數字輸入信號轉換為模擬輸出信號；根據所述數-模轉換器的所述模擬輸出信號控制所述第一和第二中頻放大器增益的裝置；第二平方裝置，對所述VSB同步電路的所述實取樣值流中的每一取樣值求平方以便產生第二平方取樣值信號的相應取樣值；第二低通數字濾波器，被連接成可提供對於所述第二平方取樣值信號的第二低通濾波器響應；基準值選擇器，響應於由所述閾值檢測器產生的所述控制信號的第一狀態以選擇用於QAM接收的基準值作為其輸出信號，並且響應於由所述閾值檢測器產生的所述控制信號的第二狀態以選擇VSB接收的基準值作為其輸出信號；以及通過確定所述第二低通濾波器響應與所述第一多路轉換器的輸出信號的偏離來產生提供給所述數-模轉換器的數字輸入信號的裝置。
14.如權利要求13所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括QAM符號去交錯裝置，響應於所述交錯QAM符號代碼的實和虛取樣值流以產生去交錯QAM符號代碼的實和虛取樣值流；VSB符號去交錯裝置，響應於所述交錯VSB符號代碼的實取樣值流以產生去交錯VSB符號代碼的實取樣值流；振幅和群時廷均衡器，具有實取樣值和虛取樣值輸入端、實取樣值和虛取樣值輸出端、對在所述均衡器的輸入端處接收的數位訊號進行處理以便在所述均衡器的實取樣值和虛取樣值輸出端處提供振幅均衡響應的可編程數字濾波器、以及根據所述控制信號和根據在所述均衡器的輸入端處接收的數位訊號的被選部分對所述數字濾波器進行編程的計算元件；以及同步結果選擇器，響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述去交錯QAM符號代碼的實取樣值流以作用於所述均衡器的實取樣值輸入端，還響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述去交錯QAM符號代碼的虛取樣值流以作用於所述均衡器的虛取樣值輸入端，響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇所述去交錯VSB符號代碼的實取樣值流以作用於所述均衡器的實取樣值輸入端，還響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇算術零以作用於所述均衡器的虛取樣值輸入端。
15.如權利要求14所述的無線電接收機，其特徵在於，其中所述VSB符號去交錯裝置至少在選定的時刻包括NTSC抑制濾波器。
16.如權利要求14所述的無線電接收機，包括2∶1分樣電路，用於對提供給所述均衡器的實取樣值輸入端的所述取樣值進行2∶1分樣，以及對提供給所述均衡器的虛取樣值輸入端的所述取樣值進行2∶1分樣。
17.如權利要求14所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括兩維格柵解碼器，當所述末級IF信號是QAM信號時，執行從所述均衡器的振幅均衡響應恢復數字數據流的符號解碼；第一數據同步恢復電路，恢復被包括在來自兩維格柵解碼器的數字數據流中的第一數據同步信息；一維格柵解碼器，當所述末級IF信號是VSB信號時，執行從所述均衡器的振幅均衡響應恢復數字數據流的符號解碼器；第二數據同步恢復電路，恢復被包括在一維格柵解碼器的數字數據流中的第二數據同步信息；數據源選擇器，響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述兩維格柵解碼器的數字數據流作為其輸出信號，並響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇所述一維格柵解碼器的數字數據流作為其輸出信號；以及數據同步選擇器，響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述第一數據同步信息作為其輸出信號，並響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇所述第二數據同步信息作為其輸出信號。
18.如權利要求17所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括數據去交錯器，接收所述數據源選擇器和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，所述數據去交錯器按照由所述控制信號選擇的兩種模式中的一種對所述數據源選擇器的輸出信號進行去交錯，以提供去交錯數據作為其輸出信號。
19.如權利要求18所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括裡得-所羅門解碼器，接收所述數據去交錯器和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，所述裡得-所羅門解碼器根據由所述控制信號選擇的兩種裡得-所羅門解碼算法中的一種對所述數據去交錯的輸出信號進行解碼，以提供錯誤校正數據作為其輸出信號。
20.如權利要求19所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括數據非隨機函數發生器，被連接成可接收所述裡得-所羅門解碼器的所述錯誤校正數據和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，以及被連接成可提供非隨機化的錯誤校正數據作為輸出信號。
21.如權利要求20所述的無線電接收機，用於接收使所述非隨機化的錯誤校正數據被安排在數據包中的、被選擇的數字HDTV信號，其特徵在於，所述無線電接收機還包括數字伴音解碼器；MPEG視頻解碼器；以及數據包分類器，接收所述數據非隨機函數發生器的輸出信號作為其輸入信號，並對其內的所述非隨機化的錯誤校正數據的所述數據包進行分類，以提供所述數據包中的某些數據包給所述數字伴音解碼器作為其輸入信號，以及提供所述數據包中的某些數據包給所述MPEG視頻解碼器作為其輸入信號。
22.如權利要求1所述的無線電接收機，其中所述調諧器包括第一和第二中頻放大器，其特徵在於，所述無線電接收機還包括第一數-模轉換器，將提供給其的數字輸入信號轉換為模擬輸出信號；用於根據所述數-模轉換器的所述模擬輸出信號控制所述第一和第二中頻放大器增益的裝置；第二平方裝置，對所述VSB同步電路的所述實取樣值流中的每一取樣值求平方以便產生第二平方取樣值信號的相應取樣值；第二低通數字濾波器，被連接成可提供對於所述第二平方取樣值信號的第二低通濾波器響應；第三平方裝置，對所述QAM同步電路的所述實和虛取樣值流之一中的每一取樣值求平方以便產生第三平方取樣值信號的相應取樣值；第三低通數字濾波器，被連接成可提供對於所述第三平方取樣值信號的第三低通濾波器響應；用於確定所述第二低通濾波器響應與用於VSB接收的基準值的偏離從而產生出第二數字AGC信號的裝置；和數字AGC信號選擇器，響應於由所述閾值檢測器產生的所述控制信號的第一狀態以便選擇所述第一數字AGC信號作為提供給所述數-模轉換器的數字輸入信號，並響應於由所述閾值檢測器產生的所述控制信號的第二狀態以便選擇所述第二數字AGC信號作為提供給所述數-模轉換器的數字輸入信號。
23.如權利要求22所述的無線電接收機，其特徵在於，所述第三平方裝置被連接成可對所述QAM同步電路的所述實取樣值流中的每一取樣值求平方以便產生第三平方取樣值信號的所述相應取樣值。
24.如權利要求22所述的無線電接收機，其特徵在於，其中所述第三平方裝置被連接成可對所述QAM同步電路的所述虛取樣值流中的每一取樣值求平方以便產生第三平方取樣值信號的所述相應取樣值。
25.如權利要求22所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括QAM符號去交錯裝置，響應於所述交錯QAM符號代碼的實和虛取樣值流以產生去交錯QAM符號代碼的實和虛取樣值流；VSB符號去交錯裝置，響應於所述交錯VSB符號代碼的實取樣值流以產生去交錯VSB符號代碼的實取樣值流；振幅和群時廷均衡器，具有實取樣值和虛取樣值輸入端、實取樣值和虛取樣值輸出端、用於對在所述均衡器的輸入端處接收的數位訊號進行處理以便在所述均衡器的實取樣值和虛取樣值輸出端處提供振幅均衡響應的可編程數字濾波器、以及用於根據所述控制信號和根據在所述均衡器的輸入端處接收的數位訊號的被選部分對所述數字濾波器進行編程的計算元件；以及同步結果選擇器，響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述去交錯QAM符號代碼的實取樣值以作用於所述均衡器的實取樣值輸入端，還響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇所述去交錯QAM符號代碼的虛取樣值流以作用於所述均衡器的虛取樣值輸入端，響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇所述去交錯VSB符號代碼的實取樣值流以作用於所述均衡器的實取樣值輸入端，還響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇算術零以作用於所述均衡器的虛取樣值輸入端。
26.如權利要求25所述的無線電接收機，其特徵在於，其中所述VSB符號去交錯裝置至少在選定的時間包括NTSC抑制濾波器。
27.如權利要求25所述的無線電接收機，其特徵在於，包括2∶1分樣電路，用於對提供給所述均衡器的實取樣值輸入端的所述取樣值進行2∶1分樣，並用於對提供給所述均衡器的虛取樣值輸入端的所述取樣值進行2∶1分樣。
28.如權利要求25所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括兩維格柵解碼器，當所述末級IF信號是QAM信號時，執行從所述均衡器的振幅均衡響應恢復數字數據流的符號解碼；第一數據同步恢復電路，恢復被包括在兩維格柵解碼器的數字數據流中的第一數據同步信息；一維格柵解碼器，當所述末級IF信號是VSB信號時，執行從所述均衡器的振幅均衡響應恢復數字數據流的符號解碼；第二數據同步恢復電路，恢復被包括在一維格柵解碼器的數字數據流中的第二數據同步信息；數據源選擇器，響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述兩維格柵解碼器的數字數據流作為其輸出信號，並響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇所述一維格柵解碼器的數字數據流作為其輸出信號；以及數據同步選擇器，響應於所述控制信號的第一狀態以便選擇所述第一數據同步信息作為其輸出信號，並響應於所述控制信號的第二狀態以便選擇所述第二數據同步信息作為其輸出信號。
29.如權利要求28所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括數據去交錯器，接收所述數據源選擇器和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，所述數據去交錯器按照由所述控制信號選擇的兩種模式中的一種對所述數據源選擇器的輸出信號進行去交錯，以提供去交錯數據作為其輸出信號。
30.如權利要求29所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括裡得-所羅門解碼器，接收所述數據去交錯器和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，所述裡得-所羅門解碼器根據由所述控制信號選擇的兩種裡得-所羅門解碼算法中的一種對所述數據去交錯器的輸出信號進行解碼，以提供錯誤校正數據作為其輸出信號。
31.如權利要求30所述的無線電接收機，其特徵在於，還包括數據非隨機函數發生器，被連接成可接收所述裡得-所羅門解碼器的所述錯誤校正數據和所述數據同步選擇器的輸出信號作為輸入信號，並且被連接成可提供非隨機化的錯誤校正數據作為輸出信號。
32.如權利要求31所述的無線電接收機，用於接收使所述非隨機化的錯誤校正數據被安排在數據包中的、被選擇的數字HDTV信號，其特徵在於，所述無線電接收機還包括數字伴音解碼器；MPEG視頻解碼器；以及數據包分類器，接收所述數據非隨機函數發生器的輸出信號作為其輸入信號並對其內的所述非隨機化的錯誤校正數據的所述數據包進行分類，以便提供所述數據包中的某些數據包給所述數據伴音解碼器作為輸入信號，並且以便提供所述數據包中的某些數據包給所述MPEG視頻解碼器作為其輸入信號。
全文摘要
用同一調諧器接收被選數字HDTV信號的無線電接收機，不論其是正交調幅(QAM)信號或殘留邊帶(VSB)信號。調諧器末級IF信號被數位化後加到同相和正交QAM同步檢波器及同相和正交VSB同步檢波器。將QAM和VSB末級IF信號的載波頻率調整為符號頻率的約數。檢測正交VSB同步檢波器輸出取樣值的平均能量，以便按其低於還是不低於閾值電平而分別將無線電接收機自動切換成按VSB HDTV或QAM HDTV信號接收模式工作。
文檔編號H04N5/46GK1123985SQ95107648
公開日1996年6月5日 申請日期1995年6月27日 優先權日1994年6月28日
發明者C·B·帕特爾, A·L·林堡 申請人:三星電子株式會社