在擴展頻帶上具有高選擇性、低插入損耗和改進的無帶阻的窄帶調諧的諧振器濾波器拓撲的製作方法
2023-08-02 19:46:16
專利名稱：在擴展頻帶上具有高選擇性、低插入損耗和改進的無帶阻的窄帶調諧的諧振器濾波器拓撲的製作方法
技術領域：
本發明涉及適用於高頻(HF)、甚高頻(VHF)、超高頻(UHF)和微波段上的有利應用的窄帶調諧的諧振器濾波器拓撲，更具體地說，涉及能夠在感興趣的頻率範圍上保持一適合於增加的選擇性的高負載Q、以改進的無帶阻最小化插入損耗(insertion loss)的最佳耦合，以及用高度重複精度製造相對簡單和便宜的那種拓撲。
背景技術：
寬帶多載波信號的處理出現一種特別嚴格和苛刻的關於諸如濾波器之類的信號處理電路的前後關係。例如具有相當於大約5-6MHz帶寬的基帶電視信號一般與RF(射頻)載波信號混合(調製)，從而將其放在50至100MHz或更大的範圍中的RF頻道上，以實現頻分多路復用(FDM)。諸如微波通信這樣的其它應用會需要1-2GHz和之外(beyond)的操作範圍。需要同時處理包含多個頻道的寬帶信號的應用，諸如電視廣播的傳輸和接收(通過空中或者經由光纖/同軸電纜)，會出現需要濾波器只通過總帶寬的一小部分(即落入窄通帶內的那些頻率，一般是感興趣的一個頻道)的情況，同時抑制總帶寬上剩餘的頻率(即落入阻帶內的那些頻率)。這一般使用窄帶通濾波器實現。根據用於具體實施的系統設計，這些濾波器可能需要工作在與感興趣的RF頻道相同的RF頻率上，或者在RF頻道可能已經上升或下降地轉換成的、對寬頻靈活系統(agile system)是典型的某種其它頻率(中頻或IF)處。
在處理的各個點可能會注入或產生噪聲和圖像信號、以及各種各樣令人討厭的寄生信號，因此時常根據應用的靈敏度，調用帶通濾波器來抑制(衰減)帶外信號為明顯的低電平。例如，甚至被衰減達60dB的信號仍然可以在所收到的視頻傳輸中看見。因此，充分衰減出現的任何不是在所希望的載波上調製的基帶信號是很重要的。這時常需要帶通濾波器具有非常高的選擇性(即，理想情況下，只通過包含感興趣的基帶信號的總帶寬的一小部分)，在通帶中具有極少或沒有任何能量損失(即，低插入損耗)，並且對阻帶中的其它頻率保持必要的衰減幅度。而且因為在寬帶應用中由基帶信號所佔據的總帶寬的小部分相對來說是如此的小(大約為1-2％)，所以這樣的濾波器必須以高精度產生必要的頻率響應，並且必須在隨後的時間中保持該響應(即該響應不應該漂移)。此外，它們對於來自外部信號源以及他們自己的各元件之間的耦合的RF噪聲必須是相對來說不受影響的。最後，總是希望該濾波器價廉並且容易以高重複精度製造。
有幾種實現帶通濾波器的已知技術。如前面所述，濾波器的Q值指示其選擇性；濾波器的選擇性由濾波器的響應從通帶轉變成阻帶有多快來限定。濾波器的Q值越高，則從通帶頻率到阻帶頻率的頻率響應跌落越陡。因為濾波器的輸入和輸出負載影響其Q值，更有用和實用的度量是其「線路中」或負載的Q(即，QL)。濾波器的QL大約等於其頻率響應的小部分帶寬(fractionalbandwidth)的倒數，這一般在響應曲線上低於該響應的峰值3dB的那些點(即，該響應的半功率點)之間進行測量。因此，通過1％小部分帶寬的濾波器的QL大約為100。用於寬帶信號處理應用的窄帶通濾波器時常需要高QL值，而同時又要體現出低插入(insertion)損耗(即，不應該顯著地衰減通帶中的信號幅度)，並且在阻帶中信號衰減應該滿應用要求。
用於實現帶通濾波器的一種已知技術牽涉到使用集總的(lumped)LC元件、以便基於低通到帶通的變換技術生成典型的濾波器。可以合成幾種不同的拓撲來生成所希望的帶通濾波器響應。對於處理VHF和UHF頻帶中的寬帶信號目的來說，這種濾波器的缺點很多，最嚴重的是集總的元件(特別地，線圈電感)在遠高於100MHz的頻率處極易受寄生效應的影響。而且幾級電路元件必須串聯在一起，以獲得高QL值所需要的傳遞函數的複雜性。因此，這樣的濾波器佔據了有價值的間隔，使得製造成本相對高。
實現濾波器的另一種已知技術採用螺旋形諧振器。採用螺旋形諧振器的濾波器被磁和/或電容地耦合，並且能夠生產很多寬帶信號處理應用所需的高QL和低插入損耗的響應。但是它們不適合於遠遠低於150MHz的頻率，原因是超大電感值會需要低於那種頻率的諧振器。這種電感器不實用或不可能構造出來。而且即使在較高的頻率下，它們也有相當大的機械結構(它們需要保護正確的操作並降低易受RF噪聲影響的性質)，這一點使得製造它們相對來說較貴(即使是大批量)。它們很易受環境振動和漂動的影響，並且在製造處理中它們一般需要調整值以確保它們精確地諧振在正確的頻率上。
構建帶通濾波器還有另一種已知技術，採用既可作為柱形的同軸傳輸線、又可作為夾在兩個接地屏蔽層之間的印刷的條狀傳輸線實現的磁和/或電容地耦合的介質諧振器。這些諧振器是短路傳輸線，因而開發它們的性能，使其諧振在作為相對於所傳輸的輸入信號的波長(對於諧振頻率的波長λ，該線的長度一般為λ/4)的它們的長度的函數的具體頻率上。這種諧振器能夠產生高QL值以獲得具有很多寬帶信號處理應用所需的小部分帶寬特性的響應(即，1-2％)。但是，因為在所希望的諧振頻率降低時跡線(trace)長度增加，這樣的諧振器不適合於任何非UHF(即，在約400MHz和幾個GHz之間)。因為該傳輸線的長度增加到一阻礙尺寸，所以它們成為HF和VHF應用的成本障礙。即使在1至2GHz，這些實施分別需要大約2至1英寸的跡線長度，這仍然是太大並且浪費重要面積。而且這將不會恰當地標度較高解析度的技術(例如集成電路)，原因是對這樣的技術來說獲得波長的四分之一所需要的長度是太大的量級。最後，這樣長的四分之一波長諧振器很容易受到傳輸和接收噪聲的影響。
用於產生帶通濾波器響應的另一種著名電路拓撲是磁耦合、雙調諧諧振電路。這樣實現的帶通濾波器相對於這裡討論的其它現有技術來說，製造成本是最便宜的(它們可以以幾分錢一個進行製造)。到目前已知的這些濾波器的實現還不能達到產生具有諸如寬帶信號處理這樣的很多應用所需的小部分帶寬和低插入損耗的響應的大Q值(一般來說，它們所達到的不好於15％的小部分帶寬或更大的帶寬)。在以下的討論中，本領域的普通技術人員會明白在這些應用中它們的缺點的原因。
在
圖1a中圖解了串聯雙調諧電路10的普通拓撲，在圖1b中圖解了並聯雙調諧電路100的普通拓撲。該串聯雙調諧電路具有輸入諧振器電路12，它磁耦合到輸出諧振器電路14。同樣，並聯雙調諧電路100具有磁耦合到輸出諧振器電路140的輸入諧振器電路120。輸入諧振器12和120分別被耦合到由電源VS18、180和有關的電源阻抗RS16和160模擬(modeled)的輸入電源。輸出諧振器14和140分別被耦合到由電阻RL15和150模擬的輸出負載阻抗。
串聯雙調諧電路10的輸入和輸出諧振器12和14是作為各自的電容器CS111和CS213與各自的電感器L117和L219之間集總串聯形成的。這兩個串聯調諧諧振器12和14和兩個並聯調諧諧振器120和140被磁耦合成它們的電感器之間的物理接近度(physical proximity)的函數，由此在它們之間創造互感M21。 其中k是值為電感元件的幾何結構和互相之間的物理接近度的函數的耦合係數。因此耦合係數k反應了兩個諧振器之間總的潛在互相耦合的百分率。兩個電感器17和19或者170和190靠得越近，那麼k的值越大，因此電感器之間的互感越大；同樣，它們離得越遠，那麼互感程度越低，由較低的k值反映。
並聯雙調諧電路100是串聯雙調諧電路10的理論對偶，因此操作十分相似。並聯雙調諧電路100的諧振器120和140由集總的電容器CP1110和CP2130與電感器L1170和L2190分別並行連接形成。諧振器120和140也被磁耦合成它們的電感器之間的物理接近度的函數，由此在它們之間創造互感M210。並聯調諧電路的互感由同一公式 給出，其k值由前面所討論的同一的幾何考慮指示。
圖2圖解了對於不同耦合係數k的雙調諧諧振電路(串聯或並聯)的三種典型響應。響應22在該電路的兩個諧振器臨界耦合在諧振頻率時獲得，其中諧振頻率是這樣一個點，在該點表現出極小插入損耗和在電路諧振頻率處的平均選擇性的最佳組合。響應24圖解了在雙調諧電路10和100各自的輸入和輸出諧振器處於欠耦合(under-coupled)下，它們的響應。這種情況對於k值接近於0時發生，而k值接近於0可以通過將電路的諧振器移開來實現。當處於欠耦合時，這些電路的QL值增加(小部分帶寬減少)，但插入損耗也增加，這是不希望的。響應26在輸入和輸出諧振器的的兩個電感器接近到使得它們變成超耦合(over-coupled)(即，k接近於值1)時發生。響應26由諧振頻率的任何一邊上的兩個最大值進行刻畫，但該電路表現出最低的QL值(因此它們的最大小部分帶寬)。從這些響應中，可以看出，在可獲得的QL的最大值和插入損耗之間，存在適合於雙調諧濾波器實施例的折衷。對於一已知的頻率，這種折衷作為這種濾波器實施例的諧振器之間的互感M的函數起作用。最佳的耦合清楚地發生或接近該臨界範圍，原因是它在阻帶性能和插入損耗之間提供最佳折衷。
注意到當頻率增加時，諧振器之間的總電感耦合也增加這一點很重要。這是因為諧振器之間的總電感耦合不僅是互感M(為諧振器的幾何特性和接近度的函數)的函數，而且是為頻率的正比例函數(direct function)(即，ωM)的感抗的函數。因此，當對於已知的M值增加頻率時，諧振器之間的電感耦合增加，並且該電路實際上成為超耦合。對一確定的點，可以通過直接增加電感器之間的間隔來補償這種耦合的增加，從而通過減少k來降低M。但是，在1GHz範圍和以上中的頻率下增加間隔是不切實際的。
串聯調諧電路的QL粗略地確定為在諧振頻率(ω0·L)處調諧的電路網絡的電抗X除以耦合到它的負載或電源阻抗。因此，輸出諧振器14的QL為 對於給定的諧振頻率ω0，可以通過增加L2的值來增加QL。(當然，為了增加關於串聯雙調諧諧振器的總QL，也應該通過增加L1的值對輸入諧振器12進行相同的處理)。這種方法的問題是，對可以按合理成本進行製造和實施的電感器L1和L2的尺寸存在實際限制。此外，當L1和L2的值增加時，與集總值的電感器(典型的為線圈)有關的寄生旁路電容惡化在200MHz之上的頻率處的濾波器頻率響應。最後，因為諧振頻率由公式 (對於輸出諧振器14)確定，所以CS2的值必須按相當的比例降低以保持ω0的值。還存在可以精確地建造多小的CS2方面的實際限制。
圖3圖解了帶有k、CS111和CS213以及L117和L219值的圖1的串聯雙調諧電路10，被設計成推進QL的值，同時在400MHz諧振頻率時保持電路最佳耦合。圖4a和4b示出具有如圖3所示的指示的元件值的電路30的模擬響應。圖4a和4b的底部的多對值指示點1-4的頻率(MHz)和衰減(dB)值，與響應曲線上指示的一樣。按圖4a提供的標尺所示的響應圖解了在電視信號處理應用中的高頻率時濾波器的不可接受性能。由圖4b提供的較小的標尺示出了為大約16％的3dB小部分帶寬(因此QL的近似值為6.25)。如前面所討論的那樣，這一點對很多寬帶信號處理應用是不可接受的。
並聯調諧電路的QL粗略地確定為在諧振頻率處該網絡的導納(admittance)乘以耦合到它的負載和電源阻抗。因此並聯調諧輸出諧振器140的QL為≌ω0·CP2·RL。因此可以看出，為了增加並聯調諧輸出諧振器的QL，可以增加CP2和RL的值。由於信號會通過寄生的分路元件分路到地，所以RL不能增加到遠高於100歐姆。增加CP2要求L2製造得很小。使用具有可接受的精確度的已知技術製造大約5nH的集總的電感器非常困難，原因是這樣的電感器對幾何變化、特別是縱向上的非常敏感。此外，重複地獲得和保持這樣的多個小線圈之間的的正確耦合幾乎是不可能的。這些小線圈需要在它們之間有小間隙來保持最佳耦合(一般是處於或接近臨界耦合)，並且該耦合係數對這個小間隙的尺寸非常敏感。當需要1％的小部分帶寬時，這樣的元件和尺寸變化不能被容忍。
圖5圖解了帶有k、CP1110和CP2130以及L1170和L2190值的圖1的並聯雙調諧電路100，具有被設計成以在400MHz諧振頻率時的最佳耦合推進(push)QL的值的L比C的比例。圖6a和6b示出具有如圖5所示的指示的元件值的電路50的模擬響應。圖6a和6b的底部的多對值指示對於點1-4的頻率(MHz)和衰減(dB)值，與響應曲線上指示的一樣。按圖6a提供的標尺所示的響應圖解了阻帶中濾波器的不可接受性能，即使在相對於圖3的串聯調諧電路30的高頻率下它運行得更對稱。即使用於現有技術的這個實例的多個線圈值正在被推進到極限，這個濾波器的帶寬還是沒有窄到適合很多應用的程度。由圖6b提供的較小的標尺示出了為大約15.5％的3dB小部分帶寬(因此QL的近似值為6.45)。如前面所討論的那樣，這一點對很多需要1至2％(即，QL的值處於50至100範圍之內)的小部分帶寬的寬帶信號處理應用是不可接受的。
因此，本領域的普通技術人員會認識到提供在間隔約為50至2000MHz或更大的帶寬上的很多寬帶信號處理應用中所必需的特性的帶通濾波器電路的必要。那些特性就是提供高選擇性和小部分帶寬的高QL值、阻帶中的高衰減、通帶中的低插入損耗以及可以象現有技術的調諧諧振器電路那樣廉價和重複地製造。
發明的公開因此本發明的第一實施例的目的是提供一種採用並聯雙調諧磁耦合諧振器拓撲的帶通濾波器，它可以實現比以前使用這樣的拓撲獲得的QL值實際上更高的QL值。
第一個優選實施例的另一個目的是實現具有可以以低廉的成本製造並且具有高階重複精度的拓撲、更高的QL值。
第一個優選實施例的更進一步的目的是對其環境中的RF噪聲相當免疫。
本發明的第二實施例的目的仍然是實現更高的QL值，它在更低和更高頻率時具有低插入損耗和在通帶與阻帶之間存在陡峭的跌落，外加唯一一個附加元件到第一實施例。
本發明的第三實施例的目的仍然是實現更高的QL值，它(在更低和更高頻率時)具有低插入損耗和在通帶與阻帶之間存在陡峭的跌落，外加唯一一個附加元件到已知的串聯雙諧振磁耦合諧振器拓撲。
本發明的第四實施例的目的是，即使在更高的UHF頻帶範圍即在大約500MHz和2GHz以上之間，也能使用容易製造而且成本效率高的新穎又非顯而易見的電路拓撲，實現希望的QL值、絕對帶寬和插入損耗。
考慮到本發明的詳細描述，對本領與的普通技術人員，這些目的和其它目的會是清楚的。
本發明的帶通濾波器的第一優選實施例採用並聯雙調諧諧振器拓撲，它通過使用電氣上很短(大約為諧振頻率的波長的1％)的傳輸線作為諧振器通過其磁耦合的非常小的電感元件實現高QL值。傳輸線被製造成具有精確受控的幾何尺寸的金屬跡線，通過它實現必須的電感值。具有1.5mm厚的印刷電路板材料的介電常數是4.65。該跡線用具有0.018mm厚的銅製造。然後依據保持對已給頻率最佳耦合所需的值，在物理上定位微帶電感器(microstripinductor)以獲得大約0.01至0.02的耦合係數(k)。傳輸線跡線的一端耦合到串聯的電容器上，另一端端接到地。可以以精確度大約為±2％精確地生產低至大約0.5nH的電感器。
在本發明的帶通濾波器的第二優選實施例中，通過在每個磁耦合的諧振器內添加一耦合電容器來修改第一優選實施例的並聯雙調諧諧振器，該電容器與和磁耦合的微帶傳輸線電感器並聯的旁路電容串聯地耦合起來，並且具有更小於和磁耦合的微帶傳輸線電感器並聯的旁路電容的值。
在本發明的第三優選實施例中，通過在每個諧振器內添加旁路電容來修改現有技術的串聯雙調諧諧振器拓撲，該旁路電容並聯地與這兩個諧振器的串聯元件耦合，並且具有大於和感抗串聯的電容的值。這種感抗最好使用空氣線圈(air coil)或其它已知的集總感抗元件實現。
第二和第三實施例都能直接通過將veractor或其它已知的可控電容替代諧振器的串聯或者旁路電容器，用作電子調諧器。
本發明的第四實施例公開了補償在調諧的頻率超過1GHz時困擾前三個實施的電感耦合的增加和Q減少的拓撲。該拓撲包括以前公開的每個反射關於它們各自的信號線的調諧並聯諧振器拓撲的每個諧振器的鏡像。每個諧振器的鏡像實際上用於抵消兩個諧振器之間的互感，從而補償否則將明顯增加與頻率增加的電感耦合。此外，反射的電感器的並聯性質降低每個諧振器的有效感抗值達50％以上，使得可以增加每個諧振器的CP值以便用頻率的增加補償電路的負載Q的下降。
每個諧振器的電感器元件和其鏡像可以作為單條金屬帶實現，或者它們最好實現成幾條並聯的條，以便進一步降低每個諧振器的有效感抗，而且不存在電感耦合方面的相應增加。用並聯的條實現電感器元件帶來的方便，以便通過添加金屬短路這些條來調整每個感抗值的有效感抗值，從而允許濾波器在試驗中被調諧。當然，人們能夠通過增加條的寬度來降低感抗，但電感耦合會隨著L值的減少相應地增加，通過調整不過多增加的電感耦合來調諧濾波器電路。此外，為每個諧振器和作為並聯結構的它們的鏡像產生感抗允許通過在多條之間添加金屬來創建短路，以便在試驗中調諧濾波器。當然，人們可以採用雷射修整來實現同樣的目標。
可以將任何優選實施例以不同的配置進行擺放，以通過擺放電感器使得網絡電流方向相反，來抵消可能由電感器從環路境中引入的任何共模噪聲。該優選實施例還可以按平衡-平衡和平衡-不平衡配置方式擺放。任何優選實施例可以將其諧振器物理地擺放成在任何非特殊位置都互相有關。諸如諧振器的平行(和0度或者180度方向平行)或垂直相對位置的特殊情況是最有利的，儘管其它方向(諸如45度等)可以提供另外的拓撲靈活性，以及提供控制耦合係數k的另外的自由度。任何優選實施例的諧振器的元件值既可以對稱地擺放，也可以非對稱地擺放，既可用於阻抗變換也可用於調整濾波器的頻率響應。最後，在任何優選實施例中的多個諧振器可以級聯在一起以便增加傳遞函數的複雜性，從而增加QL值和通帶到阻帶的斜率或跌落。
附圖的簡要描述圖1a是現有技術的串聯雙調諧磁耦合諧振器拓撲的圖解。
圖1b是現有技術的並聯雙調諧磁耦合諧振器拓撲的圖解。
圖2是耦合係數k改變時，圖1a和1b的諧振器的三種典型響應的圖解。
圖3是具有適合該諧振器的已知實現的極限元件值以實現最大QL的圖1a的串聯諧振器的一個實例。
圖4a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖3的現有技術的諧振器的模擬響應。
圖4b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖3的現有技術的諧振器的模擬響應。
圖5是具有適合該諧振器的現有技術實現的極限元件值以實現最大QL的圖1b的並聯諧振器的一個實例。
圖6a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖5的現有技術的諧振器的模擬響應。
圖6b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖5的現有技術的諧振器的模擬響應。
圖7是本發明的第一實施例的、實用小型接地微帶傳輸線來實現非常小但精確有效的感抗的並聯諧振器的一個實例。
圖8a是本發明的微帶有效感抗元件的物理表示的俯視圖。
圖8b是圖7的並聯諧振器的一個實例，其中電感元件分成三個如圖8a所示的並聯微帶以便實現諧振器的低有效感抗。
圖9a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖8b的諧振器的模擬響應。
圖9b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖8b的諧振器的模擬響應。
圖10a是使用微帶傳輸線作為塊狀感抗元件並且具有串聯在諧振器和輸入輸出信號之間的附加電容元件的並聯調諧的諧振器電路的圖解。
圖10b是使用印刷電路板製造技術、圖10a的並聯調諧的諧振器的物理實施例的圖解。
圖11圖解了圖10的電路的實施例，給出能實現70MHz的窄帶通濾波器的元件值。
圖12a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖11的諧振器的模擬響應。
圖12b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖11的諧振器的模擬響應。
圖13是圖10a的並聯調諧的諧振器的一個實例，帶有能實現400MHz窄帶通濾波器的元件值。
圖14a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖13的諧振器的模擬響應。
圖14b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖13的諧振器的模擬響應。
圖15是圖10a的並聯調諧的諧振器的一個實施例，帶有能實現800MHz窄帶通濾波器的元件值。
圖16a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖15的諧振器的模擬響應。
圖16b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖15的諧振器的模擬響應。
圖17圖解了圖10a的並聯調諧的諧振器的一個實施例，對於它，每個諧振器的電感元件用三個並聯的微帶實現，以便進一步降低諧振器的感抗值。
圖18a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖17的諧振器的模擬響應。
圖18b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖17的諧振器的模擬響應。
圖19是圖10a的並聯調諧的諧振器的一個實施例，具有能實現400MHz窄帶通濾波器的三個並聯的諧振器。
圖20a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖19的諧振器的模擬響應。
圖20b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖19的諧振器的模擬響應。
圖21是採用平衡-不平衡變換器來實現400MHz窄帶通濾波器的、圖10a的並聯調諧的諧振器的一個實施例。
圖22a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖21的諧振器的模擬響應。
圖22b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖21的諧振器的模擬響應。
圖23是使用空氣線圈作為電感元件、具有並聯在輸入輸出信號和諧振器之間的附加電容器的串聯調諧諧振器的圖解。
圖24是具有實現70MHz窄帶通濾波器的元件值的、圖23的串聯調諧諧振器的實施例的圖解。
圖25a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖24的諧振器的模擬響應。
圖25b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖24的諧振器的模擬響應。
圖26是具有實現400MHz窄帶通濾波器的元件值的、圖23的串聯調諧諧振器的實施例的圖解。
圖27a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖26的諧振器的模擬響應。
圖27b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖26的諧振器的模擬響應。
圖28是具有實現800MHz窄帶通濾波器的元件值的、圖23的串聯調諧諧振器的實施例的圖解。
圖29a是使用適合於頻率(40MHz/div)和衰減(10dB/div)的大標度、適合圖28的諧振器的模擬響應。
圖29b是使用適合於頻率(10MHz/div)和衰減(1dB/div)的較小的標度、適合圖28的諧振器的模擬響應。
圖30是一個表，它為圖8b、11、13、15、17、19和21所述的每個實施例的諧振器提供等效的塊狀電感值。
圖31是採用圖10a的並聯調諧諧振器電路以實現400MHz振蕩器的一個實例。
圖32a是作為應用到圖10a的並聯調諧諧振器的、本發明的鏡像拓撲的一個實施例。
圖32b是作為應用到具有兩個以上、每個諧振器的電感元件採用並聯的多條的級聯的諧振器的並聯調諧諧振器的鏡像拓撲的一個實施例。
圖32c圖解了鏡像拓撲的對稱性質，作為應用到圖32b的級聯的諧振器。
圖33a-d圖解了對於本發明的鏡像拓撲的感應電流的逐步確定。
圖34a圖解了作為應用到圖32b的級聯電路的鏡像拓撲的一個實施例，使用印刷電路板處理技術實現並且具有實現1015.75MHz的窄帶通濾波器的元件值。
圖34b是使用適合於頻率(100MHz範圍)和衰減(10dB/div)的大標度的、圖34a的諧振器的實測的響應。
圖34c是使用適合於頻率(6MHz範圍)和衰減(1dB/div)的較小的標度的、圖34b的諧振器的實測的響應。
圖34d是使用適合於頻率(3GHz範圍)和衰減(10dB/div)的極大標度的、圖34a的諧振器的實測的響應。
圖34e是使用適合於100MHz範圍標度和(5dB/div)衰減標度的、圖34a的諧振器的實測的回程損耗(return loss)。
實現本發明的最佳模式以下是本發明的優選實施例的詳細描述。如前面所討論的那樣，圖3和圖5的雙調諧諧振器不能獲得很多寬帶應用所需的QL值，即使增加LC比例來增加它們的QL值也是這樣。對於圖1b和5的並聯雙調諧諧振器拓撲，限制是L的值不能降低到超過約5nH。
在圖7所示的本發明的第一優選實施例中，在印刷電路板上由銅形成的金屬跡線擔當並聯雙調諧諧振器70的電感器L172和L274。這些金屬跡線分別耦合在旁路電容器CP176和CP278的一個端點；它們各自的另一端點端接到地。使用這種技術，可以以精確度±2％獲得低至0.5nH的有效電感值。因此，可以注意到，並聯雙調諧諧振器的QL值可以進一步增加到超過由現有技術可直接獲得的值，直接原因是電感值可以精確地降低到5nH以下，它允許增加CP176和CP278的值。
由於非常小型的電感器的阻抗很低，所以微帶傳輸線作為集總電感器元件的這種新穎並且非顯而易見的用法的額外好處是，在接近諧振頻率時流動的電流i1和i2(75)非常大。增加的電流會促進多個諧振器之間傳輸的能量的利用。因此，電路的總電感耦合對於給定的M將較大，使得即使在欠耦合的情況下，也允許濾波器被最佳地耦合。因此QL值可以是欠耦合的更高的恩惠(courtesy)，但插入損耗將由於更高的電流而降低。此外，因為小電感值由小物理尺寸和關於PCB非常小的物理外觀引起，所以它們對於RF噪聲(和互換地，輻射)的易感性相對於現有技術的集總的電感器元件顯然較低。它們容易以高精度和高重複度製造並且製造成本低廉。最後，這種拓撲和它的實例全都可以按照所採用的製造過程的解析度進行標度。因此，當製造印刷電路板的過程的解析度可以將電感條的最小長度限制到大約5mm時，以允許的解析度在矽上製造這些拓撲會導致相當小的電感器，以及相當小的有效電感值。
圖8a圖解了在其上建造有電感器元件L172和L274(圖7)的PCB的一小部分的俯視圖。在該優選實施例中，這些電感器元件在PCB 80的頂面81上分別作為銅微帶跡線82和84形成。這些微帶使用眾所周知的金屬沉澱和蝕刻技術製造。這些微帶的幾何尺寸(即，高86、寬87)、它們之間的間距89確定這些元件的有效電感，以及給定為耦合係數k的一個函數的互感M73的量度。跡線的厚度最好是0.018mm。PCB的厚度或高度85最好是1.5mm，由具有4.65的介電常數的材料構造。這些微帶的端接端經過通孔802接地到PCB 80的接地層88。通孔802帶有在實施時必須考慮到的其自身的自感(依據該孔的直徑，約為0.1nH)。如果需要，提供多個接地孔將降低這些孔的總電感。接地層88一般形成在PCB的背面，但可以位於PCB 80的頂面或裡邊。
在優選實施例中，微帶可以通過在所示的微帶裡邊蝕刻掉金屬的小部分83分裂為並聯的多個微帶。這在控制相對於耦合係數k的電感有效值方面提供額外的自由度。例如，通過採用三個並聯的微帶線(如圖8a所示)，每一個具有2mm寬、5.5mm長，作為每個都具有更大的電感值的電感元件的並聯組合，可以實現大約0.72nH的有效電感。由這樣的並聯組合實現的有效電感約等於1/n L，其中n是每個都有電感值L的並聯的微帶的數量。使用並聯的微帶而不是具有等於n個並聯的條的寬度之和的寬度的單條的好處是，相應於條寬的增加而在耦合方面的增加對於並聯條明顯減少。但是關於可以在並聯組合中採用的微帶數量存在一些實際限制。一個是關於每個添加的額外條的遞減的回波(return)，另一個是這樣一個事實當電感器條的總寬度增加時，該阻抗可以開始以分布方式而不是集總方式表現。採用圖8a的三線電感元件的濾波器實現的電路以圖8b中的元件值進行圖解。
通過將圖9a和圖9b(本發明)的模擬輸出響應與圖6a和圖6b(現有技術)的響應比較，示出超出利用現有技術的集總電感器元件(圖5)的現有技術實現的拓撲，利用微帶電感元件的雙調諧諧振器拓撲的改進的響應。本發明的第一實施例在諧振頻率為400MHz時，獲得大約為25的QL(和大約4％的小部分帶寬)，而同頻率下現有技術的QL大約為6.5(和大約15.5％的小部分帶寬)。帶外衰減也明顯改善。
本領域的普通技術人員會認識到在磁耦合諧振器中將微帶傳輸線用作有效的感應器元件是新穎而且非顯然的，這明顯區別於將微帶傳輸線作為諧振器使用的的現有技術用法。當其長度為中心或諧振頻率的適當比例(一般為波長的四分之一)時，微帶傳輸線用作諧振器的用法依靠傳輸線的固有諧振。本發明採用長度僅僅為感興趣的諧振頻率的波長的0.5％至10％的微帶。它們能夠以傳輸線諧振器的方式有效地擔當集總感應元件，而不是擔當分布式阻抗。如前所述，在關於感興趣的寬帶應用使用傳輸線作為諧振器，需要抑制低頻時超長長度的傳輸線。
圖10a圖解了本發明的第二實施例，其中在本發明的第一優選實施例的拓撲(圖7)的諧振器的並行調諧輸入432和輸出434上串聯地添加附加電容器(分別為Cs1431和Cs2433)。相對於旁路電容器CP176和CP278來說，Cs1431和Cs2433很小。而這樣的串聯電容器的添加可能對本領域的技術人員來說不是直觀的，Cs1431和Cs2433的添加實際上顯著地改進了第一優選實施例的帶通濾波器的響應。兩個非常廉價的元件的添加將該帶通濾波器從四級濾波器改變成了六級濾波器。這可以通過將關於本發明的並行雙調諧拓撲(圖7)實現的作為導出的傳遞函數與圖10a的改進的拓撲進行比較看出。
圖7的拓撲的傳遞函數由下式給出H(s)=g0s3(s2+a1s+b1)(s2+a2+b2)]]>。關於圖10a的增強拓撲的傳遞函數為H(s)=gPs3(s3+c1s2+d1s+e1)(s3+c2s2+d2s+e2)]]>。(其中s＝復頻率(即σ+jω)，g0和gp為常數，a1、b1、a2、b2、c1、d1、e1、c2、d2和e2為多項式係數)。通過將斜率從 變化到1s3,]]>添加到定義修改的濾波器的頻率響應的傳遞函數的極點增加從通頻帶到高頻時的阻帶的跌落。因此不僅QL仍然進一步增加，而且高頻衰減也增強。最後，Cs1431和Cs2433還可以改善濾波器的低頻性能。
圖11示出了使用圖10a(包括第一實施例的微帶傳輸線)的拓撲具有70MHz的中心頻率的帶通電路的實現。在圖12a和圖12b中圖解了圖11的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為21；小部分帶寬為大約4.8％。
圖13示出了使用圖10a(包括第一實施例的微帶傳輸線)的拓撲具有400MHz的中心頻率的帶通電路的實現。在圖14a和圖14b中圖解了圖13的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為21；小部分帶寬為大約4.8％。
圖15示出了使用圖10a(包括第一實施例的微帶傳輸線)的拓撲具有800MHz的中心頻率的帶通電路的實現。在圖16a和圖16b中圖解了圖15的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為15；小部分帶寬為大約6.6％。
圖17示出了使用圖10a(但包括多條圖8a和8b的並聯的微帶傳輸線)的拓撲具有400MHz的中心頻率的帶通電路的實現。在圖18a和圖18b中圖解了圖17的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為34；小部分帶寬為大約2.9％。
圖19示出了使用圖10a(包括第一實施例的微帶傳輸線)的拓撲具有400MHz的中心頻率的帶通電路的實現，其中附加諧振器1900耦合在輸入和輸出諧振器432、434之間。諧振器1900與諧振器432、434有相同的拓撲，具有與微帶電感元件1904並聯的電容器CP1902。在圖20a和圖20b中圖解了圖19的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為19.5；小部分帶寬為大約5％。
圖21示出了使用圖10a(包括第一實施例的微帶傳輸線)的拓撲具有400MHz的中心頻率的帶通電路的實現。該電路包括對輸入諧振器432平衡的輸入以及對輸出諧振器434不平衡的輸出(反之亦然)。該電路在通頻帶頻率範圍內用作信號合成器或信號分離器。在圖22a和圖22b中圖解了圖21的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為2.4；小部分帶寬為大約42％。
圖23圖解了本發明的第三優選實施例，其中與圖3的現有技術拓撲的串聯調諧輸入320和輸出340諧振器並聯地添加附加電容器(分別為Cp1350和Cp2370)。相對於圖1a的串聯電容器Cs111和Cs213來說，Cp1350和Cp2370很大。而這樣的並聯電容器的添加可能對本領域的技術人員來說不是直觀的，Cp1350和Cp2370的添加實際上顯著地改進了圖1a和3的現有技術拓撲的帶通濾波器的響應。兩個非常廉價的元件的添加將該帶通濾波器從四級濾波器改變成了六級濾波器，而且添加方式與圖1b和圖5中將串聯電容添加到並聯的調諧電路的方式一樣。帶有圖23的改進的拓撲的本發明的實例所導出的傳遞函數與上面公開的圖10a的傳遞函數基本上相同。原因是它們在理論上互相對應。
圖24示出了使用圖23(對電感器利用空氣線圈以獲得高QL值所需要的較高的電感值)的拓撲具有70MHz的中心頻率的帶通電路的實現。在圖25a和圖25b中圖解了圖24的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為46；小部分帶寬為大約2.2％。
圖26示出了使用圖23(對電感器利用空氣線圈以獲得高QL值所需要的較高的電感值)的拓撲具有400MHz的中心頻率的帶通電路的實現。在圖27a和圖27b中圖解了圖26的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為33.33；小部分帶寬為大約3％。
圖28示出了使用圖23(對電感器利用空氣線圈以獲得高QL值所需要的較高的電感值)的拓撲具有70MHz的中心頻率的帶通電路的實現。在圖29a和圖29b中圖解了圖28的濾波器的模擬響應。該電路的QL值大約為34.8；小部分帶寬為大約2.9％。
圖30是關於採用適用於電路的電感器元件微帶線的並聯雙調諧拓撲的各種實現的值的表，包括大小和其它有關信息。
當頻率增加超過約1GHz時，電感耦合增加通過這樣的點，在該點通過直接增加該諧振器之間的間隔，互感M的減少可以實際用於補償電感耦合增加以保持最佳耦合。此外，頻率的增加降低QL值到這樣的點之下，在該點可以直接縮短金屬帶的長度以便降低每個(圖7或10a的並聯調諧實現)諧振器的有效電感L的值。在按照利用標準印刷電路板製造公差製造的優選實施例的情況下，最小長度大約是5mm。由於微帶的長度變成了由製造過程的公差控制，因此反應在濾波器響應方面的不精確變成不可接受的感興趣的應用所必需的給定的小部分帶寬。此外，如前所述，對可以直接並聯地安裝以便降低每個諧振器的有效電感的元件數量有限制。
圖32a公開了本發明的地四實施例，在該實施例種，原始拓撲(圖7和10a)的每個諧振器具有耦合到所示的信號線的自身鏡像。這種拓撲提供兩種非常重要的特徵，這些特徵允許針對從大約500MHz並且在2GHz以上的頻率範圍的應用。首先，它允許將每個諧振器的有效電感值減少甚至低於這樣一個限制，對該限制金屬帶可以基於製造公差縮短。輸入諧振器的電感元件L1a508和L1b509和輸出諧振器的電感元件L2a510和L2b512分別互相併聯，因此減少輸入和輸出諧振器的有效電感超過50％。
由於增加頻率來補償QL值的降低，因此進一步減少電感值的能力允許增加並聯電容器CP1a504、CP1b506和CP2a514、CP2b516。此外，甚至可以通過將L1a508、L1b509、L2a510和L2b512作為與前面結合圖8a和30描述的微帶(分別為圖10d中的606、608、610和612)的並聯組合進一步降低每個諧振器的有效電感。如前所述，存在一個對按照這種方式並聯地安裝的微帶的數量的限制。在圖32b中圖解的實現甚至產生比直接以並聯組合方式安裝微帶所獲得電感更小的電感值，這樣的電感器包括606、608、610和612。
使得該拓撲適合於1至2GHz範圍的擴展頻率的第二個主要特徵是該拓撲自然地反並聯。因為電感元件中的電流是方向相反的，所以往往可以抵消諧振器之間的互耦，因而實質上減少了諧振器之間的互感M(和整個電感耦合)。因此，即使在1至2GHz以上的頻率處，也可以通過在電路中將M的變化作為諧振器的近似函數，方便地將該耦合保持在最佳範圍內。
下面參考圖33a-d描述這樣一種方式，在該方式中，本發明的反並聯拓撲抵消了諧振器之間的互感。該分析是在假設電感器具有零寬度下，在一系列步驟中進行的。在第一步中，首先按照圖33a所示考慮電感元件L1a710和L2a712之間的互感。這兩個電感元件之間的電感由公式M1a,2b=-0b2{lnba+(bd)2+1+db-(db)2+1}]]>給出。在第二步中，電感元件L1a710和L2b714之間的互感由公式M1a,2b=-0b2{ln-bd+(bd)2+1-db-(db)2+1}]]>給出。在第三步中，圖33a和33b的電路互相疊加以產生圖33c所示的電路。然後可以簡化描述合成的互感的公式M1a,2a+M1a,2b=-0b2{ln(bd+(bd)2+1)(-bd+(bd)2+1)+2(db)2+1},]]>還可以進一步簡化為M1a,2a+M1a,2b=-0b2{ln(bd)2+1-(bd)2+2(db)2+1}]]>該公式還可以進一步簡化為 因此，可以看出，L1a與由L2a和L2b構成的偶極子之間的互感實際上與電感器之間的間隙無關。用於分析本發明的鏡像諧振器之間的互感的最後步驟將確定L1a與由L2a和L2b構成的偶極子之間的互感(M1b，2a，2b)。因為通過L1b的電流相反於L1a的方向流動，所以除了符號相反以外，實際上該互感由關於L1a與L2a和L2b構成的偶極子的互感同樣的公式給定 將L1b和該偶極子重疊成圖33c所示的結構，導致如圖33d所圖解的本發明的鏡像的諧振器拓撲。因此，這些鏡像的諧振器之間的互感為M1a,1b,2a,2b=0b-0b=0]]>。因此本發明的鏡像的諧振器之間的互感對於具有與諧振器之間的間隔相比較相對較長的電感元件來說是零。
如前所述，前面的分析假設電感元件具有零寬度。這種元件寬度提供足夠的互感量，以便鏡像的諧振器結構獲得最佳耦合。不過大量隨頻率增加的感應電流互相抵消，以產生有益的電流。應該指出，諧振器之間的互感還可以由電感元件是否互相併聯(parallel)的程度進行控制。由於諧振器的電感元件中的一個關於其它的旋轉，所以會減少抵消的程度。
圖32b圖解了本發明的鏡像的諧振器拓撲的一個優選實施例。由於附加了第三諧振器602，所以關於圖32b的電路的傳遞函數比圖32a的電路的階數高。諧振器602具有關於諧振器600和604倒相的結構，但該結構在操作上等效。因此諧振器600和604也可以按這種方式進行倒相，如圖32c所圖解的諧振器600i和604i那樣。這種對稱操作提供了關於電路的物理布局額外的自由度。圖32b和32c的實施例還圖解了將電感器元件L1a606、L1b608 L2a610、L2b612、L3a614和L3b616作為三條並聯的微帶的實現，其中每條微帶提供並聯微帶之一的電感的大約1/3的有效電感。關於三個諧振器中的每個的總有效電感都降低超過附加的50％，因此少於1/6的每個單獨的微帶的L。
應該注意到，對於圖32a-c的實施例來說，每個諧振器的旁路電容器(比如諧振器600的Cp1a618和Cp2620)都是並聯的，並且將器值加起來以獲得每個諧振器的總有效旁路電容。按照2個或更多各並聯電容器實現每個旁路電容器，為每個並聯電容器提供了處置寄生電阻和電感的附加益處，用於顯著地降低寄生電阻和電感，從而改善濾波電路的性能。
圖34a示出了鏡像的諧振器拓撲的一個實際實現。它與結合圖32b公開的拓撲具有相同的電路。在兩幅圖中，相同的元件使用同樣的標號標記。諧振器600、602和604中的每個的有效電感都是1.5nH。中心頻率為具有30MHz通帶的1015.75MHz。公開了電容和電感元件的真實值，包括電感元件的長度、寬度和間隙度量，包括並聯的微帶之間的間隙G650、微帶的寬度W654、微帶的長度L656和諧振器之間的間隔S652。可以使用本發明的鏡像的諧振器獲得具有比0.5nH低很多有效電感的諧振器。當然，由於製造過程的解析度越來越精細，所以會降低諧振器的最小有效電感。
圖34b、34c和34d圖解了實際測量的、關於圖34a的電路的傳遞函數。3dB點的頻率分別為1000MHz和1030MHz，因此該電路的QL值對3％的小部分帶寬來說為34。圖34e示出了測量到的、圖34a的電路的回波損耗。
除了濾波應用外，本發明可以在其唯一性特徵即與低插入損耗組合起來的頻率控制能力能夠提供明顯優勢的不同應用中利用。這樣的一個應用實例是在振蕩器的反饋路徑上使用本發明，如圖31所示。將耦合的諧振濾波器400的輸入/輸出埠連接到RF放大器3100輸入/輸出埠會提供從放大器3100的輸出埠到其輸入埠的反饋路徑，有效地閉合環繞放大器3100的環路。在假設環路增益大於1(即放大器3100的增益值大於反饋路徑的插入損耗)時，環繞該環的相移為0度(或360度的倍數)的頻率情況下將發生振蕩。耦合的諧振器結構400的相移在中心頻率上為180度，而使用倒相放大器(具有180度內相移)會提供360度的總相移，因此，滿足振蕩所需的必要條件。使用具有0度相移(例如，通過相對於其它的微帶，將輸入72或輸出74微帶旋轉180度)的耦合的諧振器，並跟隨適用於放大器3100的非倒相放大器的電路，也滿足振蕩所需的條件。
磁耦合的諧振器的窄帶寬(即高QL值)與中心頻率附近的陡峭相位斜率相關聯。反饋環路中的陡峭的相位斜率會改善圖31的振蕩器的相位噪聲性能。
權利要求
1.一種電路，包括磁耦合到第二諧振器的第一諧振器，所述第一和第二諧振器各自包括具有第一電容的第一電容器以及具有第一電感的第一電感元件，耦合在一信號線和第一接地點之間；具有第二電容的第二電容器以及具有第二電感的第二電感元件，耦合在所述信號線和第二接地點之間，以便流過所述第一和第二電感元件的電流的實際方向相反；以及其中所述第一電容和所述第一電感的乘積基本上等於所述第二電容和所述第二電感的乘積。
2.根據權利要求1的電路，其中所述第一諧振器的所述信號線用於將輸入信號發送到所述第一諧振器，而所述第二諧振器的所述信號線用於將來自所述電路的輸出信號發送到負載，通過與所述第一諧振器串聯的第一耦合電容器將所述輸入信號耦合到所述第一諧振器，並且通過與所述第二諧振器串聯的第二耦合電容器將所述輸出信號耦合到所述負載。
3.根據權利要求1的電路，其中所述第一和第二電感和所述第一和第二電容分別是相等的電感和電容。
4.根據權利要求1的電路，其中所述第一和第二諧振器之間的最佳耦合通過改變第一和第二諧振器的電感元件之間的物理接近度保持在一個頻率範圍之內。
5.根據權利要求1的電路，其中每個所述第一和第二諧振器的一個或多個所述第一和第二電感元件包括由在本質上非導電的表面上殘留的金屬線形成的塊狀電感。
6.根據權利要求5的電路，其中所述一個或多個所述電感元件由並聯地互相耦合的兩條或多條金屬線形成。
7.根據權利要求1的電路，其中一個或多個所述第一和第二電容器由兩個或多個並聯的電容器形成，以便減少與所述第一和第二電容器相關聯的寄生效應。
8.一種電路，包括互相串聯地磁耦合的兩個或多個諧振器，所述兩個或多個諧振器各自包括具有第一電容的第一電容器以及具有第一電感的第一電感元件，耦合在一信號線和第一接地點之間；具有第二電容的第二電容器以及具有第二電感的第二電感元件，耦合在所述信號線和第二接地點之間，以便流過所述第一和第二電感元件的電流的實際方向相反。
9.根據權利要求8的電路，其中所述兩個或多個諧振器中的第一個諧振器的所述信號線用於將輸入信號發送到所述第一諧振器，而所述兩個或多個諧振器中的第二諧振器的所述信號線用於將來自所述電路的輸出信號發送到負載，通過與所述第一諧振器串聯的第一耦合電容器將所述輸入信號耦合到所述第一諧振器，並且通過與所述第二諧振器串聯的第二耦合電容器將所述輸出信號耦合到所述負載。
10.根據權利要求1的電路，其中每一個所述兩個或多個諧振器中的所述第一和第二電感和所述第一和第二電容分別是相等的電感和電容。
11.根據權利要求1的電路，其中所述兩個或多個諧振器之間的最佳耦合通過改變所述兩個或多個諧振器的電感元件之間的物理接近度保持在一個頻率範圍之內。
12.根據權利要求1的電路，其中每個所述兩個或多個諧振器中的一個或多個所述第一和第二電感元件包括由在本質上非導電的表面上殘留的金屬線形成的塊狀電感。
13.根據權利要求5的電路，其中所述一個或多個所述電感元件由並聯地互相耦合的兩條或多條金屬線形成。
14.根據權利要求1的電路，其中一個或多個所述第一和第二電容器由兩個或多個並聯的電容器形成，以便減少與所述第一和第二電容器相關聯的寄生效應。
15.一種保持高負載Q和關於在擴展頻率範圍上的並聯調諧的串聯諧振電路進行最佳耦合的方法，該電路具有兩個或多個互相串聯的磁耦合調諧諧振器，每個諧振器包括一個耦合在信號線和接地點之間具有電感L的電感元件，以及耦合在信號線和接地點之間具有電容C的電容元件，所述方法包括步驟將電感元件作為由金屬線在本質上不導電的表面上形成的塊狀電感加以實現；基本上抵消兩個或多個諧振器之間的全部互感電流；當頻率增加時，減少L值並增加C值；以及通過改變兩個或多個諧振器之間的物理距離來控制這兩個或多個諧振器之間的耦合。
全文摘要
公開了調諧諧振器電路拓撲,它允許使用並聯調諧諧振器拓撲、在1至2GHz甚至以上頻率範圍中實現具有高負載Q和最佳耦合(低插入損耗)的窄帶通濾波器。該拓撲由並聯的調諧電路關於常規並聯調諧電路的信號線的鏡像構成以便有效抵消諧振器的電感元件之間的全部感應電流。感應電流的減少減少了諧振器之間的磁耦合,從而在頻率增加時補償諧振器之間的整體耦合的增加,並且在操作頻率增加時用於保持諧振器之間的最佳耦合。此外,鏡像拓撲增加諧振器中的電感元件之間的並行性,因而降低電感值並允許增加電容值。增加諧振器的電容值有效地補償了在頻率增加時負載Q的減小。該拓撲工作於任意多個並聯的諧振器。由於製造過程的分別率降低(即從印刷電路板到集成電路加工),操作頻率的範圍可以用該解析度的增加來標度。
文檔編號H03H7/01GK1354905SQ99815887
公開日2002年6月19日 申請日期1999年12月6日 優先權日1999年9月29日
發明者布蘭尼斯拉夫·彼得羅維克 申請人:多信道通訊科學公司