功率變換器的製造方法
2024-02-09 01:45:15
功率變換器的製造方法
【專利摘要】本實用新型的實施方式提供一種功率變換器，包括：輸入端和輸出端；耦合在輸入端與輸出端之間的儲能電路和功率開關電路；反饋電路，耦合在輸出端與接地之間，被配置用以生成反饋電壓；誤差放大器電路，被配置為基於反饋電壓生成誤差放大信號；比較器電路，被配置為基於與誤差放大信號相關的第一比較信號和與儲能電路的充電電流相關的第二比較信號來生成用於控制功率開關電路通斷的控制信號；以及調節電路，耦合在誤差放大器電路的輸出與比較器電路的用於接收第一比較信號的輸入之間，調節電路被配置為將與由輸入端接收的輸入電壓相關的電壓補償信號耦合至誤差放大器的輸出，以減小當輸入電壓變化時誤差放大信號的變化量。
【專利說明】功率變換器
【技術領域】
[0001]本實用新型的實施方式涉及一種功率變換器，並且具體地，涉及一種恆頻電流模式控制的功率變換器。
【背景技術】
[0002]隨著開關電源(Switching Mode Power Supply:SMPS)技術的不斷發展，開關電源在手持設備(諸如手機、筆記本計算機、平板計算機、膝上型計算機等)中已經變得很常見。對於有源矩陣有機發光二極體(Active Matrix/Organic Light Emitting D1de:AM0LED)面板電源而言，不僅需要提供大電流容量和精確的輸出電壓，而且低輸出電壓紋波也是很重要的參數。為了為人眼提供舒適的光，如何設計輸出穩定並且低電壓紋波的用於AMOLED面板的電源對於手持設備而言是非常重要的問題。
[0003]針對上述需求，通常使用恆頻電流模式控制的功率變換器來實現輸出穩定並且低電壓紋波的開關電源。與其它結構的開關電源(諸如電壓模式控制的功率變換器、恆導通變頻功率變換器、恆關斷變頻功率變換器等)相比，恆頻電流模式控制的功率變換器的恆定操作頻率使得其易於減小對系統中其它模塊的頻譜幹擾。
[0004]恆頻電流模式控制的功率變換器包括升壓變換器、降壓變換器、降壓-升壓變換器。例如，圖1示出根據現有技術的恆頻電流模式控制的升壓變換器的原理圖。圖2示出與圖1的恆頻電流模式控制的升壓變換器相關聯的波形。參照圖1和圖2，假定升壓變換器已經達到穩定狀態並且時鐘和鋸齒波發生器101在某一時刻處產生時鐘脈衝，則該時鐘脈衝將RS觸發器102的輸出Q(即驅動信號)設置為高，驅動器電路103接收RS觸發器102輸出的信號並且通過內部邏輯來使NMOS電晶體Mn導通，而使兩個PMOS電晶體Mpl和Mp2截止，此時輸入電壓Vin對電感L進行充電，並且因此電感L中的電流IL增加；當電感電流L的電流IL達到由誤差放大器104的輸出VC設置的值時，PWM比較器105生成脈衝，使得RS觸發器102翻轉，則NMOS電晶體Mn截止，兩個PMOS電晶體Mpl和Mp2導通，因此電感L開始放電。當升壓變換器操作於穩定狀態時，其重複執行上述過程。降壓變換器和降壓-升壓變換器的工作原理與升壓變換器類似，在此不再詳述。
[0005]線性瞬態響應也是描述功率變換器的輸出特性的一個重要參數。例如對於升壓變換器而言，改善升壓變換器中的線性瞬態響應至關重要。為了改善線性瞬態響應，能夠立即想到的一種方法是增加帶寬。隨著帶寬增加，整個功率變換器的響應時間將減少，使得功率變換器的線性瞬態響應得以改善。然而由於右半平面零點的存在，其帶寬被限制在非常小的區域內，無法不受限制地增加，因此採用這一方法並不能很好改善線性瞬態響應。尤其當功率變換器工作在最小輸入電壓和最大輸出電壓時，帶寬非常小，所以線性瞬態響應將變差。
[0006]圖3是根據現有技術的具有斜率補償的恆頻電流模式控制的升壓變換器的電路圖。參照圖3，如果降低圖3中的補償電容器CC，升壓變換器的帶寬都將增加，但是當升壓變換器處於最大佔空比和重負載條件時，升壓變換器將很難穩定。雖然降低升壓變換器的環路增益也能夠增加帶寬，但是其將降低輸出電壓的精確度。因此難以在升壓變換器中的帶寬、環路增益、精確度和穩定性之間權衡。
[0007]然而，降低斜率補償可能是一種改善線性瞬態響應的較容易的方法。
[0008]再次參照圖3所示，其示出VSUM與VC之間的關係，由如下等式表示:
[0009]VSUM = VSENSE+VSLOPE = VC (I)
[0010]由等式(I)可以看出，如果減小斜率補償VSL0PE，則VSUM將減小。
[0011]圖4示出圖3的升壓變換器在輸入電壓VIN變化時誤差放大器的輸出VC和升壓變換器的輸出VOUT的變化。參照圖4，當輸入電壓VIN從VI變化到V1- 升壓變換器
VO-VIVO-VI+ AV
將從狀態I變化到狀態2，並且佔空比從=變化到D2= vo ^
[0012]圖5示出圖3的升壓變換器中VSUM針對不同斜率補償隨時間的變化。參照圖5，VSUMl 的斜率是mcl，而 VSUM2 的斜率是mc2。可以看出 VSUMl > VSUM2,VSLOPEI > VSL0PE2、me I > mc2o當佔空比從Dl變化到D2時,可以得到如下等式:
[0013]AVSUMl = AVCl = mcl* (D2_D1)*T (2)
[0014]Δ VSUM2 = AVC2 = mc2* (D2-D1) *T (3)
[0015]=>AVC1>AFC2(4)
[0016]由可以看出，從狀態I到狀態2，當斜率補償更大時VC的值變化更多。並且已知誤差放大器的輸出VC的變化AVC越大，輸出電壓VOUT上的變化越大。因此，當使用更小的斜率補償時，VOUT上的變化將更小。這意味著當使用更小的斜率補償時，線性瞬態響應也將變得更好。
[0017]圖6示出在Ix斜率和3x斜率補償時的線性瞬態響應的仿真結果。參照圖6，可以看出:VSUM越大，輸出電壓VOUT上的變化越大，即VSUMl > VSUM2, dVl > dV2。
[0018]然而上述通過降低斜率補償來改善線性瞬態響應的方法具有諸多問題。圖7示出圖3所示的升壓變換器針對不同斜率補償的電感電流的變化。參照圖7，可以看出，斜率補償不能無限降低，因為為了避免在佔空比超過50%時產生次諧波振蕩，斜率補償必須滿足以下關係:
[0019]mc>^Y(5)
[0020]由於對於m。的最小值的要求，當升壓變換器工作在較高的佔空比時，這一降低斜率補償的方法不能很好的將無法得到很好效果。例如如果升壓變換器處於最小輸入電壓和最大輸出電壓時，m2將最大，因此m。的值也將最大。
[0021]此外，由上述等式(I)已知VSUM = VSENSE+VSLOPE = VC,如果降低斜率補償，則VC的值將降低。而當變換器工作在最小佔空比和輕負載電流時，VC的值將變得非常小。因而存在升壓變換器容易受到噪聲幹擾的風險。
[0022]在此參照圖7，可以看出即使使用上述降低斜率補償來改善線性瞬態響應的方法，當升壓變換器從狀態I變化到狀態2時，AVC的值仍然很大，所以線性瞬態響應仍然不夠好。
實用新型內容
[0023]鑑於上述現有技術存在的缺陷，本實用新型實施方式的目的是提供一種具有改善的線性瞬態響應的功率變換器。
[0024]根據本實用新型的一方面，提供了一種功率變換器，包括:輸入端和輸出端；耦合在輸入端與輸出端之間的儲能電路和功率開關電路；反饋電路，耦合在所述輸出端與接地之間，被配置用以生成反饋電壓；誤差放大器電路，被配置為基於所述反饋電壓生成誤差放大信號；比較器電路，被配置為基於與所述誤差放大信號相關的第一比較信號和與所述儲能電路的充電電流相關的第二比較信號來生成用於控制所述功率開關電路通斷的控制信號；以及調節電路，耦合在所述誤差放大器電路的輸出與所述比較器電路的用於接收所述第一比較信號的輸入之間，所述調節電路被配置為將與由所述輸入端接收的輸入電壓相關的電壓補償信號耦合至所述誤差放大器的輸出，以減小當所述輸入電壓變化時所述誤差放大信號的變化量。
[0025]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述調節電路包括第一支路、第二支路、第三支路和第四支路，其中所述第一支路被配置為基於所述輸入電壓生成第一電流；所述第二支路連接至所述第一支路以用於將所述第一電流耦合至所述第三支路；所述第三支路連接至所述第二支路以用於基於所述第一電流生成所述電壓補償信號；以及所述第四支路連接至所述第三支路以用於將所述電壓補償信號耦合至所述誤差放大器的輸出，其中所述第一比較信號由所述第二支路和所述第三支路之間的節點提供。
[0026]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述第一支路包括第一電阻器、第二電阻器、第三電阻器和電壓跟隨器，其中所述第一電阻器和所述第二電阻器串聯連接在所述輸入端與所述接地之間；所述電壓跟隨器的輸入連接至所述第一電阻器和所述第二電阻器之間的節點；以及所述第三電阻器耦合在所述電壓跟隨器的輸出與所述接地之間以生成所述第一電流。
[0027]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述第一支路還包括串聯連接在所述第三電阻器與所述第二支路之間的第一 MOS電晶體，所述第一 MOS電晶體的柵極連接至所述電壓跟隨器的輸出。
[0028]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述第二支路包括第一電流鏡和第二電流鏡，其中所述第一電流鏡的一端連接至所述第一支路以接收所述第一電流，所述第一電流鏡的另一端連接至所述第二電流鏡的一端，所述第二電流鏡的另一端連接至所述第三支路以將所述第一電流耦合至所述第三支路。
[0029]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述第三支路包括第四電阻器。
[0030]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述第四支路包括串聯連接在電源電壓與所述第三支路之間的第二 MOS電晶體，所述第二 MOS電晶體的柵極連接至所述誤差放大器電路的輸出。
[0031]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述調節電路還包括用於提供第二電流的第五支路，所述第五支路串聯連接在所述第三支路與所述接地之間以將所述第二電流耦合至所述第三支路。
[0032]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述第五支路包括電流源和第三電流鏡，所述電流源連接至所述第三電流鏡的一端，所述第三電流鏡的另一端連接至所述第二支路。
[0033]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述反饋電路包括串聯連接在所述輸出端和所述接地之間的第五電阻器和第六電阻器，所述反饋電壓由所述第五電阻器和所述第六電阻器之間的節點提供。
[0034]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述功率開關電路包括多個功率開關管，並且所述功率變換器還包括驅動器電路，其中所述驅動器電路被配置為接收所述控制信號並且分別為所述功率開關電路中的每個所述功率開關管提供相應控制電壓。
[0035]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述功率開關電路包括第一功率開關管和第二功率開關管，所述儲能電路與所述第一功率開關管串聯連接在所述輸入端與所述輸出端之間，所述第二功率開關管與第七電阻器串聯連接在所述儲能電路和所述第一功率開關管之間的節點與所述接地之間。
[0036]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述第一功率開關管與所述第二功率開關管為不同傳導類型的MOS電晶體。
[0037]根據本實用新型的一個示例性實施方式，還包括用於對所述第二比較信號進行斜率補償的斜率補償電路。
[0038]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述儲能電路包括電感器。
[0039]根據本實用新型的一個示例性實施方式，還包括用於基於所述儲能電路的所述充電電流生成所述第二比較信號的感測電路。
[0040]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述誤差放大器包括運算放大器、第八電阻器和電容器，其中所述運算放大器的反相輸入端子接收所述反饋電壓，所述運算放大器的同相輸入端子接收基準電壓，所述運算放大器的輸出端子輸出所述誤差放大信號，所述第八電阻器和所述電容器串聯連接在所述運算放大器的輸出端子與所述接地之間。
[0041]根據本實用新型的一個示例性實施方式，其中所述比較器電路是PWM比較器電路。
[0042]本實用新型的實施例提供的功率變換器具有改善的線性瞬態響應。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0043]現在將僅參照附圖通過示例對本實用新型的實施方式進行描述，其中為相似的部件提供對應的附圖標記，在附圖中:
[0044]圖1示出根據現有技術的恆頻電流模式控制的升壓變換器的原理圖；
[0045]圖2示出與圖1所示的升壓變換器相關聯的波形；
[0046]圖3示出根據現有技術的具有斜率補償的恆頻電流模式控制的升壓變換器的電路圖；
[0047]圖4示出圖3所示的升壓變換器在輸入電壓變化時誤差放大器的輸出和升壓變換器的輸出的變化；
[0048]圖5示出圖3所示的升壓變換器中第二比較信號針對不同斜率補償隨時間的變化；
[0049]圖6示出圖3所示的升壓變換器在Ix斜率和3x斜率補償時的線性瞬態響應的仿真結果；
[0050]圖7示出圖3所示的升壓變換器針對不同斜率補償的電感電流的變化；
[0051]圖8示出根據本實用新型的實施例的恆頻電流模式控制的升壓變換器的電路圖；
[0052]圖9示出圖8和圖3所示的升壓變換器在輸入電壓變化時誤差放大器的輸出電壓的變化量的比較；
[0053]圖10是示出圖8所示的升壓變換器在輸入電壓變化時誤差放大器的輸出保持不變的示意圖；
[0054]圖11是示出調節電路的一種具體配置的升壓變換器的示意圖；以及
[0055]圖12示出圖11和圖3所示的升壓變換器的線性瞬態響應的仿真結果的比較。
【具體實施方式】
[0056]下面將參考附圖中示出的若干示例性實施例來描述本實用新型的原理和精神。應當理解，描述這些實施例僅僅是為了使本領域技術人員能夠更好地理解進而實現本實用新型，而並非以任何方式限制本實用新型的範圍。
[0057]圖8示出根據本實用新型的實施例的恆頻電流模式控制的升壓變換器的電路圖。
[0058]如圖8所示，圖8中的升壓變換器包括:輸入端IN和輸出端0UT，其中輸入端IN用於接收輸入電壓VIN，以及輸出端OUT用於輸出變換後的電壓V0UT。
[0059]進一步，升壓變換器包括:耦合在輸入端IN與輸出端OUT之間的儲能電路和功率開關電路；反饋電路，耦合在輸出端OUT與接地之間，被配置用以生成反饋電壓VFB。
[0060]進一步，升壓變換器包括:誤差放大器電路，被配置為基於反饋電壓VFB生成誤差放大信號；比較器電路，被配置為基於與誤差放大信號相關的第一比較信號和與儲能電路的充電電流相關的第二比較信號來生成用於控制功率開關電路通斷的控制信號；以及調節電路，耦合在誤差放大器電路的輸出與比較器電路的用於接收第一比較信號的輸入之間，調節電路被配置為將與由輸入端IN接收的輸入電壓相關的電壓補償信號耦合至誤差放大器的輸出，以減小當輸入電壓變化時誤差放大信號的變化量。
[0061]如圖8所示，在本實施例中，儲能電路可以包括電感器L，當升壓變換器工作時通過對電感器L進行充電和放電來實現升壓變換過程，以提供不同的輸出電壓。本領域技術人員應當理解，在降壓變換器和降壓-升壓變換器中也可以採用電感器L作為儲能電路，以實現功率轉換過程。
[0062]在本實用新型的實施例中，根據不同需要，功率開關電路可以包括多個功率開關管，並且升壓變換器還包括用於驅動各個功率開關管的驅動器電路，其中驅動器電路被配置為接收比較器電路輸出的控制信號並且分別為功率開關電路中的每個功率開關管提供相應控制電壓，以分別每個功率開關管的通斷狀態。如圖8所示，在本實施例的升壓變換器中，提供了兩個功率開關管(即第一功率開關管Ql和第二功率開關管Q2)，作為儲能元件的電感器L與第一功率開關管Ql串聯連接在輸入端IN與輸出端OUT之間，第二功率開關管Q2與第七電阻器Rs串聯連接在儲能電路和第一功率開關管Ql之間的節點與接地之間。其中第一功率開關管Ql與第二功率開關管Q2可以為不同傳導類型的MOS電晶體(諸如PMOS電晶體、NMOS電晶體)，也可以是相同傳導類型的MOS電晶體。
[0063]在本實用新型的實施例中，根據需要可以採用不同配置的驅動電路對各個MOS電晶體分別進行驅動，驅動電路可以分別為各個功率開關管Ql、Q2提供相應的驅動電壓以使相應的功率開關管導通或者關斷，例如在對電感器L進行充電時，驅動電路控制第一功率開關管Ql關斷，並且控制第二功率開關管Q2導通；而在電感器L放電時，驅動電路控制第一功率開關管Ql導通，並且控制第二功率開關管Q2斷開。
[0064]如圖8所示，在本實施例中，反饋電路可以包括串聯連接在輸出端OUT和接地之間的第五電阻器R5和第六電阻器R6。第五電阻器R5和第六電阻器R6用於對輸出電壓VOUT進行分壓，反饋電壓VFB由第五電阻器R5和第六電阻器R6之間的節點提供，第五電阻器R5和第六電阻器R6之間的節點與誤差放大器的反相輸入端連接。此外，第五電阻器R5和第六電阻器R6的電阻值可以根據需要而改變，以提供不同的反饋電壓VFB。
[0065]如圖8所示，在本實施例中，升壓變換器還包括用於基於電感器L的充電電流生成第二比較信號的感測電路Gi。感測電路Gi將感測到的電流轉換成電壓，並作為第二比較信號輸入到比較器電路。在此還可以根據以下將要描述的斜率補償方法對第二比較信號進行斜率補償。
[0066]在本實施例中，升壓變換器還包括用於對將要輸入到比較器電路的同相輸入端的第二比較信號進行斜率補償的斜率補償電路(未示出)。通過斜率補償電路將一部分鋸齒波電壓加到第二比較信號上，以改進控制特性，例如消除諧波振蕩。在升壓變換器中，在電感電流的佔空比大於50%時，其初始的誤差在後來的周期內沒有減小反而加大了，其根本原因在於，當電感電流的佔空比大於50 %時，其電流衰減斜率m2與電流上升斜坡斜率ml之比大於1，所以，當有擾動進入時，引起的振蕩不能自動收斂。解決辦法是要調整m2與ml的比值，既然正常的採樣電流是固定的，只有通過外加的補償來改變ml與m2的斜率，以達到m2/ml < I的目的。斜率補償的方法為本領域技術人員所公知的方法，在此不再詳述。
[0067]如圖8所示，在本實施例中，誤差放大器包括運算放大器0ΤΑ、第八電阻器RC和電容器Ce，其中運算放大器OTA的反相輸入端子接收反饋電壓VFB，運算放大器OTA的同相輸入端子接收基準電壓，運算放大器OTA的輸出端子輸出誤差放大信號，第八電阻器RC和電容器CC串聯連接在運算放大器OTA的輸出端子與接地之間。誤差放大器的兩個輸入分別接收反饋電壓信號VFB和參考電壓信號VREF，通過將反饋電壓信號VFB與參考電壓信號想減，然後乘以誤差放大器的增益而得到經放大的誤差放大信號。
[0068]在本實用新型的實施例中，通過調節電路可以得到與輸入電壓VIN相關的變量K.ν?Ν(即電壓補償信號)，得到的與VIN相關的變量被加到誤差放大器的輸出以用於對誤差放大器的輸出進行調節，例如在圖8中:
[0069]VC = K.VIN+VC0 (6)
[0070]通過等式(6)可以看出，如果輸入電壓VIN增加，則誤差放大器的輸出電壓VC也增加；如果輸入電壓VIN減小，則誤差放大器的輸出電壓VC也減小。
[0071]下面結合圖9對在引入與輸入電壓VIN相關的變量K.VIN後升壓變換器的線性瞬態響應進行說明。如圖9所示，在未引入變量K.VIN時，當輸入電壓VIN從VI變化到V1-Λ V時，誤差放大器的輸出電壓VC從VCl變化到VC2，VC的變化量為AVCl =VC2_VC1。而在本實施例的升壓變換器中，由於引入變量K.VIN，當輸入電壓VIN從VI變化到V1-AV時，誤差放大器的輸出電壓VC從VC3變化到VC4，VC的變化量為Λ VC2 = VC4-VC3。
[0072]通過之前的描述可知，當未引入與輸入電壓VIN相關的變量K.VIN時，誤差放大器的輸出電壓VC的變化量AVCl可以通過等式(7)表示。ΔΓ/
[0073]AVC\ = mc*(D2-D\)*T = mc* — *T(?)
[0074]而當引入與輸入電壓VIN相關的變量K.VIN後，誤差放大器的輸出電壓VC的變化量AVC2可以通過等式(8)至等式(11)推導出。
[0075]VC = K.VIN+VCO, VCO = VSUM (8)
[0076]VC3 = VSUM1+K.VI = VCOI+K.VI = VCI+K.VI (9)
[0077]VC4 = VC2+K.(V1-Λ VI)，Δ V1 (10)
[0078]AVC2 = VC4-VC3 = VC2-VC1-K.AVI = AVCl-K.AVI (11)
[0079]比較等式(7)和等式(11)可以得出，
[0080]AVC2 = AVCl-K.AVI < AVCl (12)
[0081]從等式(12)可以看出，由於在誤差放大器的輸出電壓VC中引入與從升壓變換器的輸入端IN輸入的電壓VIN相關的變量，使得AVC2總是小於Λ VC1，所以當輸入電壓VIN從VI變化到V1-Λ V時，本實施例中所提供的升壓變換器將比未引入與輸入電壓VIN相關的變量的升壓變換器更容易達到穩定狀態。
[0082]現在假設升壓變換器工作時的一種極限情況，即在向誤差放大器的輸出中引入與輸入電壓VIN相關的變量後，當輸入電壓VIN從VI變化到V1- Δ V時，誤差放大器的輸出電壓基本不變。在這一情況下，可以設定AVC2 = VC4-VC3 = AVCl-K.AVI = 0，因此可以得到:
「 ? ^ AVCl mc*(D2-D\)*T mc*T
[0083]K =-=----- =--(13)
ΔΓ/AVIVOV ,
[0084]圖10描述了上述假設的情況。如圖10所示，當輸入電壓VIN從VI變化到V1-Λ V時，誤差放大器的輸出電壓的變化量為AVC2 = VC4-VC3 = O。
[0085]因此，為了實現當輸入電壓VIN變化時誤差放大器的輸出的變化量減小，可以向誤差放大器的輸出電壓中引入與輸入電壓VIN有關的變量K.VIN，其中
[0086]o<K<mc*T(14)
VOv 』
[0087]下面結合圖11描述調節電路的一種【具體實施方式】，但是本領域技術人員應當理解的是，調節電路並不限於上述具體配置，任何能夠將與輸入電壓VIN有關的變量K.VIN耦合到誤差放大器的輸出以減小當所述輸入電壓變化時誤差放大信號的變化量的電路都在本實用新型的保護範圍之內。
[0088]在本實施例中，調節電路可以包括第一支路、第二支路、第三支路和第四支路。
[0089]如圖11所示，第一支路被配置為基於輸入電壓VIN生成第一電流，第一支路可以包括第一電阻器R1、第二電阻器R2、第三電阻器R3和電壓跟隨器VF，其中第一電阻器Rl和第二電阻器R2串聯連接在輸入端IN與接地之間；電壓跟隨器VF的輸入連接至第一電阻器Rl和第二電阻器R2之間的節點；以及第三電阻器R3耦合在電壓跟隨器VF的輸出與接地之間以生成第一電流。這裡生成的第一電流將通過第二支路耦合至第三支路，其中第二支路可以是用於進行電流耦合的電流鏡電路，第三支路可以是用於進行電流向電壓轉換的電路，第三支路例如可以是下文中將進行描述的第四電阻器R4。此外，第一支路還可以包括串聯連接在第三電阻器R3與第二支路之間的第一 MOS電晶體M1，第一 MOS電晶體Ml的柵極連接至電壓跟隨器VF的輸出。
[0090]如圖11所示，第二支路連接至第一支路以用於將第一電流耦合至第三支路，在本實施例中，第二支路可以包括第一電流鏡和第二電流鏡，其中第一電流鏡的一端連接至第一支路以接收第一電流，第一電流鏡的另一端連接至第二電流鏡的一端，第二電流鏡的另一端連接至第三支路以將第一電流耦合至第三支路。
[0091]如圖11所示，在本實施例中，第三支路連接至第二支路以用於基於接收到的第一電流生成電壓補償信號，第三支路可以包括第四電阻器R4。關於生成的電壓補償信號，將在下文中進行詳細描述。
[0092]如圖11所示，在本實施例中，第四支路連接至第三支路以用於將電壓補償信號耦合至誤差放大器的輸出，第四支路可以包括串聯連接在電源電壓VCC與第三支路之間的第二 MOS電晶體M2，第二 MOS電晶體M2的柵極連接至誤差放大器電路的輸出，第二 MOS電晶體M2的源極和漏極分別連接至電源電壓VCC和第四電阻器R4。
[0093]如圖11所示，在本實施例中，輸入至PWM比較器電路的第一比較信號可以由第二支路和第三支路之間的節點(即第四電阻器R4和第二電流鏡之間的節點)提供。
[0094]如圖11所示，在本實施例中，調節電路還可以包括用於提供第二電流的第五支路，第二電流在此用作偏置電流。第五支路串聯連接在第四電阻器R4與接地之間以將第二電流耦合至第四電阻器R4 ;其中第五支路可以包括電流源Ib和第三電流鏡，電流源Ib的電流輸入至第三電流鏡的一端，第三電流鏡的另一端連接至第四電阻器R4以將第二電流耦合到第四電阻器R4。
[0095]下面在此結合圖11，對本實施例的升壓變換器的線性瞬態響應進行描述。
[0096]如圖11所示，輸入電壓VIN經第一電阻器Rl和第二電阻器R2分壓後提供至電壓跟隨器VF的輸入端子，電壓跟隨器VF輸出該電壓並在第三電阻器R3中產生第一電流，其中第一電流由等式(15)表示:
[0097]Is = VINx-—--(15)
L 」(Λ1 + Λ2)χΛ3ν 』
[0098]第一電流通過兩個對接的電流鏡(即第一電流鏡和第二電流鏡)傳遞至第四電阻器R4，並且電流源提供的電流Ib通過第三電流鏡耦合到第四電阻器R4上，從而在第四電阻器R4兩端產生電壓。在第四電阻器R4上產生的電壓通過第二 MOS電晶體M2耦合至誤差放大器的輸出端子，從而提升了誤差放大器的輸出電壓，可以通過等式(16)
[0099]表示:
[0100]VC = VC0+VGS+(Ib+Is) XR4 (16)
[0101]對等式(16)進行變形可得等式(17):
[0102]VC = (VCO + Vgs +Ibx RA) +K- VIN(17)
[0103]其中，
τ, RlxRA/Λ
[0104]K =--(18)
(R\ + R2)xR3V 』
[0105]由等式(17),可以看出，輸入電壓VIN升聞,誤差放大器的輸出電壓VC也升聞；輸入電壓VIN下降,誤差放大器的輸出電壓VC也下降。例如，如果輸入電壓VIN從3.4V變化到2.9V，則誤差放大器的輸出電壓VC將從VC01+K.3.4變化到VC02+K.2.9。因此AVC=VC02-VC01-K.0.5 = Δ VCO-K.0.5 < Λ VC0。這意味著AVC變得比之前更小。從圖12所示的兩種情況下的線性瞬態相應的仿真結果也可以看出上述變化。
[0106]雖然上述實施例結合升壓變換器對本實用新型的原理進行了說明，但是本領域技術人員應當理解，本實用新型同樣適於降壓變換器和降壓-升壓變換器，降壓變換器和降壓-升壓變換器的原理在此不再詳述。
[0107]在本實用新型的另一實施例中，還提供了一種用於調節功率變換器的線性瞬態響應的方法，其中功率轉換器可以採用上述是示例中所描述的功率轉換器，該方法包括:根據來自輸出端的輸出電壓來生成反饋電壓；根據反饋電壓生成誤差放大信號；根據與誤差放大信號相關的第一比較信號和與儲能電路的充電電流相關的第二比較信號，來生成用於控制功率開關電路通斷的控制信號；以及將與由輸入端接收的輸入電壓相關的電壓補償信號耦合至誤差放大信號，以減小當輸入電壓變化時誤差放大信號的變化量。
[0108]已經出於示出和描述的目的給出了本實用新型的說明書，但是其並不意在是窮舉的或者限制於所公開形式的實用新型。本領域技術人員可以想到很多修改和變體。因此，實施方式是為了更好地說明本實用新型的原理、實際應用以及使本領域技術人員中的其他人員能夠理解以下內容而選擇和描述的，即，在不脫離本實用新型精神的前提下，做出的所有修改和替換都將落入所附權利要求定義的本實用新型保護範圍內。
【權利要求】
1.一種功率變換器，其特徵在於，包括: 輸入端和輸出端； 耦合在輸入端與輸出端之間的儲能電路和功率開關電路； 反饋電路，耦合在所述輸出端與接地之間，被配置用以生成反饋電壓； 誤差放大器電路，被配置為基於所述反饋電壓生成誤差放大信號； 比較器電路，被配置為基於與所述誤差放大信號相關的第一比較信號和與所述儲能電路的充電電流相關的第二比較信號來生成用於控制所述功率開關電路通斷的控制信號；以及 調節電路，耦合在所述誤差放大器電路的輸出與所述比較器電路的用於接收所述第一比較信號的輸入之間，所述調節電路被配置為將與由所述輸入端接收的輸入電壓相關的電壓補償信號耦合至所述誤差放大器的輸出，以減小當所述輸入電壓變化時所述誤差放大信號的變化量。
2.根據權利要求1所述的功率變換器，其特徵在於，所述調節電路包括第一支路、第二支路、第三支路和第四支路，其中 所述第一支路被配置為基於所述輸入電壓生成第一電流； 所述第二支路連接至所述第一支路以用於將所述第一電流耦合至所述第三支路； 所述第三支路連接至所述第二支路以用於基於所述第一電流生成所述電壓補償信號；以及 所述第四支路連接至所述第三支路以用於將所述電壓補償信號耦合至所述誤差放大器的輸出， 其中所述第一比較信號由所述第二支路和所述第三支路之間的節點提供。
3.根據權利要求2所述的功率變換器，其特徵在於，所述第一支路包括第一電阻器、第二電阻器、第三電阻器和電壓跟隨器，其中 所述第一電阻器和所述第二電阻器串聯連接在所述輸入端與所述接地之間； 所述電壓跟隨器的輸入連接至所述第一電阻器和所述第二電阻器之間的節點；以及 所述第三電阻器耦合在所述電壓跟隨器的輸出與所述接地之間以生成所述第一電流。
4.根據權利要求3所述的功率變換器，其特徵在於，所述第一支路還包括串聯連接在所述第三電阻器與所述第二支路之間的第一 MOS電晶體，所述第一 MOS電晶體的柵極連接至所述電壓跟隨器的輸出。
5.根據權利要求2所述的功率變換器，其特徵在於，所述第二支路包括第一電流鏡和第二電流鏡，其中 所述第一電流鏡的一端連接至所述第一支路以接收所述第一電流，所述第一電流鏡的另一端連接至所述第二電流鏡的一端，所述第二電流鏡的另一端連接至所述第三支路以將所述第一電流耦合至所述第三支路。
6.根據權利要求2所述的功率變換器，其特徵在於，所述第三支路包括第四電阻器。
7.根據權利要求2所述的功率變換器，其特徵在於，所述第四支路包括串聯連接在電源電壓與所述第三支路之間的第二 MOS電晶體，所述第二 MOS電晶體的柵極連接至所述誤差放大器電路的輸出。
8.根據權利要求2所述的功率變換器，其特徵在於，所述調節電路還包括用於提供第二電流的第五支路，所述第五支路串聯連接在所述第三支路與所述接地之間以將所述第二電流耦合至所述第三支路。
9.根據權利要求8所述的功率變換器，其特徵在於，所述第五支路包括電流源和第三電流鏡，所述電流源連接至所述第三電流鏡的一端，所述第三電流鏡的另一端連接至所述第二支路。
10.根據權利要求1至9中任一項所述的功率變換器，其特徵在於，所述反饋電路包括串聯連接在所述輸出端和所述接地之間的第五電阻器和第六電阻器，所述反饋電壓由所述第五電阻器和所述第六電阻器之間的節點提供。
11.根據權利要求1至9中任一項所述的功率變換器，其特徵在於，所述功率開關電路包括多個功率開關管，並且所述功率變換器還包括驅動器電路，其中所述驅動器電路被配置為接收所述控制信號並且分別為所述功率開關電路中的每個所述功率開關管提供相應控制電壓。
12.根據權利要求11所述的功率變換器，其特徵在於，所述功率開關電路包括第一功率開關管和第二功率開關管，所述儲能電路與所述第一功率開關管串聯連接在所述輸入端與所述輸出端之間，所述第二功率開關管與第七電阻器串聯連接在所述儲能電路和所述第一功率開關管之間的節點與所述接地之間。
13.根據權利要求12所述的功率變換器，其特徵在於，所述第一功率開關管與所述第二功率開關管為不同傳導類型的MOS電晶體。
14.根據權利要求1至9中任一項所述的功率變換器，其特徵在於，還包括用於對所述第二比較信號進行斜率補償的斜率補償電路。
15.根據權利要求1至9中任一項所述的功率變換器，其特徵在於，所述儲能電路包括電感器。
16.根據權利要求1至9中任一項所述的功率變換器，其特徵在於，還包括用於基於所述儲能電路的所述充電電流生成所述第二比較信號的感測電路。
17.根據權利要求1至9中任一項所述的功率變換器，其特徵在於，所述誤差放大器包括運算放大器、第八電阻器和電容器，其中所述運算放大器的反相輸入端子接收所述反饋電壓，所述運算放大器的同相輸入端子接收基準電壓，所述運算放大器的輸出端子輸出所述誤差放大信號，所述第八電阻器和所述電容器串聯連接在所述運算放大器的輸出端子與所述接地之間。
18.根據權利要求1至9中任一項所述的功率變換器，其特徵在於，所述比較器電路是PWM比較器電路。
【文檔編號】H02M3/157GK204089595SQ201420356999
【公開日】2015年1月7日 申請日期:2014年6月27日 優先權日:2014年6月27日
【發明者】張海波, 曾子玉, 黃令華 申請人:意法半導體研發(深圳)有限公司