功率元件的驅動電路的製作方法

2023-06-23 03:30:16 2

專利名稱：功率元件的驅動電路的製作方法
技術領域：
背景技術：
功率用半導體元件通過輸入到控制電極的電壓或電流信號，進行主電 流的導通Z斷開控制。在通過電壓信號進行導通/斷開控制的電壓驅動型的
功率元件中，有MOSFET ( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,金屬氧化物半導體場效應電晶體)、IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor,絕緣柵雙極電晶體)等，此外在通過電流信號進行導通/斷開 控制的電流驅動型的功率元件中，有雙極電晶體等。
在這些功率元件中，在從導通狀態切換為斷開狀態時，在控制電極(柵 極電極或基極電極)和主電極(源極電極或發射極電極)之間施加反偏壓 的情況較多。其理由是為了在電壓驅動型的功率元件中，不受噪聲等的影 響而可靠地成為斷開狀態，此外在電流驅動型的元件中，是為了縮短主電 流的切斷時間。作為用於施加反偏壓的驅動電i 各，已知以下的第一、第二 現有技術。
第一現有技術是在正偏壓用、反偏壓用中使用2個電源的技術(參照 曰本專利申請特開平07-131971號公報(專利文獻1 )的說明書段落
和圖8)。在作為功率元件使用IGBT的情況下，串聯連接作為導通用開關 元件的導通電晶體、導通電阻、作為斷開用開關元件的斷開電晶體、以及 斷開電阻，將這些部件連4妾於以正偏壓電源和反偏壓電源的串l關連4妻而成 的主柵極電源，將導通電阻和斷開電阻的連接點連接於IGBT的柵才及構成 槺極驅動電^各。在這裡，如果使導通電晶體為導通的話，正偏壓電流在正 偏壓電源、導通電晶體、導通電阻、IGBT的柵極、IGBT的發射極、正偏 壓電源的路徑中流過，接通該IGBT。另一方面，如果使斷開電晶體導通 的話，反偏壓電流在反偏壓電源、IGBT的發射極、IGBT的柵極、斷開電 阻、斷開電晶體、反偏壓電源的路徑中流過，切斷該IGBT。
此外，第二現有技術是與單電源一起設置充電用的電容器，將該電容 器作為模擬的電源進行使用的技術(日本專利申請特開平09-140122號公
6報(參照專利文獻2))。在該技術中，將在基極端子和發射極端子之間連 接二極體、在基極端子和集電極端子之間連接有電阻的P型電晶體並聯連 接在脈衝電源的輸入端子間，經由第 一 電阻將P型電晶體的發射極端子連
接於IGBT的柵極端子，並且經由電容器和恆壓二極體構成的並聯電路將 P型電晶體的集電極端子連接於第二電阻，該第二電阻連接於IGBT的柵 極端子，從而構成柵極驅動電路。當來自脈沖電源的正偏壓經由二極體和 第一電阻施加到IGBT的柵極端子時，電容器也經由第二電阻被充電。當 正偏壓變為斷開時，P型電晶體變為導通，因此蓄積在電容器中的電荷經 由該P型電晶體和第二電阻進行放電，對IGBT的柵極端子施加反偏壓。 專利文獻1:日本專利申請特開平07-131971號7>報 專利文獻2:日本專利申請特開平09-140122號公報
本發明要解決的課題
可是，在上述第一現有技術中，因為使用2個電源，所以與單電源的 情況相比需要額外的空間和成本。此外，關於上述第二現有技術，在作為 模擬的電源而使用的電容器中，需要與要驅動的功率元件的柵極電容相比 充分大的電容，與僅是單電源的情況相比額外地耗費的空間和成本。
進而，作為上述笫一、第二現有技術的共同的問題點，可以舉出與僅 是單電源的情況相比對驅動電路要求高耐壓性能的問題點。具體地，在第 一現有4支術中，因為對驅動電^各施加將正偏壓電源的電源電壓和反偏壓電 源的電源電壓合計在一起的電壓，所以驅動電路的構成部件需要耐受該合 計的電壓的性能。此外，在第二現有技術中，因為通過電源供給使功率元 件在正方向偏置的電壓和電容器的充電電壓的合計電壓，所以對驅動電路 要求增加了該電容器的充電電壓的量的耐電壓性能。

發明內容
本發明正是為了解決上述問題而完成的，其目的在於提供一種驅動電 路，能夠不追加新的電源，僅以單一的電源對功率元件的控制電極施加反偏壓。
用於解決課題的方法
技術領域：
本發明是對應於對控制電極賦予的信號，控制在第一、第二主電極間流過的主電流的與功率元件相關的驅動電路。其基本結構具備電源，連 接於第一節點和第二節點之間；開關矩陣電路，以有選擇地將控制電極連 接於第一、第二節點的一方，有選擇地將第二主電極連接於所述第一、第 二節點的一方的方式構成；以及控制部，對應於用於進行所述功率元件的 導通/斷開的切換的輸入信號，控制所述開關矩陣電路。在輸入信號進行 使功率元件從導通狀態轉移到斷開狀態的變化的情況下，控制部從將控制 電極連接於第一節點並且將第二主電極連接於所述第二節點的第一狀態， 向將所述控制電極連接於第二節點並且將所述第二主電極連接於所述第 一節點的笫二狀態，切換所述開關矩陣電路的狀態。
發明的效果
根據本發明，通過從第一狀態向第二狀態的切換，施加到功率元件的 控制電極和第二主電極間的電壓的極性變化，能夠施加反偏壓。


圖1是表示作為本發明的實施方式1,關於IGBT10的驅動電路1的 基本結構的電路圖。
圖2是表示針對圖1所示的驅動電路1,對應於輸入信號SG0的狀態 的變化的時間圖。
圖3是表示IGBT10和驅動電路1、和包含負載16和電源18的主電 路的連接關係的電路圖。
圖4是表示作為使用雙極電晶體構成的一個例子的功率元件的驅動 電路la的電路圖。
lb的電路圖。
圖6是表示作為使用MOSFET構成的一個例子的功率元件的驅動電 路lc的電路圖。
圖7是表示使用MOSFET構成的其它例子的功率元件的驅動電路ld
的電^各圖。
圖8是表示作為本發明的實施方式2， IGBT10的驅動電路2a的結構
的電路圖。
圖9是表示關於圖8的驅動電路2a，對應於輸入信號SGO的狀態的
8變化的時間圖。
圖IO是表示圖8所示的1短脈沖產生電路30a的具體結構的一個例 子的電路圖。
圖11是表示關於圖10所示的1短脈衝產生電路30a,對應於輸入信 號SGO的狀態的變化的時間圖。
圖12是表示作為圖8所示的驅動電路2a的變形例的驅動電路2b的 結構的電路圖。
圖13是表示關於圖12的驅動電路2b,對應於輸入信號SGO的狀態 的變化的時間圖。
圖14是表示圖12所示的l短脈沖產生電路30b的具體結構的一個例 子的電路圖。
圖15是表示關於圖14所示的1短脈沖產生電3各30b,對應於輸入信 號SGO的狀態的變化的時間圖。
圖16是表示作為本發明的實施方式3, IGBT10的驅動電路3a的結 構的電路圖。
圖17是表示關於圖16的驅動電路3a,對應於輸入信號SGO的狀態 的變化的時間圖。
圖18是表示圖16所示的延遲電路40a的具體結構的一個例子的電路圖。
圖19是表示關於圖18所示的延遲電路40a,對應於輸入信號SGO的 狀態的變化的時間圖。
圖20是表示作為圖16所示的驅動電路3a的變形例的驅動電路3b的 結構的電路圖。
圖21是表示關於圖20的驅動電路3b，對應於輸入信號SGO的狀態 的變化的時間圖。
圖22是表示圖20所示的延遲電路40b的具體結構的一個例子的電路圖。
圖23是表示關於圖22所示的延遲電路40b，對應於輸入信號SGO的 狀態的變化的時間圖。
圖24是表示作為本發明的實施方式4, IGBT10的驅動電路4a的結
構的電路圖。
圖25是表示關於圖24的驅動電路4a,對應於輸入信號SGO的狀態的變化的時間圖。
圖26是表示作為圖24所示的驅動電路4a的變形例的驅動電路4b的
結構的電^各圖。
圖27是表示關於圖26的驅動電路4b,對應於輸入信號SG0的狀態 的變化的時間圖。
圖28是表示作為本發明的實施方式5, IGBT10的驅動電路5a的結 構的電路圖。
圖29是表示關於圖28的驅動電路5a，對應於輸入信號SG0的狀態 的變化的時間圖。
圖30是表示圖28所示的延遲電路40c的具體結構的一個例子的電路圖。
圖31是表示關於圖30所示的驅動電路40c,對應於輸入信號SGO的 狀態的變化的時間圖。
圖32是表示作為圖28所示的驅動電路5a的變形例的驅動電路5b的 結構的電路圖。
圖33是表示關於圖32的驅動電路5b,對應於輸入信號SGO的狀態 的變化的時間圖。
圖34是表示作為本發明的實施方式6,傳感IGBT10a的驅動電路6 的結構的電路圖。
圖35是表示關於圖34的驅動電路6，對應於輸入信號SGO的狀態的 變化的時間圖。
圖36是表示作為圖34的驅動電路6的比較例，傳感IGBT10a的驅 動電路100的結構的電路圖。
圖37是表示作為本發明的實施方式7，傳感IGBT10a的驅動電^各7 的結構的電路圖。
圖38是表示圖37所示的控制IC50b的具體結構的一個例子的電鴻、圖。
圖39是表示關於圖37的驅動電路7，對應於輸入信號SGO的狀態的 變化的時間圖。
圖40是表示作為本發明的實施方式8,傳感IGBT10a的驅動電3各8 的結構的電^^圖。
圖41是表示關於圖40的驅動電路8，對應於輸入信號SGO的狀態的變化的時間圖。
附圖標記it明
1 ~ 8驅動電路，10 IGBT (功率元件)，10a傳感IGBT (功率元件)， 11電源節點(第一節點)，12接地節點(第二節點)，15電源，20、 20a~ 20j控制部，50a、 50b控制IC, 70比較器(電壓監視部)，74齊納二極 管(恆壓部)，80開關矩陣電路，C集電極電極(第一主電極)，E發射 極電極(第二主電極)，G柵極電極(控制電極)，S傳感電極，IC集電 極電流(主電路)，Q1 Q6開關元件，SGO輸入信號，Rl、 R4電阻， D1 D4 二極體，RD電流檢測電阻
具體實施例方式
以下，參照附圖對本發明的實施方式詳細地進行說明。再有，對同一 或相當的部分賦予同一附圖標記，不重複其說明。
在這裡，在以下的各實施方式中，作為功率元件舉出IGBT為例進行 說明，但關於用於驅動MOSFET或雙極電晶體的驅動電路，也能夠應用 針對IGBT的驅動電路的各實施方式。具體地，在MOSFET的情況下，
電極即可，此外，在雙極電晶體的情況下，在以下的說明中將柵極電極改 稱為基極電極即可。再有，在本說明書中，雙極電晶體指的是通過基極電 流進行導通/斷開控制的通常的PNP型或NPN型的雙極電晶體。
此外，在以下的說明中，作為IGBT的導電型使用通常的N溝道，但 關於例如P溝道的MOSFET或PNP型的雙極電晶體的驅動電路，也能夠 應用針對N溝道的IGBT的驅動電路的各實施方式。在P溝道或PNP型 的情況下，在以下的說明中使電源和二極體的極性相反，使作為各開關元 件使用的MOSFET的源極電極和發射極電極相反，此外，使作為各開關 元件使用的雙極電晶體的發射極電極和集電極電極相反即可。
圖1是表示作為本發明的實施方式1,關於IGBT10的驅動電路1的 基本結構的電路圖。在N溝道的IGBT10中，從作為第一主電極的集電極 電極C向作為第二主電極的發射極電極E流動的主電流，通過施加到作 為控制電極的柵極電極G和發射極電極E之間的電壓而被控制。如圖l所示，IGBT10的驅動電路1包含在第一和第二節點ll、 12 間設置的單一的直流電源15;在連接節點P1和IGBT10的棚4及電極G之 間設置的柵極電阻RG;在連接節點Pl和節點11之間設置的第一開關元 件Ql;在連接節點Pl和節點12之間設置的第二開關元件Q2;在節點 11和連接於IGBT10的發射極電極E的連接節點P2之間設置的第三開關 元件Q3;在連接節點P2和節點12之間設置的第四開關元件Q4。通過開 關元件Ql ~ Q4構成的電路是被稱為所謂H電橋的電路。
在這裡，電源15的輸出電壓Vcc等於為了使IGBT10轉移到導通狀 態所需要的充分的電壓。在IGBT的情況下，通常設定為15伏特。再有， 柵極電阻RG為了限制在使IGBT10導通/斷開時流入柵極電極或從柵極電 極流出的電流而設置。
在實施方式l中，節點11是電源15的正極側，節點12是電源15的 負極側。節點12連接於決定驅動電路1的基準電位的驅動電路用的接地 GND1。因此，節點II的電位成為電源電壓Vcc,節點12的電位成為基 準電位O。因此，在以下有時將節點11記載為電源節點11,將節點12記 載為接地節點12。
進而，IGBT10的驅動電路1包含控制部20,其對應於從信號輸入 節點Sin輸入的輸入信號SGO的邏輯電平，將這些開關元件Ql ~ Q4的導 通/斷開的狀態切換至第一、第二狀態。在這裡，在輸入信號SGO的邏輯 電平中，有高(H)電平和低(L)電平，在各實施方式中，H電平的輸 入信號SG0對應於使IGBT10轉移到導通狀態(turn on,接通)的指令， L電平的輸入信號SGO對應於使IGBT10轉移到斷開狀態(turn off,切斷) 的指令。控制部20在輸入信號SGO為H電平時，使開關元件Ql ~ Q4的 狀態分別為導通狀態、斷開狀態、斷開狀態、導通狀態。將此時的開關元 件Ql ~ Q4的狀態稱為第一狀態。此外，控制部20在輸入信號SGO為L 電平時，使開關元件Ql ~Q4的狀態分別為斷開狀態、導通狀態、導通狀 態、斷開狀態。將此時的開關元件Ql ~Q4的狀態稱為第二狀態。
圖2是表示針對圖1所示的驅動電路1,對應於輸入信號SGO的狀態 的變化的時間圖。在圖2中， 一黃軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入信 號SGO的邏輯電平、開關元件Q1 Q4的導通/斷開狀態、連接節點Pl 的電位V(Pl)、 IGBT10的發射極電極E的電位V (E)、 IGBT10的柵極 電極G的電位V( G )、 IGBT 10的柵極/發射極間的電壓VGE、以及IGBT 10
12的馬區動電流ID。
在這裡，柵才及/發射極間電壓VGE表示以IGBT的發射才及電極E的電 位為基準時的柵極電極G的電位。此外，驅動電流ID指的是為了使 IGBT10的柵極電極G在正方向和反方向偏置，從驅動用的電源15供給 的電流。在本說明書中，在IGBT10的接通時間或切斷時間內以固定的平 均電流近似驅動電流ID。此外，在本說明書的附圖中，針對電壓波形以
以下，參照圖1、圖2對驅動電^各1的工作進行說明。
在圖2的時刻Tl,輸入信號SG0從L電平切換為H電平。對應於此， 控制部20將開關元件Ql Q4的狀態從第二狀態切換為第一狀態。在笫 一狀態中，連接節點Pl連接於電源節點11,連接節點P2連接於接地節 點12,因此連接節點P1的電位V (Pl)從0變化為Vcc,連接於連接節 點P2的IGBT的發射極電極E的電位V ( E ) 乂人Vcc變化為0。結果，對 IGBT10施加柵極電極G的電位相對於發射極電極E的電位變為正的正偏 壓電壓，IGBT10接通。
如圖2所示，IGBT10的柵極電極G的電位V (G)在到接下來的時 刻T2為止的期間漸漸地變化到Vcc。該時刻Tl T2的接通時間通過由 IGBT10的柵極電容和柵極電阻RG的電阻值等而決定的時間常數來確定。 伴隨柵極電極G的電位V( G )的變化，柵極/發射極間電壓VGE也/人-Vcc 逐漸地變化到Vcc。
在接下來的時刻T3，輸入信號SG0從H電平切換為L電平。對應於 此，控制部20將開關元件Ql ~Q4的狀態從第一狀態切換為第二狀態。 在第二狀態中，連接節點Pl連接於接地節點12,連接節點P2連接於電 源節點ll,因此連接節點P1的電位V (Pl)從Vcc變化為O,連接於連 接節點P2的IGBT的發射極電極E的電位V(E)從0變化為Vcc。結果， 對IGBT 10施加柵極電極G的電位相對於發射極電極E的電位變為負的反 偏壓電壓，IGBT10切斷。
在該切斷的情況下，IGBT10的柵極電極G的電位V (G)在到接下 來的時刻T4為止的期間逐漸變化到0,伴隨於此，柵極/發射極間電壓VGE 從Vcc逐漸地變化到-Vcc。時刻T3 ~ T4的切斷時間與上述4妾通時間同樣 地，通過由IGBT10的柵極電容和柵極電阻RG的電阻值等而決定的時間 常數來確定。在接下來的時刻T5，為了使IGBT10接通，對應於輸入信號SG0再 次從L電平切換為H電平，控制部20將開關元件Ql ~ Q4的狀態從第二 狀態切換為第一狀態。與上述的時刻Tl ~T2的情況同樣地，在時刻T5 ~ T6中，柵極電極G逐漸地變化到Vcc,柵極/發射極間電壓VGE從-Vcc 逐漸地變化到Vcc。
像這樣，包含開關元件Ql ~ Q4的電路作為對應於輸入信號SGO,有 選擇地連接IGBTIO的柵極電極G和節點11、 12,有選擇地連接IGBTIO 的發射極電極E和節點11、 12的開關矩陣電路80而發揮功能。伴隨該與 節點ll、 12的連接的切換，在IGBTIO的柵極電極G和發射極電極E進 行充電、放電。在柵極/發射極間電壓VGE被正偏置時，以柵極電極G的 電位相對於發射極電極E的電位變為正的方式蓄積電荷，當柵極/發射極 間電壓VGE從正變為負時，在柵極/發射極間蓄積的電荷進行放電，相反 地以柵極電極G的電位相對於發射極電極的電位變為負的方式進行充電。 在以圖2的方式控制驅動電路1的開關元件Q1 ~Q4的情況下，該充放電 的電流通過電源15作為驅動電流ID ^皮供》會。
這裡，為了將柵極/發射極間電壓VGE從0充電到Vcc,將電壓15 供給的平均電流大小作為II,以該II為基準評價驅動電流ID。如此，如 圖2所示，在時刻Tl T2和時刻T5 T6的接通時間，因為柵才及/發射才及 間電壓VGE從-Vcc變化到Vcc,所以驅動電流ID的大小變為11x2。此 外，在時刻T3 ~T4的切斷時間，因為柵極/發射極間電壓VGE從Vcc變 化到-Vcc,所以驅動電流ID的大小變為11x2。
圖3是表示IGBT10和驅動電3各1、和包含負載16和電源18的主電 路的連接關係的電路圖。
如圖3所示，IGBT10經由連接於發射極電極E的節點13、和連接於 集電極電極C的節點14,連接於主電路。主電路用的接地GND2連接於 節點13，主電路的負載16的一端連接於節點]4。負載16的另一端連接 於主電路的電源18的正極，電源18的負極連接於接地GND2。在IGBT10 接通時，從IGBT10的集電極電極C起流到發射極電極E的集電極電流 IC,從主電路的電源18通過負載16被供給。在這裡，驅動電路用的接地 GND1不與接地GND2連接，是浮接狀態。
接著，針對開關元件Ql ~ Q4的具體的結構例進行說明。
圖4、圖5是表示作為使用雙極電晶體構成的例子的、功率元件的驅
14動電路la、 lb的電路圖，圖6、圖7是表示作為使用MOSFET構成的例 子的、功率元件的驅動電路lc、 ld的電路圖。
在圖4所示的驅動電路la的情況下，開關元件Ql ~ Q4分別通過NPN 型、PNP型、NPN型、PNP型的雙極電晶體構成。以下，將構成開關元 件Ql ~ Q4的雙極電晶體分別簡略化記載為雙極電晶體Ql ~ Q4。
在圖4中，在雙極電晶體Ql ~Q4為NPN型的情況下，發射^^及電極 連接於低電壓側，集電極電極連接於高電壓側。在PNP型的情況下，發 射極電極連接於高電壓側，集電極電極連接於低電壓側。具體地，雙極晶 體管Ql、 Q3的集電極電極連接於電源節點11,雙極電晶體Ql、 Q2的發 射極電極連接於連接節點Pl。此外，雙極電晶體Q3、 Q4的發射極電極 連接於連接節點P2 (IGBT10的發射極電極E)，雙極電晶體Q2、 Q4的 集電極電極連接於接地節點12。進而，作為雙極電晶體Ql、 Q2的控制 電極的基極電極G1、 G2連接於用於對雙極電晶體Ql、 Q2輸入控制信號 SG1的連接節點P3，雙極電晶體Q3、 Q4的基極電極G3、 G4連接於用 於對雙極電晶體Q3、 Q4輸入控制信號SG2的連接節點P4。
在這裡，圖4的控制部20a包含連接於分路節點P5和節點P4之間的 倒相器24。分路節點P5連接信號輸入節點Sin和連接節點P3。因此，從 信號輸入節點Sin輸入的輸入信號SG0在分路節點P5被分路，輸入信號 SG0作為控制信號SG1被供給到連接節點P3，通過倒相器24使輸入信號 SG0的邏輯電平反轉後的控制信號SG2被供給到連接節點P4。
結果，在輸入信號SG0為H電平時，雙極電晶體Ql ~ Q4的狀態成 為圖1說明的第一狀態，IGBT10轉移到導通狀態。相反，在輸入信號SG0 為L電平時，雙極電晶體Q1 Q4的狀態成為在圖1說明的第二狀態， IGBT10轉移到斷開狀態。
在圖5表示的驅動電路lb中，與圖4所示的驅動電路la不同的是， 代替雙極電晶體Q3、 Q4分別為NPN型、PNP型的情況，而分別為PNP 型、NPN型，以及不包含倒相器24,將與輸入信號SGO相同的邏輯電平 的控制信號SG2向雙極電晶體Q3、 Q4供給。在驅動電路lb中，伴隨雙 極電晶體Q3、 Q4的導電型的變更，雙極電晶體Q3的發射極電極連接於 電源節點11,集電極電極連接於連接節點P2。此外，雙極電晶體Q4的 集電極電才及連接於連接節點P2,發射極電才及連接於接地節點12。在這裡， 因為雙極電晶體Q3、 Q4的導電型和輸入到各柵極電極G3、 G4的控制信號SG2的邏輯電平這兩方與圖4的驅動電路la相反，所以對應於雙極晶 體管Q3、 Q4的輸入信號SG0的導通/斷開工作，與圖4的驅動電路la的 情況相同。關於圖5的其它結構，因為與圖4所示的驅動電路la相同， 所以不重複說明。
此外，圖6、圖7所示的驅動電路lc、 ld,在通過MOSFET構成開 關元件Q1 Q4的點，分別與圖4、圖5所示的驅動電路la、 lb相異。因 此，如果在關於圖4、圖5的說明中，將雙極電晶體的基極電極、發射極 電極和集電極電極分別改稱為MOSFET的柵極電極、源極電極和漏極電 極，將雙極電晶體的NPN型和PNP型分別改稱為MOSFET的N溝道和 P溝道的話，則圖4、圖5中的說明對於圖6、圖7所示的驅動電路lc、 ld也是妥當的，因此不重複說明。
如上所述，根據實施方式1的驅動電路1、 la-ld，通過使用單一的 電源15,切換開關元件Q1 Q4，從而能夠對IGBT10的柵極電極G施加 正偏壓和反偏壓這兩方的偏置電壓。此外，電源15的輸出是使IGBT10 接通所需要的充分的電壓即可。相對於在所述第二現有技術中，從電源供 給施加在反偏壓施加中使用的電容器的充電電壓的電壓，在實施方式1 中，能夠以更少的輸出電壓對IGBT10的柵極電極G施加反偏壓。因此， 在實施方式1的驅動電路1、 la ld中，不需要在所述第一、第二現有技 術中必須的高耐電壓性能。
在IGBT等的功率元件的切斷時施加反偏壓的情況下，與不施加反偏 壓的情況相比，需要大概4倍的驅動電流。因此，驅動用電源需要比較大 的電流容量，驅動電路的各開關元件也需要電流容量大的元件。此外，因 為功率元件的接通時間增加，所以開關損失增大。當為了提高功率元件的 開關速度，減小柵極電阻或基極電阻的電阻值時，相反，驅動電流的峰值 增加，因此需要更大的電流容量的驅動用電源。
在實施方式2中，為了解決上述問題，在切斷IGBT10時，在暫時成 為第二狀態後，以不通過電源15的路徑連接IGBTIO的發射極電極E和 柵極電極G，由此使在柵極電極G和發射極電極E之間蓄積的電荷放電。 由此，使接通時的驅動電流ID減少。以下，參照圖8 ~圖15詳細地進行 說明。圖8是表示作為本發明的實施方式2， IGBT10的驅動電路2a的結構 的電路圖。圖8所示的驅動電路2a是將圖4所示的驅動電路la變形後的 電路。驅動電路2a與圖4的驅動電路la的相異點在於，還包含連接於雙 極電晶體Q3的柵極電極和連接節點P4之間的1短脈衝產生電路30a,和 還包含連接於雙極電晶體Q4的發射極電極和集電極電極之間的電阻R4。 在這裡，1短脈衝產生電路30a被驅動電路2a的控制部20c包含，在輸入 的脈沖信號從L電平向H電平變化時，以該上升邊緣為觸發，輸出H電 平的1短脈沖。參照圖10在後面說明1短脈沖產生電路30a的具體結構 的一個例子。此外，電阻R4的電阻值設定得比導通狀態的雙極電晶體 Ql Q4的發射極/集電極間電阻大。
圖9是表示關於圖8的驅動電路2a,對應於輸入信號SG0的狀態的 變化的時間圖。在圖9中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入信號 SGO的邏輯電平、雙極電晶體Ql ~ Q4的導通/斷開狀態、IGBT10的柵極 /發射極間電壓VGE、以及驅動電流ID。
以下，參照圖8、圖9對驅動電^各2a的工作進4亍說明。
在圖9的時刻Tl,輸入信號SGO從L電平切換為H電平。這時，作 為控制信號SG1被供給輸入信號SGO的雙極電晶體Ql、 Q2分別變為導 通狀態、斷開狀態，被供給將輸入信號SGO反轉後的控制信號SG2的雙 極電晶體Q4變為導通狀態。
另一方面，在1短脈衝產生電路30a中，在控制信號SG2從H電平 變化為L電平的下降邊緣，不產生1短脈沖，輸出保持L電平。因此， 雙極電晶體Q3維持斷開狀態。結果，因為雙極電晶體Ql ~ Q4的狀態成 為圖1中說明了的第一狀態，所以正偏壓施加到IGBT10的柵極電極G， IGBT10接通。在時刻T1 T2的接通時間，柵極/發射極間電壓VGE從O 變4匕為Vcc。
在時刻T3輸入信號SGO從H電平切換為L電平。這時，被供給L 電平的輸入信號SGO的雙極電晶體Ql、 Q2分別變為斷開狀態、導通狀 態，被供給H電平的控制信號SG2的雙極電晶體Q4變為斷開狀態。
另一方面，在1短脈衝產生電路30a中，控制信號SG2從L電平變 化為H電平，因此以該上升邊緣為觸發，產生H電平的1短脈衝。1短 脈衝產生電路30a的輸出在接下來的時刻T4返回L電平。接受該脈衝輸 出，僅在時刻T3 T4之間的暫時的期間，雙極電晶體Q3成為導通狀態，
17因此雙極電晶體Ql ~Q4的狀態暫時變為第二狀態。結果，反偏壓施加到 IGBTIO的柵極電極G, IGBTIO切斷。這時，IGBTIO的柵極/發射極間電 壓VGE從Vcc逐漸地變化到-Vcc。這時的驅動電流ID是11x2。
在時刻T4,雙極電晶體Q1、 Q3、 Q4變為斷開狀態，因此電源節點 11和IGBTIO之間開放。另一方面，因為雙極電晶體Q2是導通狀態，所 以形成從IGBTIO的發射極電極E起，依次經由並聯連接於雙極電晶體 Q4的電阻R4、導通狀態的雙極電晶體Q2、以及柵極電阻RG，到IGBTIO 的才冊才及電才及G為止的放電路徑19。
通過在不經由電源15的該放電^各徑19中流過放電電流，在時刻T3 ~ T4的期間，蓄積在IGBTIO的柵極/發射極間的電荷放電。該放電與圖2 的T5 T6的情況不同，不是通過電源15驅動而產生的。當在時刻T5柵 才及/發射才及間電壓VGE變為0時，放電結束。時刻T4 ~ T5的放電時間是 通過旁路用的電阻R4的電阻值、柵極電阻RG的電阻值和IGBT10的柵 極電容等決定的時間常數而確定的。
在接下來的T6，因為輸入信號SGO再次從L電平切換為H電平，所 以與時刻Tl的情況同樣地，雙極電晶體Ql ~Q4的狀態變為第一狀態， 正偏壓施加到IGBTIO的柵極電極G, IGBTIO接通。這裡，在接通的開 始時間點，蓄積在柵極/發射極間的電荷的放電已經結束，柵極/發射極間 電壓VGE變為0。因此，在時刻T6 T7的接通時間的柵極/發射極間電 壓VGE的變化量是從0到Vcc的Vcc,成為圖2的時刻T5 ~ T6所示的 實施方式l的情況的一半。結果，在接通時電源15供給的驅動電流ID變 為Il,變為實施方式1的情況的一半。
像這樣，在實施方式2的驅動電路2a中，在暫時成為第二狀態之後， 使蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷通過不經由電源15的放電路徑 19放電，將柵極/發射極間電壓VGE返回到0,由此能夠使IGBT10的接 通時的驅動電流ID減少。進而，因為接通時的柵極/發射極間電壓VGE 的變化量也減少，所以也能夠使IGBT10的接通時間縮短。
圖10是表示圖8所示的1短脈衝產生電路30a的具體結構的一個例 子的電路圖。
如圖10所示，1短脈衝產生電路30a包含連接於輸入側節點31和 中間節點33之間的電容器32;串聯連接於中間節點33和輸出側節點37 之間的2個倒相器36a、 36b,以及在中間節點33和接地GND1 (接地節點12)之間相互並聯連接的電阻34和二極體35。 1短脈衝產生電路30a 的輸入側節點31連接於連接節點P4,輸出側節點37連接於雙極電晶體 Q3的基極電極G3。
在這裡，通過電容器32和電阻34構成的電路是所謂微分電路，輸入 側節點31的信號被微分並在中間節點33生成。但是，在中間節點33的 電位V ( 33 )相對於接地GND1變為負的情況下，在二極體35正方向流 動，因此中間節點33的電位V (33)被大致限制為0。此外，在圖10中 串聯連接的2個倒相器36a、 36b作為將輸入的電壓波形整流為矩形波的 緩沖器而使用。
圖ll是表示關於圖IO所示的l短脈衝產生電路30a,對應於輸入信 號SGO的狀態的變化的時間圖。在圖11中，4黃軸表示時間，縱軸從上起 依次表示輸入信號SGO的邏輯電平(信號輸入節點Sin的電位V ( Sin))、 輸入側節點31的電位V (31 )、中間節點33的電位V(33)、輸出側節點 37的電位V (37)、以及雙極電晶體Q3的工作狀態。
參照圖10、圖11,在時刻T1、 T4，輸入信號SGO從L電平(0)切 換為H電平(Vcc)，因此輸入側節點31的電位V (31 ),人Vcc變化為0。 這時，作為微分信號在中間節點33生成的負電位通過二極體35被限制， 因此中間節點33的電位V (33)僅降低二極體35的正方向下降電壓。
另一方面，在時刻T2、 T5,因為對應於輸入信號SGO,輸入側節點 31的電位V (31 )從0變化為Vcc，所以作為微分信號在中間節點33生 成的電位V (33)上述至Vcc之後，漸漸地返回O。結果，在中間節點33 的電位V (33)變為倒相器36a的闊值電壓Vtl以上的、時刻T2 T3和 時刻T5 T6，對輸出側節點37輸出H電平(電源電壓Vcc)的脈衝信號。 接受該脈沖輸出，雙極電晶體Q3變為導通狀態。在這裡，對應於1短脈 沖的脈衝寬度的、時刻T2 T3、日於刻T5 T6的時間，以作為電容器32 的電容和電阻34的值的積的微分電路的時間常數決定。
圖12是表示作為圖8所示的驅動電路2a的變形例的驅動電路2b的 結構的電路圖。圖12的驅動電路2b與圖8所示的驅動電路2a的差異在 於，代替圖8的1短脈沖產生電路30a和電阻R4，包含連接於連接節 點P3和雙極電晶體Q2的基極電極G2之間的1短脈衝產生電路30b;連 接於雙極電晶體Q1的集電極電極和發射極電極之間的電阻R1。在這裡， 1短脈沖產生電路30b被驅動電路2b的控制部20d包含，在輸入的脈沖信號從H電平變化為L電平時，以該下降邊緣為觸發，輸出暫時變為L 電平再返回H電平的L電平的1短脈沖。參照圖14在後面說明1短脈衝 產生電路30b的具體結構的一個例子。此外，電阻R1的電阻值設定得比 導通狀態的雙極電晶體Ql ~ Q4的發射極/集電極間電阻充分地大。
圖13是表示關於圖12的驅動電路2b，對應於輸入信號SGO的狀態 的變化的時間圖。在圖13中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入 信號SGO的邏輯電平、雙極電晶體Q1~Q4的導通/斷開狀態、IGBT10 的柵極/發射極間電壓VGE、以及驅動電流ID。
以下，參照圖12、圖13對驅動電路2b的工作進行說明。在這裡， 圖13與圖9的驅動電路2a的時間圖相比較，不同點在於雙極電晶體Q2 的波形和雙極電晶體Q3的波形交換。因此，在以下的說明中，主要針對 雙極電晶體Q2、 Q3的工作進行說明，關於與驅動電路2a相同的點不重 復說明。
在圖13的時刻T1，輸入信號SGO從L電平切換為H電平。這時， 反轉輸入信號SGO並供給的雙極電晶體Q3轉移到斷開狀態。另一方面， 在1短脈衝產生電路30b中，在輸入信號SGO從L電平變化為H電平的 上升邊緣，不產生1短脈衝，輸出保持H電平。因此，雙極電晶體Q2維 持斷開狀態。結果，雙極電晶體Ql Q4的狀態變為第一狀態，IGBT10 接通。
在時刻T3，當輸入信號SGO從H電平切換為L電平時，雙極電晶體 Q3變為導通狀態。另一方面，在1短脈沖產生電路30b中，輸入信號SGO 從H電平變化為L電平，因此以該下降邊緣為觸發，產生L電平的1短 脈衝。1短脈衝產生電路30b的輸出在接下來的時刻T4返回H電平。接 受該脈沖輸出，因為雙極電晶體Q2在時刻T3 T4之間成為導通狀態， 所以雙極電晶體Ql Q4的狀態暫時變為第二狀態，IGBT10切斷。
在時刻T4，雙極電晶體Q1、 Q2、 Q4變為斷開狀態，因此接地節點 12和IGBT10之間開放。另一方面，因為雙極電晶體Q3是導通狀態，所 以形成從IGBT10的發射極電極E起，依次經由導通狀態的雙極電晶體 Q3、旁i 各用電阻Rl、以及柵才及電阻RG，到IGBT10的柵才及電才及G為止 的-文電^各徑19。通過在不經由電源15的該方文電^各徑19中流過方文電電流， 在時刻T3 ~T4的期間蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷放電。
像這樣，在圖12的驅動電路2b中，在暫時成為第二狀態之後，使蓄積在IGBTIO的4冊極/發射極間的電荷也通過不經由電源15的放電路徑19 放電，因此圖12的驅動電路2b發揮與圖8的驅動電路2a相同的效果。
圖M是表示圖12所示的1短脈沖產生電路30b的具體結構的一個例 子的電路圖。
圖14所示的1短脈沖產生電路30b與圖IO所示的1短脈沖產生電路 30a不同的是，電阻34和二極體35連接於中間節點33和電源節點11 (電 源電壓Vcc)之間。此外，關於二極體35的極性，在圖14中，二極體35 的陰極連接於電源節點11， 二極體35的陽極連接於中間節點33。像這樣， 中間節點33經由電阻34連接於電壓節點11,因此在輸入側節點31的電 位V (31 )不變化的情況下，中間節點33的電位V (33)固定於Vcc。 當輸入側節點31的電位V (31 )變化時，將其微分信號重合於電源電壓 Vcc後的電位，在中間節點33生成。在中間節點33的電位V (33)超過 電源電壓Vcc的情況下，在二極體35正方向流動，因此中間節點33的電 位V ( 33 )被大致限制為Vcc。
圖J5是表示關於圖14所示的l短脈衝產生電路30b，對應於輸入信 號SGO的狀態的變化的時間圖。在圖15中，橫軸表示時間，縱軸從上起 依次表示輸入信號SGO的邏輯電平(與輸入節點31的電位V( 31 )相同)、 中間節點33的電位V ( 33 )、輸出側節點37的電位V ( 37 )、以及雙才及晶 體管Q2的工作狀態。
參照圖14、圖15,在時刻Tl、 T4，對應於輸入信號SGO輸入側節 點31的電位V ( 31 )從0切換為Vcc時，電壓的上升通過二極體35被限 制，因此中間節點3 3的電位V ( 3 3 )僅上升二極體3 5的正方向下降電壓。 在時刻T2、 T5,輸入側節點31的電位V (31 )從Vcc切換為0時，中間 節點33的電位V ( 33 )降低到0後漸漸地返回Vcc。在中間節點33的電 位V( 33 )變為倒相器36a的閾值電壓Vtl以下的時刻T2 ~ T4和時刻T5 ~ T6,在輸出側節點產生0的電位，即L電平的脈衝信號。接受該脈衝輸 出，雙極電晶體Q2變為導通狀態。
在上述的實施方式2中，表示將圖4所示的驅動電路la變形後的驅 動電路2a、 2b的結構，但即使將圖5 ~圖7所示的驅動電路lb~ ld變形
脈衝產生電路連接於NPN型的雙極電晶體或N溝道的MOSFET的情況 下，使用圖IO所示的1短脈沖產生電路30a,在1短脈衝產生電^各連接
21於PNP型的雙極電晶體或P溝道的MOSFET的情況下，使用圖14所示 的1短脈沖產生電路30b。
實施方式3的目的在於降低切斷IGBT10時的驅動電流ID。具體地， 在將開關元件Ql ~Q4的狀態從第一狀態切換為第二狀態時，針對開關元 件Q2、 Q3的任一方使變為導通狀態的定時延遲。而且，通過在這期間不 經由電源15，連接IGBTIO的發射極電極E和柵極電極G,由此使蓄積在 柵極/發射極間的電荷放電。以下，參照圖16 ~圖23詳細地進行說明。
圖16是表示作為本發明的實施方式3， IGBT10的驅動電路3a的結 構的電路圖。圖16所示的驅動電路3a是將圖4所示的驅動電路la變形 後的電路。圖16所示的驅動電路3a與圖4所示的驅動電路la的差異在 於，還包含連接於雙極電晶體Q4的發射極電極和集電極電極之間的二 極管D4,以及連接於雙極電晶體Q3的柵極電極G3和連接節點P4之間 的延遲電路40a。在這裡，二極體D4的陰極連接於雙極電晶體Q4的發射 極電極，二極體D4的陽極連接於集電極電極。因此，在第二狀態下雙極 電晶體Q3變為導通狀態時，二極體D4被向反方向偏置，不導通。此外， 延遲電路40a被包含於驅動電路3a的控制部20e,具有使輸入的脈衝信號 從L電平切換為H電平時的上升邊緣延遲的功能。關於延遲電路40a的 具體結構例，參照圖18在後面敘述。
圖17是表示關於圖16的驅動電路3a,對應於輸入信號SGO的狀態 的變化的時間圖。在圖17中， 一黃軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入 信號SGO的邏輯電平、雙極電晶體Ql-Q4的導通/斷開狀態、IGBT10 的柵極/發射才及間電壓VGE 、以及驅動電流ID 。
以下，參照圖16、圖17對驅動電路3a的工作進行說明。
在圖17的時刻Tl,在輸入信號SGO從L電平切換為H電平時，被 供給輸入信號SGO的雙極電晶體Ql、 Q2分別變為導通狀態、斷開狀態， 被供給將輸入信號SGO反轉後的控制信號SG2的雙極電晶體Q4變為導 通狀態。另一方面，在控制信號SG2從H電平變為L電平的下降邊緣中， 因為不產生延遲電i 各40a引起的延遲，所以連接於延遲電i 各40a的雙才及晶 體管Q3從時刻Tl起不延遲而轉移到斷開狀態。結果，因為雙極電晶體 Q1 Q4的狀態成為圖1中說明了的第一狀態，所以正偏壓施加到IGBT10
22的柵極電極G, IGBT10接通。在時刻Tl ~T2的接通時間，柵極/發射極 間電壓VGE從-Vcc向Vcc變化。
接著，在時刻T3輸入信號SG0從H電平切換為L電平。這時，雙 極電晶體Q1、 Q2分別變為斷開狀態、導通狀態，被供給將輸入信號SGO 反轉後的控制信號SG2的雙極電晶體Q4變為斷開狀態。另一方面，在時 刻T3控制信號SG2從L電平變化為H電平時，延遲電路40a使控制信號 SG2的上升延遲到時刻T4為止並輸出。接受該輸出，雙極電晶體Q3在 時刻T4之前維持斷開狀態，在時刻T4轉移到導通狀態。
在雙極電晶體Q3變為導通狀態之前的時刻T3~T4中，雙極電晶體 Ql、 Q3、 Q4是斷開狀態，因此電源節點11和IGBT10之間開放。另一 方面，因為雙極電晶體Q2是導通狀態，所以形成從IGBTIO的柵極電極 G起，依次經由柵極電阻RG,導通狀態的雙極電晶體Q2、以及正方向的 二極體D4，到IGBT10的發射極電極E為止的放電路徑19。通過放電電 流在不經由電源15的該放電路徑19中流過，蓄積在IGBT10的柵極/發射 極間的電荷放電。與圖2的T3 T4的情況不同，該放電不是通過電源15 驅動而產生的。當柵極/發射極間電壓VGE變為0時，放電結束。到放電 結束為止的時間通過由柵極電阻RG的電阻值和IGBT10的柵極電容等而 決定的時間常數來確定。
當在時刻T4雙極電晶體Q3轉移到導通狀態時，雙極電晶體Ql ~ Q4 的狀態變為第二狀態，因此對IGBT10的柵極電極G施加反偏壓。在圖 17中，在時刻T4的時間點已經放電結束，柵極/發射極間電壓VGE變為 0,因此在時刻T4 ~ T5,柵極/發射極間電壓VGE從0變化到-Vcc。
如上所述，在實施方式3中，時刻T3 T5的切斷期間包含時刻T3~ T4的第一期間和時刻T4 T5的第二期間。在第一期間中，在不經由電源 15的路徑中在IGBT10的柵極/發射極間蓄積的電荷放電。因此，該放電 不是通過電源15驅動的。在接著第一期間的第二期間中，通過電源15供 給驅動電流ID，對IGBT10施加反偏壓。當在第一期間蓄積在柵極/發射 極間的電荷的放電結束時，在第二期間的柵極/發射極間電壓VGE的變化 量變為Vcc,因此切斷所需要的驅動電流ID變為II,變為圖2的T3 T4 所示的實施方式1的情況的一半。像這樣，實施方式3的驅動電路3a能 夠使切斷所需要的驅動電流ID減少。
在時刻T6，因為輸入信號SGO再次從L電平切換為H電平，所以與時刻T1的情況同樣地，雙極電晶體Ql ~Q4的狀態變為第一狀態，正偏 壓施加到IGBT10的柵極電極G, IGBT10接通。在實施方式3中，針對 接通時，沒有採用使蓄積在柵極/發射極間的電荷放電的過程，因此需要 的驅動電流ID變為11x2，與圖2的T5~T6所示的實施方式1的情況相 同。
圖18是表示圖16所示的延遲電路40a的具體結構的一個例子的電路圖。
如圖18所示，延遲電路40a包含連接於輸入側節點41和中間節點 44之間的電阻42;串聯連接於中間節點44和輸出側節點47之間的緩沖 用的2個倒相器46a、 46b;與電阻42並聯連接的二才及管43;以及在中間 節點44和接地節點12 (接地GND1 )之間連接的電容器45。關於二極體 43的極性，陰極連接於輸入側節點41，陽極連接於中間節點44。延遲電 路40a的輸入側節點41連接於連接節點P4，輸出側節點47連接於雙極 電晶體Q3的基極電極G3。
圖19是表示關於圖18所示的延遲電路40a,對應於輸入信號SGO的 狀態的變化的時間圖。在圖19中，神黃軸表示時間，縱軸從上起依次表示 輸入信號SGO的邏輯電平(信號輸入節點Sin的電位V ( Sm))、輸入側 節點41的電位V (41 )、中間節點44的電位V (44)、輸出側節點47的 電位V (47)、以及雙極電晶體Q3的工作狀態。
參照圖18、圖19,在時刻T1、 T4,對應於輸入信號SGO從L電平 (0)切換為H電平(Vcc),輸入側節點41的電位V (41 )從Vcc變化 為0。在該電位V (41 )的下降時，因為在二才及管43中流動正方向電流， 所以中間節點44電位V (44 )追隨輸入側節點41的電位V (41 )的變化 乂人Vcc變化到0。
另一方面，在時刻T2、 T5，輸入側節點4的電位V (41 )從0變化 為Vcc。這時，二極體43被向反方向偏置，是非導通狀態。因此，通過 由電阻42和電容器45構成的積分電路的效果，在中間節點44生成的信 號的上升邊緣遲緩，中間節點44的電位V (44)從O向Vcc漸漸上升。 結果，在中間節點44的電位V (44)變為倒相器46a的閾值電壓Vtl以 上的時刻T3、 T6以後，輸出側節點47的電位V (47)變為Vcc,雙極晶 體管Q3變為導通狀態。
像這樣，在延遲電路40a中，輸出側節點47的電位V (47)的上升的定時比輸入側節點41的電位V(41)的上升的定時，僅延遲圖19的時 刻T2 T3和時刻T5 T6的延遲時間。該延遲時間由作為電容器45的電 容和電阻42的電阻的積的積分電路的時間常數來確定。
圖20是表示作為圖16所示的驅動電路3a的變形例的驅動電路3b的 結構的電路圖。圖20的驅動電路3b與圖16的驅動電路3a的差異在於， 代替圖16的二極體D4和延遲電路40a,包含連接於雙極電晶體Ql的 集電極電極和發射極電極之間的二極體Dl;和連接於連接節點P3和雙極 電晶體Q2的基極電極G2之間的延遲電路40b。在這裡，二極體D1的陰 極連接於雙極電晶體Ql的集電極電極，二極體Dl的陽極連接於發射極 電極。因此，在第二狀態下雙極電晶體Q2變為導通狀態時，二極體D4 被向反方向偏置，不導通。此外，圖20的延遲電路40b被包含於驅動電 路3b的控制部20f,使輸入的脈沖信號從H電平切換為L電平時的下降 邊緣延遲。參照圖22在後面說明延遲電路40b的具體結構的一個例子。
圖21是表示關於圖20的驅動電路3b,對應於輸入信號SGO的狀態 的變化的時間圖。在圖21中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入 信號SGO的邏輯電平、雙極電晶體Q1 Q4的導通/斷開狀態、IGBT10 的柵極/發射極間電壓VGE、以及驅動電流ID。
以下，參照圖20、圖21對驅動電路3b的工作進行說明。在這裡， 圖21與圖17的驅動電路3a的時間圖相比較，不同點在於雙極電晶體Q2 的波形和雙極電晶體Q3的波形交換。因此，在以下的說明中，主要針對 雙極電晶體Q2、 Q3的工作進行說明，針對與驅動電路3a相同的工作不 重複說明。
在圖21的時刻T1，輸入信號SGO從L電平切換為H電平。這時， 被供給使輸入信號SGO反轉後的控制信號SG2的雙極電晶體Q3轉移到 斷開狀態。另一方面，對雙極電晶體Q2的基極電極G2供給延遲電路40b 的輸出。在這裡，在輸入信號SGO從L電平變化為H電平的上升邊緣中， 因為不產生延遲電路40b引起的上升的定時的延遲，所以在時刻Tl雙極 電晶體Q2轉移到斷開狀態。
在時刻T3,對應於輸入信號SGO從H電平切換為L電平，雙極晶體 管Q3轉移到導通狀態。另一方面，延遲電路40b使輸入信號SGO從H 電平變化為L電平的下降的定時延遲到時刻T4並輸出。接受該輸出的雙 極電晶體Q2在時刻T4之前維持斷開狀態，在時刻T4轉移到導通狀態。在雙極電晶體Q2轉移到導通狀態之前的時刻T43 ~ T4中，雙極電晶體Q1、 Q2、 Q4是斷開狀態，因此接地節點12和IGBT10之間開放。另一方面，因為雙極電晶體Q3是導通狀態，所以形成從IGBT10的柵極電極G其，依次經由柵極電阻RG、正方向的二極體D1、以及導通狀態的雙極電晶體Q3,到IGBT10的發射極電極E為止的放電路徑19。通過放電電流在不經由電源15的該放電路徑19中流過，蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷放電。
當在時刻T4雙極電晶體Q2轉移到導通狀態時，雙極電晶體Ql ~ Q4的狀態變為第二狀態，因此對IGBT10的4冊極電極G施加反偏壓。
像這樣，驅動電路3b與圖16的驅動電路3a同樣地，在切斷期間的最初的時刻T3 ~ T4之間，使蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷通過不經由電源15的路徑放電，由此能夠使切斷所需要的驅動電流ID減少。
圖22是表示圖20所示的延遲電路40b的具體結構的一個例子的電路圖。
圖22所示的延遲電路40b與圖18所示的延遲電路40a的差異在於，將二極體43的陽極連接於輸入側節點41,將陰極連接於中間節點44。像這樣，由於二極體43的極性與圖18不同，所以在脈衝信號輸入到輸入側節點41時，相對於在圖18的延遲電路40a中上升的定時被延遲，在圖22的延遲電i 各40b中，下降的定時延遲。
圖23是表示關於圖22所示的延遲電路40b,對應於輸入信號SGO的狀態的變化的時間圖。在圖23中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入信號SGO的邏輯電平(與輸入側節點41的電位V (41 )相同)、中間節點44的電位V (44)、輸出側節點47的電位V (47)、以及雙極電晶體Q2的工作狀態。
參照圖22、圖23，在時刻T1、 T4，對應於輸入信號SGO,輸入側節點41的電位V (41 )從0切換為Vcc。這時，在該電位V(41)的上升時，因為正方向電流在二才及管43中流動，所以中間節點44電位V ( 44 )追隨輸入側節點41的電位V (41)的變化從O變化到Vcc。
另一方面，在時刻T2、 T5,輸入側節點41的電位V (41 )從Vcc變化為0。在該電位V (41)的下降時，在中間節點44生成的信號的上升邊緣遲緩，中間節點44的電位V (44)從Vcc向O漸漸下降。結果，在中間節點44的電位V (44)變為不足倒相器46a的閾值電壓Vtl的時刻T3、 T6以後，輸出側節點47的電位V (47)變為0，雙極電晶體Q3變為導通狀態。即，輸出側節點47的電位V (47)的下降的定時比輸入側節點41的電位V(41 )的下降的定時，4叉延遲時刻T2 T3和時刻T5 ~T6的延遲時間。
在上述的實施方式3中，表示將圖4所示的驅動電路la變形後的驅動電路3a、 3b的結構，但是將圖5-圖7所示的驅動電路lb-ld變形後也能夠實現發揮同樣的作用效果的功率元件的驅動電路。在這裡，在延遲電路連接於NPN型的雙極電晶體或N溝道的MOSFET的情況下，使用圖18所示的延遲電路40a,在延遲電路連接於PNP型的雙極電晶體或P溝道的MOSFET的情況下，使用圖22所示的延遲電路40b。
此外，作為開關元件Q1 Q4使用MOSFET的情況下，能夠將MOSFET的寄生二極體作為放電路徑19進行利用。因此，與使用雙極電晶體Q1 Q4的圖16、圖20的情況不同，也可以不與開關元件Q1、 Q4並列地進一步連^妻二^^及管Dl、 D4。
此外，實施方式3也能夠與實施方式2組合。在該情況下，能夠發揮實施方式2的IGBT10的接通時的驅動電流ID的降低和接通時間的縮短的效果，和實施方式3的切斷時的驅動電流ID的降低這雙方的效果。此外，因為在接通和切斷這兩方能夠降低驅動電流，所以針對驅動用的電源15和開關元件Q1 Q4能夠使用電流容量小的元件，具有成本上的優勢。
實施方式4與實施方式3相反地，其目的在於降低接通IGBT10時的驅動電流ID。具體方法與實施方式3類似，在將開關元件Ql ~Q4的狀態從第一狀態切換為第二狀態時，針對開關元件Q1、 Q4的任一方使變為導通狀態的定時延遲。而且，在這期間不經由電源15，連接IGBT10的發射極電極E和柵極電極G，由此使蓄積在柵極/發射極間的電荷放電。以下，參照圖24 ~圖27詳細地進行說明。
圖24是表示作為本發明的實施方式4, IGBT10的驅動電路4a的結構的電路圖。圖24所示的驅動電路4a是將圖4所示的驅動電路la變形後的電路。圖24所示的驅動電路4a與圖4所示的驅動電路la的差異在於，還包含連接於雙極電晶體Q3的發射極電極和集電極電極之間的二極體D3，以及連接於雙極電晶體Q4的柵極電極G4和連接節點P4之間
27的延遲電路40b。在這裡，二極體D3的陰極連接於雙極電晶體Q3的集電極電極，二極體D3的陽極連接於發射極電極。因此，在第一狀態下雙極電晶體Q4變為導通狀態時，二極體D3被向反方向偏置，不導通。此外，延遲電路40b被包含於驅動電路4a的控制部20g，如參照圖20、圖22已經說明過的那樣，使輸入的脈衝信號從H電平切換為L電平時的下降邊緣延遲。
圖25是表示關於圖24的驅動電路4a,對應於輸入信號SGO的狀態的變化的時間圖。在圖25中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入信號SGO的邏輯電平、雙極電晶體Q1 Q4的導通/斷開狀態、IGBT10的柵極/發射極間電壓VGE、以及驅動電流ID。
以下，參照圖24、圖25對驅動電路4a的工作進行說明。
在圖25的時刻Tl以前，因為雙極電晶體Ql -Q4的導通/斷開狀態是在圖1說明過的第二狀態，所以以柵極電極G的電位相對於發射才及電極E的電位成為負的方式，對IGBT10施加反偏壓。
在時刻Tl，在輸入信號SGO從L電平切換為H電平時，被供給輸入信號SGO的雙極電晶體Ql、 Q2分別變為導通狀態、斷開狀態，被供給將輸入信號SGO反轉後的控制信號SG2的雙極電晶體Q3變為斷開狀態。另一方面，因為在時刻Tl控制信號SG2從H電平變化為L電平，所以延遲電路40b使控制信號SG2的下降延遲到時刻T2並輸出。接受該輸出，雙極電晶體Q4在時刻T2之前維持斷開狀態，在時刻T2轉移到導通狀態。
在雙極電晶體Q4變為導通狀態之前的時刻Tl ~ T2的期間中，雙極電晶體Q2 Q4是斷開狀態，因此接地節點12和IGBT10之間開放。另一方面，因為雙極電晶體Ql是導通狀態，所以形成從IGBTIO的發射極電極E起，依次經由正方向的二極體D3、導通狀態的雙極電晶體Ql、以及柵極電阻RG,到IGBT10的柵極電極G為止的放電路徑19。通過放電電流在不經由電源15的該放電路徑19中流過，蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷放電。與圖2所示的Tl T2的情況不同，該放電不是通過電源15驅動而產生的。當4冊4及/發射^J'司電壓VGE變為0時，；改電結束。到放電結束為止的時間通過柵極電阻RG的電阻值和IGBT10的柵極電容的積等而決定的時間常數來確定。
當在接下來的時刻T2雙極電晶體Q4轉移到導通狀態時，雙極電晶體Ql Q4的狀態變為在圖l說明了的第一狀態，因此對IGBT10的柵極
28電極G施加正偏壓。在圖25中，在時刻T2的時間點已經放電結束，柵極/發射極間電壓VGE變為0,因此在時刻T2 T3，柵極/發射極間電壓VGE從0變化到Vcc。
像這樣，在實施方式4中，時刻T2-T3的接通期間包含時刻Tl~T2的第一期間和時刻T2~T3的第二期間。在第一期間中，在不經由電源15的44聖中在IGBT10的柵才及/發射^l間蓄積的電荷;改電，因此不通過電源15供給驅動電流ID。在接著第一期間的第二期間中，通過電源15供給驅動電流ID,對IGBT10施加正偏壓。當在第一期間蓄積在柵極/發射極間的電荷的放電結束時，在第二期間的柵極/發射極間電壓VGE的變化量變為Vcc，因此接通所需要的驅動電流ID變為II,變為圖2的T1 T2所示的實施方式1的情況的一半。像這樣，在實施方式4中能夠使接通所需的驅動電流ID減少。
接著，在時刻T4,在輸入信號SG0從H電平切換為L電平時，#皮供給輸入信號SG0的雙極電晶體Ql、 Q2分別變為斷開狀態、導通狀態，被供給將輸入信號SG0反轉後的控制信號SG2的雙極電晶體Q3變為導通狀態。另一方面，在控制信號SG2從L電平變為H電平的上升邊緣中，因為不產生延遲電路40b引起的延遲，所以連接於延遲電路40b的雙才及電晶體Q4從時刻T4起不延遲而轉移到斷開狀態。結果，因為雙極電晶體Ql ~ Q4的狀態成為第二狀態，所以反偏壓施加到IGBT10的4冊才及電才及G,IGBT10切斷。
在實施方式4中，關於切斷時與上述的實施方式3不同，沒有採用使柵極/發射極間蓄積的電荷放電的過程。因此，在時刻T4 T5的切斷時間從電源15供給的驅動電流ID變為11x2,與實施方式l的情況相同。
在時刻T6,輸入信號SGO再次從L電平切換為H電平，因此以與時刻Tl T3的情況相同的經過，在時刻T8之前，IGBT10的接通結束。
圖26是表示作為圖24所示的驅動電路4a的變形例的驅動電路4b的結構的電路圖。圖26的驅動電路4b與圖24的驅動電路4a的差異在於，代替圖24的二極體D3和延遲電路40b,包含連接於雙極電晶體Q2的集電極電極和發射極電極之間的二極體D2;和連接於連接節點P3和雙極電晶體Ql的基極電極G1之間的延遲電路40a。在這裡，二極體D2的陰極連接於雙極電晶體Q2的發射極電極，二極體D2的陽極連接於雙極電晶體Q2的集電極電極。因此，在第一狀態下雙極電晶體Ql變為導通狀態時，二極體D2被向反方向偏置，不導通。此外，延遲電路40a被包含於驅動電路4b的控制部20h,如參照圖16、 18已經說明過的那樣，使輸入的脈沖信號從L電平切換為H電平時的上升邊緣延遲。
圖27是表示關於圖26的驅動電路4b，對應於輸入信號SGO的狀態的變化的時間圖。在圖27中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入信號SGO的邏輯電平、雙極電晶體Q1 Q4的導通/斷開狀態、IGBT10的柵極/發射極間電壓VGE 、以及驅動電流ID 。
以下，參照圖26、圖27對驅動電路4b的工作進行說明。在這裡，在圖27中，與圖25的驅動電路4a的時間圖相比較，不同點在於雙極電晶體Ql的波形和雙極電晶體Q4的波形交換。因此，在以下的說明中，主要針對雙極電晶體Q1、 Q4的工作進行說明，針對與驅動電路4a相同的工作不重複說明。
在圖27的時刻Tl,對應於輸入信號SGO從L電平切換為H電平，被供給使輸入信號SGO反轉後的控制信號SG2的雙極電晶體Q4變為導通狀態。另一方面，延遲電路40b使控制信號SG2從L電平變化為H電平的上升的定時延遲到時刻T2並輸出，接受該輸出的雙極電晶體Ql在時刻T2之前維持斷開狀態，在時刻T2轉移到導通狀態。
在雙極電晶體Ql變為導通狀態之前的時刻Tl T2的期間中，雙極電晶體Ql ~Q3是斷開狀態，因此電源節點11和IGBT10之間開放。另一方面，因為雙極電晶體Q4是導通狀態，所以形成從IGBTIO的發射極電極E起，依次經由導通狀態的雙極電晶體Q4、正方向的二極體D2、以及柵極電阻RG,到IGBT10的柵極電極G為止的放電路徑19。通過放電電流在不經由電源15的該放電路徑19中流過，蓄積在IGBT10的柵極/發射^及間的電荷方文電。
當在時刻T2雙極電晶體Ql轉移到導通狀態時，雙極電晶體Ql ~ Q4的狀態變為第一狀態，因此對IGBTIO的柵極電極G施加正偏壓。
在時刻T4，當輸入信號SGO從H電平切換為L電平時，雙極電晶體Q4變為斷開狀態。此時，在控制信號SGO從H電平變為L電平的下降邊緣中，因為不產生延遲電路40a引起的延遲，所以雙極電晶體Q1從時刻T4起不延遲而轉移到斷開狀態。
像這樣，驅動電路4b與圖24的驅動電路4a同樣地，在接通期間的最初的時刻Tl T2之間，預先使蓄積在IGBT10發射極電極E的電荷通過不經由電源15的路徑放電，由此能夠使接通所需要的驅動電流ID減少。
在上述的實施方式4中，表示將圖4所示的驅動電路la變形後的驅動電路4a、 4b的結構，但是將圖5~圖7所示的驅動電路lb~ ld變形後也能夠實現發揮同樣的作用效果的功率元件的驅動電路。在這裡，在延遲電路連接於NPN型的雙4及電晶體或N溝道的MOSFET的情況下"吏用圖18所示的延遲電^各40a,在延遲電路連接於PNP型的雙極電晶體或P溝道的IvIOSFET的情況下，使用圖22所示的延遲電路40b。
此外，在作為開關元件Ql-Q4使用MOSFET的情況下，能夠將MOSFET的寄生二極體作為放電路徑19進行利用。因此，與使用雙極電晶體Q1-Q4的圖24、圖26的情況不同，也可以不與開關元件Q2、 Q3進一步並列連接二極體D2、 D3。
此外，實施方式4也能夠與實施方式3組合。在該情況下，能夠發揮實施方式3的IGBT10的切斷時的驅動電流ID的降^^的效果，和實施方式4的接通時的驅動電流ID的降低這雙方的效果。此外，因為在接通和切斷這兩方能夠降低驅動電流，所以針對驅動用的電源15和開關元件Ql Q4能夠使用電流容量小的元件，具有成本上的優勢。
實施方式5的目的在於降低IGBTIO的接通時和切斷時這兩方的驅動電流ID。具體地，在對應於輸入信號SGO,將開關元件Ql Q4的狀態切換為第一、第二狀態時，採用一下任一個狀態，即，使開關元件Q1、Q3為導通狀態並且使開關元件Q2、 Q4為斷開狀態，或者使開關元件Ql、Q3為斷開狀態並且使開關元件Q2、 Q4為導通狀態。而且，在此期間以不經由電源15的路徑連接IGBT10的柵極電極G和發射極電極E,使蓄積在柵極/發射極間的電荷放電。以下，參照圖28 ~圖33詳細地進行說明。
圖28是表示作為本發明的實施方式5, IGBT10的驅動電路5a的結構的電路圖。圖28所示的驅動電路5a是將圖6所示的驅動電路lc變形後的電路。圖28所示的驅動電路5a和圖6所示的驅動電路1C的差異在於，還包含在連接節點P4和倒相器24的輸出端之間連接的延遲電路40c。在這裡，延遲電路40c被包含於驅動電路5a的控制部201,使輸入的脈衝信號的上升、下降雙方的定時延遲。關於延遲電路40c的具體結構例，參照圖30在後面4又述。圖29是表示針對圖28的驅動電路5a,對應於輸入信號SG0的狀態 的變化的時間圖。在圖29中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示輸入 信號SG0的邏輯電平、構成開關元件Ql ~ Q4的MOSFET的導通/斷開狀 態、IGBT10的柵極/發射極間電壓VGE、以及驅動電流ID。以下，將構 成開關元件Ql ~ Q4的MOSFET分別簡略化記載為MOSFETQl ~ Q4。
以下，參照圖28、圖29對驅動電路5a的工作進行說明。
在圖29的時刻Tl，在輸入信號SG0從L電平切換為H電平時，被 供給輸入信號SGO的MOSFETQl、 Q2分別變為導通狀態、斷開狀態。另 一方面，使輸入信號SG0反轉後的控制信號SG2被供給到延遲電路40c。 延遲電路使從H電平變化為L電平的控制信號SG2的下降的定時延遲到 T2並輸出。接受該輸出，MOSFETQ3、 Q4在時刻T2之前分別維持導通 狀態、斷開狀態，在時刻T2轉移到斷開狀態、導通狀態。
在時刻T1 T2之間，因為MOSFETQ2、 Q4是斷開狀態，所以接地 節點12和IGBT10之間開放。另一方面，因為MOSFETQl、 Q3是導通 狀態，所以形成從IGBT10的發射極電極E起，依次經由導通狀態的 MOSFETQ3、導通狀態的MOSFETQl、以及柵才及電阻RG，到IGBT10 的才冊4及電極G為止的力文電^各徑19a。通過放電電流在不經由電源15的該 放電路徑19a中流過，蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷放電。與圖 2所示的T1 T2的情況不同，該放電不是通過電源15驅動而產生的。當 柵極/發射極間電壓VGE變為0時，放電結束。到放電結束為止的時間通 過由柵極電阻RG的電阻值和IGBT10的柵極電容等而決定的時間常數來 確定。
當在時刻T2， MOSFETQ3、 Q4分別轉移到斷開狀態、導通狀態時， MOSFETQl ~Q4的狀態變為第一狀態，因此對IGBT0的柵極電極G施 加正偏壓。在圖29,在時刻T2的時間點已經放電結束，柵極/發射極間電 壓VGE變為0，因此在時刻T2 T3，柵極/發射極間電壓VGE從0變化 到Vcc。
在時刻T4,當輸入信號SG0從H電平切換為L電平時，MOSFETQl 、 Q2分別變為斷開狀態、導通狀態。另一方面，延遲電路40c使從L電平 變化為H電平的控制信號SG2的上升的定時延遲到T5並輸出。接受該輸 出，MOSFETQ3、 Q4在時刻T5之前分別維持斷開狀態、導通狀態，在 時刻T5轉移到導通狀態、斷開狀態。在時刻T4 T5之間，因為M0SFETQ1、 Q3是斷開狀態，所以電壓 節點11和IGBT10之間開放。另一方面，因為MOSFETQ2、 Q4是導通 狀態，所以形成從IGBTIO的柵極電極G起，依次經由柵極電阻RG,導 通狀態的MOSFETQ2、以及導通狀態的MOSFETQ4，到IGBT10的發射 極電極E的放電路徑19b。通過放電電流在不經由電源15的該放電路徑 19b中流過，蓄積在IGBTIO的柵極/發射極間的電荷放電。與在實施方式 1中說明的圖2的T3 ~T4的情況不同，該放電不是通過電源15驅動而產 生的。當柵極/發射極間電壓VGE變為0時，放電結束。
當在時刻T5， MOSFETQ3、 Q4分別轉移到導通狀態、斷開狀態時， MOSFETQ1 ~ Q4的狀態變為第二狀態，因此對IGBT10的4冊極電極G施 加反偏壓。在圖29中，在時刻T5的時間點已經放電結束，柵極/發射極 間電壓VGE變為0，因此在時刻T5 ~ T6,柵極/發射極間電壓VGE從0 變化到-Vcc。
在時刻T7輸入信號SG0再次從L電平切換為H電平。時刻T7 ~ T9 的接通期間的驅動電路5a的工作與時刻Tl ~ T3相同。
如上所述，在實施方式5中，時刻Tl ~T3、時刻T7 T9的接通期 間，和時刻T4 ~ T6的切斷期間這兩方均在這些期間的最初的》欠電期間，
電，柵極/發射極間電壓VGE的絕對值減少。之後，從電源15供給驅動 電流ID,對柵極電極G和發射極電極E之間施加正方向或反方向的偏置 電壓VGE,因此能夠使驅動用的電源15引起的柵極/發射極間電壓VGE 的變化量減少。結果，實施方式5的驅動電路5a能夠使接通和切斷所需 的驅動電流ID減少。在放電期間中結束放電，柵極/發射極間電壓VGE 返回到0時，驅動電流ID在切斷、接通的任何情況下均變為II,成為實 施方式]的一半。
圖30是表示圖28所示的延遲電路40c的具體結構的一個例子的 電路圖。
圖30所示的延遲電3各40c與圖22所示的延遲電^各40a、 40b的差 異在於，去除了在輸入側節點41和中間節點44之間連接的二極體43。 像這樣，由於除去了二極體43,所以在脈衝信號輸入到輸入側節點41 時，在延遲電路40a、 40b中，上升、下降的定時被分別延遲，相對於 次，在圖30的延遲電路40c中，上升、下降的定時均延遲。
33圖31是表示關於圖30所示的延遲電路40c，對應於輸入信號SGO 的狀態的變化的時間圖。在圖31中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次 表示輸入信號SGO的邏輯電平(信號輸入節點Sm的電位V ( Sin))、 輸入側節點41的電位V (41)、中間節點44的電位V (44)、輸出側 節點47的電位V (47)、以及M0SFETQ3、 Q4的工作狀態。
參照圖30、圖31，在時刻T1、 T4,對應於輸入信號SGO從L電 平(0 )切換為H電平(Vcc ),輸入側節點41的電位V ( 41 )從Vcc 下降為0。這時，通過由電阻42和電容器45構成的積分電路的效果， 在中間節點44生成的電位V (44 )從Vcc漸漸地下降到0。同樣地， 在時刻T3、 T7,在對應於輸入信號SGO輸入側節點41的電位V ( 41 ) 從0上升到Vcc時，在中間節點44生成的電位V ( 44 )從0漸漸地上 升到Vcc。
結果，在中間節點44的電位V (44)變為倒相器46a的閾值電壓 Vtl以上的時刻T2以前、時刻T4~T6、 T8以後，l命出側節點47的電 位V(47)變為Vcc。即，輸出側節點47的電位V (47)的上升、下 降的定時比輸入側節點41的電位V (41)的上升、下降的定時，僅延 遲時刻T1 T2、曰於刻T3 T4、時刻T5 T6、以及時刻T7 ~ T8的延 遲時間。該延遲時間由作為電容器45的電容和電阻42的電阻值的積 的積分電路的時間常數來確定。因此，MOSFETQ3、 Q4的導通/斷開定 時也比輸入信號SG0的邏輯電平的切換的定時延遲該延遲時間。
圖32是表示作為圖28所示的驅動電路5a的變形例的驅動電路5b 的結構的電路圖。圖32的驅動電路5b與圖28的驅動電路5a的差異 在於，將延遲電路40c的設置場所變更為分路節點P5和連接節點P3 之間。在這裡，圖32的延遲電路40c被包含於驅動電路5b的控制部 20j,如參照圖30已經說明了的那樣，使輸入的脈衝信號的上升、下降 的雙方的定時延遲。
圖33是表示關於圖32的驅動電路5b,對應於輸入信號SG0的狀 態的變化的時間圖。在圖33中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示 輸入信號SG0的邏輯電平、M0SFETQ1 ~ Q4的導通/斷開狀態、IGBT10 的柵極/發射極間電壓VGE 、以及驅動電流ID 。
以下，參照圖32、圖33對驅動電路5b的工作進行說明。在這裡， 在圖33中，與圖29的關於驅動電路5a的時間圖相比較，不同點在於雙極電晶體Q1、 Q2的波形和雙極電晶體Q3、 Q4的波形交換。因此， 在以下的說明中，主要針對與驅動電路5a不同的工作進行說明，關於 與驅動電路5a相同的工作不重複說明。
在圖33的時刻Tl,在輸入信號SGO從L電平切換為H電平時， MOSFETQ3、 Q4分別變為斷開狀態、導通狀態。接受延遲電路40c的 輸出的MOSFETQl、 Q2從變為時刻T2起，分別轉移到導通狀態、斷 開狀態。
在時刻T1 T2之間，因為MOSFETQ2、 Q4是導通狀態，所以形 成從IGB丁IO的發射極電極E起，依次經由導通狀態的MOSFETQ4、 導通狀態的MOSFETQ2、以及4冊極電阻RG,到IGBT10的4冊才及電才及G 的放電^各徑19c。通過放電電流在不經由電源15的該放電路徑19c中 流過，蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷;改電。當在時刻T2, MOSFETQl、 Q2分別轉移到導通狀態、斷開狀態時，MOSFETQ1 ~ Q4的狀態變為第一狀態，因此對IGBT10的4冊才及電才及G ;^加正偏壓。
另一方面，在時刻T4,當輸入信號SG0從H電平切換為L電平 時，MOSFETQ3、Q4分別變為導通狀態、斷開狀態。因為MOSFETQl、 Q2接受延遲電路40c的輸出，所以從變為時刻T5起，分別轉移到斷 開狀態、導通狀態。
因為在時刻T4~T5的期間，MOSFETQl、 Q3是導通狀態，所以 形成從IGBTIO的柵極電極G起，依次經由柵極電阻RG,導通狀態的 MOSFETQ]、以及導通狀態的MOSFETQ3,到IGBT10的發射極電極 E的放電路徑19d。通過放電電流在不經由電源15的該放電3各徑19中 流過，蓄積在IGBT10的柵4及/發射極間的電荷放電。當在時刻T5, MOSFETQl、 Q2分別轉移到斷開狀態、導通狀態時，MOSFETQl-Q4的狀態變為第二狀態，因此對IGBT10的柵極電極G施加反偏壓。
像這樣，驅動電路5b與圖28的驅動電路5a同樣地，在接通、切 斷期間的最初，使蓄積在IGBT10的柵極電極G或發射極電極E的電 荷通過不經由電源5的路徑放電，由此能夠使驅動電流ID減少。此 外，在上述的實施方式5中，表示將圖6所示的驅動電路lc變形後的 驅動電路5a、 5b的結構，但是將圖4、圖5、圖7所示的驅動電路la、 lb、 ld變形後也能夠實現發揮同樣的作用效果的功率元件的驅動電路。[實施方式6]
在實施方式6中，將本發明的驅動電路應用於具有電流檢測電極 (傳感電極)的功率元件。
例如，在發射極電極的一部分作為傳感電極而分離的結構的IGBT (傳感IGBT)中，與集電^l電流對應的電流(傳感電 流)流 向傳感電 極。因此，通過檢測該傳感電流的大小能夠監視集電極電 流，能 夠在 過電流保護等中利用。近年來，在正在積極開發的IPM( Intelligent Power Module,智能功率模塊)中，常常利用這樣的帶有傳感電極的功率元 件。
在對帶有傳感電極的功率元件施加反偏壓的情況下，在上述的第 一、第二現有技術的驅動電路中，存在傳感電極與驅動電路的連接變 得複雜的問題。例如，在將使用2個電源的第一現有技術的驅動電路 應用於傳感IGBT中時，不能將用於^r測傳感電流的電流;險測電阻連才妾 於驅動電路用的接地GND1。電流檢測電阻需要連接於基準線，該基準 線連結正偏壓用的電源負極、反偏壓用的電源正極、以及IGBT的發射 極電極。在現有技術中，需要在GND1之外另設置這樣的基準線。此 外，在通過比較器對在電流;險測電阻產生的電壓和基準電源進行比較 時，基準電源的接地側也需要連接於該基準線。相對於此，在本發明 的驅動電路中，存在上述電流檢測電阻和基準電源的接地側能夠連接 於接地GND1的優點。以下，參照圖34 ~圖36詳細地進行說明。
圖34是表示作為本發明的實施方式6, IGBT10的驅動電i 各6的結 構的電路圖。圖34所示的驅動電路6是將圖6所示的驅動電路lc變 形後的電路。
驅動電路6與圖6的驅動電路lc的差異在於，代替IGBTIO,應 用具有傳感電極的傳感IGBT10a。傳感IGBT10a包含集電極電流IC 的大部分流過的主要部10b;以及具有與主要部10b的發射才及電極E 分離的傳感電才及S的傳感部10c。集電極電流IC的一部分流到傳感電 極S。傳感IGBT10a的主要部10b和傳感部10c具有共同的集電極電 極C,此外，主要部10b和傳感部10c的柵極電極G相互連接。馬區動 電路6與圖6的驅動電路lc相同的是，傳感IGBT10a的柵極電極G 經由柵極電阻RG連接於連接節點Pl,發射極電才及E連接於連接節點 P2。此外，驅動電路6與圖6的驅動電路lc的差異在於，還包含連 接於信號輸入節點Sin和分路節點P5之間的控制IC ( Integrated Circuits,集成電^各)50a;連接於傳感電極S和接地節點12之間的電 流-險測電阻RD;作為與電流才企測電阻RD並聯連接的第五開關元件 Q5的N溝道MOSFET;連接於M0SFETQ5的控制電極(柵極電極) 和分路節點P5之間的倒相器72; —方的輸入端連接於傳感電極S的比 較器70;連接於比較器70的另一方的輸入端和接地節點12之間的基 準電源71;連接於連接節點P2和MOSFETQ3的源極電極之間的齊納 二極體74。
在這裡，齊納二才及管74的陰極連接於MOSFETQ3的源極電才及， 陽極連接於連接節點P2。在圖1說明過的第二狀態中，電源電壓Vcc 被施加於從電源節點11起經由MOSFETQ3、傳感IGBT10a、以及 MOSFETQ2,到4妻地節點12的^各徑。齊納二才及管74作為對施加於該 路徑的電源電壓Vcc的一部分進行分擔的恆壓部發揮功能。結果，能 夠使施加於傳感IGBT10a的發射極電極E和柵極電極G之間的反偏壓 電壓VGE減少。也可以在連接節點Pl和MOSFETQ2的源極電極之間， 以陰極成為連接節點Pl側的方式連接齊納二極體74。
此外，比較器70對在電流檢測電阻RD產生的檢測電壓VRD和 基準電源71的電源電壓ER1進行比較，在檢測電壓VRD是電源電壓 ER1以上時輸出H電平的信號，在^H則電壓VRD比電源電壓ER1小 時輸出L電平的信號。這樣，比較器70作為監視檢測電壓VRD的電 壓監視部發揮功能。
此外，MOSFETQ5的柵極電極經由倒相器72連接於輸出節點57。 因此，在輸入信號SG0切換為L電平，輸出節點57的電位V ( 57)為 0時，從倒相器72供給H電平的信號，轉移到導通狀態。結果，電流 ;險測電阻RD的兩端經由導通狀態的MOSFETQ5而導通，因此才全測電 壓VRD變為0。這樣，輸入信號SG0為L電平時，不依賴傳感電流IS 的大小，檢測電壓VRD變為0，比較器70輸出L電平的信號。
本來，在輸入信號SG0為L電平時，傳感IGBT10a切斷，集電極 電流IC和傳感電流IS應該變為0。可是，在傳感IGTB10a的柵極電極 G被偏置的狀況下，由於起因於片式結構的寄生電阻，發射極電極E 和傳感電極G之間的電阻值變小。在對傳感IGBT10a施加反偏壓的情況下，發射極電極E的電位變得比傳感電極S的電位高，電流有時經
由該寄生電阻流到電流4企測電阻RD。結果，在4全測電壓VRD變為電 源電壓ER1以上時，發生比較器70的輸出變為H電平的錯誤工作。 因此，為了避免這樣的錯誤工作，設置有MOSFETQ5。
此外，構成驅動電路6的控制部的控制IC50a包含用於》文大輸入 信號SG0並輸出的控制放大器54 (參照圖38 )。控制放大器54經由輸 入節點51與信號輸入節點Sin連接，經由輸出節點57與分路節點P5 連接，經由輸入節點52與比較器70的輸出端連接。此外，控制放大 器54與電源節點11和接地節點12 (接地GND1 )連接，供給電源電 壓Vcc。控制放大器54在比較器70的輸出為L電平時，從輸出節點 57輸出被放大的控制信號SGO,但在比較器70的輸出變為H電平後， 儘管是控制信號SG0的輸出卻輸出L電平的信號，使控制信號SG0無 效。
圖35是表示關於圖34的驅動電路6，對應於輸入信號SG0的狀 態的變化的時間圖。在圖35中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示 輸入信號SG0的邏輯電平、輸出節點57的電位V (57)、連接節點P1 的電位V(P1)、傳感IGBT10a的發射極電極E的電位V (E)、傳感 IGBT10a的柵極電極G的電位V ( G )、柵極/發射才及間的電壓VGE、 傳感IGBT10a的集電極電流IC、以及施加到電流檢測電阻RD的電壓 VRD。
以下，參照圖34、圖35以時間經過為順序對驅動電路6的工作進 行說明。在以下的說明中，主要對與圖6的驅動電路lc不同的部分的 工作進行說明，對共同的部分不重複說明。
圖35的時刻Tl以前的狀態是輸入信號SG0為L電平時的穩定狀 態。這時，對應於控制IC的輸出節點57的電位V (57)是0的情況， MOSFETQ1 Q4的狀態是在圖1說明了的第二狀態。這時，連接節點 Pl的電位V ( Pl )和傳感IGBT10a的柵極電極G的電位V ( G)變為 0,與上述實施方式1的圖2的情況相同，但連接節點P2的電位V( P2 ) 與圖2的情況不同，由於齊納二極體74而降低了齊納電壓Vz，變為 Vcc-Vz。
結果，柵極/發射極間電壓VGE變為Vz-Vcc,能夠使其絕對值比 圖2的情況小Vz。因此，對於反偏壓方向的耐電壓低的IGBT,也能夠應用實施方式6的驅動電路6。
在接下來的時刻Tl，輸入信號SG0從L電平切換為H電平。這 時，因為控制IC50a的輸出節點57的電位V ( 57)從0變為Vcc,所 以M0SFETQ1 ~Q4的狀態變化為在圖1說明了的第 一狀態。在笫 一狀 態中，連接節點Pl的電位V (Pl )從0變化為Vcc,發射極電極E的 電位從Vcc-Vz變化為0,因此正偏壓施加於柵極電才及G, 4冊才及電4及G 的電位V ( G)從0逐漸上升到Vcc。結果，柵才及/發射極間電壓VGE 從Vz-Vcc逐漸變化到Vcc。
在柵極/發射極間電壓VGE超過傳感IGBT10a的閾值電壓Vt2的 時刻T2,傳感IGBT10接通，集電極電流IC流過。集電極電流的一部 分從傳感電極S起在電流檢測電阻RD中流動，因此施加在電流檢測 電阻RD的檢測電壓VRD從O向V2變化。在圖36中，例示了V2比 電源電壓ER1小的情況，因此比較器70輸出L電平的信號，不會通過 控制放大器54使輸入信號SGO無效。
在時刻T3，當輸入信號SGO從H電平切換為L電平時，控制IC50a 的輸出節點57的電位V ( 57) /人Vcc變為0。這時，M0SFETQ1 Q4 的狀態變化為第二狀態，因此柵極/發射極間電壓VGE從Vcc逐漸變 化到Vz-Vcc。結果，對傳感IGBT10a的主要部10b施加反偏壓。傳感 部10c的柵極電4及G和傳感電才及S之間的電壓是0。
此外，當在時刻T3輸出節點57的電位V ( 57)從Vcc變為0時， 經由倒相器72與輸出節點57連接的MOSFETQ5轉移到導通狀態。結 果，在電流檢測電阻RD產生的檢測電壓VRD變為0。因此，比較器 70的輸出不依賴於傳感電流IS的大小而變為L電平，控制放大器54 不會由於錯誤工作，使控制信號SG0無效。
當在時刻T4柵極/發射極間電壓VGE變得低於閾值電壓Vt2時， 集電極電流IC從導通狀態的12返回斷開狀態的0。
圖36是表示作為圖34的驅動電路6的比較例，傳感IGBT10a的 驅動電路100的結構的電路圖。
圖36所示的驅動電路100與圖34的驅動電^各6的差異在於，代 替單一的電源15,設置有2個電源15a、 15b,以及代替由MOSFETQ1 ~ Q4構成的H電橋結構，設置有MOSFETQl、 Q2的2個開關元件。因 此，在驅動電路6中，設置有用於對MOSFETQ3、 Q4供給控制信號
39SG0的分路節點P5,相對於此，在不具有MOSFETQ3、 Q4的驅動電 路100中，不設置分路節點P5。
此外，在圖34的驅動電路6中，電流檢測電阻RD和基準電源71 的負極連接於接地GND1 (接地節點12)。相對於此，在圖36的驅動 電路100中，電流檢測電阻RD和基準電源71的負極連接於基準線104, 該基準線104連結2個電源15a、 15b之間的節點102和傳感IGBT10a 的發射極電極E。驅動電路100在這一點與圖34的驅動電3各6不同。 在設置有2個電源15a、 15b的驅動電路100中，不能夠以接地GND1 為基準測定在電流;險測電阻RD產生的電壓VRD,這是因為必須以2 個電源15a、 15b之間的節點102為基準。實施方式6的驅動電路6與 比較例的驅動電路100不同，不需要設置與接地GND1分離的基準線 104,因此傳感電極S和驅動電路100的連接變得簡單。
實施方式7的驅動電路7,是在實施方式6的驅動電路6中組合了 實施方式3的驅動電i 各3a、 3b,和實施方式4的驅動電i 各4a、 4b的結 構的電i 各。以下，參照圖37~圖39詳細地進行說明。
圖37是表示作為本發明的實施方式7，傳感IGBT10的驅動電路7 的結構的電路圖。圖37表示的驅動電路7是將圖34的驅動電路6變 形後的電^各，在以下第一 第四點與圖34的驅動電i 各6不同。
第一，在驅動電路7中，將MOSFETQ3、 Q4的導電型分別變更為 PNP型、NPN型。
第二，在驅動電路7中，代替設置有連接節點P4和倒相器24的 圖34的電路結構，不設置連接節點P4,包含連接於MOSFETQ3的 柵才及電才及G3和分路節點P5之間的延遲電路40d;以及連接於 MOSFETQ4的柵極電極G4和分路節點P5之間的延遲電路40e。
第三，在驅動電路7中，還包含連接於分路節點P5和連接節點 P3之間的電阻76;連接於傳感IGBT10a的柵極電極G和接地GND1 之間的N溝道的MOSFETQ6。
第四，在驅動電路7中，代替圖34的控制IC50a,而包含控制IC50b, 該控制IC50b具有連接於傳感IGBT10a的柵極電極G的輸入節點61; 和連接於MOSFETQ6的柵極電極的輸出節點67。在這裡，上述延遲電路40d是將圖22的延遲電^各40b變形後的電 路。延遲電路40d與延遲電路40b的差異在於，代替電容器45而利用 M0SFETQ3的柵極/源極間電容，以及不設置緩沖用的倒相器46a、46b, MOSFETQ3實現該緩沖功能。延遲電路40d的功能與圖22的延遲電路 40b的功能相同，通過使輸入的信號的下降邊緣遲緩，使其定時延遲。 在圖37中，連接於電阻42、 二極體43、以及MOSFETQ3的柵極電極 G3的中間節點44a,對應於圖22的中間節點44。
此外，延遲電路40e是將圖18的延遲電路40a變形後的電路，與 延遲電路40a的差異在於，代替電容器45而利用MOSFETQ4的柵極/ 源極間電容，以及不設置緩衝用的倒相器46a、 46b, MOSFETQ4實現 該緩沖功能。延遲電路40e的功能與圖22的延遲電路40a的功能相同， 通過使輸入的脈衝信號的上升邊緣遲緩，使其定時延遲。在圖37中， 連接於電阻42、 二極體43、以及MOSFETQ4的柵極電極G4的中間節 點44b,對應於圖18的中間節點44。
此外，在圖37中，MOSFETQ3、 Q4的寄生二極體分別作為被包 含於圖24所示的實施方式4的驅動電路4a中的二4及管D3、以及被包 含於圖16所示的實施方式3的驅動電路3a中的二極體D4而發揮功能。
圖38是表示圖37所示的控制IC50b的具體結構的一個例子的電 路圖。控制IC50b與圖34所示的控制IC50a的差異在於，還包含所 述輸入節點61和輸出節點67、以及用於控制MOSFETQ6的導通/斷開 的控制電^各60。
控制IC50b的控制電路60包含比較器62、基準電源68、 NAND 電路63、 NPN型的雙極電晶體64、以及電阻65。針對這些結構要素 的連接進行說明。
首先，比較器62的一方的輸入端經由輸入節點61連接於傳感 IGBT]0a的柵極電極G,另 一方的輸入端連接於基準電源68的正極。 基準電源68的負極連接於接地GND1。此外，NAND電路63的一方 的輸入端連接於比較器62的輸出端，另一方的輸入端經由倒相器69 連接於輸入節點51。此外，雙極電晶體64的柵極電極連接於NAND 電路63的輸出端，發射極電極連接於接地節點12 (接地GND1 )。雙 極電晶體64的集電極電極66經由電阻65連接於電源節點ll(電源電 壓Vcc)，並且經由輸出節點67連接於MOSFETQ6的柵極電極。這裡，比較器62在傳感IGBT10a的柵極電極G的電位V( G)是基準電源68 的電源電壓ER2以下時輸出H電平的信號，在柵極電才及G的電位V( G ) 超過電源電壓ER2時輸出L電平的信號。
接著，對控制電路60的工作進行說明。控制電^各60在切斷傳感 IGBT10a時，在傳感IGBT10a的柵極電極G的電位V ( G)變為基準 電源68的電源電壓ER2以下時，使M0SFETQ6導通，使IGBT10a的 柵極/發射極間電壓VGE迅速下降，可靠地使傳感IGBT10a切斷。
為了實現該功能，控制電路60以如下方式構成，即，在輸入信號 SGO是L電平(倒相器69的輸出是H電平)、且比較器的輸出,H電 平(柵極電極G的電位V(G)是電源電壓ER2以下)的情況下，NAND 電3各63 l敘出L電平的信號。在上述情況以外，NAND電路63對雙招^ 電晶體64的基極電極輸出H電平的信號。而且，在NAND電路63的 輸出是L電平時，雙極電晶體64變為斷開狀態，因此經由電阻65連 接於電源節點11的集電極電極66的電位變為Vcc。另一方面，在NAND 電路63的輸出是H電平時，雙極電晶體64變為導通狀態，因此雙極 電晶體64的集電極電極66的電位變為0。
這裡，因為MOSFETQ6的柵極電極連接於雙才及電晶體64的集電 極電極66,所以MOSFETQ6在雙極電晶體64的集電極電極66的電位 是Vcc的情況下變為導通狀態。即，在輸入信號SG0是L電平，並且， 比較器的輸出是H電平(柵極電極G的電位V (G)是電源電壓ER2 以下)的情況下，MOSFETQ6變為導通狀態。這時，經由導通狀態的 MOSFETQ6, IGBT10a與接地節點之間導通。因此，在IGBT10a的切 斷時，能實現柵極/發射極間電壓VGE的迅速的下降。
圖39是表示關於圖37的驅動電路7,對應於輸入信號SG0的狀 態的變化的時間圖。在圖39中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示 輸入信號SG0的邏輯電平、輸出節點57的電位V ( 57 )、中間節點44a 的電位V ( 44a )、中間節點44b的電位V ( 44b )、 MOSFETQ1 ~ Q4的 導通/斷開的狀態、連接節點Pl的電位V (Pl )、傳感IGBT10a的柵極 電極G的電位V(G)、發射極電極E的電位V (E)、以及4冊極/發射極 間的電壓VGE。
以下，參照圖37 ~圖39對驅動電路7的工作進行說明。在以下的 說明中，主要對與圖34的驅動電路6不同的部分的工作進行說明，對共同的部分不重複說明。
在圖39的時刻T1，輸入信號SG0從L電平切換為H電平，控制 IC50b的輸出節點57的電位V( 57 )從0變化為Vcc。由此，MOSFETQ1 、 Q2分別轉移到導通狀態、斷開狀態，因此連接節點Pl的電位V (Pl ) 在時刻Tl從0變化為Vcc。
這裡，在時刻Tl的電位V(57)的上升邊緣中，因為延遲電路40a 的中間節點44a的電位V (44a)不延遲而從0變換到Vcc,所以 MOSFETQ3在時刻Tl轉移到斷開狀態。相對於此，延遲電路40b的 中間節點44b的電位V (44b)與圖19的電位V (44)的變^f匕同樣地， 漸漸地從0變化到Vcc,因此MOSFETQ4延遲到中間節點44b的電位 V (44b)達到MOSFETQ4的閾值電壓Vt4的時刻T2,轉移到導通狀 態。
在MOSFETQ4轉移到導通狀態之前的時刻T~ T2之間，形成從 傳感IGBT10a的發射極電極E起，依次經由正方向的齊納二極體74、 MOSFETQ3的寄生二極體D3、導通狀態MOSFETQ1 、以及柵極電阻 RG，到傳感IGBT10a的柵極電極G的放電路徑。而且，通過放電電流 在不經由電源15的該放電路徑中流過，蓄積在IGBT10的柵極/發射極 間的電荷放電。這時，傳感IGBT10a的發射極電極E經由正方向的齊 納二極體74和MOSFETQ3的寄生二^f及管D3連接於電源節點1，因 此如圖39所示，發射極電極E的電位V ( E)在時刻Tl變化為Vcc。 而且，柵極電極G的電位V ( G )通過經由放電路徑的放電而漸漸地接 近於作為發射極電極E的電位V (E)的Vcc。結果，傳感IGBT10a 的柵極/發射極間電壓VGE從Vz-Vcc起漸漸地變化，當在時刻T2之 前放電結束時變化到0。
當在時刻T2， MOSFETQ4轉移到導通狀態時，MOSFETQ1 ~ Q4 變為在圖l說明過的第一狀態，因此傳感IGBT10a的發射極電極E的 電位V ( E )變為0。此外，柵極/發射極間電壓VGE從0到Vcc漸漸 地變化，正偏壓施加到傳感IGBT10a。
在接下來的時刻T3，輸入信號SG0從H電平切換為L電平，控 制IC50b的輸出節點57的電位V (57)從Vcc變化為0。由此， MOSFETQl、 Q2分別轉移到斷開狀態、導通狀態，因此連接節點Pl 的電位V ( Pl ) /人Vcc變化為0。在時刻T3的電位V (57)的下降邊緣中，延遲電路40b的中間節 點44b的電位V (44b)不延遲而從Vcc變化到0。因此，M0SFETQ4 在時刻T3轉移到斷開狀態。相對於此，延遲電路40a的中間節點44a 的電位V (44a)與圖23的電位V ( 44 )的變化同樣地，漸漸地從Vcc 變化到0。因此，MOSFETQ3延遲到中間節點44a的電位V ( 44a )到 達MOSFETQ3的閾值電壓Vt3的時刻T5，轉移到導通狀態。
在MOSFETQ3轉移到導通狀態之前的時刻T3 ~ T5的期間中，形 成從傳感IGBT10a的柵極電極G起，依次經由柵極電阻RG、導通狀 態MOSFETQ2、 MOSFETQ4的寄生二極體D4,到傳感IGBT10a的發 射極電才及E的放電^各徑。而且，通過放電電流在不經由電源15的該方文 電路徑中流過，蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷放電。這時， 傳感IGBT10a的發射極電極E經由MOSFETQ4的寄生二極體D4連接 於接地GND1 (接地節點12 )，因此如圖39所示，發射極電極E的電 位V(E)在時刻T3 T5之間維持0。而且，柵極電極G的電位V(G)
V (E)的0。
可是，通過控制IC50b的控制電路60的效果，在柵極電極G的電 位V (G)變為電源電壓ER2以下的時刻T4, MOSFETQ6變為導通狀 態，柵極電極G的電位V ( G)迅速變化為0。柵極電極G的電位V (G)是0的狀態，在輸入信號SG0從L電平切換為H電平的時刻T6 之前持續。結果，柵極/發射極間電壓VGE從時刻T3到T4從Vcc漸 漸地下降，在變為時刻T4的時間點迅速地降低到0。
在接下來的時刻T5,當MOSFETQ3轉移到導通狀態時， MOSFETQl Q4變為在圖1說明過的第二狀態，因此傳感IGBT10a 的發射極電極E的電位V (E)變為Vcc-Vz。結果，柵極/發射才及間電 壓VGE從0變化到Vz-Vcc,反偏壓施加到傳感IGBT10a的主要部10b。
這樣，根據實施方式7的驅動電路7，在從時刻Tl起的傳感 IGBT10a的接通的情況下，與實施方式4的情況同樣地，預先在時刻 Tl ~ T2之間以不經由電源15的路徑使蓄積在柵極/發射極間的電荷放 電。由此，能夠使傳感IGBT10a的接通所需要的驅動電流ID減少。
此外，在從時刻T3起的切斷的情況下，與實施方式3的情況同樣 地，預先在時刻T3 T4之間以不經由電源15的路徑使蓄積在柵極/發
44射極間的電荷放電。由此，能夠使傳感IGBT10a的切斷所需要的驅動 電流ID減少。
實施方式8的驅動電路8是在實施方式7的驅動電路7中組合了 實施方式2的驅動電路2的結構的電路。以下，參照圖40、圖41詳細 地進行說明。
圖40是表示作為本發明的實施方式8，傳感IGBT10a的驅動電路 8的結構的電路圖。圖40所示的驅動電路8與圖37的驅動電路7的差 異在於，還包含連接於分路節點P5和延遲電路40d之間的微分電路 30c、和連接於MOSFETQ4的源極電極和漏極電極之間的電阻R4。這 裡，微分電路30c是將圖14的1短脈衝產生電路30b變形後的電路， 與圖14的1短脈衝產生電路30b的差異在於，不設置緩沖用的倒相器 36a、 36b, MOSFETQ3實現該緩衝功能。此外，電阻R4對應於圖8 所示的實施方式2的驅動電路2a的電阻R4。此外，在圖40中，連接 於電容器32、電阻34、 二極體35、以及延遲電3各40d的輸入端的中間 節點33,對應於圖14的1短脈衝產生電3各30b的中間節點33。
圖41是表示關於圖40的驅動電路8，對應於輸入信號SGO的狀 態的變化的時間圖。在圖41中，橫軸表示時間，縱軸從上起依次表示 輸入信號SGO的邏輯電平、輸出節點57的電位V ( 57)、中間節點33 的電位V ( 33 )、中間節點44a的電位V ( 44a )、 MOSFETQl ~ Q4的導 通/斷開的狀態、連接節點P1的電位V(P1)、傳感IGBT10a的柵極電 極G的電位V ( G )、發射極電極E的電位V ( E )、以及柵極/發射極間 的電壓VGE。
以下，參照圖40、圖41對驅動電路8的工作進行說明。在這裡， 當將圖41的時間圖與關於圖39的驅動電路7的時間圖比較時，在圖 41與圖39中，對應於輸入信號SGO的MOSFETQl 、 Q2、 Q4的導通/ 斷開的定時是共同的。另一方面，由於在驅動電路8中設置有微分電 ^各30c,所以圖41的MOSFETQ3的導通/斷開的定時與圖39不同。因 此，針對與微分電路30c和MOSFETQ3相關的部分，首先進行說明。
對應於輸出節點57的電位V (57)的上升、下降，微分電路30c 的中間節點33的電位V (33)以圖41所示方式變化。該波形變化與圖15所示的1短脈沖產生電路30b的中間節點33的電位V ( 33 )的 波形變化相同。即，在圖41中，在時刻Tl、 T7的電位V (57)的上 升邊緣中，中間節點33的電位V(33)的波形從電源電壓Vcc起幾乎 不變化。相對於此，在時刻T3、 T9的電位V(57)的下降邊緣中，電 位V ( 33 )的波形在從Vcc降低到0之後，表示漸漸地返回Vcc那樣 的微分波形。
連接於該中間節點33的延遲電路40d使輸入的電位V ( 33 )的下 降遲緩的電位V (44)在中間節點44生成。即，在圖41中，在時刻 T3、 T9的電位V(33)的下降中，電位V(44a)的下降與電位V(33) 的下降相比緩慢地變化。結果，M0SFETQ3在中間節點44a的電位V (44a)變得比MOSFETQ3的閾值電壓Vt3 ^氐的時刻T5 ~ T6和時刻 T11 T12,轉移到導通狀態。換句話說，MOSFETQ3在時刻T3、 T9, 以從H電平變化為L電平的電位V (57)的下降邊緣為觸發，在比該 下降延遲的時刻T5、 Tll暫時轉移到導通狀態。之後，以在時刻T6、 Tll返回斷開狀態的方式工作。
接著，針對對應於這樣的MOSFETQ3的導通/斷開工作的傳感 IGBT10a的柵極電極G的電位V ( G )、發射極電極E的電位V (E)、 柵極Z發射極間電壓VGE的變化，對與圖39所示的驅動電路7的情況 不同的地方進4亍說明。
在圖41的時刻T2 T3， MOSFETQ1 ~ Q4的狀態變為在圖1中說 明過的第一狀態。變為固定狀態時的柵極電極G的電位V ( G)、發射 極電極E的電位V(E)、柵極/發射極間電壓VGE的各大小，與圖39 所示的驅動電3各7的時刻T2 ~ T3的情況相同。 在時刻T3，當輸入信號SG0從H電平切換為L電平時， MOSFETQl、 Q2、 Q4分別轉移到斷開狀態、導通狀態、斷開狀態，相 對於此，MOSFETQ3在時刻T5之前維持斷開狀態，在時刻T5轉移到 導通狀態。時刻T3 ~ T5的MOSFETQl ~ Q4的狀態與圖39所示的驅 動電路7的時刻T3 ~ T5的情況相同，柵極電極G的電位V ( G )、發 射極電才及E的電位V ( E)、柵極/發射才及間電壓VGE的變化也與圖39 相同。
當在時刻T5, MOSFETQ3變為導通狀態時，MOSFETQl Q4的 狀態變為在圖1中說明過的第二狀態，因此傳感IGBT10a的發射極電極E的電位V (E)變為Vcc-Vz,作為柵極/發射4及間電壓VGE，對 IGBT10a的主要部10b施加Vz-Vcc的反偏壓。這時，因為MOSFETQ6 是導通狀態，所以柵極電極G的電位V (G)維持作為接地GND1的 電位的0。
MOSFETQ3在時刻T6變為斷開狀態之後，在接下來的輸入信號 SG0從L電平切換為H電平的時刻T7之前的期間，形成從傳感 IGBT10a的發射極電極E起，依次經由電阻R4 、導通狀態的 MOSFETQ2、以及柵極電阻RG,到傳感IGBT10a的柵極電極G的放 電^各徑。而且，通過放電電流在不經由電源15的該放電路徑中流過， 蓄積在IGBT10的柵極/發射極間的電荷放電。通過該放電，傳感 IGBT10a的發射極電極E的電位V ( E ) 乂人Vcc-Vz漸漸地變化到0, 柵極/發射極間電壓VGE也從Vz=Vcc漸漸地變化到0。該變化與實施 方式2的圖9的時刻T4 - T6的變化對應。
當在時刻T7llT入信號SG0從L電平切換為H電平時，MOSFETQ〗、 Q2分別轉移到導通狀態、斷開狀態，開關元件Q3、 Q4保持斷開狀態 不變化。因為在時刻T7之前，傳感IGBT10a的柵極/發射才及間蓄積的 電荷的放電已經結束，所以傳感IGBT10a的柵極電才及G的電位V( G )、 發射極電極E的電位V (E)、柵極/發射極間電壓VGE的各值保持0 不變化。
在接下來的時刻T8 ,當MOSFETQ4轉移到導通狀態時， M0SFETQ1 Q4的狀態變為第一狀態，因此對傳感IGBT10a施加正偏 壓，柵極電極G的電位V ( G )、柵極/發射極間電壓VGE從0變化到 Vcc。
像這樣，在實施方式8的驅動電路8中，也與實施方式7同樣地， 預先在不經由電源15的^各徑使蓄積在柵極/發射極間的電荷放電，因此 能夠使傳感IGBT10a的接通和切斷所需要的驅動電流ID減少。
應該:〖人為，本次公開的實施方式在所有的方面都是例示而不是限 制。本發明的範圍不是由上述的說明，而是由本技術方案所要求的保 護的範圍所表示的，包含與該範圍相等的意思和在該範圍內的所有變 更。
權利要求
1.一種功率元件的驅動電路，對應於對控制電極賦予的信號，控制在第一、第二主電極間流過的主電流，其中，該功率元件的驅動電路具備電源，連接於第一節點和第二節點之間；開關矩陣電路，以有選擇地將所述控制電極連接於所述第一、第二節點的一方，有選擇地將所述第二主電極連接於所述第一、第二節點的一方的方式構成；以及控制部，對應於用於進行所述功率元件的導通/斷開的切換的輸入信號，控制所述開關矩陣電路，在所述輸入信號進行使所述功率元件從導通狀態轉移到斷開狀態的變化的情況下，所述控制部，從將所述控制電極連接於所述第一節點並且將所述第二主電極連接於所述第二節點的第一狀態，向將所述控制電極連接於所述第二節點並且將所述第二主電極連接於所述第一節點的第二狀態，切換所述開關矩陣電路的狀態。
2. 根據權利要求1所述的功率元件的驅動電路，其中，包含 第一開關元件，連接於所述控制電極和所述第一節點之間；第二開關元件，連接於所述控制電極和所述第二節點之間； 第三開關元件，連接於所述第二主電極和所述第一節點之間；以及 第四開關元件，連接於所述第二主電極和所述第二節點之間， 所述控制部在所述第一狀態下，使所述第一、第四開關元件為導通狀 態，並且使所述第二、笫三開關元件為斷開狀態，在所述第二狀態下，使 所述第一、第四開關元件為斷開狀態，並且使所述笫二、第三開關元件為 導通狀態。
3. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中， 所述開關矩陣電路還包含電阻，與所述第一開關元件並聯連接，二狀態之後，將所述第三開關元件維持為導通狀態,'並且使所迷第一、；; 二、第四開關元件為斷開狀態。
4. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中， 所述開關矩陣電路還包含電阻，與所述第四開關元件並聯連接，變化的情況下，所述控制部在使所述開關矩陣電路的狀態暫時成為所述第 二狀態之後，將所述第二開關元件維持為導通狀態，並且使所述第一、第 三、第四開關元件為斷開狀態。
5. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中， 所述開關矩陣電路還包含二極體，以在所述第四開關元件為導通狀態時通過所述電源在反方向被偏置的方式，與所述第三開關元件並聯連 接，在所述輸入信號進行使所述功率元件從斷開狀態轉移到導通狀態的 變化的情況下，所述控制部在使所迷第一開關元件為導通狀態、並且使所 述第二 第四開關元件為斷開狀態之後，使所述開關矩陣電路的狀態為所述第一狀態。
6. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中， 所述開關矩陣電路還包含二極體，以在所述第一開關元件為導通狀態時通過所述電源在反方向被偏置的方式，與所述第二開關元件並聯連 接，在所述輸入信號進行使所述功率元件從斷開狀態轉移到導通狀態的 變化的情況下，所述控制部在使所述第四開關元件為導通狀態、並且使所 述第一 ~第三開關元件為斷開狀態之後，使所述開關矩陣電路為所述第一狀態。
7. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中， 所述開關矩陣電路還包含二極體，以在所述第二開關元件為導通狀態時通過所述電源在反方向被偏置的方式，與所述第一開關元件並聯連 接，在所述輸入信號進行使所述功率元件從導通狀態轉移到斷開狀態的 變化的情況下，所述控制部在使所迷第三開關元件為導通狀態、並且使所 述第一、第二、第四開關元件為斷開狀態之後，使所述開關矩陣電路的狀 態為所述第二狀態。
8. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中， 所迷開關矩陣電路還包含二極體，以在所迷第三開關元件為導通狀態時通過所述電源在反方向被偏置的方式，與所述第四開關元件並聯連 接，在所迷輸入信號進行使所述功率元件從導通狀態轉移到斷開狀態的變化的情況下，所述控制部在使所述第二開關元件為導通狀態、並且使所 述第一、第三、第四開關元件為斷開狀態之後，使所述開關矩陣電路的狀 態為所述第二狀態。
9. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中，在所述輸入 信號進行使所述功率元件從導通狀態轉移到斷開狀態的變化的情況下，所 述控制部在使所述第一、第三開關元件為導通狀態、並且使所述第二、第四開關元件為斷開狀態之後，使所述開關矩陣電路的狀態為所述第二狀太心o
10. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中，在所述輸入 信號進行使所述功率元件從導通狀態轉移到斷開狀態的變化的情況下，所 述控制部在使所述第二、第四開關元件為導通狀態、並且使所述第一、第 三開關元件為斷開狀態之後，使所述開關矩陣電路的狀態為所述笫二狀態。
11. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中，在所述輸入 信號進行使所述功率元件從斷開狀態轉移到導通狀態的變化的情況下，所 述控制部在使所述第一、第三開關元件為導通狀態、並且使所述第二、第 四開關元件為斷開狀態之後，使所述開關矩陣電路的狀態為所述第一狀態。
12. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中，在所述輸入 信號進行使所述功率元件從斷開狀態轉移到導通狀態的變化的情況下，所 述控制部在使所述第二、第四開關元件為導通狀態、並且使所述第一、第 三開關元件為斷開狀態之後，使所述開關矩陣電路的狀態為所述第一狀態。
13. 根據權利要求2所述的功率元件的驅動電路，其中，還具備恆 壓部，在從所述第一節點起經由所述第三開關元件到所述第二主電極的路 徑上、和從所述控制電極起經由所述第二開關元件到所述第二節點的路徑 上的至少一方設置，對所述第一、第二節點間的電壓的一部分進行分擔。
14. 根據權利要求1所述的功率元件的驅動電路，其中， 所述功率元件還包含傳感電極，所述主電流的一部分在所述第 一主電極和所述傳感電極之間流過， 所述驅動電路還具備電流檢測電阻，連接於所述第二節點和所述傳 感電極之間；以及電壓監視部，對在所述電流檢測電阻產生的電壓進行監視。
15. 根據權利要求M所述的功率元件的驅動電路，其中， 所述驅動電路還具備第五開關元件，與所述電流檢測電阻並聯連接， 在所述輸入信號進行使所述功率元件從導通狀態轉移到斷開狀態的變化的情況下，所述控制部使所述第五開關元件為導通狀態。
16. 根據權利要求1所述的功率元件的驅動電路，其中，所述電源是 輸出為了使所述功率元件轉移到導通狀態所需要的充分電壓的單一的直 流電源。
全文摘要
IGBT(10)的驅動電路(1)包含使用了第一～第四開關元件(Q1～Q4)的H電橋電路(80)。控制部(20)在接受到使IGBT(10)從導通狀態轉移到斷開狀態的指令時，從使第一、第四開關元件(Q1、Q4)為導通狀態並且使第二、第三開關元件(Q2、Q3)為斷開狀態的第一狀態，向使第一、第四開關元件(Q1、Q4)為斷開狀態並且使第二、第三開關元件(Q2、Q3)為斷開狀態的第二狀態，切換各開關元件的狀態。根據這樣的驅動電路(1)的結構，能夠以單一的電源(15)對IGBT(10)施加反偏壓。
文檔編號H02M1/08GK101689799SQ200780053618
公開日2010年3月31日 申請日期2007年7月3日 優先權日2007年7月3日
發明者宮崎裕二 申請人:三菱電機株式會社