電感諧振耦合的能量傳輸系統和方法

2023-06-12 09:46:26

專利名稱：電感諧振耦合的能量傳輸系統和方法
技術領域：
本發明涉及集成電路(ICs)，尤其是涉及基於電感諧振耦合的能量傳輸系統和方法。
背景技術：
此文所提供的背景技術說明以對本公開的內容作一般性說明為目的。發明人的某些工作(即已在此背景技術部分中做出描述的工作)以及說明書中關於某些尚未成為申請日之前的現有技術的內容，無論是以明確或隱含的方式均不被視為相對於本發明的現有技術。圖I描述了一種示例性的系統，其包括一塊由電源110供電的集成電路(IC)120。舉例來說，電源Iio可生成具有預設大小的電壓(VDDA)。電壓Vdda可被輸送給IC120的第一電路130和第二電路140。然而，因為系統的需要，第一第二電路130、140可分別連接到單 獨的地線GNDa和GNDb上。然而因為環境的原因，地線GNDa和GNDb上的電勢差可能會偶爾出現脈衝峰值。電壓峰值通常是指第二電路140上的電壓(比如，VDDa - GNDb)的強度增加超過一個預料的數值。電壓峰值的量級可能會非常大(比如，大約為千伏級)，因此可能會損壞 IC120。然而，一些電路出於安全的原因可能需要隔離。具體地說，一些電路可能會控制一些安全相關的參數並因此需要從電源上隔離開來，以防止因電壓峰值而導致的損壞。舉例來說，第二電路140需要隔離。這樣，就需要實施隔離屏障以將一個電路從電源上隔離開來。但是隔離了的電路(比如，第二電路140)仍然需要供電。

發明內容
一種集成電路(IC)包括第一和第二諧振電路以及隔離屏障。第一諧振電路包括第一和第二電感，其中第一諧振電路與電源電壓相連接。第二諧振電路包括第三和第四電感，其中第二諧振電路與第一諧振電路相匹配。隔離屏障將第一諧振電路和第二諧振電路分隔開。第一和第二電感與第三和第四電感分別感應耦合，從而提供從第一諧振電路穿過隔離屏障到達第二諧振電路的能量傳輸。一種集成電路(IC)包括第一和第二諧振電路，隔離屏障，以及控制模塊。第一諧振電路包括第一和第二電感以及可變電容陣列，其中所述可變電容陣列包括與第一諧振電路中的電感-電容(LC)諧振迴路並聯連接的多個電容器，而且其中第一諧振電路與電源電壓相連接。第二諧振電路包括第三和第四電感。隔離屏障將第一諧振電路和第二諧振電路分隔開，其中第一和第二電感與第三和第四電感分別感應耦合，從而提供從第一諧振電路穿過隔離屏障到達第二諧振電路的能量傳輸。基於來自第二諧振電路的隔離反饋，控制模塊通過控制(i )可變電容陣列以及(ii ) LC諧振迴路的開關頻率中的至少一項實現對第一諧振電路的調整。—種用於調整能量傳輸系統的方法包括從第一諧振電路穿過隔離屏障將能量傳輸至第二諧振電路，其中第一諧振電路包括與第二諧振電路中的第三和第四電感分別感應耦合的第一和第二電感；基於由第二諧振電路提供給負載的輸出電壓生成隔離反饋；以及基於所述隔離反饋，控制(i)第一諧振電路中的電感-電容(LC)諧振迴路的開關頻率以及(ii)所述LC諧振迴路的電容量中的至少一項。本發明更多的應用領域會因以下提供的具體描述而變得清晰。我們應該明白所述具體的描述和詳細的例子只是出於說明的目的，並不限制本發明的保護範圍。


在下文中，通過對非限制性的具體實施例的描述並結合附圖，本發明的特徵和優勢會得到進一步詳細的說明，其中圖I為根據現有技術的具有第一和第二諧振電路的一個示例性集成電路(IC)的功能框圖；圖2是一個示例性的IC的原理框圖，所述IC具有一個被隔離屏障從電源上隔開 的電路，以及用於穿過所述隔離屏障傳輸能量到所述被隔離電路的第一和第二諧振電路；圖3A-3B為根據本發明的一個實施例的具有鬆散耦合電感的示例性能量傳輸系統；圖4A-4D為描述了圖3A-3B中的示例性系統的頻率響應和瞬態響應的平面圖；圖5A-5B為根據本發明的一個實施例的具有緊密耦合電感的示例性能量傳輸系統；圖6A-6D為闡述了圖5A-5B中的示例性系統的頻率響應和瞬態響應的平面圖；圖7A為根據本發明的另一個實施例的示例性能量傳輸系統的電路圖；圖7B闡明了根據本發明的一個實施例的第一示例性耦合電感結構；圖7C闡明了根據本發明的另一個實施例的第二示例性耦合電感結構；圖7D闡明了圖2中的示例性IC的示例性結構，其中含有兩對耦合的電感，每一均具有圖7C中的第二示例性結構；圖8A-8C為根據本發明另外的實施例的示例性能量傳輸系統；圖9A為根據本發明的一個實施例的具有隔離反饋的示例性能量傳輸系統的電路圖；圖9B為圖9A中的能量傳輸系統的控制模塊的原理框圖；圖9C為用於調整圖9A中的能量傳輸系統的示例性方法的流程圖；以及圖9D為闡明調整圖9A中的能量傳輸系統的模擬結果的平面圖。
具體實施例方式以下描述在本質上僅僅是說明性的，並不打算限制本發明及其應用和使用。出於更清楚地說明本發明的目的，同樣的附圖標記在附圖中用於指明類似的組件。如在此使用的，短語「A、B和C中的至少一個」應被解釋為一個邏輯(A或者B或者C)，使用一個非獨佔的邏輯「或者」。應該明白方法中的步驟可以不同的次序執行，這並不會改變本發明的原理。如在這裡所使用的，術語「模塊」可以是特定用途集成電路或者其一部分；電子電路；組合邏輯電路；現場可編程門陣列；可執行代碼的處理器(共享的，專用的，或者群組);其它適用的可提供所描述功能的組件；或者以上全部或者部分的組合，比如整合在一個系統晶片中。術語「模塊」還可包括用於存儲處理器所執行代碼的存儲器(共享的，專用的，或者群組)。術語「代碼」，如以上所使用的，可包括軟體，固件，和/或微代碼，也可以是程序，慣例，功能，類，和/或對象。術語「共享的」，如上所使用的，意味著來自多個模塊的全部或者一部分代碼可被單個(共享的)處理器所執行。另外，來自多個模塊的全部或者一部分代碼可被存儲在單個(共享的)存儲器中。術語「群組」，如上所使用的，意味著來自單個模塊的全部或者一部分代碼可被一組處理器或者一組執行引擎所執行。舉例來說，一個處理器的多個核心和/或多個線程可被認為是執行引擎。在不同的實施中，執行引擎可以是跨過單個處理器，跨過多個處理器和跨過處於不同位置的多個處理器 ，比如並行處理系統中的多個伺服器。另外，來自單個模塊的全部或者一部分代碼可被存儲在一組存儲器中。於此所描述的裝置和方法可通過在一個或者多個處理器上執行的一個或者多個電腦程式得以實現。所述電腦程式包括存儲在非臨時性有形計算機可讀媒體中的處理器可執行指令。所述電腦程式還可包括存儲的數據。非臨時性有形計算機可讀媒體的非限制性的實例包括非易失性存儲器，磁存儲器，和光存儲器。能量傳輸系統可使用耦合電感提供跨越隔離屏障的能量傳輸。圖2描述了一個示例性的系統200，其實現了穿過隔離屏障的能量輸送。系統200包括產生用於給集成電路(IC) 220供電的電壓(Vdda)的電源210。IC220還包括第一諧振電路230，第二諧振電路240，以及隔離電路250。然而，隔離電路250也可位於IC220之外(舉例來說，比如位於另一個1C)。第二諧振電路240和隔離電路250通過隔離屏障260與第一諧振電路230和電源210分離設置。第一諧振電路230和第二諧振電路240因此可共同代表所述能量傳輸系統。舉例來說，隔離屏障260可包括二氧化矽SiO2和/或其它材料(比如高分子材料)的組合。電感偶和係數(k) 270代表了第一諧振電路230和第二諧振電路240之間的感應耦合的強度。電感偶和係數270基於多個不同的參數，包括但不局限於，隔離屏障260的組成(即隔離屏障260的導磁率)，舉例來說，鐵氧體磁芯隔離屏障具有較強的電感耦合，然而空氣磁芯或者二氧化矽磁芯隔離屏障具有較弱的(即鬆散的)電感耦合。更具體地說，但僅作為示例性的，鬆散的電感耦合指的是電感偶和係數270大約小於等於O. 5 (k < O. 5)。
第一諧振電路230可有選擇地越過隔離屏障260傳輸能量給第二諧振電路240。更具體地說，第一諧振電路230包括一個與第二諧振電路240的第二電感磁耦合的第一電感。第一和第二電感可共同代表一個變壓器。當通過第一諧振電路將電流提供給第一電感時，產生了一個導致電流在第二電感和第二諧振電路240中流動的磁場。然而，傳輸電壓(Vddb)可能低於電源電壓(VDDA)。這樣，需要實施較大的組件(即電感)以增加傳輸電壓Vddb的強度至電源電壓VDDA。然而，實施較大的組件會是成本高昂的並增加了設備佔地面積。因此，本發明提出了基於電感共振耦合的能量傳輸系統和方法。所述系統和方法通過大概在諧振頻率上耦合的電感越過隔離屏障傳輸能量。具體上說，在實施較小的組件(即電感)時，諧振耦合提供了較大的電壓增益和負載功率。另外，電感可以鬆散耦合，其間仍可提供較小的傳輸損耗(即vDDB vDDA)。一個第一系統通過實施匹配的第一和第二諧振電路以實現諧振耦合。舉例來說，第一和第二諧振電路可堆棧(即疊加)在IC的不同金屬層上。基於來自第二諧振電路的隔離反饋，一個第二系統通過調整(i)第一諧振電路的電容量和(i i)第一諧振電路的開關頻率以實現諧振耦合。現參照圖3A，一個示例性的能量傳輸系統300得以顯示。系統300包括產生電流
(I1)的電流源304。第一電感308的第一節點與電流源304的第一節點相連接以接收電流I10電壓(V1)代表第一電感308的第一節點和電流源304的第一節點上的電壓。舉例來說，第一電感308具有33毫微亨利(nH)的電感值。第一電感308的第二節點與第一地線(GND)和電流源304的第二節點相連接。第二電感320的第一節點和電阻324的第一節點相連接。第一電感308和第二電感320可共同代表一個具有初級繞組(第一電感308)和次級繞組(第二電感320)的變壓器。電壓(V2)表明了第二電感320的第一節點和電阻324的第一節點上的電壓。舉例來說，第二電感320可具有33nH的電感值，而電阻324則具有50歐姆(Ω )的電阻值。電阻324的第二節點與第二地線328以及第二電感320的第二節點相連接。第二電感320通過隔離屏障320與第一電感308分離開來。第一和第二電感308、320之間以一個感應I禹合 係數344互相鬆散耦合。舉例來說，感應耦合係數344大概為O. 2 (即 Γθ. 2)。現參考圖3B，一個示例性的基於諧振耦合的能量傳輸系統350得以顯示。系統350包括生成電流(I1)的電流源354。第一電感358的第一節點與電流源354的第一節點相連接以接收電流I:。電壓(V1)代表第一電感358的第一節點和電流源354的第一節點上的電壓。舉例來說，第一電感358具有3. 3nH的電感值。第一電感358的第二節點與第一地線(GND)和電流源354的第二節點相連接。第二電感370的第一節點和電阻378的第一節點以及諧振電容374的第一節點相連接。第一電感358和第二電感370可共同代表一個具有初級繞組(第一電感358)和次級繞組(第二電感370)的變壓器。電壓(V2)表明了第二電感370的第一節點、電阻378的第一節點和諧振電容374的第一節點上的電壓。舉例來說，第二電感370可具有3. 3nH的電感值，而電阻378則具有50歐姆(Ω )的電阻值，而諧振電容374具有30微微法拉(pF)的電容值。電阻378的第二節點和諧振電容374的第二節點均與第二地線382以及第二電感370的第二節點相連接。第二電感370通過隔離屏障390與第一電感358分離開來。第一和第二電感358、370之間以一個感應耦合係數394互相鬆散耦合。舉例來說，感應耦合係數394大概為O. 2(即k 0. 2)。現參照圖4A-4D，對應於圖3A和3B中的能量傳輸系統300和350的模擬的頻率響應和模擬的瞬態響應的圖例得以分別顯示。圖4A描述了在範圍IO7赫茲(Hz)到IOiciHz內的不同頻率上的電壓增益(V2ZiV1X如其所示，圖3A的系統300 (33nH)並不能達到大於O. 20 (即等於感應耦合係數)的電壓增益。類似地，沒有諧振電容374的如圖3B所示的系統350 (3. 3nH)也不能達到大於O. 2的電壓增益。然而，含有諧振電容374 (3. 3nH/30pF)的圖3B所示的系統350可以在頻率505兆赫(MHz)(即大約為諧振頻率)上達到幾乎為I的電壓增益。這樣，可通過較小的電感(原本10%大小的)實現較大的電壓增益。另外，圖4B顯示了 25納秒(ns)時間段內的電壓瞬態相應。如其所示，在4-5個周期後，圖3B的系統350 (包括有諧振電容374並大概運行在諧振頻率上)達到了全電壓傳輸Γιον)。現參照圖4C，其顯示了與圖4Α相同的頻率範圍(IO7Hz to IOiciHz)的標準化負載功率(h/l I112)。如其所示，圖3A的系統300在較低的頻率上達到了較大的標準化負載功率，並在大約IO9Hz的頻率上達到了最大標準化負載功率Γ2. O)。相反，沒有諧振電容374的圖3B的系統350 (3. 3nH)需要較高的頻率以達到較大的標準化負載功率，並需要大約為IOiciHz的頻率以達到最大標準化負載功率(即10倍於圖3A的系統300 (33nH)的頻率)。另外，如圖4D所示的，圖3A的系統300(33nH)需要大約100V (在V1上)以傳輸所需的IOV(在V2上)電壓，這是不切實際的。然而，包括有諧振電容374 (3. 3nH/30pF)的如圖3B所示的系統350在505MHz的頻率(大約為諧振頻率)上達到最大負載功率，這個頻率小於圖3A的系統300 (33nH)所需的以達到最大負載功率的頻率Γ109Ηζ)。另外，在實施較小的(原本10%大小的)電感時，圖3Β的系統350 (包含有諧振電容374並大約運行在諧振頻率上)能夠在較低的頻率上達到最大負載功率。先參照圖5Α-5Β,具有緊密稱合電感的能量傳輸系統的實施例得以顯不。圖5Α描述了一種不例性的能量傳輸系統500。系統500包括生成電流I1的電流源504。第一電感508的第一節點與電流源504的第一節點相連接以接收電流I」電壓(V1)代表第一電感508的第一節點和電流源504的第一節點上的電壓。舉例來說，第一電感508具有33nH的電感值。第一電感508的第二節點與第一地線(GND)以及電流源504的第二節點相連接。第二電感520的第一節點和電阻524的第一節點相連接。第一電感508和第二電感520共同代 表了一個具有初級繞組(第一電感508)和次級繞組(第二電感520)的變壓器。電壓(V2)表明了第二電感520的第一節點、電阻524的第一節點上的電壓。舉例來說，第二電感520可具有33nH的電感值，而電阻524則具有50歐姆(Ω )的電阻值。電阻524的第二節點與第二地線528以及第二電感520的第二節點相連接。第二電感520通過隔離屏障540與第一電感508分離開來。第一和第二電感508、520之間以一個感應I禹合係數544互相緊密合。舉例來說，感應耦合係數544大概為O. 9 (即 Γθ. 9)。現參考圖5B，一個示例性的基於諧振耦合的能量傳輸系統550得以顯示。系統550包括生成電流(I1)的電流源554。第一電感558的第一節點與電流源554的第一節點相連接以接收電流I:。電壓(V1)代表第一電感558的第一節點和電流源554的第一節點上的電壓。舉例來說，第一電感558具有3. 3nH的電感值。第一電感558的第二節點與第一地線(GND)以及電流源554的第二節點相連接。第二電感570的第一節點和電阻578的第一節點以及諧振電容574的第一節點相連接。電感558和第二電感570共同代表了一個具有初級繞組(第一電感558)和次級繞組(第二電感570)的變壓器。電壓(V2)表明了第二電感570的第一節點、電阻578的第一節點和諧振電容574的第一節點上的電壓。舉例來說，第二電感570可具有3. 3nH的電感值，電阻578具有50歐姆(Ω )的電阻值，而諧振電容574則具有30pF的電容值。電阻578的第二節點和諧振電容574的第二節點均與第二地線582以及第二電感570的第二節點相連接。第二電感570通過隔離屏障590與第一電感558分離開來。第一和第二電感558、570之間以一個感應率禹合係數594互相鬆散耦合。舉例來說，感應耦合係數594大概為O. 9 (即 Γθ. 9)。現參照圖6A-6D，對應於圖5A和5B的能量傳輸系統500和550的模擬頻率響應和模擬瞬態響應的圖例得以分別顯示。圖6A描述了在範圍IO7赫茲(Hz)到IOiciHz內的不同頻率上的電壓增益(V2ZiV1X如其所示，圖5A的系統500 (3311!0並不能達到大於0.9(即等於感應耦合係數)的電壓增益。類似地，沒有諧振電容574的如圖5B所示的系統550(3. 3nH)也不能達到大於O. 9的電壓增益。然而，含有諧振電容574(3. 3nH/30pF)的圖5B所示的系統550可以在頻率505MHz(即大約為諧振頻率)上達到幾乎為10的電壓增益。這樣，可通過較小的電感(原本10%大小的)實現較大的電壓增益。另外，圖6B顯示了 25納秒(ns)時間段內的電壓瞬態相應。如其所示，在4-5個周期後，圖5B的系統550(包括有諧振電容574並大概運行在諧振頻率上)達到了全電壓傳輸Γιον)。現參照圖6C，其顯示了與圖5Α相同的頻率範圍(IO7Hz to IOltlHz)的標準化負載功率(h/l I112)。如其所示，圖5A的系統500在較低的頻率上達到了較大的標準化負載功率，並在大約IO9Hz的頻率上達到了最大標準化負載功率(Γ40)。相反，沒有諧振電容574的圖3B的系統350 (3. 3nH)需要較高的頻率以達到較大的標準化負載功率，並需要大約為IO10Hz的頻率以達到最大標準化負載功率(即10倍於圖5A的系統500 (33nH)的頻率)。
然而，包括有諧振電容574 (3. 3nH/30pF)的如圖5B所示的系統550在505MHz的頻率(即大約為諧振頻率)上達到最大負載功率，這個頻率小於圖5A的系統500 (33nH)所需的以達到最大負載功率的頻率Γ109Ηζ)。另外，如圖6D所示，當圖5Α中的緊密耦合的系統500 (33ηΗ)並不需要較高的電壓(在V1上)以得到需要的IOV電壓(在V2上)時，圖5Β中的系統550 (不包括諧振電容574)在實施較小的(原本10%大小的)電感時，仍然能夠在達到相同的性能。當諧振耦合能夠在採用鬆散耦合(即弱耦合)電感的情況下帶來跟多好處時，諧振耦合還能在採取緊密耦合(即強耦合)電感的情況下提供額外的好處。首先，在電晶體開關時，第一和第二諧振電路中的電晶體的柵極電容分別衰減了能量；然而，諧振耦合使用存儲在電感中的能量提供了可循環再用的能量，這樣以減少隨著開關頻率的增加而迅速增加的開關損失。其次，電晶體通常在一個大約為O的施加在電晶體上電壓上開關；然而，諧振耦合為這種零電壓開關(ZVS)的情況提供了一種簡單的高頻解決方案，以此提高了整體的效率。再次，對於帶有諧振耦合的同相操作，因為第一和第二諧振電路是同相的，存儲在系統中總能量還有變壓器的質量係數得以提高，以此增加效率，尤其是在耦合係數較高時。最後，諧振耦合提供了在第二諧振電路中無需使用二極體的整流效果，以此增加了效率，消除了壓降，並減少了佔地面積和成本。現參照圖7Α, —個不例性的能量傳輸系統得以顯不。系統700包括一個第一諧振電路702和一個第二諧振電路704。第一和第二諧振電路702和704分別被一個隔離屏障706所分開。舉例來說，隔離屏障706包括SiO2和/或高分子材料以此為隔離屏障706提供一個高擊穿電壓(比如，大約為5kV)。第一諧振電路702包括一個電感-電容(LC)諧振迴路708，其包括有電容(CP) 709、710以及電感713、714。LC諧振迴路通過一個受第一信號(0Ν_Α)控制的開關(比如，電晶體)有選擇地與電源電壓(VDDa)相連接。第一信號0Ν_Α可能是一個脈寬調製(PWM)控制信號，有選擇地對第一 LC諧振迴路進行充電。作為一種選擇，第一信號0Ν_Α可以是上電信號。第一諧振電路702接收電源電壓VDDa。類似地，電容CP709、710可以被稱為「主電容器」，而在電感713、714 (分別為PX、PY)終端上的電壓可被稱為「主電壓」。第二諧振電路704包括有一個第二 LC諧振迴路716，其包括有電感719、720以及耦合電容(C。)721、722。電感713和719共同代表了一個第一變壓器712。類似地，電感714和720共同代表了第二變壓器718。電感對713、719和714、720，分別(即變壓器712和718)可在IC的同一層中或者在IC的同一區域中實施以增加耦合(其結構會在下文中得到詳細解釋)。第一和第二變壓器712和718可在一個IC中並排實施，但兩者應間隔足夠遠以最小化變壓器之間的耦合。舉例來說，可用到以下晶片布置(1)兩個對應第一和第二諧振電路的單獨晶片，而變壓器實施為兩個晶片的一部分，或者(2)三個分別對應第一諧振電路、第二諧振電路以及變壓器的晶片。第一諧振電路702可通過第一變壓器712和/或第二變壓器718穿過隔離屏障706傳輸能量給第二諧振電路704。與第一諧振電路702相類似，第二諧振電路704可被稱為「次級電路」，耦合電容Ce721、722可被稱為「次級電容」，而電感719、729的終端上的電壓(分別為Sx和Sy)可被稱為「次級電壓」。第二 LC諧振迴路716通過受第二信號(0Ν_Β)控制的開關723 (比如，電晶體)有選擇地對第二 LC諧振迴路進行充電以有選擇地連通以提供輸出電壓VDDB至輸出負載。與第一信號0Ν_Α相類似，第二信號0Ν_Β可以是PWM信號(t匕如，具有與0Ν_Α相同的頻率)，或者是上電信號，或者第二信號0Ν_Β (和開關723)可被除去以此使第二諧振電路704隻要第一諧振電路702打開就接收能量。
除了電容Cp709、710和電感713、714外，第一 LC諧振迴路708還包括有多個第一電晶體724、725、726和727(共同稱為電晶體724-727)。在第一 LC諧振迴路708顯示為包括電晶體724-727時，其中一部分電晶體724-727 (比如，726-727)可以獨立於第一 LC諧振迴路708布置。然而，電晶體724-725應該被包含在第一諧振迴路708內作為其一部分，這是因為它們的柵極成為第一諧振迴路708的總諧振電容的一部分。與第一 LC諧振迴路708相類似，除了電容Cc721、722和電感719和720外，第二 LC諧振迴路716還包括有多個第二電晶體728、729、730和731(統稱為第二電晶體728-731)。當第二 LC諧振迴路716被顯示為包括第二電晶體728-731時，其中一部分電晶體728-731 (比如，730-731)可獨立於第二 LC諧振迴路716設置，這是因為它們的柵極構成了第二 LC諧振迴路716的總諧振電容的一部分。最後，施加在輸出負載上的輸出電壓VDDb可由一個與負載電阻733並聯連接的濾波電容732濾波。現在參照圖7B，圖7A的變壓器712的第一示例性結構740得以顯示。當圖7A的變壓器得以顯示時，第一示例性結構740也可用於其它於此描述的變壓器，比如圖7A的變壓器718或者其它稍後描述的變壓器。這個結構740也可以被稱為平面結構或者「Frlan」結構單片變壓器。更具體地，變壓器712的電感713和719均可在一塊IC的同一平面上實施。也就是說，電感713和719可在IC的同一金屬層上實施。隔離屏障706包括一個基於SiO2和/或高分子聚合物的電介質，橫向布置於電感713和719的繞組之間。電感713包括幾點742和744，而電感719包括節點746和748。舉例來說，電流從節點742朝向744流經電感713，以此使電流以從節點746到748的方向流經電感719。平面結構740提供了繞組的對稱性以此分別提高相應的第一和第二諧振電路702和704的匹配。這樣，當諧振耦合時，因為匹配的諧振電路702和704，這個結構740消除了二極體整流和調諧。另外，在一個單一的、較厚的金屬層內實施能有效地降低成本。然而，實現特定的匝數比(即升壓或者降壓變壓器)可能會比較困難。另外，電感713和電感719之間的耦合係數可能會較弱。現參照圖7C，圖7A的變壓器712的一個第二示例性結構760得以顯示。當圖7A的變壓器712得以顯示時，所示第二示例性結構760也可用於其它於此描述的變壓器，比如圖7A的變壓器718或者其它稍後描述的變壓器。這個結構760也可以被稱為疊加結構或者「Finlay」結構單片變壓器。更具體地，變壓器712的電感713和719均可在一塊IC的同一區域內但在不同平面上實施。隔離屏障706包括一個基於SiO2和/或高分子聚合物的電介質，垂直布置於電感713和719的繞組之間。這樣，電感713和電感719之間的耦合係數可能會較強。電感713包括節點762和764，而電感719包括節點766和768。舉例來說，電流從節點762朝向764流經電感713，以此使電流以從節點766到768的方向流經電感 719。疊加結構760使特定的匝數比(即升壓或者降壓變壓器)的實施變得容易。實施一個升壓或者降壓變壓器允許在輸出負載處的因變壓器損耗而產生的壓降的恢復。舉例來說，升壓變壓器可在匹配的諧振系統內實施以此實現等於輸入電壓(電源電壓)的輸出電壓(即被傳輸的)。作為一個待選方案，當一個升壓變壓器得以實現時，第一諧振電路702通過增加一個具有固定值的諧振電容或使用電容調諧方法(稍後詳細介紹)得以調整。現在參照圖7D，圖2的IC220的一個示例性結構780得以顯示，其包括兩對耦合 的、具有圖7C所示的結構760的電感。如圖所示，IC220包括有第一和第二諧振電路230和240，分別穿過隔離屏障260將能量傳輸給一個隔離電路(未顯示)，其中第一和第二諧振電路230和240在係數270上感應耦合併還具有兩對耦合的電感(每一對電感均具有圖7C所示的疊加結構)。現在參照圖8A-8C，圖7A的能量傳輸系統700的替代性實施例得以顯示。首先，圖8A描述了一個不例性能量傳輸系統800,其移去電晶體715和713以及第一和第二信號0N_A和0Ν_Β。與圖7A的系統700相類似，系統800包括了第一和第二諧振電路802和804。第一和第二諧振電路802和804被隔離屏障806所分開。第一諧振電路包括電感809和810，而第二諧振電路804包括電感813和814。電感809和813共同代表了一個第一變壓器808，而電感810和814則共同代表了一個第二變壓器812。然而，與圖7A的系統700相反的是，電源電壓VDDa直接連接到一個位於電感809和810之間的節點上，而輸出電壓VDDb可從電感813和814之間的一個節點上得到。另外，開關820與電阻822和824相連接，電阻822和824與第一諧振電路802的LC諧振迴路相連接。這樣，第一諧振電路802可通過經電晶體820上拉或者下拉LC諧振迴路的電晶體826和828的柵極而實現開關。交叉耦合設備的柵極處的電容耦合使這種開關方案成為可能。通過從電源電流通路中出去開關電晶體從而使效率得到極大的提高。在另一方面，只要第一諧振電路802代開，第二諧振電路804就會一直處於開的狀態以接收能量。輸出電壓VDDb是未經調整的，而且在使用一比一變壓器的情況下，其略為低於輸入電壓VDDa,此壓降是負載電流和諧振損耗的作用結果。然而，對於升壓變壓器，通過使用一個低壓差線性穩壓器(LD0)，輸出電壓VDDb可被調整為高於或者等於輸入電壓VDDJ^水平。在這種情況下，輸出電壓VDDb在任何負載電流下均可保持恆定。現在參照圖8B，另外一個示例性的能量傳輸系統830得以顯示。系統830與系統800相類似，因此電晶體715和723以及第一和第二信號0Ν_Α和0Ν_Β均被移除，而第一諧振電路802通過開關832 (比如電晶體)實現開關。電晶體832受到隔離反饋信號(ON1)的控制。也就是說，系統830是不同的，這是因為其還包括隔離反饋。更具體地說，輸出電壓VDDB經過一個分壓器(電阻834和836)並通過一個調壓電路840與一個參考電壓REF838相比較。舉例來說，調壓電路840可能是一個遲滯比較器。所述遲滯比較器840的輸出為另一信號(ON2)，用於控制第二諧振電路804的LC諧振迴路中的開關842和844。傳送器846還接收遲滯比較器840的輸出信號(信號0N2)。傳送器846穿過隔離屏障806傳送信號ON2至接收器848。接收器848然後將接收的信號(隔離反饋信號ON1)發送給第一諧振電路802。如前所述，隔離反饋信號ON1通過電晶體832控制第一諧振電路802的開關。另外，隔離反饋信號ON1用於控制第一諧振電路802的LC諧振迴路中開關850和858。這樣，輸出電壓VDDB在遲滯比較器840的兩個閾值之間搖擺。舉例來說，在使用一比一變壓器812的情況下，因單片變壓器的實際損耗，輸出電壓VDDb可被調整為低於輸入電壓VDDa的水平。然而，在使用升壓變壓器的情況下，輸出電壓VDDb可被調整為高於或者等於輸入電壓VDDa的水平。現在參照圖8C，另外一個示例性的能量傳輸系統860得以顯示。系統860與圖8B的系統830相類似，因此電晶體715和723以及第一和第二信號0Ν_Α和0Ν_Β被移除，而第一諧振電路802通過電晶體832實現開關，而電晶體832受到隔離反饋信號ON1的控制。然 而，系統860是不同的，這是因為輸出電壓VDDb被二極體862和864所整流，而不是直接取自電感813和814之間的節點。旁路電容870連接在電感813和814之間的節點上。旁路電容870在電感813和814的共同節點上構成了一個交流(AC)地線，以此隔離電感813和814。舉例來說，在使用一比一變壓器的情況下，因為次級峰值電壓(Sx，Sy)超過輸入電壓(比如大約3倍)，輸出電壓VDDb能夠被整流至達到等於輸入電壓VDDa的程度。二極體862和864有效地箝位在電壓繞組上並限制第二諧振電路804的LC諧振迴路的交叉耦合的電晶體上的最大漏極和柵極電壓。這樣，低壓電晶體得以使用，而無需任何柵極上的電容耦合(即分壓)。交叉耦合設備構成了第二諧振電路804並通過增加高於地線電壓的次級電壓擺動而提供了同步整流。這樣，正極直流(DC)電壓得以產生並保持在旁路電容870上。如圖所示，系統860還包括隔離反饋，這與圖SB的系統830相類似。因此，在使用一比一變壓器和降壓變壓器的情況下，系統860均能夠實現等於輸入電壓VDDa的輸出電壓VDDb。基於反饋的校準可用於沒有匹配的諧振電路的能量傳輸系統。舉例來說，圖9A顯示了一個具有基於反饋校準的示例性能量傳輸系統900。系統900包括第一和第二諧振電路902和904。所述第一和第二諧振電路902和904被一個隔離屏障906所隔開。第一諧振電路902包括一個LC諧振迴路908，其包括主電容(CP)949、950以及電感911和912。LC諧振迴路908直接與電源電壓(VDDa)在電感911和912之間的節點上相連接，同時也與第一地線(GNDa) 936相連接。第二諧振電路904包括電感915和916，整流二極體927和928，旁路電容960，以及交叉耦合設備970和971，其功能與先前描述的第二諧振電路804 (見圖8C)相同。第二諧振電路904還與第二地線(GNDb)937相連接。電感912和915可共同代表一個第一變壓器910。電感912和916可共同代表一個第二變壓器914。除了主電容949和950以及電感911和912外，LC諧振迴路908還包括多個電晶體918、919、920和921 (統稱為電晶體918-921)。當LC諧振迴路908被顯示為包括電晶體918-921時，其中一些電晶體918-921(比如918和920)可獨立於LC諧振迴路908之外。電晶體918-921用於控制LC諧振迴路908的充放電，並與耦合電容949和950 —起構成LC諧振迴路908的諧振電容。第一諧振電路902還包括可變電容陣列922。所述可變電容陣列922包括N個與主電容CP949和950串聯連接的但與電晶體918-921並聯連接的電容924-1...924-N。當兩個電容在圖中得以顯示(924-1和924-N)，可變電容陣列922可包括額外的電容(即N彡2)。可變電容陣列922提供了第一諧振電路902的電容量選擇性調整(即使電容量小於或者大於電容CP949和950)。第二諧振電路904還包括二極體927和928，二極體927和928與旁路電容960的第一和第二節點相連接，並互相併聯連接。二極體927和928的輸出與代表輸出電壓(VDDb)的輸出節點相連接。輸出電壓VDDb可用於給與所述輸出節點相連接的負載供電。濾波電容(Cf) 929對輸出電壓VDDb進行濾波。而且，生成參考電壓(Vkef)的參考電壓模塊932以及包括串聯的電阻930和931的分壓器也連接到輸出節點上。調壓電路933，比如遲滯比較器，比較經分壓器降壓後的電壓和參考電壓VREF。遲 滯比較器933的輸出代表了來自第二諧振電路904的隔離反饋，並將其用於控制第一諧振電路902。傳送器934將反饋穿過隔離屏障906輸送給主電路902的接收器936。接收器935將反饋發送給控制模塊940。基於時鐘信號(CLK)和所述隔離信號，控制模塊940控制以下項目中的至少一個(i)主電路902的開關頻率以及(ii)主電路902的電容量。注意主電路902的開關頻率並不是諧振頻率，而事實上開關頻率要遠遠低於諧振頻率。所述開關頻率用於在突發模式中通過設置正確的開/關脈衝寬度以實現校準輸出電壓VDDb的目的。圖9B描述了控制模塊940的一個實施例。控制模塊940包括一個頻率控制模塊942以及一個電容量控制模塊944。頻率控制模塊942有選擇地控制LC諧振迴路908中的開關動作(即電晶體918-921)。舉例來說，電晶體918-921可受到一個信號(「0N」)的控制。電容量控制模塊944通過可變電容陣列922有選擇地控制針對主電容CP909的電容量調整。舉例來說，可變電容陣列922可受到一個總線信號(「CAP〈N:0>」)的控制，建立或者斷開可變電容陣列922中的一個或者多個電容的連接。 頻率控制模塊942和電容量控制模塊944均接收時鐘信號CLK以及來自次級電路904的隔離信號(通過接收器935)。基於時鐘信號CLK和所述隔離信號，控制模塊940可控制以下項目中的至少一項(i)LC諧振迴路908 (即電晶體918-921的開關)以及(ii)可變電容陣列922。舉例來說，頻率控制模塊942和電容量控制模塊944可互相通信以確定(i)開關頻率調整和(ii)電容量調整中的一項或者全部需要或者不需要進行。現在參照圖9C，控制圖9A的能量傳輸系統900的方法的流程圖從950處開始。在950處，控制模塊940確定第一諧振電路902是否打開。如果結果為真，控制繼續進行。如果結果為假，控制返回到950。在954處，控制模塊940確定來自第二諧振電路904的遲滯比較器933的隔離反饋是否已經被接收(比如，通過傳送器934和接收器935)。如果結果為真，控制繼續進行至958。如果結果為假，控制返回到950。另外，控制模塊940還接收時鐘信號CLK。在958處，控制模塊940分析隔離反饋。舉例來說，控制模塊940可將隔離反饋與一個或者多個預設的閾值相比較，在962處，控制模塊940確定是否(i)不執行任何操作，(ii)調整電晶體918-921的開關頻率，(iii)通過可變電容陣列922調整電容量，或者(iv)同時調整電晶體918-921的開關頻率以及通過可變電容陣列922調整電容量。如果執行(i)，控制結束(對於當前環路)或者返回到950。如果執行(ii)，控制繼續進行至966。如果執行(iv)，控制繼續進行至970。如果執行(iii)，控制繼續進行至974。在966處，控制模塊940可基於對隔離反饋的分析調整電晶體918-921的開關頻率。控制然後結束(對於當前環路)或者返回到950。在970處，控制模塊940可基於對隔離反饋的分析調整電晶體918-921的開關頻率。在974處，控制模塊940可基於對隔離反饋的分析調整可變電容陣列922。舉例來說，控制模塊940可連接額外的電容器或者斷開已連接的一個電容器(即N+1或者N-1)。控制然後結束(對於當前環路)或者返回到950。具體地說，隔離反饋可以是一位數字信息，而主諧振電路在隔離反饋(ON)具有第一狀態(即高位)時打開。隔離反饋ON與調壓電路(比如遲滯比較器933)的輸出在隔離屏障的另一側上相同。調壓電路的兩個閾值分別略高於和略低於參考電壓，比如在IOmV左右。對隔離反饋ON的分析基於對隔離反饋ON (—位數字信息)的第一(即高位)和第二(即低位)狀態的時長的測定。時鐘信號CLK測量這些時長，其計算在隔離反饋ON的高位到低位以及在低位到高位轉變之間的時鐘CLK的脈衝測量。序列X(n)可被稱為電容值優化的品質因數並對應於(1/%Ν+1/Τ_)。這樣，對於最高精度，CLK 應該具有足夠高的頻率。現在參照圖9D，一個時序圖描述了調整圖9A的能量傳輸系統的模擬結果。其中橫軸表明了時間而縱軸表明了 3個參數(從上至下)輸出電壓VDDb，LC諧振迴路控制信號0N,以及可變電容陣列控制總線CAP〈N:0>。如圖所示，在第一工作期間(Tw)，電容Cf929被輸出電流Ix和來自負載的電流1_的差值(Ix - Iload)所充電(在對應於遲滯範圍Vhys的界限內)。生成並分析隔離反饋。基於分析了的隔離反饋，控制模塊940可(i)連接來自可變電容陣列的一個額外電容器，(ii)斷開可變電容陣列中的一個電容器的連接，或者(iii)不採取任何操作。在第一關閉期間(Ttw),電容CF929被來自負載的電流Iuwd所放電(在對應遲滯範圍Vhys的界限內)。在第二工作期間，電容Cf929再次被輸出電流Ix和來自負載電流1_之間的差值(Ix-Ium)所充電。再次生成並分析隔離反饋。基於分析了的隔離反饋，控制模塊940可再次(i)連接來自可變電容陣列的一個額外電容器，(ii)斷開可變電容陣列中的一個電容器的連接，或者(i i i )不採取任何操作。上述是本發明參照較佳實施例而進行的說明示範，惟應了解的是在不脫離本發明之精神及範疇內，對於本發明所屬技術領域中具有通常知識者而言，仍得有許多變化及修改。因此，本發明並不限制於所揭露的實施例，而是以後附申請專利範圍之文字記載為準，即不偏離本發明申請專利範圍所為之均等變化與修飾，應仍屬本發明之涵蓋範圍。
權利要求
1.一種集成電路(IC),包括 第一諧振電路，包括第一和第二電感，其中第一諧振電路與電源電壓相連接； 第二諧振電路，包括第三和第四電感，其中第二諧振電路與第一諧振電路匹配；以及 隔離屏障，將第一和第二諧振電路隔離開，其中第一和第二電感與第三和第四電感分別感應耦合，從而提供從第一諧振電路穿過隔離屏障到第二諧振電路的能量傳輸。
2.根據權利要求I所述的系統，其中第一諧振電路包括有選擇地將第一諧振電路連接到電源電壓上的第一電晶體，其中第一電晶體受到第一脈寬調製(PWM)信號驅動。
3.根據權利要求2所述的系統，其中第二諧振電路包括有選擇地將輸出電壓提供給負載的第二電晶體，其中第二電晶體受到第二 PWM信號驅動，而且其中所述輸出電壓來自第三和第四電感之間的節點，而且其中所述輸出電壓具有小於或者等於電源電壓的強度。
4.根據權利要求I所述的系統，其中第一和第二電感之間的節點與所述電源電壓相連接，而且其中第一諧振電路包括有選擇地將所述節點連接到第一諧振電路中的電感-電容(LC)諧振迴路上的開關。
5.根據權利要求4所述的系統，其中所述第二諧振電路將輸出電壓提供給負載，其中所述輸出電壓經兩個與第三和第四電感並聯的二極體整流，而且其中所述輸出電壓來自所述兩個二極體之間。
6.根據權利要求4所述的系統，其中第二諧振電路將輸出電壓提供給負載，而且其中所述輸出電壓來自第三和第四電感之間的節點。
7.根據權利要求6所述的系統，其中第二諧振電路包括基於輸出電壓和參考電壓生成隔離反饋的調壓電路，其中所述隔離反饋用於控制第一諧振電路的LC諧振迴路中的開關動作。
8.—種集成電路(IC)的系統,所述系統包括 第一諧振電路，包括第一和第二電感以及可變電容陣列，其中可變電容陣列包括多個與第一諧振電路中的電感-電容諧振迴路並聯連接的電容器，而且其中第一諧振電路與電源電壓相連接； 第二諧振電路，包括第三和第四電感； 隔離屏障，將第一諧振電路和第二諧振電路隔離開，其中第一和第二電感與第三和第四電感分別感應耦合，從而提供從第一諧振電路穿過隔離屏障到第二諧振電路的能量傳輸；以及 控制模塊，基於來自第二諧振電路的隔離反饋，通過控制(i)可變電容陣列以及(ii)LC諧振迴路的開關頻率中的至少一項調整第一諧振電路。
9.根據權利要求8所述的系統，其中電源電壓與第一和第二電感之間的節點相連接。
10.根據權利要求9所述的系統，其中第二諧振電路將輸出電壓提供給負載，其中所述輸出電壓來自第三和第四電感之間的節點。
11.根據權利要求10所述的系統，其中輸出電壓經兩個與第三和第四電感並聯的二極體整流，而且其中所述輸出電壓來自所述兩個二極體之間。
12.根據權利要求10所述的系統，其中第二諧振電路包括基於輸出電壓和參考電壓生成隔離反饋的遲滯比較器。
13.根據權利要求12所述的系統，其中控制模塊包括基於所述隔離反饋有選擇地控制LC諧振迴路的開關頻率的頻率控制模塊。
14.根據權利要求12所述的系統，其中控制模塊包括基於所述隔離反饋有選擇地控制可變電容陣列的電容控制模塊。
15.根據權利要求14所述的系統，其中電容控制模塊基於來自第二諧振電路的隔離反饋有選擇地將一個電容器連接到所述可變電容陣列上或者從所述可變電容陣列上斷開連接。
16.—種調整能量傳輸系統的方法,所述方法包括 從第一諧振電路穿過隔離屏障將能量傳輸至第二諧振電路，其中第一諧振電路包括與第二諧振電路中的第三和第四電感分別感應耦合的第一和第二電感； 基於由第二諧振電路提供給負載的輸出電壓生成隔離反饋；以及 基於所述隔離反饋，控制(i)第一諧振電路中的電感-電容(LC)諧振迴路的開關頻率以及(ii)所述LC諧振迴路的電容量中的至少一項。
17.根據權利要求16所述的系統，其中第一諧振電路還包括配置為有選擇地對LC諧振迴路進行放電的多個電晶體，而且其中基於隔離反饋控制LC諧振迴路的開關頻率包括基於隔離屏障控制所述多個電晶體的開關頻率。
18.根據權利要求16所述的系統，其中第一諧振電路還包括配置成為LC諧振迴路提供可變電容量的可變電容陣列。
19.根據權利要求18所述的系統，其中基於隔離反饋控制LC諧振迴路的電容量包括基於所述隔離反饋控制所述可變電容陣列。
20.根據權利要求19所述的系統，其中基於隔離反饋控制可變電容陣列包括基於所述隔離反饋連接或者斷開所述可變電容陣列的一個電容器。
全文摘要
本發明涉及電感諧振耦合的能量傳輸系統和方法。一種集成電路(IC)包括第一和第二諧振電路以及隔離屏障。第一諧振電路包括第一和第二電感，其中第一諧振電路與電源電壓相連接。第二諧振電路包括第三和第四電感，其中第二諧振電路與第一諧振電路相匹配。隔離屏障將第一諧振電路和第二諧振電路分隔開。第一和第二電感分別與第三和第四電感感應耦合，從而提供從第一諧振電路穿過隔離屏障到達第二諧振電路的能量傳輸。
文檔編號H02J17/00GK102856988SQ201210214819
公開日2013年1月2日 申請日期2012年6月27日 優先權日2011年6月27日
發明者巴裡斯·柏薩特, 羅伯託·阿麗尼 申請人:馬克西姆綜合產品公司