直流轉換電源裝置及改進直流轉換電源裝置的方法

2023-06-12 22:27:46 1

專利名稱：直流轉換電源裝置及改進直流轉換電源裝置的方法
技術領域：
本發明涉及電子技術領域，尤其涉及一種直流轉換電源裝置及改進直流 轉換電源裝置的方法。
背景技術：
常用的隔離直流轉換直流(DC-DC, direct current- direct current)高頻開關電源作為一種直流轉換電源，多採用全橋隔離變換拓樸，其電路結構如圖1 所示此電路包括初級側電路、次級側電路、及控制電路，如圖所示耦合在 隔離主變壓器Til初級繞組上的電路被稱為初級側電路；連接在隔離主變壓 器Til輸出電壓端的電路被稱為次級側電路；控制電路包括取樣單元101 、 基準電壓及環^^補償單元102、反^t責隔離光耦103、脈寬調製信號(PWM, Pulse-Width Modulation)控制器104、及驅動變壓器105。位於初級側電路的金屬氧化物半導體(MOS, Metal Oxide Semiconductor) 管Qll、 Q12、 Q13、 Q14組成全橋隔離變換初級側電路的兩個橋臂。位於控 制電路的脈寬調製信號控制器104給出的PWM脈衝l驅動MOS管Qll、Q12、 Q13、 Q14的柵極控制其導通或者截止。MOS管Q15、 Q16為全橋隔離變換次級側電路的同步整流MOS管，在 某些輸出電壓較大或輸出電流較小的場合，也可以用二極體替代，Lll為輸出 儲能濾波電感；Cll為輸出儲能濾波電容，Q15、 Q16、 Lll、 Cll構成全橋隔 離變換次級側電路的全波整流電路。當變壓器Tll與整流管Q15相連端為高電壓時，Q15同步整流導通；反 之當變壓器Til與整流管Q16相連端為高電壓時，Q16同步整流導通。位於 初級側電路的脈寬調製信號控制器104給出的驅動信號通過隔離驅動變壓器 105送入次級側電路，形成PWM脈衝2來控制同步整流MOS管Q15、 Q16, 也可以通過其他電路產生的驅動信號控制，例如，變壓器增加繞組進行自驅等。隔離DC-DC高頻開關電源在實際使用中，由於受到電源負載變化的影響， 輸出電壓也會發生變化，此時就需要對該隔離DC-DC高頻開關電源進行調節， 對輸出電壓進行調整，以保證其輸出電壓的穩定性，在圖1中取樣單元101 對輸出電壓進行採樣，當輸出電壓變化後，取樣單元101採集到的信號會傳 送到基準電壓及環路補償單元102,在經過處理後通過反饋隔離光耦103反饋 給位於初級側電路的脈寬調製信號控制器104,通過脈寬調製信號控制器104 輸出變化的PWM脈衝信號，即上文描述的PWM脈衝1、 PWM脈衝2, PWM 脈衝l被用來調整Qll、 Q12、 Q13、 Q14的佔空比，PWM脈衝2被用來調 整Q15、 Q16的佔空比，以保證獲得目標直流電壓。在對現有技術的研究和實踐過程中，發明人發現現有技術存在以下問題1、 在通過取樣單元101採集到的信號對電源的輸出電壓進行調整時，變 壓器會參與調整的過程，在調整時，變壓器的每周期工作狀態也會發生改變， 而當變壓器的工作狀態的變化頻率落入音頻範圍變化時，容易導致變壓器嘯 叫，產生噪音。2、 在通過取樣單元101採集到的信號對電源的輸出電壓進行調整時，信 號在通過隔離光耦進行傳遞時會產生一定時延，導致整個電路輸出電壓的動 態調節能力較差。而且由於隔離光耦固有的工作帶寬較窄，導致此隔離DC-DC 高頻開關電源的系統帶寬也相對較低，相應在對輸出電壓進行實時調節時， 電源電壓的響應速度較慢，在負載發生快速變化時，電源電壓的恢復速度也 較慢。發明內容本發明要解決的技術問題是提供一種直流轉換電源裝置，以提升直流轉 換電源的動態性能。為解決上述技術問題，本發明一方面，提供了一種直流轉換電源裝置， 所述裝置包括變壓器； 變壓器初級側電路；變壓器次級側電路，所述次級側電路包含具有整形變換功能的整流電路， 用於將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓；控制單元，根據所述直流輸出電壓，控制所述變壓器次級側電路，調整 所述直流輸出電壓，使所述直流輸出電壓為穩定的目標值。另一方面，提供了一種改進直流轉換電源裝置的方法，所述方法包括在直流轉換電源裝置的變壓器次級繞組上耦合具有整形變換功能的整流電路，將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓；監測所述直流輸出電壓，根據所述直流輸出電壓，控制所述變壓器次級 側電路，調整所述直流輸出電壓，使所述直流輸出電壓為穩定的目標值。以上技術方案可以看出，由於不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共 同參與對直流輸出電壓的調整過程，而是由控制單元直接控制具有直接整形 變換功能的整流電路來對直流輸出電壓進行調整，由於變壓器不需要參與到 反饋調整的過程，避免了在調節時改變變壓器的工作狀態可能產生的噪音； 同時由於隔離光耦等隔離器件不要參與調整的過程，避免了隔離器件造成的 時延，提高了對反饋信號的反應速度，整個電路輸出電壓的動態調節能力也 得到了改善，直流轉換電源的帶寬也不再受到隔離器件的限制，可以做到較 寬的帶寬，在對輸出電壓進行實時調節時，電源電壓的響應速度相應變快， 在負載發生快速變化時，電源電壓的恢復速度也相應變快，直流轉換電源的 動態性能得到了較大的提升。


圖1、現有技術電路圖；圖2、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一電路圖；圖3、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一工作時序圖；圖4、在T1時段時，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一次 級側電路的等效電路圖；圖5、在T4時段時，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一次
級側電路的等效電路如圖；圖6、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二電路圖；圖7、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二工作時序圖；圖8、在T71時段時，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二次 級側電路的等效電路圖；圖9、在T74時段時，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二次 級側電路的等效電路如圖；圖10、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例三電路圖圖11、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例四電路12、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例五電路13、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例六電路14、本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例七電路15、兩相BUCK變換電路圖；圖16、 BOOST變換電路圖。
具體實施方式
本發明提供了 一種改進直流轉換電源裝置的方法及相應的直流轉換電源 裝置，在變壓器的次級繞組上耦合具有整形功能的整流功能的電路，反饋調 整信號通過直接調整該電路，來獲取目標直流電壓。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例，通常包括變壓器、變 壓器初級側電路、變壓器次級側電路、及控制單元。耦合在變壓器次級繞組上的電路即為變壓器的次級側電路，在本發明實 施例提供的直流轉換電源裝置實施例中為具有整形變換功能的整流電路，用 於將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓。當變壓器的次級繞組帶有中間抽頭時，耦合在變壓器次級繞組上的具有 直接整形變換功能的整流電路可以對變壓器輸出的方波進行全波整流，輸出
一路直流輸出電壓，也可以對其正半周期、及負半周期的輸出電壓分別進行 整流，獲得兩路直流輸出電壓。當變壓器具有復位線圏時，耦合在變壓器次級繞組上的具有直接整形變 換功能的整流電路可以對變壓器輸出的方波進行半波整流，輸出一路直流輸 出電壓。當需要輸出多路電壓時，可以增加繞組，增加的每個繞組都可以耦合一 個具有直接整形變換功能的整流電路。控制單元，根據所述直流輸出電壓，控制所述變壓器次級側電路，調整 所述直流輸出電壓，使所述直流輸出電壓為穩定的目標值。由於不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共同參與對直流輸出電壓的 調整過程，而是由控制單元直接控制具有整形變換功能的整流電路來對直流 輸出電壓進行調整，由於變壓器不需要參與到反饋調整的過程，避免了在調節時改變變壓器的工作狀態可能產生的噪音；同時由於隔離光耦等隔離器件 不再需要參與調整的過程，避免了隔離器件造成的時延，提高了對反饋信號 的反應速度，整個電路輸出電壓的動態調節能力也得到了改善，直流轉換電 源的帶寬也不再受到隔離器件的限制，可以做到較寬的帶寬，在對輸出電壓 進行實時調節時，電源電壓的響應速度相應變快，在負載發生快速變化時， 電源電壓的恢復速度也相應變快，直流轉換電源的動態性能得到了較大的提 升。在本實施例中，耦合在變壓器次繞組的具有直接整形變換功能的整流電 路通常由降壓變換器(BUCK)降壓變換整流電路擔任，在某些情況下也可以 由升壓變換器(BOOST)升壓變換的整流電路擔任，但是由於BUCK變換電 路的紋波較小，也比較容易控制，所以使用比較廣泛，在本實施例中將重點 以BUCK降壓變換整流電路為例進行描述。在本發明實施例中變壓器次級繞組的正半周期輸出端、及變壓器次級繞 組的負半周期輸出端，都可以被稱為變壓器次級繞組的電壓輸出端。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例 一 為初級側電路為全橋拓 樸結構，變壓器的次級繞組帶有中間抽頭的一種實施例，本發明實施例提供
的直流轉換電源裝置實施例一電路圖如圖2所示圖2中的電路，包括初級側電路、次級側電路、及控制單元，連接初 級側電路、次級側電路的隔離主變壓器T21的次級繞組帶有中間抽頭。耦合在隔離主變壓器T21初級繞組上的電路被稱為變壓器的初級側電路， MOS管Q21、 Q22、 Q23、 Q24組成變壓器初級側電路的兩個橋臂，該初級側 電路的結構被稱為全橋拓樸結構。該直流轉換電源裝置實施例初級側電路的MOS管Q21、 Q22、 Q23、 Q24, 根據實際應用情況，可以使用恆定佔空比的脈沖信號控制其導通或截止，也 可以通過前級控制其導通或截止進行適量調整。該直流轉換電源裝置實施例在通過前級控制其導通或截止進行適量調整 時，可以通過前饋網絡控制控制單元中的脈寬調製信號控制器205產生PWM 脈沖，驅動Q21、 Q22、 Q23、 Q24的柵極控制其導通或截止，進行微調。該直流轉換電源裝置實施例在使用恆定佔空比的脈衝信號控制其導通或 截止時，提供一個固定佔空比恆定的脈衝，驅動Q21、 Q22、 Q23、 Q24柵極 導通或截止，以圖2為例，可以由控制單元中的脈寬調製信號控制器203給 出PWM信號通過隔離傳送單元204傳送到初級側電路形成佔空比恆定的 PWM脈衝，驅動Q21、 Q22、 Q23、 Q24的柵極控制其導通或截止；或者使 用脈寬調製信號控制器205直接產生佔空比恆定的PWM脈衝，驅動Q21、 Q22、 Q23、 Q24的柵極控制其導通或截止；或者使用其他可以產生脈衝信號 的裝置產生。在使用脈寬調製信號控制器203給出PWM脈衝時，本電路圖中 可以沒有脈寬調製信號控制器205,在使用脈寬調製信號控制器205、或其他 裝置給出脈衝時，本電^f各圖中可以沒有隔離傳送單元204,該驅動Q21、 Q22、 Q23 、 Q24柵極的脈衝其佔空比可以取50%或其他數值。耦合在隔離主變壓器T21次級繞組上的電路被稱為變壓器的次級側電路， 變壓器的次級側電路為具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路，位於變壓 器次級側電路的L21為具有複合功能的BUCK變換電路的儲能濾波電感，C21 為輸出儲能濾波電容，雙向可控開關管單元206包括MOS管Q25、 Q26,其 中Q25的源極連接到變壓器T21次級繞組正半周期輸出的一端，接收變壓器
次級側電路正半周期的輸出，Q25的漏極連接到MOS管Q26的漏極，Q26 的源極連4妄到Q28的源極及Q29的漏極，雙向可控開關管單元207包括MOS 管Q27、 Q28,其中Q27的源極連接到變壓器T21次級繞組的負半周期輸出 的一端，接收變壓器次級側電路負半周期的輸出，Q27的漏極連接到MOS管 Q28的漏才及，Q28的源才及連接到Q26的源極及Q29的漏才及，Q29的源極連才妄 到C21及變壓器T21次級繞組的中間抽頭，L21的另一端及C21的另一端連 接在一起作為輸出電壓端，此端輸出的電壓即為電源輸出電壓，Q25、 Q26、 Q29、 L21、 C21共同構成變壓器次級側電路的具有複合功能的BUCK變換電 路中的正半周BUCK變換，Q27、 Q28、 Q29、 L21、 C21共同構成變壓器次 級側電路的具有複合功能的BUCK變換電路中的負半周BUCK變換。控制單元中的取樣單元201對輸出電壓進行監測，監測輸出電壓的變化， 當輸出電壓變化後，取樣單元201採集到的變化信號會傳送到基準電壓及環 路補償單元202,在經過處理後，傳遞到脈寬調製信號控制器203,脈寬調製 信號控制器203根據處理過的變化信號，對其輸出的PWM脈衝信號脈衝1 進行調整，通過調整後的脈衝1驅動Q25、 Q26、 Q27、 Q28、 Q29的4冊極， 對具有複合功能的BUCK變換電路進行調整，以對輸出直流電壓進行調整， 以獲得目標直流電壓。本實施例中，L21可以稱為第一儲能濾波電感、C21可以稱為第一儲能濾 波電容、雙向可控開關管單元206可以稱為第一雙向可控開關管單元、雙向 可控開關管單元207可以稱為第二雙向可控開關管單元、Q29可以稱為第三 開關管。本實施例中，輸出電壓不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共同參與 反饋調節來進行調整，而是由具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路擔任 的次級側電路參與反饋調節來進行調整，由於變壓器不需要參與到調節的過 程，避免了每周期改變變壓器的工作狀態，產生的噪音，同時由於隔離光耦 等隔離器件不要參與反饋調整的過程，避免了隔離器件造成的時延，，使得整 個電路輸出電壓的動態調節能力也得到了改善，直流轉換電源的帶寬也不再 受到隔離器件的限制，可以做到較寬的帶寬，在對輸出電壓進行實時調節時， 電源電壓的響應速度相應變快，在負載發生快速變化時，電源電壓的恢復速
度也相應變快。本實施例中Q25、 Q26及Q27、 Q28可以使用任何一種完全可控的開關管 來實現，例如，雙向可控金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET, metallic oxide semiconductor field effect transistor )、絕緣柵雙極電晶體(IGBT, INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR)、可關斷晶閘管(GTO, Gate Turn-Off Thyristor )等，但是在高頻DC/DC變換開關電源中通常都使用 MOSFET來實現，圖2中的MOS管Q25、 Q26及Q27、 Q28就是一種雙向可 控MOSFET開關組合。圖2中Q29在某些輸出電壓高或電流較小的場合可以用二極體替代。圖2所示電路變壓器次級側電路的具有複合功能的BUCK變換電路中， 各MOS管在某工作周期內的工作時序如圖3所示Tl時段包括兩個更小的時段T2和T3,在Tl時段，變壓器次級正半周 期輸出高電壓，Q25、 Q26的柵極在T2時段時為高電平，在T3時段時為低 電平，Q29的柵極在T2時段時為低電平，在T3時段時為高電平，變壓器次 級負半周輸出低電壓，Q27、 Q28的柵極為低電平，在整個Tl時段，Q25、 Q26、 Q29、 L21、 C21工作在BUCK變換狀態，Q27、 Q28截止。T4時段包括兩個更小的時段T5和T6,在T4時段，變壓器次級正半周 期輸出低電壓，Q25、 Q26的柵極為低電平，Q29的柵極在T5時段時為低電 平，在T6時段時為高電平，變壓器次級負半周輸出高電壓，Q27、 Q28的柵 極在T5時段時為高電平，在T6時段時為低電平，在整個T4時段，Q27、 Q28、 Q29、 L21、 C21工作在BUCK變換狀態，Q25、 Q26截止。在T1時段時，與Q25相連的變壓器次級側電路正半周期輸出為高電壓， Q27、 Q28管由於柵極驅動都是低電平而截止，此時Q25、 Q26、 Q29、 L21、 C21構成BUCK變換電路，此BUCK變換電路直接對變壓器輸出的方波電平 斬波。在T1時段時，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一變壓器次 級側電路的等效電路如圖4所示圖4中，T41相當於圖2中的T21, Q45、 Q46、 Q49相當於圖2中的Q25、
Q26、 Q29, L41相當於圖2中的L21, C41相當於圖2中的C21。在Tl時段中的T2時段時，Q49截止，電流流經變壓器T41次級側電路 正半周期部分繞組、Q45、 Q46、 L41、 C41,在電源上連接有負載時，還會流 經連接在電源上的負載，此時，L41、 C41被充能，儲存一定的能量，輸出電 壓端對負載輸出電壓。此時電流的流向為，從變壓器次級側電路正半周期輸出正電平，接著流 經Q45、 Q46、 L41、 C41,輸出電壓端輸出高電壓。在T1時段中的T3時段時，電流流經Q49、 L41、 C41,在電源上連接有 負載時，還會流經連接在電源上的負載，此時，電路環路中的能量來至於L41、 C41在T2時段中儲存的能量，輸出電壓端對負栽輸出電壓。此時L41、 C41開始放電，電流的流向為，從L41到C41到Q49,輸出 電壓端輸出高電壓。在圖2中，T4時段時，與Q27相連的變壓器次級側電路負半周期輸出為 高電壓，Q25、 Q26管由於柵極驅動都是低電平而截止，此時Q27、 Q28、 Q29、 L21、 C21構成BUCK變換電路，此BUCK變換電路直接對變壓器輸出的方 波電平斬波。在T4時段時，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一變壓器次 級側電路的等效電路如圖5所示圖5中，T51相當於圖2中的T21, Q57、 Q58、 Q59相當於圖2中的Q27、 Q28、 Q29, L51相當於圖2中的L21, C51相當於圖2中的C21。在T4時段中的T5時段時，Q59截止，電流流經變壓器T51次級側電路 負半周期部分繞組、Q57、 Q58、 L51、 C51，在電源上連接有負載時，還會流 經連接在電源上的負載，此時，L51、 C51被充能，儲存一定的能量，輸出電 壓端對負載輸出電壓。此時電流的流向為，從變壓器次級側電路負半周期輸出正電平，接著流 經Q57、 Q58、 L51、 C51,輸出電壓端輸出高電壓。在T4時段中的T6時段時，電流流經Q59、 L51 、 C51 ，在電源上連接有
負載時，還會流經連接在電源上的負載，此時，電路環路中的能量來至於L51、C51在T5時段中儲存的能量，輸出電壓端對負載輸出電壓。此時L51、 C51開始放電，電流的流向為，從L51到C51到Q59,輸出 電壓端輸出高電壓。由上可知，在T1和T4時段，輸出電壓端始終會輸出一個高電壓，也就 是電源需要輸出的電壓。由於在整個時序中，與Tl與T4類似的周期會重複出現構成完整的時序， 變壓器T21輸出的矩形方波電源，就會被該具有複合功能的BUCK變換電路 整流成為 一個直流電源。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例 一可以提供一路輸出電 壓，但是在有些場合需要一個電源裝置可以提供多路輸出電壓以供使用，本 發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二即可提供兩路輸出電壓。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二電路圖如圖6所示圖6中的電路，包括初級側電路、次級側電路、及控制單元，連接初 級側電路、次級側電路的隔離主變壓器T21的次級繞組帶有中間抽頭。耦合在隔離主變壓器T61初級繞組上的電路被稱為變壓器的初級側電路， MOS管Q61、 Q62、 Q63、 Q64組成變壓器初級側電路的兩個橋臂，該初級側 電路的結構被稱為全橋拓樸結構。該直流轉換電源裝置實施例初級側電路的MOS管Q61、 Q62、 Q63、 Q64, 根據實際應用情況，可以使用恆定佔空比的脈衝信號控制其導通或截止，也 可以通過前級控制其導通或截止進行適量調整。該直流轉換電源裝置實施例在通過前級控制其導通或截止進行適量調整 時，可以通過前饋網絡控制控制單元中的脈寬調製信號控制器605產生PWM 脈衝，驅動Q61、 Q62、 Q63、 Q64的柵極控制其導通或截止，進行微調。使用恆定佔空比的脈衝信號控制其導通或截止，提供一個固定佔空比恆 定的脈衝，驅動Q61、 Q62、 Q63、 Q64斥冊極導通或截止，以圖6為例，可以 由控制單元中的脈寬調製信號控制器603給出PWM信號通過隔離傳送單元604傳送到初級側電路形成佔空比恆定的PWM脈衝，驅動Q61、 Q62、 Q63、 Q64的柵極控制其導通或截止；或者使用脈寬調製信號控制器605直接產生 佔空比恆定的PWM脈沖，驅動Q61、 Q62、 Q63、 Q64的^f冊極控制其導通或 截止；或者使用其他可以產生脈衝信號的裝置產生。在使用脈寬調製信號控 制器603給出PWM脈衝時，本電路圖中可以沒有脈寬調製信號控制器605， 在使用脈寬調製信號控制器605、或其他裝置給出脈衝時，本電路圖中可以沒 有隔離傳送單元604，該驅動Q61、 Q62、 Q63、 Q64柵極的脈衝其佔空比可 以取50%或其他數{1。
耦合在隔離主變壓器T61次級繞組上的電路被稱為變壓器的次級側電路，
變壓器的次級側電路為具有BUCK降壓變換的複合整流電路，該電路的 每一邊均獨立輸出一個輸出電壓，整個電路共有兩獨立輸出電壓輸出電壓l 和車敘出電壓2。
位於變壓器次級側電路的L61、 L62為具有複合功能的BUCK變換電路 的儲能濾波電感，C61、 C62為輸出儲能濾波電容，雙向可控開關管單元606 包括MOS管Q65、 Q66,其中Q65的源極連接到變壓器T61次級繞組正半周 期輸出的一端，接收變壓器次級側電路正半周期的輸出，Q65的漏極連接到 MOS管Q66的漏4及，Q66的源極連4妄到Q69的漏4及及L61， Q69的源才及連才妄 到C61、 Q610的源極、及變壓器T61次級繞組的中間抽頭，L61的另一端及 C61的另一端連接在一起作為輸出電壓端輸出輸出電壓1, Q65、 Q66、 Q69、 L61、C61共同構成變壓器次級側電路的具有複合功能的BUCK變換電路中的 一路BUCK變換，雙向可控開關管單元607包括MOS管Q67、 Q68,其中 Q67的源極連接到變壓器T61次級繞組的負半周期輸出的一端，接收變壓器 次級側電路負半周期的輸出，Q67的漏極連接到MOS管Q68的漏極，Q68 的源極連接到Q610的漏才及及L62, Q610的源極連4妄到C62、 Q69的源才及、 及變壓器T61次級繞組的中間抽頭，L62的另一端及C62的另一端連接在一 起作為輸出電壓端輸出輸出電壓2, Q67、 Q68、 Q610、 L62、 C62共同構成 變壓器次級側電路的具有複合功能的BUCK變換電路中的另一路BUCK變換 電路。相比圖2,圖6的多了 Q69、 L61、 C61,與Q65、 Q66共同構成一路 BUCK變換電路，和另一路BUCK變換電路分別對變壓器正半周期及負半周
期輸出進行整形變化，以獲得兩路輸出電壓。
控制單元中的取樣單元601對輸出電壓進行監測，監測輸出電壓的變化，
當輸出電壓變化後，取樣單元601採集到的變化信號會傳送到基準電壓及環 路補償單元602，在經過處理後，傳遞到脈寬調製信號控制器603,脈寬調製 信號控制器603根據處理過的變化信號，對其輸出的PWM脈衝信號脈衝1 進行調整，通過調整後的脈沖1驅動Q65、 Q66、 Q67、 Q68、 Q69、 Q610的 柵極，對具有複合功能的BUCK變換電路進行調整，以對輸出直流電壓進行 調整，以獲得目標直流電壓。
本實施例中，L61可以稱為第一儲能濾波電感、C61可以稱為第一儲能濾 波電容、L62可以稱為第二儲能濾波電感、C62可以稱為第二儲能濾波電容、 雙向可控開關管單元606可以稱為第一雙向可控開關管單元、雙向可控開關 管單元607可以稱為第三雙向可控開關管單元、Q69可以稱為第三開關管、 Q610可以稱為第四開關管。
本實施例中，兩路輸出電壓都不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共 同參與反饋調節來進行調整，而是由具有複合功能的BUCK降壓變換整流電 路擔任的次級側電路參與反饋調節來進行調整，由於變壓器不需要參與到調 節的過程，避免了每周期改變變壓器的工作狀態，產生的噪音，同時由於隔 離光耦等隔離器件不要參與整形的過程，避免了隔離器件造成的時延，，使得 整個電路輸出電壓的動態調節能力也得到了改善，直流轉換電源的帶寬也不 再受到隔離器件的限制，可以做到較寬的帶寬，在對輸出電壓進行實時調節 時，電源電壓的響應速度相應變快，在負載發生快速變化時，電源電壓的恢 復速度也相應變快。
本實施例中Q65、 Q66及Q67、 Q68可以使用任何一種完全可控的開關管 來實現，例如，MOSFET、 IGBT、 GTO等，但是在高頻DC/DC變換開關電 源中通常都使用MOSFET來實現，圖6中的MOS管Q65、 Q66及Q67、 Q68 就是一種雙向可控MOSFET開關組合。
圖6中Q69、 Q610在某些輸出電壓高或電流較小的場合可以用二極體替代。
圖6所示電路變壓器次級側電路的具有複合功能的BUCK變換電路中，
各MOS管在某工作周期內的工作時序如圖7所示
T71時段包括兩個更小的時段T72和T73,在T71時段，變壓器次級正 半周期輸出高電壓，Q65、 Q66的柵極在T72時段時為高電平，在T73時段 時為低電平，Q69的柵極在T72時段時為低電平，在T73時段時為高電平， 變壓器次級負半周輸出低電壓，Q67、 Q68的柵極為低電平，Q610的柵極為 高電平，在整個T71時段，Q65、 Q66、 Q69、 L61、 C61工作在BUCK變換 狀態，構成BUCK變換電路，此BUCK變換直接對變壓器輸出的方波電平斬 波，Q67、 Q68截止，Q610導通。
T74時段包括兩個更小的時段T75和T76,在T74時段，變壓器次級正 半周期輸出低電壓，Q65、 Q66的柵極為低電平，Q69的柵極為高電平，變壓 器次級負半周輸出高電平，Q67、 Q68的柵極在T75時段時為高電平，在T76 時段時為低電平，Q610的柵極在T75時段時為低電平，在T76時段時為高電 平，在整個T74時段，Q67、 Q68、 Q610、 L62、 C62工作在BUCK變換狀態， 構成BUCK變換電路，此BUCK變換直接對變壓器輸出的方波電平斬波，Q65 、 Q66截止，Q69導通。
在T71時段時，與Q65相連的變壓器次級側電路正半周期輸出為高電壓， Q67、 Q68管由於柵極驅動都是低電平而截止，此時Q65、 Q66、 Q69、 L61、 C61構成BUCK變換電路，此BUCK變換電^各直4妄對變壓器輸出的方波電平 斬波。
在T71時段時，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二變壓器 次級側電路的等效電路如圖8所示
圖8中，T81相當於圖6中的T61, Q85、 Q86、 Q89、 Q810相當於圖6 中的Q65、 Q66、 Q69、 Q610, L81、 L82相當於圖6中的L61 、 L62, C81、 C82相當於圖6中的C61、 C62。
在T71時段中的T72時段時，Q89截止，電路中存在兩個電流環路電 流環^各1、電路環3各2。
電流環路1流經變壓器T81次級側電路正半周期部分繞組、Q85、 Q86、
L81、 C81，在電源上連接有負載時，還會流經連接在電源上的負載，此時， L81、 C81被充能，儲存一定的能量，輸出電壓1端對負載輸出電壓，此電流 的流向為，從變壓器次級側電路正半周期輸出正電平，接著流經Q85、 Q86、 L81、 C81,輸出電壓l端輸出高電壓。
電流環路2流經Q810、 L82、 C82,在電源上連接有負載時，還會流經連 接在電源上的負載，此時Q810導通，為其所屬的BUCK電路作續流，輸出 電壓2為高電壓。
在T71時段中的T73時革殳時，依然存在兩個電流環^各電流環;洛3 、電 路環路4。
電流環^各3流經Q89、 L81、 C81,在電源上連4妻有負載時，還會流經連 接在電源上的負載，此時，電路環路中的能量來至於L81、 C81在T72時段中 儲存的能量，輸出電壓1端對負載輸出電壓，此時L81、 C81開始放電，電流 的流向為，從L81到C81到Q89,輸出電壓l端輸出高電壓。
電流環路4流經Q810、 L82、 C82,在電源上連4妻有負載時，還會流經連 接在電源上的負載，此時Q810導通，為其所屬的BUCK電路作續流，輸出 電壓2為高電壓。
在圖6中，T74時段時，與Q67相連的變壓器次級側電路負半周期輸出 為高電壓，Q65、 Q66管由於柵極驅動都是低電平而截止，此時Q67、 Q68、 Q610、 L62、 C62構成BUCK變換電路，此BUCK變換電路直接對變壓器輸 出的方波電平斬波。
在T74時段時，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二變壓器 次級側電路的等效電路如圖9所示
圖9中，T91相當於圖6中的T61， Q97、 Q98、 Q99、 Q910相當於圖6 中的Q67、 Q68、 Q69、 Q610, L91、 L92相當於圖6中的L61 、 L62, C91、 C92相當於圖6中的C61、 C62。
在T74時段中的T75時段時，Q910截止，電路中存在兩個電流環路電 流環3各5、電3各環3各6。
電流環路5流經變壓器T91次級側電路負半周期部分繞組、Q97、 Q98、 L92、 C92,在電源上連接有負載時，還會流經連接在電源上的負載，此時， L92、 C92被充能，4諸存一定的能量，輸出電壓端對負載輸出電壓，電流的流 向為，從變壓器次級側電路負半周期輸出正電平，接著流經Q97、 Q98、 L92、 C92,輸出電壓端的電壓高於變壓器T81次級繞組的中間抽頭，輸出電壓2為 高電壓。
電流環路6流經Q99、 L91、 C91,在電源上連接有負載時，還會流經連 接在電源上的負載，此時Q99導通，為其所屬的BUCK電路作續流，輸出電 壓1為高電壓。
在T74時段中的T76時段時，依然存在兩個電流環路電流環路7、電 路環路8。
電流環路7流經Q910、 L92、 C92,在電源上連^^有負載時，還會流經連 接在電源上的負載，此時，電路環路中的能量來至於L92、 C92在T75時段中 儲存的能量，輸出電壓端對負載輸出電壓，此時L92、 C92開始放電，電流的 流向為，從L92到C92到Q910,輸出電壓2端輸出高電壓。
電流環路8流經Q99、 L91、 C91,在電源上連接有負載時，還會流經連 接在電源上的負載，此時Q99導通，為其所屬的BUCK電路作續流，輸出電 壓1為高電壓。
由上可知，在T71和T74時段，輸出電壓1和輸出電壓2始終會輸出高 電壓，也就是電源需要輸出的兩個輸出電壓。
由於在整個時序中，與T71與T74類似的周期會重複出現構成完整的時 序，變壓器T61輸出的矩形方波電源，就會被該具有複合功能的BUCK變換 電^各整流成為兩個直流電源。
在需要更多路獨立輸出電壓的場合，可以通過增加變壓器繞組數量的方 法來實現，每增加一個繞組，就可以增加一對獨立輸出電壓，增加得輸出電 壓其實現和本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二的實現方式基本 一致。
對於其他使用原邊傳統拓樸結構的DC-DC電源，也即電路結構可以被隔
離器件分為初級側電路、次級側電路的DC-DC電源，例如採用單端正激電 路、推挽電路、或半橋電路的DC-DC電源，都可以使用本發明實施例進行改 進。
本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例三即為針對單端正激電路 的直流轉換電源裝置。
本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例三電路結構如圖10所示
圖10中的電路，包括初級側電路、次級側電路、及控制單元，連接初 級側電路、次級側電路的隔離主變壓器T101具有復位線圈。
MOS管Q101、 D101組成、變壓器T101的原邊繞組P101、變壓器T101 的原邊繞組P102組成正激變換初級側電if各。
該直流轉換電源裝置實施例在需要對初級側電路MOS管Q101進行導通 或截止的調整時，根據實際應用情況，可以使用恆定佔空比的脈衝信號控制 其導通或截止，也可以通過前級控制其導通或截止進行適量調整。
該直流轉換電源裝置實施例在通過前級控制其導通或截止進行適量調整 時，可以通過前饋網絡控制控制單元中的脈寬調製信號控制器1005產生PWM 脈沖，驅動Q101的4冊極控制其導通或截止，進行微調。
在使用恆定佔空比的脈衝信號控制其導通或截止時，提供一個固定佔空 比恆定的脈衝，驅動Q101柵極導通或截止，以圖10為例，可以由控制單元 中的脈寬調製信號控制器1003給出PWM信號通過隔離傳送單元1004傳送到 初級側電路形成佔空比恆定的PWM脈衝，驅動Q101的4冊極控制其導通或截 止；或者使用脈寬調製信號控制器1005直接產生佔空比恆定的PWM脈衝， 驅動QIOI的柵極控制其導通或截止；或者使用其他可以產生脈衝信號的裝置 產生。在使用脈寬調製信號控制器1003給出PWM脈衝時，本電路圖中可以 沒有脈寬調製信號控制器1005，在使用脈寬調製信號控制器1005、或其他裝 置給出脈衝時，本電路圖中可以沒有隔離傳送單元1004,該驅動Q101柵極 的脈衝其佔空比可以取50%或其他數值。
耦合在隔離主變壓器T101次級繞組上的電路被稱為變壓器的次級側電 路，變壓器的次級側電路為具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路，雙向
可控開關管單元1006包括MOS管Q102、 Q103,其中Q102、 Q103為變壓器 次級側電路半波同步整流管，Q104為複合BUCK的半波整流次級續流管， L101為輸出儲能濾波電感，C101為輸出儲能濾波電容。Q102的源極連接到 變壓器TIOI次級繞組正半周期輸出的一端，接收變壓器次級側電路正半周期 的輸出，Q102的漏極連接到MOS管Q103的漏極，Q103的源極連接到Q104 的漏極及L101, Q104的源極連接到C101及變壓器T101次級繞組的低電壓 輸出端，L101的另一端及CIOI的另一端連接在一起作為輸出電壓端，輸出 該電源的輸出電壓，Q102、 Q103、 Q104、 TlOl、 LlOl、 C101構成次級側電 路複合半波整流+BUCK的電路。
當變壓器T101次級繞組正半周期輸出為高電壓時，控制Q104截止，電 流流經Q102、 Q103、 LlOl、 C101,在電源上連接有負載時，還會流經連才矣 在電源上的負載，此時，LlOl、 C101被充能，儲存一定的能量，輸出電壓端 對負載輸出電壓。
當變壓器T101次級繞組正半周期輸出為低電平時，控制Q104導通，此 時LIOI、 C101開始放電，電流流經Q104、 LlOl、 ClOl,在電源上連接有負 載時，還會流經連接在電源上的負載，輸出電壓端對負載輸出電壓。
控制單元中的取樣單元1001對輸出電壓進行監測，監測輸出電壓的變化， 當輸出電壓變化後，取樣單元1001採集到的變化信號會傳送到基準電壓及環 路補償單元1002,在經過處理後，傳遞到脈寬調製信號控制器1003,脈寬調 制信號控制器1003根據處理過的變化信號，對其輸出的PWM脈衝信號脈衝 1進行調整，通過調整後的脈衝1驅動Q102、 Q103、 Q104的柵極，對具有 複合功能的BUCK變換電路進行調整，以對輸出直流電壓進行調整，以獲得 目標直流電壓。
本實施例中，LlOl可以稱為第一儲能濾波電感、ClOl可以稱為第一儲能 濾波電容、雙向可控開關管單元1006可以稱為第一雙向可控開關管單元、 Q104可以稱為第三開關管。
本實施例中，輸出電壓不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共同參與 反饋調節來進行調整，而是由具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路擔任
的次級側電路參與反饋調節來進行調整，由於變壓器不需要參與到調節的過 程，避免了每周期改變變壓器的工作狀態，產生的噪音，同時由於隔離光耦 等隔離器件不需要參與反饋調整的過程，避免了隔離器件造成的時延，，使得 整個電路輸出電壓的動態調節能力也得到了改善，直流轉換電源的帶寬也不 再受到隔離器件的限制，可以做到較寬的帶寬，在對輸出電壓進行實時調節 時，電源電壓的響應速度相應變快，在負載發生快速變化時，電源電壓的恢 復速度也相應變快。本實施例中Q102、 Q103可以使用任何一種完全可控的開關管來實現， 例如，MOSFET、 IGBT、 GTO等，但是在高頻DC/DC變換開關電源中通常 都使用MOSFET來實現，圖10中的MOS管Q102、 Q103就是一種雙向可控 MOSFET開關組合。圖10中Q104在某些輸出電壓高或電流較小的場合可以用二極體替代。在某些需要多路獨立輸出電壓的場合，可以通過增加次級繞組的方式擴 展變壓器次級側電路的電路，需要多少個輸出電壓，就在變壓器的次級側電 路增加多少個次級繞組，每個次級繞組都連接如本發明實施例提供的直流轉 換電源裝置實施例三中的具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例三是以變壓器初級具有復 位線圏的正激電路為例進行描述的，對於基於其他類型正激電路的直流轉換 電源裝置，例如基於雙管正激、有源鉗位正激、諧振復位正激等的直流轉換 電源裝置，其實現方式均可參考本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施 例三。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例四為針對初級側電路為半 橋拓樸結構的直流轉換電源裝置實施例，其電路結構如圖ll所示圖11中的電路，包括初級側電路、次級側電路、及控制單元，連接初 級側電路、次級側電路的隔離主變壓器Tlll的次級繞組帶有中間抽頭。耦合在隔離主變壓器Till初級繞組上的電路被稱為變壓器的初級側電 路，MOS管Qlll、 Q112、及電容Clll、 C112組成變壓器初級側電路的半橋 變換電路，該初級側電路的結構被稱為半橋拓樸結構。
該直流轉換電源裝置實施例初級側電路的MOS管Qlll、 Q112,根據實 際應用情況，可以使用恆定佔空比的脈衝信號控制其導通或截止，也可以通 過前級控制其導通或截止進行適量調整。該直流轉換電源裝置實施例在通過前級控制其導通或截止進行適量調整時，可以通過前饋網絡控制控制單元中的脈寬調製信號控制器105產生PWM 脈衝，驅動Qlll、 Q112的柵極控制其導通或截止，進行微調。在使用恆定佔空比的脈衝信號控制其導通或截止時，提供一個固定佔空 比恆定的脈衝，驅動Qlll、 Q112柵極導通或截止，以圖ll為例，可以由控 制單元中的脈寬調製信號控制器1103給出PWM信號通過隔離傳送單元1104 傳送到初級側電路形成佔空比恆定的PWM脈衝，驅動Qlll、 Q112的柵極控 制其導通或截止；或者使用脈寬調製信號控制器1105直接產生佔空比恆定的 PWM脈沖，驅動Qlll、 Q112的柵極控制其導通或截止；或者使用其他可以 產生脈衝信號的裝置產生。在使用脈寬調製信號控制器1103給出PWM脈衝 時，本電路圖中可以沒有脈寬調製信號控制器1105，在使用脈寬調製信號控 制器1105、或其他裝置給出脈衝時，本電路圖中可以沒有隔離傳送單元1104, 該驅動Qlll、 Q112柵極的脈衝其佔空比可以取50%或其他數值。耦合在隔離主變壓器Till次級繞組上的電路被稱為變壓器的次級側電 路，變壓器的次級側電路為具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路，圖11 的次級側電路與圖2的次級側電路結構基本一致。位於變壓器次級側電路的Llll為具有複合功能的BUCK變換電路的儲能 濾波電感，C113為輸出儲能濾波電容，雙向可控開關管單元1106包括MOS 管Q113、 Q114,其中Q113的源極連接到變壓器Till次級繞組正半周期輸出 的一端，接收變壓器次級側電路正半周期的輸出，Q113的漏極連接到MOS 管Q114的漏極，Q114的源極連接到Q116的源極及Q117的漏極，雙向可控 開關管單元1107包括MOS管Q115、 Q116,其中Q115的源極連接到變壓器 Till次級繞組的負半周期輸出的一端，接收變壓器次級側電路負半周期的輸 出，Q115的漏極連接到MOS管Q116的漏極，Q116的源極連接到Q114的 源極及Q117的漏極，Q117的源極連接到C113及變壓器Till次級繞組的中
間抽頭，Llll的另一端及C113的另一端連接在一起作為輸出電壓端，此端輸出的電壓即為電源輸出電壓，Q113、 Q114、 Q117、 Llll、 C113共同構成 變壓器次級側電路的具有複合功能的BUCK變換電路中的正半周BUCK變 換，Q115、 Q116、 Q117、 Llll、 C113共同構成變壓器次級側電路的具有復 合功能的BUCK變換電路中的負半周BUCK變換。控制單元中的取樣單元1101對輸出電壓進行監測，監測輸出電壓的變化， 當輸出電壓變化後，取樣單元1101採集到的變化信號會傳送到基準電壓及環 路補償單元1102,在經過處理後，傳遞到脈寬調製信號控制器1103,脈寬調 制信號控制器1103根據處理過的變化信號，對其輸出的PWM脈衝信號脈沖 1進行調整，通過調整後的脈沖1驅動Q113、 Q114、 Q115、 Q116、 Q117的 柵極，對具有複合功能的BUCK變換電路進行調整，以對輸出直流電壓進行 調整，以獲得目標直流電壓。本實施例中，輸出電壓不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共同參與 反饋調節來進行調整，而是由具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路擔任 的次級側電路參與反饋調節來進行調整，由於變壓器不需要參與到調節的過 程，避免了每周期改變變壓器的工作狀態，產生的噪音，同時由於隔離光耦 等隔離器件不要參與反饋調整的過程，避免了隔離器件造成的時延，，使得整 個電路輸出電壓的動態調節能力也得到了改善，直流轉換電源的帶寬也不再 受到隔離器件的限制，可以做到較寬的帶寬，在對輸出電壓進行實時調節時， 電源電壓的響應速度相應變快，在負載發生快速變化時，電源電壓的恢復速 度也相應變快。本實施例中Q113、 Q114及Q115、 Q116可以使用任何一種完全可控的開 關管來實現，例如，MOSFET、 IGBT、 GTO等，但是在高頻DC/DC變換開 關電源中通常都使用MOSFET來實現，圖11中的MOS管Q113、 Q114及 Q115、 Q116就是一種雙向可控MOSFET開關組合。圖11中Q117在某些輸出電壓高或電流較小的場合可以用二極體替代。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例四中次級側電路的工作時 序及工作方式與本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一的次級側電
路基本一致，在此不再詳細描述。在某些需要多路獨立輸出電壓的場合，可以採用本發明實施例提供的直 流轉換電源裝置實施例二的次級側電路，擴展本發明實施例提供的直流轉換 電源裝置實施例四的次級電路增加一路輸出電壓；或者增加多個次級繞組， 產生其他多路輸出電壓。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例四是初級側電路為半橋拓 樸結構的一種實施例，對於基於其他半橋拓樸結構，例如，基於諧振半橋、 推挽等拓樸結構，其實現方式均可參考本發明實施例提供的直流轉換電源裝 置實施例四。半橋拓樸結構和本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一 、二提 供的全橋拓樸結構都採用了帶中間抽頭的次級繞組，在次級側電路實現了全 波整流。在本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一、二、四中，次 級繞組的兩個半周輸出電壓，正半周期的輸出電壓、及負半周期的輸出電壓分別被具有複合功能的BUCK變換電路進行了次級複合BUCK控制，輸出需 要輸出的電壓，本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例五隻對次級繞 組的兩個半周輸出電壓中的一個進行複合BUCK控制，以獲得期望的輸出電 壓。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例五電路結構圖如圖12所示圖12中的電路，包括初級側電路、次級側電路、及控制單元，連接初 級側電路、次級側電路的隔離主變壓器T121的次級繞組帶有中間抽頭。耦合在隔離主變壓器T121初級繞組上的電路被稱為變壓器的初級側電 路，位於初級側電路的MOS管Q121、 Q122、 Q123、 Q124組成變壓器初級 側電路的兩個橋臂，該初級側電路的結構被稱為全橋拓樸結構。該直流轉換電源裝置實施例初級側電^各MOS管Q121、 Q122、 Q123、 Q124,可以使用恆定佔空比的脈衝信號控制其導通或截止，也可以通過前級 控制其導通或截止進行適量調整。該直流轉換電源裝置實施例在通過前級控制其導通或截止進行適量調整
時，可以通過前饋網絡控制控制單元中的脈寬調製信號控制器1205產生PWM脈衝，驅動Q121、 Q122、 Q123、 Q124的柵極控制其導通或截止，進行微調。在使用恆定佔空比的脈衝信號控制其導通或截止時，提供一個固定佔空 比恆定的脈沖，驅動Q121、 Q122、 Q123、 Q124柵極導通或截止，以圖12 為例，可以由控制單元中的脈寬調製信號控制器1203給出PWM信號通過隔 離傳送單元1204傳送到初級側電路形成佔空比恆定的PWM脈衝，驅動Q121 、 Q122、 Q123、 Q124的柵極控制其導通或截止；或者使用脈寬調製信號控制 器1205直接產生佔空比恆定的PWM脈衝，驅動Q121、 Q122、 Q123、 Q124 的柵極控制其導通或截止；或者使用其他可以產生脈沖信號的裝置產生。在 使用脈寬調製信號控制器1203給出PWM脈衝時，本電路圖中可以沒有脈寬 調製信號控制器1205,在使用脈寬調製信號控制器1205、或其他裝置給出脈 衝時，本電路圖中可以沒有隔離傳送單元1204，該驅動Q121、 Q122、 Q123、 Q124柵極的脈衝其佔空比可以耳又50%或其他數值。耦合在隔離主變壓器T121次級繞組上的電路被稱為變壓器的次級側電 路，連接在變壓器次級側電路的正半周期的電路為具有複合功能的BUCK降 壓變換整流電路,位於變壓器次級側電路的L121為具有複合功能的BUCK變 換電路的儲能濾波電感，C121為輸出儲能濾波電容，雙向可控開關管單元 1206包括MOS管Q125、 Q126,其中Q125的源極連接到變壓器T121次級 繞組正半周期輸出的一端，接收變壓器次級側電路正半周期的輸出，Q125的 漏極連4妄到MOS管Q126的漏極，Q126的源極連4妄到Q127的漏極及Q128 的漏極，MOS管Q127的源極連接到變壓器T121次級繞組的負半周期輸出的 一端，接收變壓器次級側電路負半周期的輸出，漏極連接到Q126的源極及 Q128的漏極，Q128的源極連接到C121及變壓器T121次級繞組的中間抽頭， L121的另一端及C121的另一端連接在一起作為輸出電壓端，此端輸出的電 壓即為電源輸出電壓，Q125、 Q126、 Q128、 L121、 C121共同構成變壓器次 級側電路的具有複合功能的BUCK變換電路中的正半周BUCK變換，Q127、 Q128、 L121、 C121共同構成變壓器次級側電路的半波整流電路。Q127和位 於初級側電路的MOS管Q121、 Q122、 Q123、 Q124 —樣接受恆定佔空比控 制，或者通過前級進行適量調整，控制單元中的取樣單元1201對輸出電壓進
行監測，監測輸出電壓的變化，當輸出電壓變化後，取樣單元1201採集到的變化信號會傳送到基準電壓及環路補償單元1202,在經過處理後，傳遞到脈 寬調製信號控制器1203,脈寬調製信號控制器1203根據處理過的變化信號， 對其輸出的PWM脈沖信號脈衝1進行調整，通過調整後的脈沖1驅動Q125、 Q126、 Q128的柵極，對具有複合功能的BUCK變換電路進行調整，以對輸 出直流電壓進行調整，以使輸出電壓端輸出預期的輸出電壓。圖12次級側電路與變壓器負半周期輸出相連的，由Q127、 Q128、 L121、 C121共同構成的半波整流電路，與圖2中的電路結構相比，少了一個MOS變換及反饋調節的目的。本實施例中，L121可以稱為第一儲能濾波電感、C121可以稱為第一儲能 濾波電容、雙向可控開關管單元1206可以稱為第一雙向可控開關管單元、 Q128可以稱為第三開關管、Q127可以稱為第五開關管。本實施例中，輸出電壓不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共同參與 反饋調節來進行調整，而是由具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路擔任 的次級側電路參與反饋調節來進行調整，由於變壓器不需要參與到調節的過 程，避免了每周期改變變壓器的工作狀態，產生的噪音，同時由於隔離光耦 等隔離器件不要參與反饋調整的過程，避免了隔離器件造成的時延，，使得整 個電路輸出電壓的動態調節能力也得到了改善，直流轉換電源的帶寬也不再 受到隔離器件的限制，可以做到較寬的帶寬，在對輸出電壓進行實時調節時， 電源電壓的響應速度相應變快，在負載發生快速變化時，電源電壓的恢復速 度也相應變快。本實施例中Q125、 Q126可以使用任何一種完全可控的開關管來實現， 例如，MOSFET、 IGBT、 GTO等，但是在高頻DC/DC變換開關電源中通常 都使用MOSFET來實現，圖12中的MOS管Q125、 Q126就是一種雙向可控 MOSFET開關組合。圖12中Q127、 Q128在某些輸出電壓高或電流較小的場合可以用二極體 替代。
本實施例中，在某些需要多路獨立輸出電壓的場合，可以擴展次級電路 增加一路輸出電壓；或者增加多個次級繞組，產生其他多路輸出電壓。在本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例五中，以初級側電路為 全橋拓樸、具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路連接在變壓器次級側電 路的正半周期輸出為例進行了描述，在初級側電路為其他類型拓樸結構、具 有複合功能的BUCK降壓變換整流電路連接在變壓器次級側電路的負半周期 輸出時，其實現方式和本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例五基本 一致。擴展次級電路增加一路輸出電壓時，可以只對次級繞組的兩個半周輸出 電壓中的一個進行複合BUCK控制，另一路直接輸出，本發明實施例提供的 直流轉換電源裝置實施例六即為這種結構的實施例，其電路結構如圖13所示圖13中的電路，包括初級側電路、次級側電路、及控制單元，連接初 級側電路、次級側電路的隔離主變壓器T131的次級繞組帶有中間抽頭。耦合在隔離主變壓器T131初級繞組上的電路被稱為變壓器的初級側電 路，MOS管Q131、 Q132、 Q133、 Q134組成變壓器初級側電路的兩個橋臂， 該初級側電路的結構被稱為全橋拓樸結構。該直流轉換電源裝置實施例在需要對初級側電路MOS管Q131、 Q132、 Q133、 Q134進行導通或截止的調整時，根據實際應用情況，可以使用恆定佔 空比的脈衝信號控制其導通或截止，也可以通過前級控制其導通或截止進行 適量調整。該直流轉換電源裝置實施例在通過前級控制其導通或截止進行適量調整 時，可以通過前饋網絡控制控制單元中的脈寬調製信號控制器1305產生PWM 脈沖，驅動Q131、 Q132、 Q133、 Q134的柵極控制其導通或截止，進行微調。在使用恆定佔空比的脈沖信號控制其導通或截止時，提供一個固定佔空 比恆定的脈衝，驅動Q131、 Q132、 Q133、 Q134柵極導通或截止，以圖13 為例，可以由控制單元中的脈寬調製信號控制器1303給出PWM信號通過隔 離傳送單元1304傳送到初級側電路形成佔空比恆定的PWM脈衝，驅動Q131 、 Q132、 Q133、 Q134的柵極控制其導通或截止；或者使用脈寬調製信號控制
器1305直接產生佔空比恆定的PWM脈沖，驅動Q131、 Q132、 Q133、 Q134 的柵極控制其導通或截止；或者使用其他可以產生脈衝信號的裝置產生。在 使用脈寬調製信號控制器1303給出PWM脈衝時，本電路圖中可以沒有脈寬 調製信號控制器1305,在使用脈寬調製信號控制器1305、或其他裝置給出脈 沖時，本電路圖中可以沒有隔離傳送單元1304,該驅動Q131、 Q132、 Q133、 Q134柵極的脈衝其佔空比可以取50%或其他數值。變壓器的次級側電路為具有BUCK降壓變換的複合整流電路，該電路的 每一邊均獨立輸出一個輸出電壓，整個電路共有兩獨立輸出電壓輸出電壓l 和輸出電壓2。耦合在隔離主變壓器T131次級繞組上的電路被稱為變壓器的次級側電 路，變壓器次級側電路的L131、 L132為具有複合功能的BUCK變換電路的 儲能濾波電感，C131、 C132為輸出儲能濾波電容，雙向可控開關管單元1306 包括MOS管Q135、 Q136,其中Q135的源極連接到變壓器T131次級繞組正 半周期輸出的一端，接收變壓器次級側電路正半周期的輸出，Q135的漏極連 接到MOS管Q136的漏極，Q136的源極連接到Q138的漏極及L131, Q138 的源極連接到C131、 Q139的源極、及變壓器T131次級繞組的中間抽頭，L131 的另一端及C131的另一端連接在一起作為輸出電壓端輸出輸出電壓1,Q135、 Q136、 Q138、 L131、 C131共同構成變壓器次級側電路的一路具有複合功能 的BUCK變換電^各，MOS管Q137的源極連接到變壓器T131次級繞組的負 半周期輸出的一端，接收變壓器次級側電路負半周期的輸出，漏極連接到接 到Q139的漏極及L132， Q139的源極連接到C132、 Q138的源極、及變壓器 T131次級繞組的中間抽頭，L132的另一端及C132的另一端連4^在一起作為 輸出電壓端輸出輸出電壓2， Q137、 Q138、 L132、 C132共同構成變壓器次級 側電路的半波整流電路。Q137和位於初級側電路的MOS管Q131、 Q132、 Q133、 Q134—樣接受 恆定佔空比控制，或者通過前級進行適量調整，控制單元中的取樣單元1301 對輸出電壓進行監測，監測輸出電壓的變化，當輸出電壓變化後，取樣單元 1301採集到的變化信號會傳送到基準電壓及環路補償單元1302,在經過處理 後，傳遞到脈寬調製信號控制器1303,脈寬調製信號控制器1303根據處理過
的變化信號，對其輸出的PWM脈沖信號脈衝1進行調整，通過調整後的脈衝1驅動Q135、 Q136、 Q138、 Q139的柵極，對具有複合功能的BUCK變換電 路進行調整，以對輸出直流電壓進行調整，以獲得目標直流電壓。圖13次級側電路與變壓器負半周期輸出相連的，由Q137、 Q138、 L132、 C132共同構成的半波整流電路，與圖6中的電路結構相比，少了一個MOS變換及反饋調節的目的。本實施例中，L131可以稱為第一儲能濾波電感、C131可以稱為第一儲能 濾波電容、L132可以稱為第三儲能濾波電感、C132可以稱為第三儲能濾波電 容、雙向可控開關管單元1306可以稱為第一雙向可控開關管單元、Q138可 以稱為第三開關管、Q137可以稱為第七開關管、Q139可以稱為第八開關管。本實施例中，輸出電壓不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共同參與 反饋調節來進行調整，而是由具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路擔任 的次級側電路參與反饋調節來進行調整，由於變壓器不需要參與到調節的過 程，避免了每周期改變變壓器的工作狀態，產生的噪音，同時由於隔離光耦 等隔離器件不要參與反饋調整的過程，避免了隔離器件造成的時延，，使得整 個電路輸出電壓的動態調節能力也得到了改善，直流轉換電源的帶寬也不再 受到隔離器件的限制，可以做到較寬的帶寬，在對輸出電壓進行實時調節時， 電源電壓的響應速度相應變快，在負載發生快速變化時，電源電壓的恢復速 度也相應變快。本實施例中Q135、 Q136可以使用任何一種完全可控的開關管來實現， 例如，MOSFET、 IGBT、 GTO等，但是在高頻DC/DC變換開關電源中通常 都使用MOSFET來實現，圖13中的MOS管Q135、 Q136就是一種雙向可控 MOSFET開關組合。圖13中Q137、 Q138、 Q139在某些輸出電壓高或電流較小的場合可以用 二極體替代。本實施例中，在某些需要多路獨立輸出電壓的場合，可以增加多個次級 繞組，產生其他多路輸出電壓。
在本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例六中，以初級側電路為 全橋拓樸、具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路連接在變壓器次級側電 路的正半周期輸出為例進行了描述，在初級側電路為其他類型拓樸結構、具有複合功能的BUCK降壓變換整流電路連接在變壓器次級側電路的負半周期輸出時，其實現方式和本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例六基本 一致。直流轉換電源在實際使用中，有些時候其輸入電壓的範圍會比較寬，在 這些情況下，對直流轉換電源裝置中器件承受能力的要求會很高，因此在制 作時會採用承受能力較高的器件，而通常承受能力高的器件效率會比承受能 力低的器件低，因此本發明實施例提供了直流轉換電源裝置實施例七，將較 寬的輸入電壓預先通過一級非隔離變換，穩壓到一個適合的中間電壓，然後 再使用上文描述的本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例 一到六中的 方案輸出目標直流電壓，就可以降低本發明實施例提供的直流轉換電源裝置 實施例對器件承受能力的要求，可以選用承受能力較低的器件，以提升電源 的整體效率，並保證電源的高動態特性。本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例七的電路結構如圖14所示圖14中虛線方框內部分即為非隔離變換單元1401,由MOS管Q141、 Q142、儲能濾波電感L141、儲能濾波電容C141構成一個BUCK變換電路， 擔任非隔離變換單元，Q141的源極連接到L141及Q142的漏極，Q142的源 極連4妄到C141, L141的另一端及C141的另一端連接在一起，輸入電壓加載 在Q141的漏極和Q142的源極上輸入非隔離變換單元1401, Q141的漏極上 輸入為高電壓，C141的兩端輸出中間電壓給後級電路，C141與L141連接的 一端輸出中間電壓的高電壓，連接到後級電路輸入高電壓的一端，C141與 Q142連接的一端輸出中間電壓的低電平，連接到後級電路輸入低電平的一端。輸入電壓經過非隔離變換單元1401的調整，將電壓範圍較寬的輸入電壓 調整到一個適合的中間電壓輸出到後級電路，後級電路再將此中間電壓轉換 為目標直流電壓輸出。 這裡後級電路可以是任何一種直流轉換電源裝置實施例，在圖14中是以 本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一為例的電路圖，該後級電路 工作方式與本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一完全一致，在此不再詳細4苗述。圖14中的BUCK變換電路只是非隔離變換單元的一種實現形式，其他可 以對輸入電壓範圍較寬的電壓進行穩壓變換的電路均可作為非隔離變換單元 來實現本實施例，例如多相BUCK變換電路、BOOST變換電路。兩相BUCK變換電路圖如圖15所示MOS管Q151的源極連接到L151及Q152的漏極，Q152的源極連接到 C151,儲能濾波電感L151的另一端、儲能濾波電容C151的另一端連接在一 起，構成一相BUCK變換電路，Q153、 Q154、 L152、 C152構成另 一相BUCK 變換電路，輸入電壓的高電壓加載在Q151的漏極和Q153的漏極上，Q151 的漏極和Q153的漏極相當於圖14中Q141的漏極，輸入電壓的低電壓加載 在Q152的源極和Q154的源極上，Q152的源極和Q154的源極相當於圖14 中Q142的源極，C151與L151連接的一端、C152與L152連接的一端相當於 圖14中C141與Q142連接的一端，輸出輸出電壓的高電壓，C151與Q152 連接的一端、C152與Q154連接的一端相當於圖14中C141與Q142連接的 一端，輸出輸出電壓的低電壓，該兩相BUCK變換電路在擔任非隔離變換單 元時，其輸出電壓即為非隔離變換單元輸出的中間電壓。若需更多相BUCK變換電路，直接增加相應數目個單相BUCK變換電路 即可，其實現方式可參考上文對兩相BUCK變換電路的描述。BOOST變換電路圖如圖16所示儲能濾波電感L161連接到MOS管Q161的漏極及Q162的漏極，Q162 的源極連接到儲能濾波電容C161, C161的另一端連接到Q161的源極，構成 BOOST變換電路，輸入電壓的高電壓加載在L161的另一端，該端相當於圖 14中Q141的漏極，輸入電壓的低電壓加載在Q162的源極，該端相當於圖 14中Q142的源極，Q161的源極當於圖14中C141與Q142連接的一端，輸 出輸出電壓的高電壓，Q162的源極相當於圖14中C141與Q142連接的一端， 輸出輸出電壓的低電壓，該BOOST變換電路在擔任非隔離變換單元時，其輸 出電壓即為非隔離變換單元輸出的中間電壓。以上即為對本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例的詳細描述。本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例，包括在直流轉換電源裝置的變壓器次級繞組上耦合具有整形變換功能的整流電路，將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓；監測所述直流輸出電壓，根據所述直流輸出電壓，控制所述變壓器次級側電路，調整所述直流輸 出電壓，使所述直流輸出電壓為穩定的目標值。將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓的方法包括以下兩種1、 在所述變壓器的次級繞組包括中間抽頭、正半周期輸出端、負半周期 輸出端時，將所述次級繞組的正半周期輸出端及負半周期輸出端輸出的電壓 轉換為直流l俞出電壓。2、 在所述變壓器的次級繞組包括中間抽頭、正半周期輸出端、負半周期 輸出端時，將所述次級繞組正半周期輸出的電壓轉換為第 一直流輸出電壓， 將所述次級繞組負半周期輸出的電壓轉換為第二直流輸出電壓。在所述直流轉換電源裝置的變壓器次級繞組上耦合具有整形變換功能的 整流電路的方法包括以下兩種1、 在所述變壓器的次級繞組包括中間抽頭、正半周期輸出端、負半周期 輸出端時，將具有直接整形變換功能的整流電路耦合在所述次級繞組的正半 周期輸出端、或負半周期輸出端中的任一端，傳統整流電路耦合在所述次級 繞組的正半周期輸出端、或負半周期輸出端的另一端。2、 在所述變壓器包括復位線圈時，將所述具有直接整形變換功能的整流 電路耦合在所述次級繞組的兩端。進一步，可以將輸入電壓轉換為中間電壓，輸入所述直流轉換電源裝置 的初級側電路。當需要輸出多路電壓時，可以增加繞組，增加的每個繞組都可以耦合一
個具有直接整形變換功能的整流電路。由於不再需要變壓器、隔離光耦等隔離器件共同參與對直流輸出電壓的 調整過程，而是由控制單元直接控制具有直接整形變換功能的整流電路來對 直流輸出電壓進行調整，由於變壓器不需要參與到調整的過程，避免了在調節時改變變壓器的工作狀態可能產生的噪音；同時由於隔離光耦等隔離器件不要參與調整的過程，避免了隔離器件造成的時延，提高了對反饋信號的反 應速度，整個電路輸出電壓的動態調節能力也得到了改善，直流轉換電源的 帶寬也不再受到隔離器件的限制，可以做到較寬的帶寬，在對輸出電壓進行 實時調節時，電源電壓的響應速度相應變快，在負載發生快速變化時，電源 電壓的恢復速度也相應變快，直流轉換電源的動態性能得到了較大的提升。在本實施例中，耦合在變壓器次繞組的具有整形變換功能的整流電路通常由BUCK降壓變換整流電路擔任，在某些情況下也可以由BOOST升壓變 換的複合整流電路擔任，但是由於BUCK變換電路的紋波較小，也比較容易 控制，所以使用比較廣泛，在本實施例中將重點以BUCK降壓變換整流電路 為例進行描述。本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例一，為針對初 級側電路為全橋拓樸結構，變壓器的次級繞組帶有中間抽頭的一種實施例， 本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例一如下所述在直流電源轉換裝置的主變壓器採用帶中間抽頭的次級繞組時，可以在 該變壓器的次級繞組上連接具有直接整形變換功能的整流電路，對該變壓器 次級繞組正半周期輸出電壓及負正半周期輸出電壓進行整流變換，獲得一路直流車lr出電壓。對該直流輸出電壓進行採樣，監測該直流輸出電壓的變化，採集變化信 號，根據該變化信號對該直流輸出電壓進行調整，輸出目標直流電壓。其初級側電路如果有需要控制的MOS管，則可以使用恆定佔空比的脈沖 信號控制其導通或截止，也可以通過前級控制其導通或截止進行適量調整。實現本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例一的電路 結構及工作方式如本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例一所述，在
此不再重複描述。本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例二如下所述在直流電源轉換裝置的主變壓器採用帶中間抽頭的次級繞組時，可以在 該變壓器的次級繞組的正半周期輸出端連接一路具有直接整形變換功能的整 流電路，對該變壓器次級繞組正半周期輸出電壓進行整流變換，獲得第一直流輸出電壓；在該變壓器的次級繞組的負半周期輸出端連接一路具有直接整形變換功能的整流電路，對該變壓器次級繞組負半周期輸出電壓進行整流變 換，獲得第二直流輸出電壓。對第一、第二直流輸出電壓進行採樣，監測直流輸出電壓的變化，採集 變化信號，根據變化信號對第一、第二直流輸出電壓進行調整，輸出目標直流電壓。其初級側電路如果有需要控制的MOS管，則可以使用恆定佔空比的脈衝 信號控制其導通或截止，也可以通過前級控制其導通或截止進行適量調整。實現本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例二的電路 結構及工作方式如本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例二所述，在 此不再重複描述。本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例三如下所述在直流電源轉換裝置的主變壓器採用具有復位線圏的的初級繞組時，可 以在該變壓器的次級繞組上連接具有直接整形變換功能的整流電路，對該變 壓器次級繞組正半周期輸出電壓進行整流變換，獲得一路直流輸出電壓。對該直流輸出電壓進行採樣，監測該直流輸出電壓的變化，採集變化信 號，根據變化信號對該直流輸出電壓進行調整，輸出目標直流電壓。其初級側電路如果有需要控制的MOS管，則可以使用恆定佔空比的脈衝 信號控制其導通或截止，也可以通過前級控制其導通或截止進行適量調整。實現本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例三的電路 結構及工作方式如本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例三所述，在 此不再重複描述。
本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例四如下所述在直流電源轉換裝置的主變壓器採用帶中間抽頭的次級繞組時，可以在 該變壓器的次級繞組的正半周期輸出端或負半周期輸出端中的一端連接一路 具有直接整形變換功能的整流電路，另一端連接普通整流電路，對該變壓器，充車lr出電壓。對該直流輸出電壓進行採樣，監測該直流輸出電壓的變化，採集變化信 號，根據變化信號對該直流輸出電壓進行調整，輸出目標直流電壓。其初級側電路如果有需要控制的MOS管，則可以使用恆定佔空比的脈沖信號控制其導通或截止，也可以通過前級控制其導通或截止進行適量調整。實現本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例四的電路 結構及工作方式如本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例五所述，在 此不再重複描述。本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例五如下所述 在直流電源轉換裝置的主變壓器採用帶中間抽頭的次級繞組時，可以在具有直接整形變換功能的整流電路，另一端連接普通整流電路，對該變壓器 次級繞組正半周期輸出電壓進行整流變換，獲得第一直流輸出電壓，對該變 壓器次級繞組負半周期輸出電壓進行整流變換，獲得第二直流輸出電壓。對第一、第二直流輸出電壓進行採樣，監測直流輸出電壓的變化，採集 變化信號，根據變化信號對該直流輸出電壓進行調整，輸出目標直流電壓。其初級側電路如果有需要控制的MOS管，則可以使用恆定佔空比的脈衝 信號控制其導通或截止，也可以通過前級控制其導通或截止進行適量調整。實現本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例五的電路 結構及工作方式如本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例六所迷，在 此不再重複描述。本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例六如下所述
直流轉換電源在實際使用中，有些時候其輸入電壓的範圍會比較寬，在 這些情況下，對直流轉換電源裝置中器件承受能力的要求會很高，因此在制 作時會採用承受能力較高的器件，而通常承受能力高的器件效率會比承受能 力低的器件低，因此本發明實施例提供了直流轉換電源裝置實施例六，將較 寬的輸入電壓預先通過一級非隔離變換，穩壓到一個適合的中間電壓，然後 再輸入到直流轉換電源裝置初級側電路，直流轉換電源裝置對該中間電壓進 行轉換，輸出目標直流電壓，就可以降低本發明實施例提供的直流轉換電源 裝置實施例對器件承受能力的要求，可以選用承受能力較低的器件，以提升 電源的整體效率，並保證電源的高動態特性。實現本發明實施例提供的改進直流轉換電源裝置的方法實施例六的電路 結構及工作方式如本發明實施例提供的直流轉換電源裝置實施例七所述，在 此不再重複描述。以上對本發明所提供的 一種直流轉換電源裝置及改進直流轉換電源裝置進行了闡述，以上實施例的說明只是用於幫助理解本發明的方法及其核心思 想；同時，對於本領域的一般技術人員，依據本發明的思想，在具體實施方 式及應用範圍上均會有改變之處，綜上所述，本說明書內容不應理解為對本 發明的限制。
權利要求
1、一種直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述裝置包括變壓器；變壓器初級側電路；變壓器次級側電路，所述次級側電路包含具有整形變換功能的整流電路，用於將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓；控制單元，根據所述直流輸出電壓，控制所述變壓器次級側電路，調整所述直流輸出電壓，使所述直流輸出電壓為穩定的目標值。
2、 如權利要求1所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述具有整形 變換功能的整流電路為降壓變換整流電路。
3、 如權利要求1所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述降壓變換 整流電路包括第一儲能濾波電感、第一儲能濾波電容、第一雙向可控開關管單元、第 三開關管，其中，所述第一雙向可控開關管單元連接在所述變壓器次級繞組 電壓輸出端與所述第三開關管之間，所述第一儲能濾波電感的一端連接到所 述第三開關管與所述第一雙向可控開關管單元連接的一端，所述第一儲能濾 波電感的另一端連接所述第一儲能濾波電容的一端，所述第一儲能濾波電容 的另一端連接到所述第三開關管的另一端，所述第三開關管的另一端連接到 所述變壓器次級繞組的另一端。
4、 如權利要求3所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述變壓器次 級繞組電壓輸出端為所述變壓器次級繞組正半周期輸出端；所述變壓器次級 繞組的另 一端為所述變壓器次級繞組的中間抽頭；所述降壓變換整流電路還 包括連接在所述變壓器次級繞組負半周期輸出端與所述第三開關管的漏極之 間的第二雙向可控開關管單元。
5、 如權利要求3所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述變壓器次 級繞組電壓輸出端為所述變壓器次級繞組正半周期輸出端；所述變壓器次級 權利要求書第2/5頁繞組的另一端為所述變壓器次級繞組的中間抽頭；所述降壓變換整流電路還包括第二儲能濾波電感、第二儲能濾波電容、第三雙向可控開關管單元、第 四開關管，其中，所述第三雙向可控開關管單元連接在所述變壓器次級繞組 負半周期輸出端與所述第四開關管之間，所述第二儲能濾波電感的一端連接 到所述第四開關管與所述第三雙向可控開關管單元連接的一端，所述第二儲 能濾波電感的另一端連接所述第二儲能濾波電容的一端，所述第二儲能濾波 電容的另一端連接到所述第四開關管的另一端，所述第四開關管的另一端連 接到所述變壓器次級繞組的中間抽頭。
6. 如權利要求3所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述變壓器次 級繞組電壓輸出端為，所述變壓器次級繞組正半周期輸出端；所述變壓器次 級繞組的另 一端為所述變壓器次級繞組的中間抽頭；所述降壓變換整流電路 還包括第五開關管，所述第五開關管的一端連接到所述變壓器次級繞組負半周 期輸出端，另一端連接到所述第三開關管與所述第一雙向可控開關管單元連 接的一端。
7. 如權利要求3所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述變壓器次 級繞組電壓輸出端為，所述變壓器次級繞組負半周期輸出端；所述變壓器次 級繞組的另一端為所述變壓器次級繞組的中間抽頭；所述降壓變換整流電路 還包括第六開關管，所述第六開關管的一端連接到所述變壓器次級繞組正半周 期輸出端，另 一端連接到所述第三開關管與所述第一雙向可控開關管單元連 接的一端。
8. 如權利要求3所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述變壓器次 級繞組電壓輸出端為，所述變壓器次級繞組正半周期輸出端；所述變壓器次 級繞組的另一端為所述變壓器次級繞組的中間抽頭；所述降壓變換整流電路 還包括第三儲能濾波電感、第三儲能濾波電容、第七開關管、第八開關管，其中，所述第七開關管連接在所述變壓器次級繞組負半周期輸出端與所述第八 開關管之間，所述第三儲能濾波電感的一端連接到所述第八開關管與所述第 七開關管連接的一端，所述第三儲能濾波電感的另一端連接所述第三儲能濾 波電容的一端，所述第三儲能濾波電容的另一端連接到所述第八開關管的另 一端，所述第八開關管的另 一端連接到所述變壓器次級繞組的中間抽頭。
9、 如權利要求3所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述變壓器次 級繞組電壓輸出端為，所述變壓器次級繞組負半周期輸出端；所述變壓器次 級繞組的另一端為所述變壓器次級繞組的中間抽頭；所述降壓變換整流電路 還包括第四儲能濾波電感、第四儲能濾波電容、第九開關管、第十開關管，其 中，所述第九開關管連接在所述變壓器次級繞組正半周期輸出端與所述第十 開關管之間，所述第四儲能濾波電感的一端連接到所述第十開關管與所述第 九開關管連接的一端，所述第四儲能濾波電感的另一端連接所述第四儲能濾 波電容的一端，所述第四儲能濾波電容的另一端連接到所述第十開關管的另 一端，所述第十開關管的另一端連接到所述變壓器次級繞組的中間抽頭。
10、 如權利要求3、 4、 5、 6、 7、 8或9所述的直流轉換電源裝置，其特 徵在於，所述雙向可控開關管單元包括第一開關管、第二開關管，其中，所述第一開關管的源極連接所述變壓 器次級繞組電壓輸出端，所述第一開關管的漏極連接所述第二開關管的漏極。
11、 如權利要求IO所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述第一開 關管和第二開關管為金屬氧化物場效應電晶體、雙向可控金屬氧化物半導體 場效應電晶體、絕緣柵雙極電晶體、可關斷晶閘管中的一個。
12、 如權利要求3、 4、 5、 6、 7、 8或9所述的直流轉換電源裝置，其特 徵在於，所述第三開關管、第四開關管、第五開關管、第六開關管、第七開 關管、第八開關管、第九開關管、第十開關管為金屬氧化物場效應電晶體、 雙向可控金屬氧化物半導體場效應電晶體、絕緣柵雙極電晶體、可關斷晶閘 管、二極體中的一個。
13、 如權利要求l、 2、 3、 4、 5、 6、 7、 8或9所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，所述裝置還包括非隔離變換單元，耦合於所述初級側電路，用 於將輸入電壓轉換為中間電壓輸入所述初級側電路。
14、 一種改進直流轉換電源裝置的方法，其特徵在於，所述方法包括 在直流轉換電源裝置的變壓器次級繞組上耦合具有整形變換功能的整流電路，將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓；監測所述直流輸出電壓，根據所述直流輸出電壓，控制所述變壓器次級 側電路，調整所述直流輸出電壓，使所述直流輸出電壓為穩定的目標值。
15、 如權利要求14所述的改進直流轉換電源裝置的方法，其特徵在於， 所述具有整形變換功能的整流電路為降壓變換整流電路。
16、 如權利要求14所述的改進直流轉換電源裝置的方法，其特徵在於， 所述將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓包括在所述變壓器的次級繞組包括中間抽頭、正半周期輸出端、負半周期輸換為直流輸出電壓。
17、 如權利要求14所述的改進直流轉換電源裝置的方法，其特徵在於， 所述將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓包括在所述變壓器的次級繞組包括中間抽頭、正半周期輸出端、負半周期輸 出端時，將所述次級繞組正半周期輸出的電壓轉換為第一直流輸出電壓，將 所述次級繞組負半周期輸出的電壓轉換為第二直流輸出電壓。
18、 如權利要求14所述的改進直流轉換電源裝置的方法，其特徵在於， 在所述直流轉換電源裝置的變壓器次級繞組上耦合具有整形變換功能的整流 電路包括在所述變壓器的次級繞組包括中間抽頭、正半周期輸出端、負半周期輸 出端時，將具有直接整形變換功能的整流電路耦合在所述次級繞組的正半周 期輸出端、或負半周期輸出端中的任一端，傳統整流電路耦合在所述次級繞 組的正半周期輸出端、或負半周期輸出端的另一端。
19、 如權利要求14所述的直流轉換電源裝置，其特徵在於，在所述直流轉換電源裝置的變壓器次級繞組上耦合具有整形變換功能的整流電路包括在所述變壓器包括復位線圏時，將所述具有直接整形變換功能的整流電 路耦合在所述次級繞組的兩端。
20、 如權利要求14、 15、 16、 17、 18或19所述的改進直流轉換電源裝 置的方法，其特徵在於，所述方法還包括將輸入電壓轉換為中間電壓，輸入所述直流轉換電源裝置的初級側電路。
21、 如權利要求14、 15、 16、 17、 18或19所述的改進直流轉換電源裝 置的方法，其特徵在於，為所述變壓器增加次級繞組，在每個次級繞組上連 接獨立具有整形變換功能的整流電路。
全文摘要
本發明公開了一種直流轉換電源裝置，包括變壓器；變壓器初級側電路；變壓器次級側電路，所述次級側電路包含具有整形變換功能的整流電路，用於將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓；控制單元，根據所述直流輸出電壓，控制所述變壓器次級側電路，調整所述直流輸出電壓，使所述直流輸出電壓為穩定的目標值。本發明還公開了一種改進直流轉換電源裝置的方法，包括在次級繞組上耦合具有整形變換功能的整流電路，將變壓器輸出的方波電壓進行變換，形成直流輸出電壓；監測所述直流輸出電壓，根據所述直流輸出電壓，調整所述直流輸出電壓，使所述直流輸出電壓為穩定的目標值。通過應用本發明可以提升直流轉換電源的動態性能。
文檔編號H02M3/335GK101399498SQ20071015168
公開日2009年4月1日 申請日期2007年9月26日 優先權日2007年9月26日
發明者劉志華 申請人:華為技術有限公司