開關電源用控制裝置和開關電源的製作方法

2023-05-30 22:05:01

專利名稱：開關電源用控制裝置和開關電源的製作方法
技術領域：
本發明涉及藉助於電流模式控制進行相位超前補償的開關電源用控制裝置和開關電源。
背景技術：
開關電源具有小型輕重量而且高效率等的特性，已被組裝到各種設備內作為微型計算機或個人計算機等的電源得到廣泛的應用。在這些個人計算機等中，不斷推進著低電壓化和高速處理化，另一方面消耗電流在不斷增加。為此，在開關電源中，負載電流就要與個人計算機等中的處理負載相應急劇地增大或減少。此外，開關電源，還具有易於應對寬範圍的輸入電壓範圍的特性，還可以用做可應對世界數個國家中的電源或輸入電壓的規格設定寬的電源。在開關電源中，對於此負載電流或輸入電壓的變化必須保障穩定的輸出電壓。此外，即便是對應於負載電流或輸入電壓的急劇的變化，輸出電壓顯示出瞬態應答時，也要求迅速地恢復到穩定的狀態。
特別是要驅動VRM(電壓調整模塊voltage regulator module)或POL(負載點point of load)等的微處理器或DSP(數字式信號處理器digital signal processor)等的時鐘頻率高、低電壓的LSI(大規模集成電路large scale integration)的開關電源，為了應對負載電流的急劇變化，一般要求高速應答性。但是，在作為輸出電路具備LC濾波電路的開關電源中，由於LC濾波電路的影響會發生相位滯後。
開關電源，也可以具備控制器IC(Intergrated circuit)等的控制裝置，藉助於該控制裝置使FET(Field effect transistor)等的開關元件的輸出電壓進行ON/OFF。該控制裝置，對開關電源的輸出電壓進行反饋構成電壓環，根據該輸出電壓，產生用來使開關元件進行ON/OFF的脈寬調製(PWM)信號。在「An Accurate and Practical Small-Signal Modelfor Current-Mode Control」、Ridley Engineering inc.、1999中，公開了對在LC濾波器電路的電感器中流動的電流進行反饋構成電流環，藉助於使用在電感器中流動的電流的電流模式控制進行相位超前補償的控制裝置。在電流環中，一般要反饋所檢測到的電流乘上恆定的電流控制增益的值。在該電流控制增益中存在著一個最佳值。此外，在Data Sheetof HIP6301 PWM controller，intersil corporation，2002年中，記載了根據開關元件變為ON時的ON電阻的兩端的電壓檢測在電感器中流動的電流的情況。
但是，在用開關元件的ON電阻檢測電流時，該ON電阻的電阻值將影響電流環的增益。由此，在ON電阻的電阻值中存在著波動或溫度變化等時，則電流環的增益就將從最佳值變動，使控制系統變得為不穩定。其結果會使輸出電壓的變動變大，存在著輸出電壓產生振動的可能性。若電流環的增益變大，則在高頻區域中增益餘量就會不足，輸出電壓的控制變得不穩定。另一方面，若電流環的增益減小，則在高頻區域中相位餘量不充分，相位超前效果降低使得輸出電壓的控制變得不穩定。

發明內容
因此，本發明的目的在於提供使電流環的增益最佳化的開關電源控制裝置和開關電源。
本發明的一個方面，是涉及控制開關電源的開關電源用控制裝置。開關電源，包括以規定的開關周期和規定的開關頻率進行開關的開關元件和使開關元件的輸出平滑化的平滑電路。平滑電路，具備已連接開關電源的電感器。該開關電源用控制裝置，具備檢測開關電源的輸出電壓，產生與該輸出電壓對應的電壓檢測信號的電壓檢測機構；在每一個開關周期中檢測在電感器中流動的電流，產生與該電流對應的電流檢測信號的電流檢測機構；產生具有開關頻率的1/2的頻率的矩形波信號的矩形波信號產生機構；給電流檢測信號乘上電流控制增益，產生增益乘算電流檢測信號的乘算機構；對電壓檢測信號加上矩形波信號的同時，減去增益乘算電流檢測信號，以產生控制信號的運算機構；產生具有與控制信號的大小對應的時間比率的驅動脈衝信號，向開關元件供給該驅動脈衝信號以驅動開關元件的驅動信號產生機構；根據增益乘法信號和時間比率調整電流控制增益的增益調整機構。驅動信號產生機構產生上述驅動脈衝信號，使得ΔD/ΔCS(此處，ΔD是時間比率的每一個開關周期的變化量，ΔCS是控制信號的每一個開關周期的變化量)變為常數a。增益調整機構調整電流控制增益，使得滿足ΔPIS/ΔD＝-1/2a(此處，ΔPIS是增益乘算電流檢測信號的每一個開關周期的變化量)。
本發明的另一方面涉及連接到平滑電路構成開關電源的開關電源用控制裝置。平滑電路包括電感器。該開關電源用控制裝置，具備以規定的開關周期和規定的開關頻率進行開關，應當連接到電感器上的開關元件；檢測開關電源的輸出電壓，產生與該輸出電壓對應的電壓檢測信號的電壓檢測機構；在每一個開關周期中檢測在電感器中流動的電流，產生與該電流對應的電流檢測信號的電流檢測機構；產生具有開關頻率的1/2的頻率的矩形波信號的矩形波信號產生機構；給電流檢測信號乘上電流控制增益，產生增益乘算電流檢測信號的乘算機構；在電壓檢測信號上加上矩形波信號，同時減去增益乘算電流檢測信號，產生控制信號的運算機構；產生具有與控制信號的大小對應的時間比率的驅動脈衝信號，向開關元件供給該驅動脈衝信號以驅動開關元件的驅動信號產生機構；根據增益乘算檢測信號和時間比率調整電流控制增益的增益調整機構。驅動信號產生機構產生驅動脈衝信號，使得ΔD/ΔCS(此處，ΔD是時間比率的每一個開關周期的變化量，ΔCS是控制信號的每一個開關周期的變化量)變為常數a。增益調整機構調整電流控制增益，使得滿足ΔPIS/ΔD＝-1/2a(此處，ΔPIS是增益乘算電流檢測信號的每一個開關周期的變化量)。
上述的開關電源用控制裝置，具備用來根據開關電源的輸出電壓產生驅動脈衝信號的電壓環，和用來根據在開關電源內的電感器中流動的電流進行相位超前補償的電流環。由於基於具有1/2開關頻率的矩形波信號加到與輸出電壓對應的電壓檢測信號上所產生的控制信號產生驅動脈衝信號，故在矩形波信號為高的期間和矩形波信號為低期間內驅動脈衝信號的脈寬會發生變動，與此同時，時間比率也將變動。由於矩形波信為高的期間與為低的期間分別等於1個開關周期，故該驅動脈衝信號的時間比率在每一個開關周期中都要變化。與該驅動脈衝信號對應，在平滑電路的電感器中流動的電流也會變動，與該電流變動相對應，增益乘算電流檢測信號在每一個開關周期內都進行變化。由於增益調整機構調整電流控制增益，使得滿足ΔPIS/ΔD＝-1/2a，故可以使電流環的增益收斂為最佳的值，即收斂為可以得到充分的相位超前效果且可以使控制系統穩定化的值。即便是由於開關元件具有ON電阻，該電阻值因元件的波動或溫度變化等而變化，也可以自動調整電流控制增益，抵消ON電阻值的變化，使電流環的增益變成為最佳的值。由於可使電流環增益最佳化，故就由控制裝置中的電流環控制可以得到充分的相位超前效果，可以對應於高的開關頻率的控制。因此，在開關電源中，控制系統穩定化，輸出電壓不會有大的變動，也可以進行高速應答。此外，在開關電源的過電流檢測中，與開關元件的ON電阻的電阻值無關，可以進行過電流檢測。此外，即便起因於開關電源的負載的動作等使得負載電流在每一個開關周期中交互地反覆增加和減少時，由於在每一個同一開關周期內檢測ΔPIS/ΔD以調整電流控制增益，故可以穩定的進行電流環控制。
另外，驅動脈衝信號，是用來使開關電源的開關元件進行ON/OFF的信號，例如，是PWM信號。與開關電源的輸出電壓對應的電壓檢測信號，是用來根據輸出電壓進行反饋控制的信號，例如，是對所檢測到的輸出電壓和目標電壓差分放大後的信號。驅動脈衝信號的時間比率，是在驅動脈衝信號的1個周期中所佔有的使開關元件變成為ON的期間的比率(即，在開關動作的1個周期中所佔有的ON期間的比率)。電流控制增益的調整，既可以直接使用驅動脈衝信號的時間比率，也可以使用反映時間比率的別的參數，例如，使用驅動脈衝信號的脈寬。
開關元件，也可以具有ON電阻。電流檢測機構，也可以通過檢測ON電阻的兩端的電壓，檢測在電感器中流動的電流。
增益乘算電流檢測信號，在每一個開關周期內也可以交互地反覆上升和下降。時間比率也可以隨著增益乘算電流檢測信號的上升同步地減少，隨著增益乘算電流檢測信號的下降同步地增加。
驅動信號產生機構，可以包括產生以規定的振幅和開關頻率進行振動的斜坡信號(ramp)的斜坡信號產生機構。常數a可以是斜坡信號的振幅的倒數。
增益調整機構，可以包括計算(1/2a)·D_A+PIS_A(此處，D_A是矩形波信號在高期間的時間比率，PIS_A是矩形波信號在高期間的增益乘算電流檢測信號的大小)，並產生表示該計算結果的第一結果信號的第一運算機構；計算(1/2a)·D_B+PIS_B(此處，D_B是矩形波信號在低期間的時間比率，PIS_B是矩形波信號在低期間的增益乘算電流檢測信號的大小)，並產生表示該計算結果的第二結果信號的第二運算機構；比較第一結果信號和第二結果信號，產生表示該比較結果的第一比較信號的第一比較機構；從驅動脈衝信號中檢測D_A和D_B的時間比率檢測機構，比較所檢測到的D_A和所檢測到的D_B，產生表示該比較結果的第二比較信號的第二比較機構；與第一和第二比較信號相對應地增加或減少電流控制增益以決定電流控制增益的增益決定機構。
增益乘算電流檢測信號也可以是模擬信號。增益調整機構，也可以包括使增益乘算電流檢測信號數位化以產生數字增益乘算信號的模擬-數字轉換器；從數字增益乘算信號中檢測ΔPIS的第一數字檢測電路；從驅動脈衝信號中檢測ΔD的第二數字檢測電路；使用檢測到的ΔPIS和ΔD計算ΔPIS/ΔD的數字除法器；比較計算的ΔPIS/ΔD和-1/2a，產生表示該比較結果的輸出信號的數字比較器；基於數字比較器的輸出信號，增加或減少電流控制增益，使得ΔPIS/ΔD接近-1/2a，以產生表示該已增加或減少的電流控制增益的數字增益信號的數字增益決定電路；使數字增益信號模擬化，產生模擬增益信號的數字-模擬轉換器。乘算機構，也可以接受模擬增益信號和電流檢測信號，產生相當於兩者之積的輸出信號作為增益乘算電流檢測信號。
本發明再一方面涉及開關電源。該開關電源，具備以規定開關周期和規定的開關頻率進行開關的開關元件；使開關元件的輸出平滑化，產生該開關電源的輸出電壓的平滑電路；控制開關元件的開關的控制機構。平滑電路包括已連接到開關元件上的電感器。控制裝置，具備上述的電壓檢測機構、電流檢測機構、矩形波信號產生機構、乘算機構、運算機構、驅動信號產生機構和增益調整機構。
在該開關電源中，通過控制裝置可以自動調整電流控制增益，由此，可以使電流環的增益最佳化。因此，該開關電源，可以用已充分進行了相位超前補償的驅動脈衝信號使開關元件進行ON/OFF。其結果是在該開關電源中，可以通過相位超前補償進行高速應答，並使得控制系統穩定化。
根據本發明，由電流模式控制進行相位超前補償時，通過自動調整電流控制增益，可以使得電流環的增益最佳化、得到充分的相位超前效果，同時還可以使得控制體系穩定化。因此，使用開關元件的ON電阻作用檢測電流時，可以補償ON電阻值的變動，使得輸出電壓穩定化。


圖1是第一實施方式的DC/DC轉換器的構成圖。
圖2是圖1的控制器IC的時間圖，(a)是來自差動放大電路的電壓信號，(b)是來自乘算器的增益乘算電流檢測信號，(c)是來自比較器的PWM信號，(d)是來矩形波信號產生電路的矩形波信號，(e)是來自電流控制增益調整電路的電流控制增益，(f)是電流環電路的增益。
圖3是表示在圖1的DC/DC轉換器中使得增益最佳化的電流環的框圖。
圖4表示在圖3的電流環中增益a·ki·k＝1時的傳遞函數的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。
圖5表示在圖3的電流環中增益a·ki·k＝0.5時的傳遞函數的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。
圖6表示在圖3的電流環中增益a·ki·k＝1.5時的傳遞函數的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。
圖7是表示圖3的電流環的增益a·ki·k與傳遞函數G之間的關係的曲線圖。
圖8是用來說明增益乘算電流檢測信號的變化量ΔPIS與PWM信號的變化量ΔD的時間圖，(a)是增益乘算電流檢測信號，(b)是矩形波信號，(c)是PWM信號。
圖9是電流控制增益調整電路的詳細的電路圖。
圖10是圖1的電流控制增益調整電路的時間圖，(a)是矩形波信號，(b)是PWM信號，(c)是最大PWM信號，(d)是增益乘算信號，(e)是加法運算信號，(f)是時間比率信號，(g)是第一時鐘信號，(h)是第二時鐘信號，(i)是第三時鐘信號。
圖11是表示公式(17)的左邊和右邊的大小關係和電流控制增益的增/減的表。
圖12是在第二實施方式中使用的電流控制增益調整電路的構成圖。
圖13是第三實施方式的DC/DC轉換器的構成圖。
符號說明1DC/DC轉換器；2高端FET；3低端FET；4電感器；5電容器；6控制器IC；6a電壓環電路；6b電流環電路；6c增益最佳化電路；10差動放大電路；10a差動放大器；10b直流電壓源；10c～10e電阻；10f電容器；11加算器；12斜坡信號產生電路；13比較器；14電流檢測電路；15乘算器；16矩形波信號產生電路；17電流控制增益調整電路；17a直流電壓源；17b、17c開關；17d加算器；17e、17f電壓控制電流源；17g、17h電容器；17i、17j復位開關；17k、17l、17m、17n採樣保持電路；17o、17p比較器；17q增值減值計數器；17r D/A轉換器具體實施方式
以下，參照附圖詳細說明本發明的實施方式。此外，在圖面的說明中，對於相同的要素賦予相同的標號並省略重複的說明。
第一實施方式在本實施方式中，將本發明的開關電源應用於降壓型的DC/DC轉換器，將本發明的開關電源用控制裝置應用於產生用來控制DC/DC轉換器的開關元件的PWM信號的控制器IC。本實施方式的控制器IC，通過電流模式控制進行相位超前補償。
參照圖1說明DC/DC轉換器1的構成。圖1是表示DC/DC轉換器器的構成的圖。
DC/DC轉換器1是把直流的輸入電壓Vi變換成直流的輸出電壓Vo(＜Vi)的電源電路。DC/DC轉換器1可在各種各樣的用途中使用，例如，可作為VRM或POL使用。此外，DC/DC轉換器1還是通過PWM控制使開關元件進行ON/OFF的開關調節器。輸入電壓Vi是可變的，已設定了輸入電壓範圍(例如，5～12V)。輸出電壓Vo，可根據負載L設定規定的目標電壓(例如，1V)。負載L，是例如相當於計算機或路由器等通信設備等中的CPU、MPU、DSP，用高的時鐘頻率(例如，數GHz)動作，負載電流是對應於處理負載變動大的負載。
DC/DC轉換器1，作為主要的構成，具備開關元件的高端FET2和低端FET3以及電感器4、電容器5和控制器IC6。高端FET2在來自控制器IC6的脈寬調製(PWM)信號PS為高信號時變成為ON。另一方面，PWM信號PS反轉輸入低端FET3。由此，PWM信號PS為低信號時，輸入低端FET3為高信號，低端FET3就變成為ON。電感器4和電容器5，構成LC濾波器電路，這些作為平滑電路25起作用。通過FET2、3的開關動作，向平滑電路25輸出具有與輸入電壓Vi相等的振幅的脈衝狀電壓，平滑電路25使該脈衝狀電壓平均化。控制器IC6，根據輸出電壓Vo和在電感器4中流動的電流I，由電流模式控制產生PWM信號，控制FET2、3的狀態(就是說，ON狀態或OFF狀態)，使得輸出電壓Vo變為目標電壓。
以下，參照圖1及圖2，詳細地說明控制器IC6。圖2是用來說明控制器IC6的動作的時間圖，(a)是來自差動放大電路的電壓信號，(b)是來自乘算器的增益乘算電流檢測信號，(c)是來自比較器的PWM信號，(d)是來自矩形波信號產生電路的矩形波信號，(e)是由電流控制增益調整電路決定的電流控制增益，(f)是電流環電路的增益。
控制器IC6，主要具備差動放大電路10、加算器11、斜坡信號產生電路12、比較器13、電流檢測電路14、乘算器15、矩形波信號產生電路16、電流控制增益調整電路17。這些構成要素構成電壓環電路6a、電流環電路6b和增益最佳化電路6c。向電壓環電路6a反饋輸出電壓Vo。電壓環電路6a根據其輸出電壓Vo產生PWM信號PS。向電流環電路6b反饋在電感器4中流動的電流I。電流環電路6b用該電流I進行相位超前補償。增益最佳化電路6c，為了使電流環的增益變成為最佳值(在本實施方式中為1)而自動調整電流控制增益。
差動放大電路10，是對開關電源1的輸出電壓Vo進行檢測的電路，具備差動放大器10a、直流電壓源10b、電阻10c～10e和電容器10f。在差動放大器10a的非反轉輸入端子上，連接有直流電流源10b，向該端子輸入目標電壓Vref。電阻10c，向一端輸入輸出電壓Vo，另一端連接有電阻10d。電阻10d的另一端接地。差動放大器10a的反轉輸入端子，被連接到電阻10c與電阻10d之間的節點上，向反轉輸入端子輸入用電阻10c和電阻10d分壓輸出電壓Vo後的電壓。差動放大器10a的輸出端子，則通過已經串聯到該輸出端子上的電阻10e和電容器10f與反轉輸入端子連接。差動放大電路10，以規定的放大倍數放大輸出電壓Vo和目標電壓Vref之間的差分電壓，輸出電壓信號VS(參照圖2(a))。該電壓信號VS反映輸出電壓Vo。以下，將VS稱為電壓檢測信號。差動放大電路10的放大倍數，在高頻區域中是可用(電阻10e的電阻值/電阻10c的電阻值)表示的比例放大倍數，在低頻區域中則是可用(1/[jω×電容器10f的電容×電阻10c的電阻值])表示的積分放大倍數。
向加算器11輸入來自差動放大電路10的電壓檢測信號VS、來自矩形波信號產生電路16的矩形波信號RS和來自乘算器15的增益乘算信號PIS。加算器11把矩形波信號RS和增益乘算信號PIS的反轉信號加到電壓檢測信號VS上，產生控制信號CS。
斜坡信號產生電路12，產生斜坡信號RPS。斜坡信號RPS的電壓電平，對PWM信號PS的ON信號的上升邊做出應答被復位為0V，以恆定的增加率從0V增加。該斜坡信號RPS的振幅例如是1V。
比較器13，是產生用來驅動FET2、3的PWM信號的驅動信號產生機構。向比較器13的非反轉輸入端子輸入來自加算器11的控制信號CS，向反轉輸入端子輸入來自斜坡信號產生電路12的斜坡信號RPS。比較器13對斜坡信號RPS和控制信號CS進行比較，在斜坡信號RPS小於控制信號CS時就輸出高信號，在斜坡信號RPS超過了控制信號CS時就輸出低信號。由該高信號和低信號構成的信號就是用來對FET2、3進行開關控制的PWM信號PS(參照圖2(c))。高信號的上升時期是周期性的，但高信號的下降時期則與控制信號CS相對應進行變化。該PWM信號PS的頻率，就是開關頻率(例如，是數100k～1MHz)。
電壓環電路6a，由該差動放大電路10、加算器11、斜坡信號產生電路12和比較器13構成，根據輸出電壓Vo產生PWM信號PS，使得輸出電壓Vo的分壓變成為目標電壓Vref。如上所述，對於與輸出電壓Vo對應的電壓檢測信號VS，要減去來自電流環電路6b的增益乘算電流檢測信號PIS，同時，要加上來自增益最佳化電路6c的矩形波信號RS(如後述)。
電流檢測電路14，在低端FET3變成為ON的各個期間的結束之前(就是說，每一個開關周期)內都要檢測在電感器4中流動的電流I。電流檢測電路14，包括電容器，經過恆定期間使與低端FET3的ON電阻(漏極電極與源極電極間的電阻)的兩端電壓(漏極電壓)成比例的電流給該電容器充電(積分)。然後，電流檢測電路14，在低端FET3的ON期間的結束之前，將使所充電的電流平均化後的值(電容器的電壓值)作為電流檢測信號IS輸出。該電流檢測信號IS的值，一直保持到到低端FET3的下一個的ON期間的結束之前，被利用來決定PWM信號PS的下一個的高信號的下降時期(作為結果，也決定PWM信號PS的脈寬和時間比率)。順便提及，之所以要在低端FET3的ON期間結束之前進行檢測，是因為高端FET2的ON期間是可變的，故即便是在高端FET2的ON期間變長時，也可以確實地進行電流檢測。
向乘算器15輸入來自電流檢測電路14的電流檢測信號IS和來自電流控制增益調整電路17的電壓信號，即電流控制增益信號。該電流控制增益信號的電平與電流環的控制所使用的增益，即電流控制增益Kamp相等，乘算器15的輸出電壓PIS與電流檢測信號IS和電流控制增益信號的乘積相等。即，乘算器15在電流檢測信號IS上乘以電流控制增益Kamp，產生輸出信號PIS。以下，將該PIS稱為增益乘算電流檢測信號。
此外，圖2(b)的折線，表示的是與在電感器4中流動的電流I成比例的電壓乘上電流控制增益Kamp後得到的電壓。增益乘算電流檢測信號PIS的大小，是在每一個開關周期內從該折線狀的電壓檢測出的值。在圖2(b)中，用圓圈和方框表示PIS信號的各種值。圓圈與矩形波信號RS的上升同步，方框與矩形波信號的下降同步。
電流環電路6b由該電流檢測電路14、乘算器15、加算器11、斜坡信號產生電路12和比較器13構成，與在電感器4中流動的電流I相對應進行相位超前補償。相位超前補償通過控制型號CS的相位超前補償電感器4和電容器5形成的LC濾波墊入生成的相位延遲。該電流環電路6b所使用的電流控制增益Kamp，在增益最佳化電路6c中被自動調整，使得電流環電路6b的增益變為1。電流環電路6b的增益為1是指位相延遲被最充分的補償了。關於這一點將在後邊詳細說明。
以下，參照圖3～圖9，說明電流環電路6b的增益和電流控制增益Kamp。電流環電路6b可以用圖3所示的框圖表示。在圖3中，ΔVS是差動放大電路10的輸出(電壓檢測信號VS)的變化量，ΔRS是矩形波信號產生電路16的輸出(矩形波信號RS)的變化量，ΔCS是加算器11的輸出(控制信號CS)的變化量，ΔD是比較器13的輸出(PWM信號PS)的時間比率D的變化量，ΔI是在電感器4中流動的電流I的變化量，ΔPIS是乘算器15的輸出(增益乘算電流檢測信號PIS)的變化量。PWM信號的時間比率D是在PWM信號PS的1個周期中所佔有的高端FET2的ON期間的比率，反映的是PWM信號PS的1個周期內的脈寬。時間比率D被稱為佔空(duty)比。由於電流檢測電路14在每一個開關周期內都要檢測電流I，故可以反映從現在算1個開關周期前在電感器4中流動的電流I，在現在的開關周期中的時間比率D(因此，也反映PWM信號PS的脈寬)。即，電流環電路6b可以近似為反饋的是時間比率D的1個開關周期滯後的累積。電流環電路6b的傳遞函數Pc1，可以用下式(1)表示，將公式(1)展開後得到公式(2)。
Pcl=DVS=a1+akikz-11-z-1---(1)]]>=a(1-z-1)1-(1-akik)z-1---(2)]]>其中，a=1A,]]>ki＝Kamp·Ron，k=ViLFsw]]>A是斜坡信號RPS的振幅，Kamp是電流控制增益，Ron是低端FET3的ON電阻的電阻值，Vi是DC/DC轉換器1的輸入電壓，L是電感器4的電感，Fsw是DC/DC轉換器1的開關頻率。乘法係數a是A的倒數，等於PWM信號PS的時間比率D與控制信號CS的大小的比，即與D/CS相等。a·ki·k是電流環電路6b的增益。公式(2)是表示1次的IIR(無限衝激響應infinite impulse response)高通濾波器的表達式，表示位相超前。該IIR高通濾波器的振蕩條件，可用以下所示的公式(3)表示。
|1-a·ki·k|＞1 (3)由公式(3)可知a·ki·k變得比2大則會振動。此外，a·ki·k變為0，由公式(2)可知Pc1就將變成為a(恆定值)，就得不到由該IIR高通濾波器實現的相位超前效果。在這裡，在圖4～6中表示了將a·ki·k的值定為1、0.5、1.5時電流環電路6b的傳遞函數Pc1的增益特性和相位特性。圖4的曲線表示在圖3的電流環中增益a·ki·k＝1時的傳遞函數的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。圖5的曲線表示在圖3的電流環中增益a·ki·k＝0.5時傳遞函數的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。圖6的曲線表示圖3的電流環中增益a·ki·k＝1.5時的傳遞函數的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。另外，在表示增益特性的圖中，縱軸是增益[dB]，橫軸是頻率[Hz]。此外，在表示相位特性的圖中，縱軸是相位[°]，橫軸是頻率[Hz]。
由圖4可知，在a·ki·k＝1時，在高頻區域中，增益特性和相位特性都具有餘量，可以得到充分的相位超前效果，而且也使控制系統穩定化。但是，由圖5可知，在a·ki·k＝0.5時，在高頻區域，相位餘量不足(參照圖5(b)的點化線的圓內的相位特性)，相位超前效果降低。此外，由圖6可知，在a·ki·k＝1.5時，在高頻區域，增益餘量不足(參照圖6(a)的點化線的圓內的增益特性)，輸出電壓的變動增大，控制系統變得不穩定。於是，為了使電流環電路6b發揮充分的相位超前效果，且使控制系統穩定化(進而，防止產生振蕩)，電流環電路6b的增益a·ki·k最低限度的條件是滿足以下的公式(4)。
0.5＜a·ki·k＜1.5 (4)滿足公式(4)是最低限度的條件，可以得到充分的相位超前效果和控制的穩定化的最佳的增益a·ki·k是1。於是，增益最佳化電路6c就要進行使電流環電路6b的增益a·ki·k最佳化為1的控制。為此，在增益最佳化電路6c中，就要向ΔVS注入具有開關頻率Fsw的1/2的頻率(以下，叫做「1/2開關頻率」)的矩形波。當向ΔVS注入矩形波後，PWM信號PS的脈寬就要變動(因此，時間比率D也要變動)，在電感器4中流動的電流I中(因此，在增益乘算電流檢測信號PIS中也同樣)將以1/2開關頻率產生脈動。在增益最佳化電路6c中，利用該脈動，使電流環電流6b的增益a·i·k最佳化。
ΔCS與ΔPIS之間的傳遞函數G，可用以下所示的公式(5)表示。已向ΔCS中注入了具有開關頻率Fsw的1/2的頻率的矩形波。注目於該頻率時，則公式(5)中的z-1，如公式(6)所示，將變為-1。因此，在已向ΔCS中注入了1/2開關頻率的矩形波時，傳遞函數G變成公式(7)。該公式表示根據向ΔCS中注入具有開關頻率的1/2的頻率的矩形波，ΔPIS究竟會如何變化。
G=PISCS=akikz-11-z-1=aKampRonkz-11-z-1---(5)]]>z-1＝-1 (6)G=-12akik=-12aKampRonk---(7)]]>圖7的曲線表示了公式(7)中的電流環電路6b的增益a·ki·k與傳遞函數G之間的關係。由圖7可知，要想使增益a·ki·k變為1，就必須如下述的公式(8)所示，使傳遞函數G變成為-1/2。將公式(8)變形，就得到公式(9)所示的公式。另一方面，由於乘算係數a是時間比率D與控制信號CS的比，故ΔD，如公式(10)所示，稱為將ΔCS乘以乘算係數a後的值。因此，從公式(9)和(10)到公式(11)的關係成立。使該公式(11)變形，得到公式(12)。即，用開關頻率Fsw的1/2的頻率進行脈動(即，在每一個開關周期內都要變動)的ΔPIS/ΔD變為乘算係數a的2倍的值的倒數的負值，則傳遞函數G變為-1/2，電流環電路6b的增益a·ki·k變為最佳值的1。
G=PISCS=-12---(8)]]>PIS=-12CS---(9)]]>ΔD＝a·ΔCS (10)
PIS=-12aD---(11)]]>PISD=-12a---(12)]]>為了將電流控制增益Kamp調整到滿足公式(12)，增益最佳化電路6c就變為具備乘算器15、矩形波信號產生電路16和電流控制增益調整電路17的結構。
圖8是用來說明增益乘算電流檢測信號的變化量ΔPIS和PWM信號的時間比率的變化量ΔD的時間圖，(a)是將與電感器電流I成比例的電壓與電流控制增益Kamp相乘得到的信號，(b)是矩形波信號RS，(c)是PWM信號PS，(d)是增益乘算電流檢測信號PIS，(e)是PWM信號的時間比率D。在圖8(a)中，也用圓圈和方框示表示在每一個開關周期內更新的增益乘算電流檢測信號的值。
矩形波信號產生電路16，產生具有開關頻率Fsw的1/2頻率的矩形波信號RS(參照圖8(b))。該矩形波信號RS，具有50％的時間比率(佔空比)和極小的振幅電壓(例如，10mV的振幅)。由於要通過加算器11向差動放大電路10的輸出的電壓檢測信號VS注入該矩形波信號RS，故會給PWM信號PS的ON期間的下降時期造成影響。在矩形波信號RS的高期間內，PWM信號PS的ON期間PW_A變長，矩形波信號RS的低期間內PWM信號PS的ON期間PW_B變短(參照圖8(b)、(c))。在圖8(c)中ΔPW，表示起因於矩形波信號RS的PWM信號的脈寬的變化量。通過矩形波信號RS產生的PWM信號PS的脈寬的變動，在電感器4中流動的電流I變動，增益乘算電流檢測信號PIS就將以開關頻率的1/2頻率進行脈動(參照圖8(d))。該信號PIS，是在每一個開關周期內都使上升和下降交互反覆的矩形波。因此，在矩形波信號RS為高期間時的增益乘算電流檢測信號PIS的電壓和矩形波信號RS為低期間時的增益乘算電流檢測信號PIS的電壓中就會產生差(參照圖8(a)、(b)、(d))。該差為ΔPIS，是增益乘算電流檢測信號PIS的每一個開關周期的變化量。
此外，矩形波信號RS為高期間時的PWM信號PS的ON期間PW_A與矩形波信號RS為低期間時的PWM信號PS的ON期間PW_B之間的差就是ΔPW，它表示PWM信號PS的脈寬的每一個開關周期的變化量。伴隨著脈寬的變化，PWM信號的時間比率D也將以開關頻率的1/2的頻率進行脈動(參照圖8(b)、(c)、(e))。此處，ΔD表示時間比率D在每一個開關周期的變化量。另外，在圖8(e)中，ΔD雖然恆定，但是，由於在輸出電壓Vo的目標電壓變更時等，時間比率D會因PWM控制緩慢變更，故ΔD並不是永遠恆定不變。
以下，參照圖9和圖10，說明電流控制增益調整電路17的構成和動作。圖9是電流控制增益調整電路17的詳細電路圖。圖10是用來說明電流控制增益調整電路17的動作的時間圖，(a)是矩形波信號，(b)是PWM信號，(c)是最大PWM信號，(d)是增益乘算電流檢測信號，(e)是加算信號，(f)是時間比率信號，(g)是第一時鐘信號，(h)是第二時鐘信號，(i)是第三時鐘信號。
電流控制增益調整電路17，將電流控制增益Kamp調整為使其滿足公式(12)。公式(12)中的ΔPIS，如下式(13)表示，相當於矩形波信號RS為高期間時的增益乘算信號PIS的電壓值(PIS_A)的平均值和矩形波信號RS為低期間時的增益乘算信號PIS的電壓值(PIS_B)的平均值之差(參照圖10(a)、(d))。
ΔPIS＝PIS_A-PIS_B(13)此外，公式(12)的ΔD，如下式(14)所示，相當於矩形波信號RS為高期間時的PWM信號PS的時間比率D_A的平均值和矩形波信號RS為低期間時的PWM信號RS的時間比率D_B的平均值之差(參照圖10(a)、(b))。其中，時間比率D_A反映的是矩形波信號RS為高期間時的PWM信號RS的ON期間(PW_A)，時間比率D_B反映的是矩形波信號RS為低期間時的PWM信號RS的ON期間(PW_B)。
ΔD＝D_A-D_B (14)把公式(13)和(14)代入公式(11)，則得到公式(15)的關係，變形公式(15)得到公式(16)。如從公式(16)去掉求平均值的記號(上加線)得到公式(17)。
PIS_A-PIS_B=-12a(D_A-D_B)---(15)]]>12aD_A+PIS_A=12aD_B+PIS_B---(16)]]>
12aD_A+PIS_A=12aD_B+PIS_B---(17)]]>電流控制增益調整電路17，調整電流控制增益Kamp，使得滿足公式(17)。具體地說，在各個控制環中，調整電流控制增益Kamp，使得公式(17)的左邊與右邊之差變小，重疊該控制環的頻數，就可滿足公式(16)。
圖11的表表示公式(17)的左邊與右邊之間的大小關係，和電流控制增益Kamp的增/減。首先，就如作為圖11的行101所示，公式(17)的左邊的(1/2a)·D_A大於右邊的(1/2a)·D_B，且左邊的PIS_A小於右邊的(1/2a)·D_B，其結果是存在左邊與右邊相等的例子。此時，由於電流環控制已經穩定，電流環的增益已經最佳化，故不需要調整電流控制增益Kamp。但是，如行102所示，在左邊的(1/2a)·D_A大且PIS_A小，右邊的(1/2a)·D_B小且PIS_B小時，公式(17)的左邊就變得比右邊大。這意味著當右邊的PIS_B從穩定時的PIS_B減小時，則公式(17)的左邊就要變得比右邊大。要想使左邊與右邊相等，就必須使電流控制增益Kamp增加，使PIS_B變的比PIS_A充分地大。另一方面，如行103所示，在左邊的(1/2a)·D_A大且PIS_A小，右邊的(1/2a)·D_B小且PIS_B特別大時，公式(17)的右邊就要變得比左邊大。這意味著當右邊的PIS_B從穩定時的PIS_B進一步增大時，公式(17)的右邊就要變得比左邊大。要想使左邊與右邊相等，就必須減小電流控制增益Kamp，使PIS_B接近PIS_A。
其次，如行104所示，考慮公式(17)的左邊的(1/2a)·D_A比右邊的(1/2a)·D_B小且左邊的PIS_A比右邊的PIS_B大，其結果是存在公式(17)的左邊與右邊相等的例子。此時，由於電流環控制也已經穩定，電流環的增益也已經最佳化，故不需要調整電流控制增益Kamp。但是，如行105所示，在左邊的(1/2a)·D_A小且PIS_A小，右邊的(1/2a)·D_B大且PIS_B小時，公式(17)的邊右就要變大。這意味著當左邊的PIS_A從穩定時的PIS_A減小時，則公式(17)的右邊就要變得比左邊大。要想使左邊與右邊相等，就必須使電流控制增益Kamp增加，使PIS_A變的比PIS_B充分地大。另一方面，如行106所示，在左邊的(1/2a)·D_A小且PIS_A特別地大，右邊的(1/2a)·D_B大且PIS_B小時，公式(17)的左邊就變大。這意味當左邊的PIS_A從穩定時的PIS_A進一步增大時，公式(17)的左邊就變得比右邊大。要想使左邊與右邊相等，就必須減小電流控制增益Kamp，使PIS_A接近PIS_B。
於是，電流控制增益調整電路17，要分別檢測相當於公式(17)的左邊與右邊的值，並對這些值進行比較。此外，電流控制增益調整電路17，還要分別檢測公式(17)的左邊的(1/2a)·D_A和右邊的(1/2a)·D_B，對兩者進行比較。然後，根據該2個比較結果，電流控制增益調整電路17，按照圖11所示的關係，使電流控制增益Kamp增/減。為了實現這樣的動作，如圖9所示，電流控制增益調整電路17，具備直流電壓源17a，開關17b和17c，加算器17d，電壓控制電流源17e和17f，電容器17g和17h，復位開關17i和17j，採樣保持電路17k、17l、17m和17n，比較器17o和17p，增值減值計數器17q和D/A轉換器17r。由於使得公式(17)的左邊與右邊變為相等地每次各±1地增/減電流控制增益Kamp，故可以滿足使公式(17)平均化的公式(16)。
乘算器15連接到開關17b上，並向其輸入增益乘算電流檢測信號PIS，開關17b，根據最大PWM信號PS0進行ON/OFF(參照圖10的(c))。最大的PWM信號PS0，具有與PWM信號PS相同的頻率，經過與時間比率的規定的最大值Dmax對應期間都是高的信號，在除此之外的期間內則是低信號。開關17b在最大PWM信號PS0為高期間時輸出增益乘算電流檢測信號PIS的電壓，在最大PWM信號PS0為低期間時輸出0V。
把直流電流源17a連接到開關17c上。直流電流源17a產生用2a除時間比率的最大值Dmax的值的電壓。開關17c，根據PWM信號PS進行ON/OFF(參照圖10的(b))。開關17c，在PWM信號PS為高期間時，輸出用直流電流源17a產生的電壓，在PWM信號PS為低期間時，輸出0V。將從該開關17c輸出的信號稱為時間比率信號SD(參照圖10(f))。在圖10(f)的時間比率信號SD的四方形狀的斜線部分的各個面積之內矩形波信號RS為高期間的面積相當於公式(17)的左邊的(1/2a)·D_A，矩形波信號RS的低期間的面積則相當於右邊的(1/2a)·D_B。
在加算器17d上連接有開關17b和開關17c，因此，可以輸入從開關17b輸出的信號和從開關17c輸出的信號(時間比率信號SD)。加算器17d對所輸出的2個信號施行加算，輸出加算信號SI(參照圖10(e))。在加算信號SI的已畫上斜線的臺階形狀的部分的各個面積之內，矩形波信號RS為高期間的面積，相當於公式(17)左邊的PIS_A+(1/2a)·D_A，矩形波信號RS為低期間的面積則相當於右邊的PIS_B+(1/2a)·D_B。
電壓控制電流源17e、17f，是輸出與所輸入的電壓成比例的電流的電流源。電壓控制電流源17e，接受來自加算器17d的加算信號SI，輸出與加算信號SI成比例的電流。電壓控制電流源17f，接受來自開關17c的時間比率信號SD，輸出與時間比率信號SD成比例的電壓。
電容器17g的一端上連接電壓控制電流源17e，另一端接地。此外，在電容器17g上，還並聯有復位開關17i。復位開關17i根據第一時鐘信號CLK1進行ON/OFF。第一時鐘信號CLK1，在每一個PWM信號PS從低信向高信號上升之前(即，在每一個開關周期)，都瞬間性地輸出高信號。因此，復位開關17i在每一個PWM信號PS從低信號向高信號上升之前都一瞬間地變成為ON，除此之外的期間則一直為OFF。電容器17g，在復位開關17i為OFF時，充電從電壓控制電流源17e輸出的電流，在復位開關17i為ON時使該所充電的電流放電。因此，電容器17g的一端的電壓，在變成為與圖10(e)的加算信號SI的斜線部分的面積成比例的值之後，在每一個PWM信號PS從低信號向高信號上升之前，都要變成為0V。
電容器17h的一端上連接有電壓控制電流源17f，另一端接地。此外，在電容器17h上，還並聯連接有復位開關17j。復位開關17j也根據第一時鐘信號CLK1進行ON/OFF。因此，在復位開關17j中，在每一個PWM信號PS從低信號向高信號上升之前都一瞬間地變成為ON，除此之外的期間則一直為OFF。電容器17g，在復位開關17j為OFF時，充電從電壓控制電流源17f輸出的電流，在復位開關17j為ON時使該所充電的電流放電。因此，電容器17h的一端的電壓，在變為與圖10(f)的加算信號SD的斜線部分的面積成比例的值之後，在每一個PWM信號PS從低信號向高信號上升之前，都要變成為0V。
在採樣保持電路17k上連接有電容器17g的一端，並輸入該一端的電壓。此外，還向採樣保持電路17k，輸入第二時鐘信號CLK2(參照圖10(h))。第二時鐘信號CLK2的構成為在每一個矩形波信號RS從高信號向低信號下降之前而且第一時鐘信號CLK1為高信號之前(即，在每一個開關周期的2倍的周期內)瞬間性產生的高信號。當採樣保持電路17k接受到第二時鐘信號CLK2的高信號後，就對電容器17g的一端的電壓進行採樣，一直到接受到第二時鐘信號CLK2的下一個的高信號為止保持該電壓值。因此，在採樣保持電路17k上就可以保持與矩形波信號RS為高期間時的加算信號SI的斜線部分的面積成比例的電壓(參照圖10(a)、(e))。該所保持的值相當於公式(17)的左邊的值。
在採樣保持電路17l上連接有電容器17g的一端，並輸入該一端的電壓。此外，還向採樣保持電路17l，輸入第三時鐘信號CLK3(參照圖10(i))。第三時鐘信號CLK3的構成為在每一個矩形波信號RS從高信號向低信號下降之前且第一時鐘信號CLK1為高信號之前(即，在每一個開關周期的2倍的周期內)瞬間性產生高信號。當採樣保持電路17l接受到第三時鐘信號CLK3的高信號時，就對電容器17g的一端的電壓進行採樣，一直到接受到第三時鐘信號CLK3的下一個的高信號為止保持該電壓。因此，在採樣保持電路17l上就可以保持與矩形波信號RS為低期間時的加算信號SI的斜線部分的面積成比例的電壓(參照圖10(a)、(e))。該所保持的值相當於公式(17)的右邊的值。
在採樣保持電路17m上連接有電容器17h的一端，並輸入該一端的電壓。此外，還向採樣保持電路17m，輸入第二時鐘信號CLK2(參照圖10(h))。當採樣保持電路17m接受到第二時鐘信號CLK2的高信號時，就對電容器17h的一端的電壓進行採樣，一直到接受到第二時鐘信號CLK2的下一個的高信號為止保持該電壓。因此，在採樣保持電路17m上就可以保持與矩形波信號RS為高期間時的時間比率信號SD的斜線部分的面積成比例的電壓(參照圖10(a)、(f))。該所保持的值相當於公式(17)的左邊的(1/2a)·D_A。
在採樣保持電路17n上連接有電容器17h的一端，並輸入該一端的電壓。此外，還向採樣保持電路17n，輸入第三時鐘信號CLK3(參照圖10(i))。當採樣保持電路17n接受到第三時鐘信號CLK3的高信號時，就對電容器17h的一端的電壓進行採樣，一直到接受到第三時鐘信號CLK3的下一個高信號為止保持該電壓。因此，在採樣保持電路17n上就可以保持與矩形波信號RS為低期間時的時間比率信號SD的斜線部分的面積成比例的電壓(參照圖10(a)、(f))。該所保持的值相當於公式(17)的右邊的(1/2a)·D_B。
向比較器17o的非反轉輸入端子輸入採樣保持電路17k的保持值，向反轉輸入端子輸入採樣保持電路17l的保持值。比較器17o，對採樣保持電路17k的保持值和採樣保持電路17l的保持值進行比較，在採樣保持電路17k的保持值比採樣保持電路17l的保持值大時就輸出高信號，在採樣保持電路17l的保持值比採樣保持電路17k的保持值大時就輸出低信號。由該高信號和低信號構成的信號，就是第一比較信號CP1，表示公式(17)的左邊與右邊之間的大小比較的結果。即，第一比較信號CP1，在公式(17)的左邊比右邊大時為高信號，在右邊比左邊大時為低信號。
向比較器17p的非反轉輸入端子輸入採樣保持電路17m的保持值，向反轉輸入端子輸入採樣保持電路17n的保持值。比較器17p，對採樣保持電路17m的保持值和採樣保持電路17n的保持值進行比較，在採樣保持電路17m的保持值比採樣保持電路17n的保持值大時就輸出高信號，在採樣保持電路17n的保持值比採樣保持電路17m的保持值大時就輸出低信號。由該高信號和低信號構成的信號，就是第二比較信號CP2，表示公式(17)的左邊的(1/2a)·D_A與右邊的(1/2a)·D_B之間的大小比較的結果。即，第二比較信號CP2，在(1/2a)·D_A比(1/2a)·D_B大時為高信號，在(1/2a)·D_B比(1/2a)·D_A大時為低信號。
向增值減值計數器17q輸入來自比較器17o的第一比較信號CP1和來自第二比較器17p的第二比較信號CP2。此外，還向增值減值計數器17q輸入第一時鐘信號CLK1。然後，增值減值計數器17q，每當接受到了第一時鐘信號CLK1的高信號時，就根據第一比較信號CP1的高信號/低信號和第二比較信號CP2的高信號/低信號，按照圖11所示的關係增加或減少電流控制增益Kamp。具體地說，在增值減值計數器17q中，在第一比較信號CP1為高信號且第二比較信號CP2為高信號，或者第一比較信號CP1為低信號且第二比較信號CP2為低信號時，就使電流控制增益Kamp增加，在第一比較信號CP1為高信號且第二比較信號CP2為低信號或者第一比較信號CP1為低信號且第二比較信號CP2為高信號時，則使電流控制增益Kamp減少。作為電流控制增益Kamp的初始值，被設定為比較小的值。因此，電流控制增益Kamp，通常，要邊增加或減少，邊隨著電流環電流6b的增益a·ki·k向1靠近，不斷地變為大的值(參照圖2(e)、(f))。從增值減值計數器17q輸出的電流控制增益Kamp是數字值，每當第一時鐘信號CLK1上升一次就恰好增1或減1。
另外，Kamp不會超過增值減值計數器17q的輸出值的上限和下限地進行增減。例如，在增值減值計數器17q的輸出為9bit時，如果增值減值計數器17q的輸出為0，則即使是在Kamp按照圖11減少時，輸出也會保持為0的原狀不變。反之，如果增值減值計數器17q的輸出為511，則即使是Kamp按照圖11增加時，輸出也會保持511不變。
D/A轉換器17r，從增值減值計數器17q接受數字值的電流控制增益Kamp(例如，0～511)，並轉換成模擬值(例如，89mV～600mV)。然後，D/A轉換器17r，向乘算器15輸出該模擬值的電流控制增益Kamp。在該情況下，89mV就變成為輸出的下限，600mV就變成為輸出的上限。由此，可以把D/A轉換器17r的輸出電壓變為電流控制增益信號並供給到模擬乘算器15。乘算器15的輸出電壓，即，就可以把增益乘算電流檢信號PIS供往電流控制增益調整電路17，在電流控制增益Kamp的控制中使用。
如上所述，增益最佳化電路6c，通過乘算器15和電流控制增益調整電路17形成了環路，並自動調整電流控制增益Kamp，使得公式(12)的關係成立，使電流環電流6b的增益a·ki·k最佳化為1。如果公式(12)的關係成立，則傳遞函數G就將變成為-1/2。電流環電流6b的增益a·ki·k將收斂為1。因此，即便是FET2、3的ON電阻的電阻值，由於元件的波動或溫度變化等而變化，電流環的增益也可以自動地最佳化。其結果是在可以充分地得到由電流環產生的相位超前效果的同時，還可以使控制系統穩定化。
此外，增益最佳化電路6c，通過使矩形波信號RS的頻率變成為開關頻率的1/2，而變成為非常簡單的構成。再有，由於電流控制增益調整電路17用數字值調整電流控制增益Kamp，故不需要大容量的電容器，此外，也不需要外裝到控制器IC6上的部件。因此，控制器IC6可以小型化。
以下，參照圖1和圖9，說明DC/DC轉換器1和控制器IC6的動作。另外，在控制器IC6的動作說明中，要參照圖2和圖10的時間圖。
當向DC/DC轉換器1輸入了輸入電壓Vi後，DC/DC轉換器1就與來自控制器IC6的PWM信號PS相對應地使FET2、3交互地進行ON/OFF。此外，在DC/DC轉換器1中，藉助於由電感器4和電容器5構成的平滑電路使在高端FET2的ON期間內變成為脈衝輸出的輸入電壓Vi平均化，產生輸出電壓Vo。DC/DC轉換器1向控制器IC6反饋該輸出電壓Vo。此外，還向控制器IC6反饋在電感器4中流動的電流I。
當反饋輸出電壓Vo後，該輸出電壓Vo和目標電壓Vref就被差動放大。此外，在每一個低端FET3從ON切換到OFF之前，都要根據低端FET3的ON電阻的兩端電壓對在電感器4中流動的電流I進行檢測，並給檢測到的電流檢測信號IS乘上電流控制增益Kamp。然後，控制器IC6，在對差動放大後的電壓信號VS加上矩形波信號RS的同時，減去增益乘算電流檢測信號PIS(參照圖2(a)、(b)、(d))，產生控制信號CS。然後，在控制器IC6中，使控制信號CS與斜坡信號RPS進行比較，產生把控制信號CS小於斜坡信號RPS的期間變成為高信號，把控制信號CS超過斜坡信號RPS的期間變成為低信號的PWM信號PS(參照圖2(c))。如上所述，通過藉助於電流環控制加上增益乘算電流檢測信號PIS產生PWM信號PS，故可以得到相位超前效果，可以高速應答。
電流控制增益調整電路17，在接受增益乘算電流檢測PIS和PWM信號PS的同時，還用直流電壓源17a產生用2a除相當於時間比率的最大值Dmax的電壓得到的電壓。因此，可以產生由相當於公式(17)的左邊的PIS_A+(1/2a)·D_A的成分和相當於右邊的PIS_B+(1/2a)·D_B的成分構成的加算信號SI(參照圖10(e))。電流控制增益調整電路17，從該加算信號SI中，分離左邊的PIS_A+(1/2a)·D_A的成分和右邊的PIS_B+(1/2a)·D_B的成分，並把各個成分當作數字的電壓值分別用採樣保持電路17k、17l進行保持。此外，電流控制增益調整電路17，還產生由相當於公式(17)的左邊的(1/2a)·D_A的成分和相當於右邊的(1/2a)·D_B的成分構成的時間比率信號SD(參照圖10(f))。從該時間比率信號SD中分離左邊的(1/2a)·D_A的成分和右邊的(1/2a)·D_B的成分，把各個成分當作數字的電壓值分別用採樣保持電路17m、17n進行保持。
電流控制增益調整電路17，用比較器17o對PIS_A+(1/2a)·D_A的成分(電壓值)和PIS_B+(1/2a)·D_B的成分(電壓值)進行比較，產生由高信號或低信號構成的第一比較信號CP1。該比較，將圖10(e)中的臺階狀的斜線部分的各個面積作為對象，相當於對矩形波信號RS為高信號時的面積和矩形波信號RS為低信號時的面積進行比較。此外，電流控制增益調整電路17，還用比較器17p，對(1/2a)·D_A的成分(電壓值)和(1/2a)·D_B的成分(電壓值)進行比較，產生由高信號或低信號構成的第二比較信號CP2。該比較，將圖10(f)中的方形形狀的斜線部分的各個面積作為對象，相當於對矩形波信號RS為高信號時的面積和矩形波信號RS為低信號時的面積進行比較。
再有，電流控制增益調整電路17，還用增值減值計數器17q根據比較器17o的第一比較信號CP1和比較器17p的第二比較信號CP2使電流控制增益Kamp進行增減。然後，電流控制增益調整電路17，把數字值的電流控制增益Kamp變化成模擬值的電流控制增益Kamp，作為電流控制增益信號向乘算器15輸出。
即，電流控制增益調整電路17，檢測為增益乘算電流檢測信號PIS的每一個開關周期的變化量的ΔPIS和為PWM信號的時間比率D的每一個開關周期的變化量的ΔD，並調整電流控制增益Kamp，使得ΔPIS/ΔD變成為-1/2a(即，滿足公式(12))。由於已把具有開關頻率的1/2的頻率的矩形波信號RS加到了電壓信號VS上，故PWM信號PS的脈寬(進而，時間比率)將以1/2開關頻率進行振動，與之相對應地，在電感器4中流動的電流I(進而，增益乘算電流檢測信號PIS)也將變化。這時，在RS為高期間和低期間之間，儘管時間比率D發生了變化，但是增益乘算電流檢測信號PIS幾乎沒有變化時，結果會使得電流控制增益Kamp比理想值小。因此，電流控制增益調整電路17將使電流控制增益Kamp增大。另一方面。在矩形波信號RS的高期間與低期間之間，與時間比率D的變化比增益乘算電流檢測信號PIS變化得大時，結果會使得電流控制增益Kamp比理想值大。因此，電流控制增益調整電路17將減小電流控制增益Kamp。
採用這樣的辦法，就可以緩慢地調整電流控制增益Kamp(參照圖2(e))，使得從含有矩形波信號RS的控制信號CS到增益乘算電流檢測信號PIS的傳遞函數G接近-1/2。隨著傳遞函數G向-1/2接近，由圖7的曲線圖可知，電流環電流6b的增益a·ki·k向1接近(參照圖2(f))。
電流控制增益Kamp很快就變成為理想的值(參照圖2(e))，電流環電流6b的增益a·ki·k收斂於(參照圖2(f))1。這時，傳遞函數G將收斂於1/2，從PWM信號PS到增益乘算電流檢測信號PIS的傳遞函數則收斂於-1/2a，從控制信號CS到增益乘算電流檢測信號PIS傳遞函數則收斂於-1/2。其結果是可以充分地發揮由電流環電路6b得到的相位超前效果，同時，還將使控制系統穩定化。此外，即便是存在在低端FET3的ON電阻的電阻值Ron上作為元件的波動或溫度變化，也會調整電流控制增益Kamp抵消電阻值Ron的變化，電流環電流6b的增益a·ki·k也不會變化，控制系統也不會變成為不穩定。
根據控制器IC6，由於要向電壓信號VS注入1/2開關頻率的矩形波信號RS，並調整電流控制增益Kamp，使得ΔPIS/ΔD變為1/2a，故可以使電流環電流6b的增益a·ki·k最佳化為1。為此，即便是在低端FET3的ON電阻值Ron發生變動時，控制系統也可以穩定，可以得到充分的相位超前效果，可以應對高速應答。由於控制系統已經穩定化，故還可以抑制輸出電壓Vo的變動，當然，不會發生輸出電壓Vo產生振動的情況。
再有，根據控制器IC，由於使用在每一個開關周期都交互地反覆進行上升和下降的ΔPIS和ΔD，以使得ΔPIS/ΔD變成為-1/2a的方式進行控制，故即便是負載電流起因於負載L上的動作等在每一個開關周期交互地反覆進行增加或減少的情況下，也可以進行穩定的控制電流環。順便提及，在運用開關電源時，常常以防止溫度上升為目的使負載L的動作周期性地停止，常常使之停止的頻度為開關頻率的1/2，使之停止的時間與開關周期相等。在該情況下，負載電流就將以1/2開關頻率進行振動。
此外，控制器IC6，由於可以用增益乘算電流檢測信號PIS高精度地檢測電流，故可以檢測過電流，而與FET2、3的ON電阻的值無關。其結果是可以滿意地保護DC-DC轉換器1免遭過電流破壞。
第二實施方式本實施方式的開關電源，具有在第一實施方式的DC/DC轉換器1中用電流控制增益調整電路18置換電流控制增益調整電路17的構成。除此之外的構成，與DC/DC轉換器1是同樣的。
圖12是電流控制增益調整電路18的構成圖。電流控制增益調整電路18，根據增益乘算電流檢測信號PIS和PWM信號PS調整電流控制增益Kamp。電流控制增益調整電路18，具有A/D轉換器18a、數字運算電路18b和D/A轉換器18c。本實施方式，採用使用數字運算電路18b，直接計算上述公式(12)的左邊，將之與右邊進行比較以調整電流控制增益Kamp。
數字運算電路18，包括ΔPIS檢測電路18d、ΔD檢測電路18e、除算電路18f、比較電路18g和增值減值計數器18h。這些電路18d～18h，都是數字電路。ΔPIS檢測電路18d從乘算器15接受增益乘算電流檢測信號PIS，求上述的ΔPIS。ΔD檢測電路18e從比較器13接受PWM信號PS，求上述的ΔD。除算電路18f，從電路18d和18e接受ΔPIS和ΔD，計算ΔPIS/ΔD。比較電路18g，使該計算的ΔPIS/ΔD與-1/2a進行比較，在ΔPIS/ΔD小於-1/2a時就輸出高信號，在ΔPIS/ΔD大於-1/2a時就輸出低信號。增值減值計數器18h，根據比較電路18g的輸出信號增加或減少電流控制增益Kamp，使得ΔPIS/ΔD接近-1/2a。D/A轉換器18c將由此決定的數字值的Kamp轉換成模擬值，作為電流控制增益信號供給到乘算器15。
如上所述，電流控制增益調整電路18，由於以使得滿足上述公式(12)的方式緩慢調整電流控制增益Kamp，故為電流環電路6b的增益a·ki·k就接近最佳值1。因此，在本實施方式中，會得到與第一實施方式同樣的效果。
第三實施方式圖13是本實施方式的DC/DC轉換器的構成圖。本實施方式，在控制器IC30內包括開關元件FET2、3，這一點上與控制器IC6不包括FET2、3的第一實施方式不同。本實施方式的DC/DC轉換器的構成要素，與第一實施方式是同樣的。因此，本實施方式會得到與第一實施方式同樣的效果。
由於在控制器IC30內裝配有FET2、3，故僅把平滑電路25連接到控制器IC30上，就可以得到作為開關電源的DC/DC轉換器1。即使用控制器IC30，就可以容易地製造DC/DC轉換器1。
以上雖然對本發明的實施方式進行了說明，但是，本發明並不限於上述實施方式，可以進行各種各樣的變形。
例如，在通過數字電路(硬體)構成本發明的控制裝置時，也可以通過組裝到微型計算機等內的程序(軟體)實現控制機構中的各種機構。實現該各種機構的程序，有時要通過CD-ROM等的存儲媒體或網際網路等進行的信息配送進行流通，有時也以組裝到計算機中的狀態與計算機一起流通。
在上述的實施方式中，雖然是把本發明應用於DC/DC轉換器，但是，本發明也可以在AC/DC轉換器或DC/AC轉換器中應用。此外，在上述的實施方式中雖然把本發明應用於不具有變壓器的非絕緣型且降壓型的轉換器，但是，本發明在具有變壓器的絕緣性的轉換器中也可以應用，此外，在升壓型或升降壓型的轉換器中也可以應用。
在上述的實施方式中，由於高端FET用的ON信號的上升期間是固定的，故要在每一次的低端FET的ON期間的結束之前檢測電感器電流。但是，在低端FET用的ON信號的上升時期已經固定時，就必須改變電感器電流的檢測時間，在每一個低端FET的ON期間開始後檢測電流。
在上述的實施方式中，要直接使用驅動脈衝信號的時間比率調整電流控制增益，以滿足上述公式(12)。但是，也可以不直接使用驅動脈衝信號的時間比率，而代之以使用反映時間比率的別的參數，例如，使用驅動脈衝信號的脈寬體調整電流控制增益，以滿足公式(12)。
權利要求
1.一種控制開關電源的開關電源用控制裝置，其特徵在於所述開關電源，包括以規定的開關周期和規定的開關頻率進行開關的開關元件，和使所述開關元件的輸出平滑化的平滑電路，該平滑電路具備連接在所述開關元件上的電感器，所述開關電源用控制裝置，具備檢測開關電源的輸出電壓，產生與該輸出電壓對應的電壓檢測信號的電壓檢測機構；在每一個所述開關周期中檢測在所述電感器中流動的電流，產生與所述電流對應的電流檢測信號的電流檢測機構；產生具有所述開關頻率的1/2的頻率的矩形波信號的矩形波信號產生機構；使所述電流檢測信號乘以電流控制增益，產生增益乘算電流檢測信號的乘算機構；使所述電壓檢測信號加上所述矩形波信號，同時減去所述增益乘算電流檢測信號，產生控制信號的運算機構；產生具有與所述控制信號的大小對應的時間比率的驅動脈衝信號，向所述開關元件供給該驅動脈衝信號以驅動所述開關元件的驅動信號產生機構；和根據所述增益乘算電流檢測信號和所述時間比率調整電流控制增益的增益調整機構，所述驅動信號產生機構產生所述驅動脈衝信號，使得ΔD/ΔCS變為常數a，所述增益調整機構，調整所述電流控制增益，以滿足ΔPIS/ΔD＝-1/2a，其中，ΔD是所述時間比率的每一個所述開關周期的變化量，ΔCS是所述控制信號的每一個所述開關周期的變化量，ΔPIS是所述增益乘算電流檢測信號的每一個所述開關周期的變化量。
2.一種開關電源用控制裝置，是通過連接到平滑電路構成開關電源的開關電源用控制裝置，其特徵在於所述平滑電路包括電感器，所述開關電源用控制裝置，具備以規定的開關周期和規定的開關頻率進行開關，必須連接到所述電感器上的開關元件；檢測所述開關電源的輸出電壓，產生與該輸出電壓對應的電壓檢測信號的電壓檢測機構；在每一個所述開關周期中檢測在所述電感器中流動的電流，產生與所述電流對應的電流檢測信號的電流檢測機構；產生具有所述開關頻率的1/2的頻率的矩形波信號的矩形波信號產生機構；使所述電流檢測信號乘以電流控制增益，產生增益乘算電流檢測信號的乘算機構；使所述電壓檢測信號加上所述矩形波信號，同時減去所述增益乘算電流檢測信號，產生控制信號的運算機構；產生具有與所述控制信號的大小對應的時間比率的驅動脈衝信號，向所述開關元件供給該驅動脈衝信號以驅動所述開關元件的驅動信號產生機構；和根據所述增益乘算電流檢測信號和所述時間比率調整所述電流控制增益的增益調整機構，所述驅動信號產生機構產生所述驅動脈衝信號，使得ΔD/ΔCS變為常數a，所述增益調整機構，調整所述電流控制增益，以滿足ΔPIS/ΔD＝-1/2a，其中，ΔD是所述時間比率的每一個所述開關周期的變化量，ΔCS是所述控制信號的每一個所述開關周期的變化量，ΔPIS是所述增益乘算電流檢測信號的每一個所述開關周期的變化量。
3.如權利要求1或2所述的開關電源用控制裝置，其特徵在於所述開關元件，具有ON電阻，所述電流檢測裝置，通過檢測所述ON電阻的兩端的電壓，檢測在所述電感器中流動的電流。
4.如權利要求1或2所述的開關電源用控制裝置，其特徵在於所述增益乘算電流檢測信號，在所述每一個開關周期內交互反覆上升和下降，所述時間比率，與所述增益乘算電流檢測信號的上升同步減少，與所述增益乘算電流檢測信號的下降同步增加。
5.如權利要求1或2所述的開關電源用控制裝置，其特徵在於所述驅動信號產生機構，包括產生以規定的振幅和以所述開關頻率進行振動的斜坡信號的斜坡信號產生裝置，所述常數a是所述斜坡信號的振幅的倒數。
6.如權利要求1或2所述的開關電源用控制裝置，其特徵在於所述增益調整機構，包括計算(1/2a)·D_A+PIS_A，並產生表示該計算結果的第一結果信號的第一運算機構；計算(1/2a)·D_B+PIS_B，並產生表示該計算結果的第二結果信號的第二運算機構；對所述第一結果信號和所述第二結果信號進行比較，產生表示該比較結果的第一比較信號的第一比較機構；從所述驅動脈衝信號中檢測所述D_A和所述D_B的時間比率檢測機構；對檢測出的所述D_A和檢測出的所述D_B進行比較，產生表示該檢測結果的第二比較信號的第二比較機構；和與所述第一和第二比較信號相對應地增加或減少所述電流控制增益，以決定所述電流控制增益的增益決定機構，其中，D_A是所述矩形波信號為高期間的所述時間比率，PIS_A是所述矩形波信號為高期間的所述增益乘算電流檢測信號的大小，D_B是所述矩形波信號為低期間的所述時間比率，PIS_B是所述矩形波信號為低期間的所述增益乘算電流檢測信號的大小。
7.如權利要求1或2所述的開關電源用控制裝置，其特徵在於所述增益乘算電流檢測信號，是模擬信號，所述增益調整機構，包括使所述增益乘算電流檢測信號數位化，以產生數字增益乘算信號的數字-模擬轉換器；從所述數字增益乘算信號中檢測所述ΔPIS的第一數字檢測電路；從所述驅動脈衝信號中檢測所述ΔD的第二數字檢測電路；用檢測出的所述ΔPIS和ΔD計算ΔPIS/ΔD的數字除算器；對計算出的ΔPIS/ΔD和-1/2a進行比較，產生表示該比較結果的輸出信號的數字比較器；根據所述數字比較器的輸出信號，增加或減少所述電流控制增益，使得ΔPIS/ΔD接近-1/2a，以產生表示該增加或減少後的電流控制增益的數字增益信號的數字增益決定電路；和使所述數字增益信號模擬化，產生模擬增益信號的數字-模擬轉換器，所述乘算機構，接受所述模擬增益信號和所述電流檢測信號，產生相當於兩者之積的輸出信號作為所述增益乘算電流檢測信號。
8.一種開關電源，具備以規定的開關周期和規定的開關頻率進行開關的開關元件；使所述開關元件的輸出平滑化，產生該開關電源的輸出電壓的平滑電路；和控制所述開關元件的開關的控制裝置，其中，所述平滑電路包括已連接到所述開關元件上的電感器，所述控制裝置，具備檢測所述開關電源的輸出電壓，產生與該輸出電壓對應的電壓檢測信號的電壓檢測機構；在每一個所述開關周期中檢測在所述電感器中流動的電流，產生與該電流對應的電流檢測信號的電流檢測機構；產生具有所述開關頻率的1/2的頻率的矩形波信號的矩形波信號產生機構；使所述電流檢測信號乘以電流控制增益，產生增益乘算電流檢測信號的乘算機構；使所述電壓檢測信號加上所述矩形波信號，同時減去所述增益乘算電流檢測信號，產生控制信號的運算機構；產生具有與所述控制信號的大小對應的時間比率的驅動脈衝信號，向所述開關元件供給該驅動脈衝信號以驅動所述開關元件的驅動信號產生機構；和根據所述增益乘法信號和所述時間比率調整所述電流控制增益的增益調整機構，所述驅動信號產生機構產生所述驅動脈衝信號，使得ΔD/ΔCS變為常數a，所述增益調整機構，調整所述電流控制增益，以滿足ΔPIS/ΔD＝-1/2a，其中，ΔD是所述時間比率的每一個所述開關周期的變化量，ΔCS是所述控制信號的每一個所述開關周期的變化量，ΔPIS是所述增益乘算電流檢測信號的每一個所述開關周期的變化量。
全文摘要
本發明在於提供使電流環的增益最佳化的控制裝置。開關電源(1)用的控制裝置(6)，具有在每一個開關周期檢測在電感器(4)中流動的電流的電流檢測機構(14)。乘算機構(15)在電流檢測信號上乘以電流控制增益Kamp產生信號PIS。運算機構(11)在電壓檢測信號VS上加上具有開關頻率的1/2的頻率的矩形波信號RS，同時，減去信號PIS，產生控制信號CS。增益調整機構(17)調整電流控制增益，使得ΔPIS/ΔD成為規定的常數，其中ΔPIS是信號PIS的每一個開關周期的變化量，ΔD是驅動脈衝信號時間比率的每一個開關周期的變化量。
文檔編號H02M3/04GK1767334SQ20051011696
公開日2006年5月3日 申請日期2005年10月28日 優先權日2004年10月28日
發明者松浦研 申請人:Tdk株式會社