用於推導大地測量距離信息的方法和裝置的製作方法
2023-06-09 02:55:01 1
專利名稱：用於推導大地測量距離信息的方法和裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及根據權利要求1或23的前序部分所述的用於推導大地測量距離信息的方法和裝置，以及根據權利要求29所述的大地測量用測量儀器、根據權利要求31所述的掃描儀和根據權利要求32至34所述的裝置的應用。
背景技術：
執行距離測量是一項技術標準任務，為此在光學系統的應用下實現了許多解決方案，其中，視距儀是大地測量學和建築業的測量任務用的典型測量儀器。近年，配備有無反射器測量的測距儀(EDM)的視距儀已越來越得到確立。
最初，要測量的作用距離是60m，但隨著該儀器的日益推廣，對其作用距離的要求也越來越高。今天，該儀器在無反射器時測量達到200m。
傳統測距儀主要以脈衝法(飛行時間)原理或相位差法為基礎。然而由於在mm範圍內的要求高的測量精度，目前大多數儀器配備有EDM，該EDM根據相位測量原理來工作。此外，該儀器在測距經緯儀的情況下，由於其體積較小而具有優點。
然而，相位計由於對無反射器物體的低光學功率信號而具有較小的作用距離，以致使用相位計幾乎不能完成大於300m距離的無反射器測量。反之，渡越時間計在作用距離上與相位計相比處於優勢，這是因為容易實現對無反射器目標的500m距離的測量。然而，渡越時間計具有的缺點是，幾乎達不到1mm的絕對測距精度。關於各種距離測量方法和裝置的概況例如可參見「Elektronische Entfernungs-und Richtungsmessung」，R.Joeckel and M.Stober，4.Auflage，Verlag Konrad Wittwer，Stuttgart，1999。
自從無反射器測距儀在總站內的引進和推廣以來，使用者常常面對另一問題，該問題主要是在這種無反射器應用中發生。特別是在較大測量距離或者特殊目標或背景幾何形狀的情況下，產生的效果是，從測距儀發射的測量光束同時照射2個物體。該問題的一例是邊緣測量，例如桌子邊緣的測量。如果測量該邊緣，則光束的一部分照射要測量的邊緣，光束的另一部分通過目標照射位於後面的物體或者地面。另一例是後向反射器，該後向反射器位於弱反射目標物體的附近，使得散射光可通過後向反射器到達測距單元的接收機內。在常規相位計中，這導致誤測距，該誤測距既不會被分配給一個目標物體，也不會被分配給另一目標物體。特別是在較大距離的情況下執行無反射器距離測量時，以下可能性增高，即在原本要測量的物體和儀器之間測量到意外物體。另一典型情況是通過樹木或網柵進行距離測量。在無反射器應用中，這種幹擾物體的散射光部分會導致嚴重的誤測量。因此，也應是，多個物體同時由測量光束照射的情況使距離評價準確。
從自然表面反向散射的測量光也是極其弱的，特別是在大距離的情況下。由此產生的困難是，在雨、霧或雪中進行距離測量的情況下，空氣中存在的沉澱物顆粒看上去象具有軟表面的附加目標物體。依賴於沉澱物強度，幹擾影響對本來的距離測量產生作用。例如在大雨中不排除誤測量。
另外，對於相位計出現的困難是，相位計不能準確測量到多目標的距離。在接收信號中，各種目標物體的相位以不可分離的方式重疊，使得採用相位差法不再能可識別地分離成各個目標物體的分量。特別是在霧、雨或雪中，可能發生誤測量。
根據脈衝法(渡越時間法)的測距儀屬於功率最強的測距儀。對無反射器目標物體的作用距離是突出的，其中，多目標能力原則上也是可實現的。相反，該裝置的測距精度缺乏以及複雜性卻是該測量原理的很大缺點。在大雨時或者在含有灰塵的空氣中，以往的渡越時間計也不起作用。其中一個原因是，脈衝信號中的低頻分量也被評價，而恰巧該分量由於灰塵或懸浮粒子而在渡越時間中失真。
渡越時間測量的另一缺點是由雷射源引起的。具有良好光束質量的脈衝雷射器，例如固態雷射器或者微晶片雷射器，在控制和電流消耗方面是昂貴和複雜的。半導體雷射器雖然成本低，但由於空間相干性減少或缺乏而至今在光束質量上是不夠的。至今還沒有產生具有小測量點的雷射束的基於雷射二極體的渡越時間計。因此，到輪廓例如物體上的邊緣的距離不能使用基於半導體雷射器的測距儀來準確測量。
因此，作為所有以往公知的測量原理的主要缺點是，要麼對無反射器目標物體的作用距離不足，要麼測量精度不夠。
另一缺點是技術上沒有實現的多目標能力。在大地測量的測量中，至今沒有公開以下測距儀，該測距儀可靠區分多目標，並因此可靠實現對各種目標的距離測量。
發明內容
因此，本發明的目的是提供一種新的測距方法及適合此的裝置，該兩者特別是不僅在較大距離的情況下實現無反射器的測量，而且同時具有mm範圍內的高測量精度。
本發明的另一目的是實現多目標的準確測量。
本發明的另一目的是減少一般大氣影響(例如含塵量或煙霧)的相關性，從而能進行精確測距而與這些影響無關。
此外，作為其他目的或者要滿足的要求，具有數秒內的短測量時間，在特殊氣象條件，例如霧、雨或雪時的增強且不受影響的距離測量，以及合適裝置在大地測量系統內的可集成性，例如經緯儀。該可集成性由可微型化或者由小的構造體積、模塊化布置和降低的能量效率來支持。
根據本發明，由權利要求1和23的特徵以及從屬權利要求的特徵來達到這些目的，或者使解決方案得到進展。
該解決方案以根據「系統分析」原理的電光測距儀的概念為基礎。在此，既不涉及純渡越時間計，又不涉及純相位計。測距系統現由以下組成發射光信號所需要的部件，具有至少一個目標的測量路程，可能的話儀器內部的基準路程，以及接收信號所需要的部件。該系統分別通過作為系統輸入和系統輸出執行功能的接口被定義。由發送單元和接收單元連同測量路程和目標物體一起組成的測距儀被解釋為光電信號的傳輸系統。以下為了簡便起見，把該傳輸系統稱為系統。因此，目標物體是系統的組成部分。使用根據本發明的方法對系統進行分析，特別是算出對各個目標的渡越時間(死時間)數及其持續時間數。原則上，執行系統識別，其中，重點放在對被照射有測量光束的目標物體的渡越時間的算出上。
根據本發明的方法的可能較高的靈敏度由各種因素產生。一方面，在針對性選擇調製頻率的情況下發射和接收激勵信號，並對其信號形狀進行掃描和評價。該信號形狀可具有例如狄拉克脈衝序列，然而正弦形激勵信號正如在相位計的情況下也是可能的。另一方面，在根據本發明的方法中，評價全部信號信息用於距離測定，並不僅僅像在相位差法中那樣評價相位，或者像在脈衝渡越時間測量法中那樣評價渡越時間。根據本發明的方法在評價中同時考慮到全部連續檢測的測量數據，其中，例如所有測量和模型信息被集中或組合在成本函數中。因此，不執行相位測量，而是對時域或頻域內的值號形狀，以及信道放大、噪聲等進行測量技術上的檢測，並將其包含在根據本發明的評價內。而且，優選地根據基於最大似然原理(最佳估計量)的成本函數進行信號評價。與以往的相位計不同，由於靈活且可快速切換的頻率合成器，加之與目標物體數及其相互間隔有關，可針對性地變更或選擇激勵信號的調製頻率。通過最佳調節的測量數據集，可實現具有高精度的系統分析。例子是減少由目標物體和測距裝置之間的多次反射所引起的幹擾影響，或者迴避在多目標情況下的幹擾信號重疊。
根據本發明的系統識別以許多調製頻率的發射為基礎，該調製頻率數比在常規相位計的情況下的大。許多調製頻率的產生可例如使用DDS合成器(直接數字合成器)或者另一現代的「跳頻裝置」例如「N分頻合成器」來實現。根據本發明，信號產生可例如根據直接合成原理來進行，在此，在內部存儲器內所保存的信號形狀通過周期性重複順次被供給數字模擬轉換器，並被送到輸出(任意發生器)。
評價是針對各個調製頻率單獨進行的，或者是針對多個調製頻率集中進行的。在此，可選的單獨評價主要可在良好接收信號時實現，例如用作次最佳估計量。在集中的情況下，所有信號數據被包含在公共模型內，並用於參數估計，特別是渡越時間，例如用作最佳估計量。
優選的是，僅發射MHz至GHz範圍內的高調製頻率，從而使系統對硬目標的渡越時間是有選擇性的，而對例如雨、霧、雪那樣的軟目標是有防禦性的。使用高頻率的另一優點是測距精度由此提高。在專門高頻的情況下，各頻率對參數確定的最終結果產生作用。對於常規相位計，情況不是這樣。然而，該優點也針對渡越時間計而存在，在渡越時間計內由於低脈衝重複率而對1000次以下的脈衝進行統計求平均，這導致測量精度低下。
對所有調製頻率中的組或者族的選擇影響系統分析結果的質量。例如，可通過最佳選擇頻率，在少量接收信號時，特別是在較大目標距離時的信號極限的情況下，實現增強的距離測量。此外，對所有調製頻率中的組或者族的選擇也確定最大的唯一要分辨的作用距離(唯一性)。如果所有頻率的族例如由DDS合成器靈活處理並且適合要完成的測量任務，則由目標物體和測距裝置之間的多次反射引起的幹擾效應，以及在多目標情況下的不期望的信號重疊效應也被消除。
在此情況下，數位訊號合成的強度處於靈活頻率概念的可能性內，因此，處於所有頻率的族與要分析的由裝置和測量路程組成的測距系統的最佳匹配內。
使用根據本發明的測距方法或裝置，與相位計不同，也能測量交錯的目標，例如通過窗玻璃進行測量。測距儀同時確定距處於光束中的多個目標的距離。在此情況下，最佳頻率概念是與單目標情況不同的概念。
根據本發明的測距方法具有多目標能力。因此能同時測量內部基準光路的距離。內部基準光路是第一目標物體，所有其他目標物體的距離是相對於已知基準物體來測量的。因此，距離測量是沒有溫度波動和其他分散影響的。因此，多目標能力可用於通過內部基準光路的同時校準，從而避免了以往所需要的儀器方面的費用，例如由基準路程的選擇性切換或者第二基準接收機的應用所產生的費用。
根據本發明的所定義的數學系統包含測距單元，所涉及的目標物體，以及距目標物體的距離。該系統在通信技術方面被理解為線性傳輸系統，其系統特性由所謂的脈衝響應h(t)的規格來描述。如果系統使用狄拉克脈衝來激勵，則這是該系統的響應。脈衝響應的傅立葉變換被稱為傳遞函數H(ω)或者複合頻率響應，其中，這是在頻率空間或頻率範圍或頻域內的系統的可能描述之一。
由於系統通常使用因果信號來激勵，因而也能使用稍微一般且相對於收斂更穩定的拉普拉斯變換來取代傅立葉變換。
然而，在周期性激勵信號的情況下，傅立葉變換(FT)通常被認為是足夠的。系統的一般復值傳遞函數H(ω)的定義則按如下給出H=YS---(1)]]>系統描述傳遞函數是在各自傅立葉變換後的接收信號y(t)和傅立葉變換後的激勵信號s(t)之間的商。
FTy(t)→Y(ω)FTs(t)→S(ω)系統分析器的復值頻率響應具有下式H=an(i)n+an-1(i)m-1+a0(i)0bm(i)m+bm-1(i)m-1+b0(i)0(k=1dkexp(-itk))---(2)]]>在此，ω表示角頻率，i表示虛數單位，並與頻率f按如下聯繫在一起ω＝2·π·f。此外，d是所照射的目標物體數，ρk是反射率，tk是與距離成比例的信號渡越時間。要測量的距離根據Dk=c2tk]]>來計算，其中，c表示光速。
頻率通過系統得到放大、衰減以及相移。傳遞函數由在物理特性上基本不同的兩個項組成有理商以及具有作為線性自變量的角頻率的指數函數的和。
第一係數(商)描述由雷射二極體、接收二極體以及濾波器那樣的電子部件產生的所謂色散影響。這些色散影響引起從系統的輸入到輸出的振幅和相位變化。
第二因子由指數函數的和組成並描述在測距單元和各個目標物體之間的所查找的死時間或渡越時間。死時間的確定與距相關物體的各個距離的測量對應。
為了能高精度測量系統的渡越時間或死時間，表示為商的第一因子必須以計算方式來消除，或者通過系統校準來測量和消除。
這例如可由製造商的系統校準來確保，該系統校準在交貨前、在製造期間或者後續循環進行。特別是在難以評價的老化效應的情況下，該老化效應引起例如頻率相關的渡越時間延遲，在本來的距離測量之前或期間直接進行現場的恆定系統校準是有利的。
優選的是，這種系統校準應在與距離測量有關聯的時間實現。為此，測量光被引導通過已知長度的內部光路。因此，傳遞函數中的第一項的信息在所施加的激勵頻率時被檢測。
本來的距離測量是後續或同時執行的。在此，測量光被引導到外部目標物體。該外部系統測量優選地在與內部光路時相同的頻率進行，即，傳遞函數被測量。而在現有技術中，只有具有可切換的基準路程或者發射機或接收機的雙重布置的複雜解決方案是公知的。例如，EP 0 738 899公開了一種可切換的基準路程，EP 0 932 835描述了兩臺接收機的應用，以及DE 40 02 356公開了兩臺可切換的發射機的應用。
根據本發明，通過內部光路的測量也可與通過外部光路的測量同時進行，這是因為該方法能夠高精度評價多目標，其中，內部基準路程被檢測為多個目標中的第一目標。在此情況下，無需複製系統的部件或者把基準路程布置成可切換，而這在現有技術的某些解決方案中是必要的。
根據本發明的用於系統校準的技術和計算實施的方法是在所選數量的頻率(不定期或定期的頻率抽樣)情況下確定傳遞函數H(ω)，更確切地說，一方面通過內部光路，另一方面通過外部測量光路。
對於系統校準，公式(1)完全可寫為極或指數表達式H=|H|exp(-itdisp)(k=1dkexp(-itk))]]>通過系統校準，可在測量信號中所發射的頻率時確定系統放大|H(ω)|和色散tdisp(ω)。因此，它們可在針對目標物體的本來距離測量時被假定為已知。
因此此外，校正還考慮放大/衰減以及在測量頻率時的色散延遲時間。這種不期望的效應被包含在傳遞函數的前兩項內。
傳遞函數的計算例如通過離散傅立葉變換(DFT)來進行。接收信號使用模擬數字轉換器(ADC)在時間範圍內來掃描，然後通過DFT計算在測量信號內所包含的頻率以及復值振幅Y(ω)。與Y(ω)一起，系統放大|H(ω)|和分散tdisp(ω)也是已知的。
通過比較內部和外部測量路徑的與頻率相關的振幅、相位以及噪聲結果，可按以下方式成功進行傳遞函數的校正，即在H(ω)或H(f)中，僅具有死時間tk的項在指數和中保持為未知。
因此，校準數據的傳遞函數如下對於單目標情況Hc(f)＝p1·exp(-i·2·π·f·t1)對於具有d個目標的多目標情況 (3)Hc(f):=k=1dkexp(-i2ftk)]]>式中，為了方便起見，針對所測量的目標物體的校準渡越時間再次由tk表示。
系統校準也可在時域內直接執行。在此，取代傳遞函數H(f)，通過內部光路算出針對不同激勵信號的系統響應的渡越時間。
在最大似然估計量理論方面，系統校準也能把所有測得的系統響應組合到單個成本函數內，以便從中評價針對目標物體的所校準的測距數據。
在知道總的連續光譜的情況下，可通過傅立葉逆變換(IFT)計算系統的對應脈衝響應h(t)＝∫H(f)·exp(+i·2·π·f·t)df(4)如果H(f)與公式3對應並且在所有頻率處是已知的，則可完整求積分。脈衝響應如下對於單目標情況
h(t)＝ρl·δ(t-tl)對於d個目標的多目標情況h(t):=k=1dk(t-tk)]]>顯然，脈衝響應直接包含針對處於測量光束內的d個目標物體的全部的距離信息tk。
如果未直接在調製頻率處進行測量，而是進行外差或零差測量，則公式3和4也是有效的。在此，把高頻接收信號與高頻混頻信號向下混頻為低頻電子信號。通過評價該低頻信號，可確定本來的高頻接收信號的振幅和相位。
在根據本發明的測距裝置的實施方式的情況下，系統的總複合光譜H(f)未被測量，測量信號或發射信號僅在所有系統頻率的一部分時才激勵系統，在通常情況下，僅一族離散頻率被測量。因此，光譜H(f)不是對各頻率都已知，而是僅逐點已知。
因此，也不能立即通過IFT把脈衝響應h(t)重構為時間信號。
該問題原則上在於計算公式3或公式4中的渡越時間tk的參數。
各種評價方法適合於計算渡越時間或距離。各自最佳方法的選擇依賴於系統特定狀態特徵。屬於系統的這些特徵的例如有目標數，距目標的距離，目標的反射能力，信號振幅，噪聲電平量等。
為了推導距離信息，可使用總信號形狀y(t)或者僅使用信號形狀的一部分，其中，該部分可理解為例如以下量信號形狀y(t)的最大值，第一諧波的振幅或者信號脈衝在半值寬度內的曲線y(t)下的面積。在統計評價方法的情況下，信號形狀y(t)的RMS噪聲也可理解為信號形狀的一部分。
距離信息的主要部分存在於信號形狀的時間結構內。對此的例子是，系統響應y(t)相對於激勵信號s(t)的時間移動，但特別是在具有多目標的系統中的反射脈衝的相互的相對時間間隔。在矩分析方面，一個或多個信號脈衝的重心的時間位置也可理解為信號形狀的時間結構的例子。
下面，對時域或頻域內評價的某些可能性純示例而不是總結性地進行說明。
距離確定的第一種方法是時間範圍內的評價。如果例如短持續時間的周期性脈衝的渡越時間在不同脈衝率時相繼被測量，則可高精度唯一計算距離。
在時間範圍內的距離確定中，脈衝重複頻率的最佳選擇是關係重大的。這些頻率應如此設置，使得來自多目標的反射信號在不同時間落在接收機上。這樣可避免麻煩的信號脈衝重疊，並且各個信號脈衝可分配給各個目標物體。
根據本發明，這種最優化的頻率選擇可使用頻率合成器來實現。評價方法的一例在圖5a示出。各激勵信號s(t)產生響應信號y(t)。從中使用信號推導通過內部光路所校準的信號響應h(t)。所有激勵信號s(t)的這些校準的信號響應h(t)是相互時移的，其中，相對偏移時間Δtjk可例如通過互相關計算或重心計算來確定。這些偏移時間Δtjk給出關於在發射路程途中的脈衝數的說明(唯一性)。
在另一步驟中，可構建由所有激勵信號sk(t)的時移信號響應hk(t-Δtjk)的和形成的時間信號z(t)。然後根據z(t)，例如再次使用互相關計算或重心計算來最終確定渡越時間tn。
另一方法是根據公式3的傳遞函數H(f)的光譜模型和在所分析的調製頻率時的測量點H(fk)之間的非線性平衡計算。
距離估計的另一方法以最大似然估計量原理為基礎。在此，所測量的光譜數據被輸入到成本函數，該函數的整體最大值或最小值則給出d距離的估計值。
在單目標情況下，最大似然估計量是具有顯著整體最大值的簡單一維成本函數。在合適選出復值光譜的離散測量值時，在單目標情況下，也可實現同樣使精確且增強的距離計算成為可能的其他方法。例如，可把離散頻率樣本的傅立葉逆變換解釋為最大似然函數的近似。
對於單目標情況，下式則適用z(t):=1Nk=0N-1H(fk)exp(i2fkt)---(5)]]>因此，一般復值函數z(t)直接根據離散頻譜的所有N個測量復值振幅H(fk)來計算並與時間信號對應，其中，該函數包含所有在系統分析時所收集的信息。時間函數Re(z(t))的整體最大值是在渡越時間t1時所取的。
傅立葉逆變換(IFT)的方法也可成功地用於多目標情況。然而，在系統分析時所算出的離散頻率時的複數振幅的選擇卻被帶上附加條件。不是每一數量的無規則掃描的傳遞函數的點都導致在d個目標物體的渡越時間時具有最大值的單參數時間函數。
對於多目標情況，IFT由從傅立葉變換理論公知的窗函數W(f)，例如漢寧窗(Hanning window)或布賴克曼窗(Blackman window)擴展，下式則適用z(t):=1Nk=0N-1H(fk)W(fk)exp(i2fkt)---(6)]]>在此，權函數W(f)在多目標情況下顯著提高測距精度。
下面給出適合於多目標情況的頻率概念的一例。
等距布置的激勵頻率形成針對多目標情況是最優化的頻率組形式的頻率概念。這種概念可包含例如以下頻率400MHz，410MHz，420MHz，...，500MHz。
經常只需計算由IFT產生的時間信號z(t)的數值即可，其中，這種從等距布置的激勵頻率產生的時間信號的典型形狀在圖13作了例示。所查找的渡越時間被包含在所計算的類脈衝的時間信號|z(t)|內。如果發生多個脈衝，則存在多目標情況。所計算的時間信號由於離散測量頻率而是時間周期性的。因此，所計算的時間信號的周期性限制最大作用距離。通過合適選擇等距頻率組，可容易地把最大作用距離擴展到超過500m，而無損測量精度。
為了使為系統分析所需要的激勵頻率的數量保持最小化，頻率概念被劃分成多個等距分檔頻率。換句話說，在第一分析步驟中，發射具有細頻率間隔的等距頻率。然後通過IFT計算時間信號z(t)或|z(t)|，並從中確定粗略距離。圖14示出一例100MHz，100.5MHz，101MHz，101.5MHz，...，105MHz。
在第二分析步驟中，發射另一組具有較粗頻率間隔的等距頻率，然後再次通過ITF計算對應的時間信號z(t)。結果是精確確定距離。這由圖14例示100MHz，107.5MHz，115MHz，..，175MHz。如果測距精度仍不充分，則可使用更粗分檔的等距頻率組細化系統分析。
取代用作成本函數的時間信號z(t)，也可使用由加權IFT產生的功率信號z(t)·z(t)用於距離計算，如圖15例示。z(t)在此表示共軛複數時間信號z(t)。
該系統使用周期性發射信號作為輸入量來激勵。在最簡單的情況下，這可通過諧波正弦振蕩來實現。然而優選的是，周期性產生具有例如矩形、三角形、狄拉克脈衝或者其他信號形狀的短持續時間的脈衝。發射信號的頻譜因此是離散的，除了基波以外，依賴於脈衝形狀，同時還在光譜內產生對應的高次諧波頻率。
對於系統分析，使用不同重複頻率的多個周期性發射信號。在此，將這些發射信號相繼施加給系統輸入，並且測量對應的輸出信號。如果測量了所有周期性信號，則結束系統測量(系統分析)。在光譜範圍內，除了周期性信號響應的基波以外，還測量該信號響應的高次諧波光譜分量。
在本發明的實施方式中，激勵頻率組的產生例如可使用DDS合成器(直接數字合成器)來實現。這些小型單晶片模塊可最高精度產生幾乎一切任意頻率。頻率變更用的切換時間小於1毫秒，並且與系統分析用的所需測量時間相比短得可忽略。切換是例如由微處理器通過數據總線來控制的。在此，DDS模塊同步用的時鐘頻率可由ppm精度主控振蕩器來產生。該頻率在此情況下用作保證ppm範圍內的距離解析度的所有激勵頻率的比例標度的基礎。
除了DDS頻率合成器以外，其他現代的「跳頻裝置」例如N分頻合成器也是公知的。這種模塊由於快速和細分檔的變頻而適合用作所需調製頻率的發生器。
一種有利的要素是檢測所發射的激勵頻率的信號強度(振幅)，這是因為，對發射信號和接收信號的兩個振幅的了解可用於計算復值傳遞函數H(f)。
各個最佳周期性激勵的類型和選擇，與在用於距離計算的方法一樣，依賴於系統特定狀態特徵，例如目標數、目標距離、信噪比等。考慮到這些實際的系統特定狀態特徵，可使用DDS合成器以及可能的話其他部件，非常靈活地當場最佳選擇或配置用於系統分析的激勵光譜。
對於單目標情況，例如選擇具有對數等距分檔的周期性發射信號的重複頻率。然後，通過傅立葉逆變換所計算的成本函數s(t)產生對噪聲不敏感的估計量真整體最大值，如圖12所示。
對於在目標點和測距裝置之間產生多次反射的目標標誌，優選地使用具有根據質數的分檔的發射脈衝的重複頻率。然後，通過傅立葉逆變換所計算的成本函數s(t)產生距目標標誌的所查找距離的估計量真整體最大值。
在測量光束中具有多個目標的測量狀況時，例如具有等距頻率分檔的周期性發射信號用於系統分析。
為了達到甚至在例如500m的大距離範圍內的高測距精度(亞毫米)，可使用已述的多組等距分檔的激勵頻率。通常，具有重複頻率間的不同間隔的2組激勵信號就足夠了，如圖11所示。
總之，三種評價方法基本上達到系統分析的目標1.一種方法是在時間範圍內的系統信息的評價。通過測量所有脈衝序列的時間相互偏移的信號響應的相對渡越時間，可確定同時在傳輸路程途中(唯一性)的脈衝數。距所查找的目標物體的距離最終從當前發射和同時接收的信號脈衝之間的渡越時間，結合發射單元和接收單元之間的脈衝數一起的測量來得出。
2.另一方法是在頻率範圍內的評價。通過把DFT/FFT應用於所測量的周期性時間信號，在激勵頻率(包括高次諧波)時計算傳遞函數H(f)的參數。如果傳遞函數H(f)在足夠頻率時被測出，則距離確定例如可根據最小平方法，使用根據最大似然原理的成本函數或者根據其他準則所定義的成本函數來計算。
3.另一方法是在頻率範圍內的繼續評價。如果在足夠數量的頻率下測出傳遞函數H(f)，則重構與脈衝響應對應的時間信號z(t)通過ITF的應用，從而再次在時間範圍內進行評價。針對各個目標物體的系統死時間或渡越時間是由Re(z(t))的信號最大值或信號最小值來確定的。
在裝置側，由目標物體反射的光接收信號使用優選地電子寬帶光電接收機來檢測。激勵信號是MHz或GHz範圍內的高頻信號。為了避免使用AD轉換器(ADC)的高頻信號掃描，在一可能實施方式中，例如，也可把接收信號提供給電子混頻器(外差接收機)。在混頻器的輸出處，被轉換成低頻的時間信號使用ADC來掃描，並且測量點被提供給評價單元或存儲器。
不同重複率的掃描時間信號優選地通過DFT變換被變換成頻率範圍，其中，作為結果得出在各自頻率時的傳遞函數H(f)的復值振幅。在此使用各個周期性發射或激勵信號算出復傳遞函數H(f)的其他測量點。如果復傳遞函數H(f)的足夠測量點是已知的，則可開始根據用於確定死時間的方法中的一種方法的距離計算。
作用距離增大且對雨、雪或霧不敏感的單目標情況用的系統分析器的根據本發明的實施方式例如按如下實施。用於系統分析的激勵頻率的產生是通過DDS合成器來進行的，其中，執行激勵頻率的振幅確定。激勵頻率的振幅也可在工廠一次校準。
信號接收使用電子混頻器和PLL信號進行外差設計，其中，信號檢測通過使用ADC的脈衝同步數位化來進行。作為替代，也能實施高頻範圍內的直接信號掃描來取代外差接收法。
數位化接收信號的評價的第一步驟是使用DFT變換在處理器單元內來執行的。然後使用IFT方法進行與脈衝響應相當的時間信號的計算。
然後使用IFT方法進行與脈衝響應相當的時間信號的計算。雨、霧或雪反射光發射信號的一部分。然而由於信號分量是通過散射而在整個測量路徑上求積分產生的，因而脈衝響應不疊加與頻率無關的死時間，而是疊加與頻率相關的渡越時間(色散)。理論考慮和實驗表明，一旦激勵頻率超過10MHz，對系統的渡越時間特性的幹擾色散影響就消失。雨或霧對信號振幅的影響顯示低通特性，截止頻率約1至5MHz。因此如果高於約10MHz的調製頻率專用於系統分析，則空氣中的沉澱顆粒對距本來目標物體的距離計算的影響可忽略。
起因於DDS技術的大調製頻率數所產生的信息冗餘度作為另一優點。如果例如在系統分析中測量光束由某人無意遮斷，則該故障產生傳遞函數H(f)的中斷，該中斷由於大調製頻率數而能容易識別，並在進一步的信號評價時可以不予考慮。然後，H(f)的剩餘光譜點足夠用於距離計算，而不會使精度顯著受損。
多目標情況用的系統分析器的根據本發明的另一實施方式例如根據以下方案來實現。
用於系統分析的優選地靈活數量的激勵頻率的產生是通過與用於產生甚高頻的後置變頻器進行組合的第一DDS合成器來進行的。後者確保高測距精度。無PLL的配置可實現微秒範圍內的快速變頻。同時在發射機側確定激勵頻率的振幅，其中，該振幅也可在工廠一次校準。在接收機電路中，同樣可快速切換的第二DDS合成器產生外差或零差接收用的混頻信號。因此與使用單個DDS可達到的相比，可在更大的頻率範圍內進行頻率的逐步調諧。使用ADC的數位化被應用於信號檢測。使用DFT/IFT方法的信號評價是在處理器單元內，在計算與脈衝響應相當的時間信號的情況下進行的。
以下，根據在附圖中示意示出的實施例對根據本發明的方法和用於執行該方法的合適裝置以純示例的方式作進一步說明。具體地圖1a-b是根據現有技術的脈衝測量方法的原理圖；圖2a-b是根據現有技術的相位測量方法的原理圖；圖3是根據現有技術的相位計的框圖；圖4是根據本發明的具有多個目標物體的系統分析測量方法的一般原理圖；圖5a-b是根據本發明的系統分析測量方法的一例的原理圖；圖6a-b是根據本發明的方法的系統模型用的輸入量和輸出量的示例；圖7是根據本發明的具有各種子系統的組合的方法的系統模型；
圖8是系統分析用的合適發射信號的示例；圖9是所有發射信號的總量的合適光譜分布的示例；圖10是作為所有發射信號的總量的光譜分布的其他示例的帶通限制離散頻率；圖11是作為所有發射信號的總量的光譜分布的另一示例的具有各自不同等距配置的兩組離散頻率；圖12是作為光譜對數等距系統分析的IFT的實部的時間信號的示例；圖13是作為光譜等距系統分析的IFT(包絡)數值的時間信號的示例；圖14是作為兩個光譜等距頻率組的IFT數值的兩個時間信號的示例；圖15是作為具有兩個不同反射目標物體的兩個光譜等距頻率組的IFT的功率信號的示例；圖16是根據本發明的具有外差混頻器的裝置的框圖；圖17是根據本發明的具有外差混頻器以及在頻率選擇時靈活性提高的裝置的框圖；圖18是作為根據本發明的大地測量用測量儀器一例的具有根據本發明的裝置的經緯儀望遠鏡的示意圖；圖19是具有根據本發明的裝置的經緯儀望遠鏡以及用於控制自動聚焦的附加應用的示意圖；圖20是具有根據本發明的裝置以及用於同時校準的無切換的內部光路的經緯儀望遠鏡的示意圖；圖21是具有根據本發明的裝置的根據本發明的掃描儀的示意圖；以及圖22是具有根據本發明的裝置以及用於同時校準的無切換的內部光路的雙軸測距儀的示意圖。
具體實施例方式
圖1a-b示出根據現有技術的脈衝測量方法的原理圖。
在圖1a中，通過發射機1發射光脈衝2，該光脈衝2在由一目標例如後向反射器3反射後，再次由接收機4檢測。通常，發射機1和接收機4配置在一臺儀器內。
距離是根據作為光脈衝2的發射開始時刻S和接收時刻E之間的時間差的渡越時間L來算出。接收時刻的算出在此是通過信號脈衝s(t)的特徵評價，例如通過超過信號閾值或者通過集成脈衝曲線的重心確定來進行的。
圖2a-b示出確定儀器和目標之間的距離的根據現有技術的相位測量方法的原理圖。
在圖2a中，從發射機1』把所調製的光信號作為光波2發射到可再次由後向反射器3組成的目標，並從該目標回反射到接收機4』。與渡越時間法不同，這時不記錄發射和接收之間的時間差。被記錄的是進入的信號和送出的信號的相移。該相移依賴於儀器和目標之間的距離，這是因為，該距離與所發射的光波2』的波長的倍數以及所剩餘的餘數R對應。該餘數是在距離除以波長W時所剩餘的非整數分量，如圖2b所示。所測量的相移是餘數R的測度，這樣在知道該餘數R和波長W的數的情況下，可推導出測量儀器和目標之間的距離。由於在該方法中，波長W的數未直接被確定為整數分量，因而必須進行該模糊的附加分辨。這可例如通過使用多個(典型地為2至5個)調製頻率來進行，為此針對發射信號順次計算接收信號的絕對相位。然後，可從多個這些測量推導距一個目標物體的距離。
一種適合於現有技術的相位計的實施在圖3中通過框圖示意示出。在發射機1』中，信號通過由高頻振蕩器OSCI控制的調製器M0調製成輻射源SQ的光。所反射的光在由接收機4』的光學系統檢測後在光電轉換器OEW內被轉換成低頻信號。為此目的，把重疊振蕩器UEO的信號施加給光電轉換器OEW。通過相同重疊振蕩器UEO提供混頻級MS，該混頻級MS根據高頻振蕩器的信號產生低頻基準信號。低頻信號由觸發器TR轉換成矩形脈衝。在後序配置的相位測量單元PME中，把高頻振蕩器OSCI和所接收的光的向下混頻後的低頻信號進行比較，並算出相位差。該相位差是距離的測度。
圖4示出根據本發明的把測距儀的系統模型用作線性傳輸系統的具有多個目標物體的系統分析測量方法的一般原理圖。從發射機1」發射光信號2」。該光信號2」在多個目標處進行反射，並由接收機4」檢測，該多個目標在此由第一目標3a和第二目標3b例示。由發射機1」、目標3a、3b以及接收機4」構成的總系統在此被大致地看作非時變系統(LTI系統)。然而，這不意味著目標物體不可以位移，而是在用於系統分析的測量時間內移動必須保持適當少量。為了推導距離信息，把信號s(t)施加給系統輸入SE，並在系統輸出SA記錄描述系統的系統響應的信號振幅y(t)。系統輸入和輸出在此是LTI系統對外界的接口。
在圖5a中示出根據本發明的在時域內的系統分析測量方法的實施例的原理圖。LTI系統多次由類脈衝的周期性信號激勵，該信號各自由多個離散頻率組成。對於各激勵脈衝序列s(t)，記錄由接收機記錄的系統響應5的信號振幅或信號形狀y(t)。在把脈衝重複頻率從fj變為fk的情況下，產生信號響應的相對時移Δtjk。該位移時間Δtjk給出關於同時在傳輸路程途中的脈衝數的說明，並從而給出所查找的距離的粗估計。距離的精確細估計最後通過確定在瞬時發射和瞬時接收的信號脈衝之間的渡越時間差來獲得。為此目的，可構建時間信號z(t)6，該時間信號z(t)6由所有時移的信號響應hk(t-Δtjk)的和來形成。然後，根據z(t)通過隨機求平均來確定渡越時間tn。
在圖5b中示出根據本發明的系統分析測量方法的另一實施例的原理圖。LTI系統多次由一信號激勵，該信號每次由多個離散頻率組成。對於各激勵，記錄由接收機5記錄的系統響應5』的信號振幅或信號形狀y(t)，並對其進行離散傅立葉變換(DFT)。從DFT得出在發射信號的各個激勵頻率fj時的復值傳遞函數。根據實部和虛部，可針對光譜的各種頻率各自可選地計算振幅Sj和相移j。從各種激勵的所有系統響應的光譜的集合，通過離散傅立葉逆變換(DFT)再次推導所重構的時間信號z(t)6』。時間信號z(t)6』相當於距離信號z(D)，在該距離信號z(D)中，用光速c的一半乘以時間參數t。在該例中，可根據該重構的時間信號6』的曲線算出渡越時間t1和t2，該渡越時間t1和t2允許識別兩個目標並確定其距離。
在圖6a-b中示出根據本發明的方法的系統模型用的輸入量和輸出量的示例。圖6a示出三角形脈衝，該三角形脈衝在MHz範圍內周期性重複的情況下被施加給系統輸入，用於激勵LTI系統，其中，信號振幅s(t)的最大值與時間t＝0對應。在圖6b中示意示出由接收機所接收並在系統輸出所提供的系統響應y(t)。在這裡假定的兩目標情況下，該響應由所接收的信號振幅y(t)的兩個三角形曲線組成，其頂點在時刻t1和t2被接收。
圖7示出把d個子系統組合成一個LTI系統7的根據本發明的方法的系統模型，其中，d個子系統中的各子系統表示一個目標物體。適用於線性系統的是疊加原理和放大原理以及具有渡越時間或死時間tn的系統的可交換性原理。因此，一個系統可隨著死時間按順序交換，無需變更輸出，使得LTI系統7的子系統因而也被描繪在另一序列和另一分類中。存在於系統輸出SA的信號y(t)因此是所有d個子系統的系統響應y1(t-t1)至yd(t-td)在由信號s(t)施加在系統輸入SE所產生的各個激勵s1(t)至sd(t)上的線性和可交換疊加。圖7中的系統模型與公式2對應。
圖8示出系統分析用的合適發射信號，該發射信號例如可形成為正弦振蕩(上)以及針形脈衝或狄拉克脈衝序列(中)或矩形脈衝(下)。
在圖9中示出所有發射信號的總量的合適光譜分布的示例。所有發射信號的總量的合適光譜分布(所有激勵信號光譜的和)對於系統分析是關係重大的。使用一個(單個周期性)發射信號通常產生多個頻率(傅立葉級數)。根據本發明，在此測量、記錄和評價所有同時發射的頻率。
對於完整的系統分析，經常相繼發射不同周期長度的多個發射信號，其中，作為光譜範圍內的所有頻率的和的指配是重要的。這種由所有發射/接收頻率組成的光譜的指配可以不同。這些頻率可進行例如等距或對數等距布置。其他可能性在於頻率間隔，該頻率間隔是根據質數或根據斐波納契數來選擇的。在圖9中，最上面的頻率分布與等距布置對應，中間所示的頻率間隔的選擇是根據質數方案來進行的，而最下面的分布具有對數等距布置。在上面和下面分布中示出所有測量信號的量明顯在接收機側受到光譜限制(低通)，使得模型假定和掃描定理得以實現。
圖10示出作為所有發射信號的總量的光譜分布的其他例的限帶離散頻率。在此進行具有等距(上面)或對數等距(下面)布置的所有激勵信號的光譜分布。
圖11示出以具有各自不同等距布置的兩組離散頻率形式的所有發射信號的總量的合適光譜分布的另一例。兩組的間隔優選地是不同的。
在圖12中例示出作為光譜對數等距系統分析的IFT的重構時間或距離信號。時間信號z(t)根據具有對數等距激勵頻率的系統分析被計算為成本函數。渡越時間的最佳估計是通過數據評價得出的，在數據評價中，所有並行和串行執行的部分測量的信息都包括在內。在最大似然法方面的最佳估計量對於單目標情況是通過IFT根據傳遞函數H(f)計算時間信號。所查找的渡越時間tn或目標距離Dn與最高信號峰值對應。所示的時間信號是在頻率點fk時的傳遞函數H(fk)的IFT。
圖13例示出作為光譜等距系統分析的IFT的時間信號的包絡。目標距離Dn的確定是通過重構時間信號|z(t)|來進行的，該時間信號|z(t)|根據具有等距激勵頻率的系統分析被計算為成本函數。時間信號是通過具有所測量的頻率點fk的復傳遞函數H(fk)的IFT產生的。所查找的渡越時間再次與最高信號峰值對應。時間和距離由於D=c2t]]>而彼此是相當的。
圖14示出作為兩個光譜等距頻率組的IFT的兩個時間信號的示例。距離Dn的推導是通過根據具有不同等距分檔的2組激勵頻率的系統分析，把時間信號z(t)計算為成本函數來進行的。第一時間信號z1(t)(虛線)是通過復傳遞函數的IFT來算出的，該復傳遞函數是根據第一頻率組的測量數據產生的。第二時間信號z2(t)(實線)是由復傳遞函數的IFT產生的，該復傳遞函數是在第二組頻率時算出的。所查找的渡越時間的粗估計與第一時間信號的最高信號峰值對應。所查找的渡越時間的細估計與第二功率信號的最高信號峰值對應，其中，最大值與第一時間信號吻合。
圖15例示出作為具有兩個不同反射目標物體的兩個光譜等距頻率組的IFT的功率信號。示出對於多目標情況是優選的成本函數|P(t)|。該成本函數與z(t)的時間功率信號P(t)的包絡對應，其中，具有兩個目標物體的狀況被檢測。第一功率信號P1(t)(虛線)是通過復傳遞函數的IFT產生的，該復傳遞函數是根據第一頻率組的測量數據得出的。第二功率信號P2(t)(實線)是通過復傳遞函數的IFT產生，該復傳遞函數是在第二組頻率時算出的。所查找的渡越時間的粗估計與第一功率信號|P1(t)|的最高信號峰值對應。所查找的渡越時間的細估計與第二功率信號|P2(t)|的最高信號峰值對應，其中，最大值與第一功率信號吻合。
作為根據本發明的裝置的具有外差混頻器的簡單光電系統分析器的一實施例在圖16中以框圖的形式作了說明。使用根據DDS技術(直接數字合成器)的頻率合成器。使用這種模塊可對所有任意諧波頻率以及任意信號形狀進行編程。在此可通過微處理器在微秒內切換合成器的頻率。因此，可在短時間內掃描所有為系統分析所需要的頻率並測量傳遞函數的實部和虛部。鎖相環PLL與電壓控制振蕩器VCO一起用於產生外差接收機用的相位穩定混頻。在系統響應的直接掃描的情況下，或者在零差信號接收的情況下，可去除PLL。合成信號使用變頻器FC變換成甚高頻。接收信號在放大器電路A後，使用乘積混頻器MIX變換成低頻時間信號，然後被引導到低頻濾波器LF並在模擬數字轉換器ADC中進行數位化。信號數據由處理器單元PU提取，並可能的話被保存在存儲器M內。頻率穩定主控振蕩器OSCI用作距離測量的時間標準。
圖17示出根據本發明的具有外差混頻器以及在頻率選擇時靈活性提高的裝置的另一實施例的框圖。用於系統分析的激勵頻率的產生是通過與用於產生甚高頻的變頻器連接的第一DDS合成器來進行的。由於該配置不包含鎖相環PLL，因而產生各種優點，例如可進行微秒範圍內的快速變頻，或者可完全充分利用DDS的頻率範圍，這是因為PLL的窄鎖定範圍被去除。同樣可快速切換的第二DDS合成器產生用於外差接收的混頻信號。變頻器FC把激勵和混頻信號變換成期望頻帶。頻率穩定主控振蕩器OSCI用作時間標準。其他模塊是外差混頻器MIX，用於信號掃描的模擬數字轉換器ADC，用於數據保存的存儲器M，以及用作控制和評價單元的處理器單元PU。
圖18示意示出作為具有根據本發明的裝置的根據本發明的大地測量用測量儀器一例的經緯儀望遠鏡。從與評價電子裝置10一起配置在共用支承元件9上的輻射源8把光通過可切換的偏轉元件兒、反射偏轉裝置12以及物鏡13發射到第一目標3a。該第一目標3a代表全體可能目標來成像，並且不限於單目標情況。在通過第一目標3a反射後，該光由物鏡13收集，並且為了信號處理而通過二向色鏡元件14以及反射偏轉裝置12被引導到接收機15。接收機15的信號由評價電子裝置10處理，並且距離信息被推導。通過可切換的偏轉元件11把從輻射源8發射的光的一部分直接引導到接收機15，以便實現也適合於系統校準的儀器內部基準路程。物鏡13用作發射和接收物鏡，但其中發射機和接收機也可雙軸配置為兩個分離的物鏡。
除了用於信號處理的裝置以外，經緯儀望遠鏡還具有視覺光學系統，該視覺光學系統使從第一目標3a向回反射的光可供觀察人員使用。為此使用聚焦組件16和目鏡組件17，而該聚焦組件16和目鏡組件17可具有不同部件，例如轉像稜鏡。
圖19示出具有根據本發明的裝置的經緯儀望遠鏡以及用於控制自動聚焦的附加應用的示意圖。在原則上與圖18類似的結構中，該實施方式具有調整元件18，該調整元件18由評價電子裝置10控制並用於自動調整聚焦組件16。
具有根據本發明的裝置和光束導向裝置的替代實施的經緯儀望遠鏡的另一實施方式在圖20中作了示意圖示。從再次與評價電子裝置10一起配置在共用支承元件9上的輻射源8把光發射到反射偏轉裝置12。該反射偏轉裝置12把該光的一部分通過分光器19不僅直接引導到接收機15，而且引導到物鏡13，並因而引導到至少一個目標3a。在反射後，該光再次由物鏡13收集，並為了信號處理而通過二向色鏡元件14以及分光器19被引導到接收機15。接收機15的信號由評價電子裝置10處理，並且距離信息被推導。儀器內部基準路程由分光器19來定義。系統校準在此情況下與對外部目標物體的距離測量同時進行。
圖21例示出具有根據本發明的裝置的根據本發明的掃描儀的示意圖。為了記錄三維圖像，從與評價電子裝置10』一起配置在具有共用支承元件9』的外殼內的輻射源8把光通過分光偏轉元件19』、反射偏轉裝置12以及被分配給物鏡13』的偏轉元件12』發射到要記錄的景物，該景物的不同表面結構在該圖示中由第一目標3a來表示。
在反射後，該光由物鏡13』收集，並通過二向色鏡元件14』被引導到接收機15。主要是測量環境，以及發射信號的一部分通過鏡元件14』被引導到圖像傳感器20。接收機15的信號由評價電子裝置10』處理，並且距離信息被推導。在二向色鏡元件14』和圖像傳感器之間配置有聚焦組件16，該聚焦組件16也可採用與圖19類似的方式設置有調整元件，並可自動調整。由圖像傳感器20檢測的測量環境因此被清晰成像。
通過分光偏轉元件19』把從輻射源8發射的光的一部分直接引導到接收機15，以便實現也在該實施方式中適合於系統校準的儀器內部基準路程。
掃描光束的控制和對準可採用本來公知的方式，不僅通過旋轉整個儀器，而且通過變更發射方向來進行。在該例中，明示出整個儀器的運動，因而不排除其他實施方式，例如具有內部調整元件或者改變光束的光學部件。在該例中，整個儀器圍繞水平軸線HA和垂直軸線VA可旋轉地安裝，使得整個檢測區域的可掃描性通過水平和垂直旋轉運動的相互配合來實現。
圖22示出具有根據本發明的裝置以及用於同時校準的無切換的內部光路的雙軸測距儀的示意圖。光作為發射光束從與評價電子裝置10」一起配置在共用支承元件9」上的輻射源8被發射，並通過發射光學系統22經過出射窗21發射到目標3a。在反射後，該光由接收光學系統13」收集，並為了信號處理而被引導到接收機15。接收機15的信號由評價電子裝置10」處理，並且距離信息被推導。發射光束的一部分在出射窗21被反射並照射到雙軸配置的接收機15。反射的位置和強度可通過合適的表面處理，例如通過塗層或者反射部件23的塗敷，在出射窗21上確定大小。
權利要求
1.一種用於推導大地測量距離信息的方法，具有信號發生器，用於產生在MHz至GHz範圍內的至少2個高調製頻率；系統(7)，具有·系統輸入，·光輻射源(8)，·至少一個目標物體(3、3a、3b)，以及·具有系統輸出的接收機(4、4』、4」)；以及評價電子裝置(10、10』、10」)；具有以下步驟-通過把至少一個激勵信號施加給系統輸入，利用至少兩個特別是合成的調製頻率、優選的是一族離散調製頻率，來激勵系統(7)；-在系統輸出記錄至少一個系統響應(5、5』)；-通過評價電子裝置(10、10』、10」)從所述至少一個系統響應(5、5』)的信號形狀推導至少一條距離信息；其中，在所述推導至少一條距離信息時，從以下推導該距離信息，即-所述至少一個系統響應(5、5』)的信號形狀的至少一部分，或者-所述至少一個系統響應(5、5』)的信號形狀的時間結構。
2.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，在推導所述至少一條距離信息時，從以下推導該距離信息，即-所述至少一個系統響應(5、5』)的信號形狀的至少一部分，和-所述至少一個系統響應(5、5』)的信號形狀的時間結構。
3.根據權利要求1或2所述的方法，其特徵在於，在激勵系統(7)時，所述至少一個激勵信號被如此選擇，使得該激勵信號在頻域內具有恰好一條譜線或一族譜線。
4.根據權利要求3所述的方法，其特徵在於，在激勵系統(7)時，所述至少一個激勵信號被如此選擇，使得該激勵信號在頻域內具有一條基波譜線和多條高次諧波譜線。
5.根據上述權利要求中的任一項所述的方法，其特徵在於，以下步驟，即-激勵系統(7)，-記錄至少一個系統響應，以及-推導至少一條距離信息，被至少一次全部或部分地重複，其中，在激勵系統(7)時，調製頻率在每次重複時改變。
6.根據上述權利要求中的任一項所述的方法，其特徵在於，在激勵系統(7)時，調製頻率如此產生，使得這些調製頻率高於10MHz。
7.根據上述權利要求中的任一項所述的方法，其特徵在於，在激勵系統(7)時，所述至少一個激勵信號如此產生，使得該激勵信號具有時間周期性。
8.根據權利要求7所述的方法，其特徵在於，在激勵系統(7)時，所述至少一個激勵信號如此產生，使得該至少一個激勵信號具有以下脈衝方式-正弦，-矩形，-三角形，-狄拉克脈衝，-脈衝族。
9.根據權利要求7或8所述的方法，其特徵在於，利用具有不同重複頻率的至少兩個激勵信號進行對系統(7)的激勵。
10.根據上述權利要求中的任一項所述的方法，其特徵在於，在激勵系統(7)時，根據以下方案之一選擇調製頻率-等距頻率間隔，-對數等距頻率間隔，-與質數的部分序列對應的頻率間隔，-與斐波納契數的部分序列對應的頻率間隔，-至少2個頻率組，其中，各組內的調製頻率具有等距頻率間隔。
11.根據上述權利要求中的任一項所述的方法，其特徵在於，在記錄所述至少一個系統響應(5、5』)時，分配給系統響應(5、5』)的頻譜被限帶。
12.根據上述權利要求中的任一項所述的方法，其特徵在於，在激勵系統(7)並記錄所述至少一個系統響應(5、5』)時，針對施加給系統輸入的各激勵信號，執行對關聯繫統響應(5、5』)的掃描，特別是等時間掃描。
13.根據上述權利要求中的任一項所述的方法，其特徵在於，在推導至少一條距離信息時，該距離信息是直接在時域內通過評價至少兩個系統響應(5、5』)的信號形狀和時移來推導的。
14.根據權利要求1至12中的任一項所述的方法，其特徵在於，在推導至少一條距離信息時，在頻域內，特別是根據所述至少一個系統響應(5、5』)的時間信號的拉普拉斯或傅立葉變換，優選地在通過對所述至少一個系統響應(5、5』)的至少一次噪聲測量所確定的隨機加權的情況下，推導該距離信息。
15.根據權利要求13或14所述的方法，其特徵在於，在推導至少一條距離信息時，特別是通過系統內部光學基準路程執行系統校準。
16.根據權利要求13、14和15中的任一項所述的方法，其特徵在於，所述至少一條距離信息是藉助於非線性平衡計算來推導的。
17.根據權利要求14至15中的任一項所述的方法，其特徵在於，所述至少一條距離信息是藉助於成本函數的參數最優化，特別是在應用最大似然估計量的情況下來推導的。
18.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，在成本函數中，對由至少兩個系統響應(5、5』)的集合組成的信息進行考慮和評價。
19.根據權利要求17所述的方法，其特徵在於，在成本函數中，對各個系統響應(5、5』)的各自信息進行考慮和評價。
20.根據權利要求1至12中的任一項所述的方法，其特徵在於，在推導至少一條距離信息時，通過在對至少一個系統響應(5、5』)在頻域內的變換後進行逆變換並且隨後構建時域內時間信號(6、6』)來推導該距離信息。
21.根據權利要求20所述的方法，其特徵在於，在頻域內，至少兩個系統響應(5、5』)被組合成一個集合，根據該集合進行時間信號(6、6』)在時域內的構建。
22.根據權利要求20所述的方法，其特徵在於，在頻域內，第一族等距複合譜線被組合，根據該譜線進行第一時間信號(6、6』)在時域內的構建，並且此外，第二族等距複合譜線被組合，根據該譜線進行第二時間信號(6、6』)在時域內的構建。
23.一種用於執行根據權利要求1至22中的任一項所述的方法的裝置，具有a.信號發生器，用於產生調製頻率；b.系統，具有·系統輸入，·光輻射源(8)，·至少一個目標物體(3、3a、3b)，以及·具有系統輸出的接收機(15)；以及c.評價電子裝置(10、10』、10」)；其特徵在於，信號發生器具有至少一個直接數字合成器或者N分頻合成器。
24.根據權利要求23所述的裝置，其特徵在於，數位訊號發生器的上遊連接有石英穩定主控振蕩器。
25.根據權利要求23或24所述的裝置，其特徵在於，用於對調製頻率進行快速切換和濾波的電子變頻器被分配給數位訊號發生器，特別是用作具有分頻器、倍頻器以及變頻器的ASIC。
26.根據權利要求23至25中的任一項所述的裝置，其特徵在於，具有用於產生外差信號接收用的混頻的電壓控制振蕩器的跟蹤同步裝置被分配給數位訊號發生器。
27.根據權利要求23至26中的任一項所述的裝置，其特徵在於，信號發生器被形成為用於產生超過10MHz的調製頻率。
28.根據權利要求23至26中的任一項所述的裝置，其特徵在於，在系統輸出的接收部分中的優選地可調的低通或帶通濾波器。
29.一種大地測量用測量儀器，特別是經緯儀，具有權利要求23至28中的任一項所述的裝置，用於對一個或同時多個物體(3、3a、3b)進行距離測量。
30.根據權利要求29所述的大地測量用測量儀器，其特徵在於，儀器內部的反射部件(23)，優選的是在被分配給輻射源(8)的出射窗(21)的內側的反射塗層，用於限定系統內部基準路程。
31.一種用於三維掃描要記錄的圖像的掃描儀，具有權利要求23至28中的任一項所述的裝置。
32.一種根據權利要求23至28中的任一項所述的裝置的應用，用於控制自動聚焦。
33.一種根據權利要求23至30中的任一項所述的裝置的應用，用作具有多目標能力的測距儀，其中，無切換的系統內部光學基準路程限定第一要測量的目標物體。
34.一種根據權利要求23至31中的任一項所述的裝置的應用，用作具有用於快速三維物體測量的同時多次調製的測距儀。
全文摘要
為了推導大地測量距離信息，把光信號發射到一個或多個目標上。在此情況下，把諸如發射機(1」)和接收機(4」)的儀器部件與目標(3a和3b)一起建模成一種線性非時變系統，該系統由信號s(t)激勵，並且該系統的系統響應y(t)被記錄。與渡越時間計或相位計不同，距離信息是根據時移和系統響應的信號形狀兩者來推導的。
文檔編號G01S7/483GK1751222SQ200480004628
公開日2006年3月22日 申請日期2004年1月27日 優先權日2003年2月19日
發明者於爾格·欣德林, 保羅·本茨, 馬丁·德朗熱 申請人:萊卡地球系統公開股份有限公司