雙路取樣環路負反饋方法及雙路取樣負反饋放大器的製作方法
2023-06-08 16:38:31 2
專利名稱：雙路取樣環路負反饋方法及雙路取樣負反饋放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一种放大器，尤指一種雙路取樣環路負反饋方法以及雙路取樣負反饋放大器。
背景技術：
環路負反饋是提高線性放大器性能的重要方法。在負反饋放大器中，環路負反饋深度越大，放大器的失真越小。然而，提高反饋深度會受到放大器的穩定性的限制，即放大信號頻率越高，可得到的環路負反饋深度越小，特別是在功率放大器中，由於必須使用頻率特性差的大功率器件，為提供足夠的增益而採用較多的緩衝放大級數以及為應付輸出端負載的複雜變化。這樣，頻率較高的信號可得到的負反饋深度就更小，如音頻功率放大器在20KHz時的反饋深度通常只有10倍(20db)，所以環路負反饋降低放大器失真的能力有限。
綜上所述，為了提高功率放大器的反饋深度，必須解決在深度環路負反饋下放大器的穩定性問題。環路反饋不穩定的產生原因是反饋環路在某一頻率上的相移達到負180度而滿足正反饋條件，同時該頻率上的環路增益大於1，這樣就會因為滿足自激振蕩的條件而產生振蕩。
有鑑於此，提供一種雙路取樣環路負反饋方法及雙路取樣負反饋放大器以克服現有技術的缺點十分必要。
發明內容
基於現有技術的不足，本發明的主要目的在於提供一種雙路取樣環路負反饋方法，有助於提高反饋深度。
本發明的另一目的在於提供一種穩定性好、失真小的雙路取樣負反饋放大器。
為了達到上述目的，本發明提供了一種雙路取樣環路負反饋方法，包括如下步驟從放大器輸出端取得低頻反饋信號；從放大器的高頻低相移部分取得高頻反饋信號；所述兩路取樣信號的放大相位相同；採用電容、電感串聯式雙路取樣合成電路合成兩路取樣信號形成一個高、低頻相移都較低的信號，並將該信號用於環路負反饋。在本發明中，所述電容、電感串聯式雙路取樣合成電路可在電感上並聯阻尼電阻，或者在電容上串聯阻尼電阻，或者同時在電感上並聯阻尼電阻並在電容上串聯阻尼電阻。
本發明一種雙路取樣負反饋放大器，包括電壓放大電路，輸出電壓信號並送入高速緩衝和輸出緩衝； 輸出緩衝電路，單位電壓增益，提供放大輸出和雙路取樣合成的低頻反饋取樣信號；高速緩衝電路，單位電壓增益，輸出到雙路取樣合成高頻反饋取樣輸入；電容、電感串聯式雙路取樣合成電路，將高頻、低頻反饋取樣信號合成為一路複合反饋信號；以及反饋網絡，複合反饋信號通過反饋網絡輸入電壓放大級的反相輸入端。
其中，所述電容、電感串聯式雙路取樣合成電路可在電感上並聯阻尼電阻，或者在電容上串聯阻尼電阻，或者同時在電感上並聯阻尼電阻並在電容上串聯阻尼電阻。
在一個實施例中，所述雙路取樣負反饋放大器在高頻取樣通道上加入了高通濾波電路，該電路用於濾除高頻取樣通道中的放大信號頻段的信號。在另一個實施例中，所述雙路取樣負反饋放大器在輸出緩衝電路前增加了一個電壓增益級。在第三實施例中，所述雙路取樣負反饋放大器在低頻取樣前增加了低通濾波電路，用於濾除低頻取樣通道中的高頻信號。
採用本發明後，首先，由於將輸出緩衝及其後的極點排除在高頻反饋環路之外，使對反饋深度影響較大的大功率輸出緩衝級和多變的負載不影響高頻穩定性，只影響低頻穩定性，所以提高了高頻率信號的反饋深度，即能夠得到穩定的深度負反饋。其次，由於電容、電感串聯式取樣合成電路有快速的頻率變化特性，使放大器輸出緩衝級只需較窄的帶寬就可得到較的反饋深度，深度環路負反饋的實現難度大為降低。
為使本發明更加容易理解，下面將結合附圖進一步闡述本發明電容、電感串聯式雙路取樣合成電路及雙路取樣負反饋放大器的具體實施例。
圖1為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第一實施例的原理框圖；圖2為本發明電容、電感串聯式雙路取樣合成電路第一實施例的基本電路圖；圖3為本發明電容、電感串聯式雙路取樣合成電路第二實施例的基本電路圖；圖4為本發明電容、電感串聯式雙路取樣合成電路第三實施例的基本電路圖；圖5為本發明電容、電感串聯式雙路取樣合成電路第四實施例的基本電路圖；圖6為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第二實施例的原理框圖；圖7為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第三實施例的原理框圖；圖8為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第四實施例的原理框圖；圖9為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第五實施例的原理框圖；圖10為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第一實施例的實際電路圖。
具體實施例方式
本發明為一種雙路取樣環路負反饋方法，包括如下步驟(1)從放大器輸出端取得低頻反饋信號；(2)從放大器的高頻低相移部分取得高頻反饋信號；(3)採用電容、電感串聯式雙路取樣合成電路合成兩路取樣信號形成一個高、低頻相移都較低的信號，並將該信號用於環路負反饋。其中，所述兩路取樣信號放大相位相同，所述電容、電感串聯式雙路取樣合成電路可在電感上並聯阻尼電阻，或者在電容上串聯阻尼電阻，或者同時在電感上並聯阻尼電阻並在電容上串聯阻尼電阻。在本發明中，放大信號頻段在低頻反饋信號頻段中，該方法使輸出級及負載只影響負反饋環路的低頻穩定性，而對高頻穩定性沒有影響，因而有助於提高反饋深度。
在雙路取樣環路負反饋電路中，由於反饋信號不是全部取自放大輸出端，不能完全代表輸出信號，所以反饋的實際效果要打折扣。因而這種電路的設計應使在放大信號頻段合成反饋信號中取自放大輸出端信號的比例高，以使得實際反饋信號儘量與輸出信號相象，反饋深度越大，其比例應越高。為此，可以採用以下兩種方法一，提高雙路取樣的分頻頻率，使放大輸出端、即低頻取樣帶寬加大，該方法增加了對輸出級的帶寬要求。
方法二，採用具有快速頻率轉換特性的雙路取樣合成方法，這種方法可以採用較低的分頻點，對輸出級的帶寬要求低，穩定性好。
下面結合附圖進一步闡述本發明的幾個具體實施例。
實施例一圖1為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第一實施例的框圖。其中各標號的含義及用途如下11電壓放大電路，輸出電壓信號並送入高速緩衝和輸出緩衝；在一個實施例中，為差分輸入電壓放大級。
12輸出緩衝電路，單位電壓增益，提供放大輸出和雙路取樣合成的低頻反饋取樣信號。
13高速緩衝電路，單位電壓增益，輸出到雙路取樣合成高頻反饋取樣輸入。
14雙路取樣合成電路，將高頻、低頻反饋取樣信號合成為一路複合反饋信號。
15反饋網絡，複合反饋信號通過反饋網絡輸入電壓放大級的反相輸入端。
首先，電壓放大電路11的輸出被送到輸出緩衝電路12和高速緩衝電路13。其中，輸出緩衝電路12提供放大輸出和雙路取樣合成的低頻反饋取樣信號，而高速緩衝電路13提供雙路取樣合成的高頻反饋取樣信號，雙路取樣合成電路14將二路取樣信號合成為一路信號，該信號由反饋網絡15送入電壓放大電路11的反相輸入端而形成環路反饋。
在本發明中，電容、電感串聯式雙路取樣合成電路是核心，圖2是本發明一個實施例的電容、電感串聯式雙路取樣合成電路的基本電路。該電路由電容C1和電感L1串聯而成，電容C1的一端A是高頻取樣輸入點，電感L1的一端B是低頻取樣輸入點，電容C1、電感L1的相連處D點是合成信號輸出點。圖2所述的A、B、D點和圖1中的A、B、D點為對應關係。其中，VA低頻取樣輸入信號，圖1A點信號VB高頻取樣輸入信號，圖1B點信號VD合成輸出反饋信號，圖1D點信號為進一步闡述本發明，下面分析合成輸出反饋信號VD中，來自VA與來自VB信號的比例RAB隨頻率的變化關係。假設ZC、ZL分別為C1、L1的阻抗，則由VA產生的VD電壓分量VDAVDA=ZCZC+ZLVA]]>由VB產生的VD電壓分量VDBVDB=ZLZC+ZLVB]]>VDA與VDB比值RABRAB=1C1*L1*2VAVB]]>由上式可以看出，RAB反映了合成反饋信號中低頻通道取樣量與高頻通道取樣量的比例與頻率的變化關係，由於其比例的改變與頻率改變的平方成比例，所以本發明所述的方法有快速的頻率變化特性，這有利於用窄的低頻取樣帶寬取得大的反饋深度，這點是本發明取樣合成電路的一個重要特性。
若定義RAB等於1時的頻率為雙路取樣反饋系統的分頻點Fs，則有Fs=121C1*L1VAVB]]>在圖2的電路中，由於電感L1、電容C1是動態元件，D點合成反饋信號的頻率特性在取樣的高、低頻過渡區間會產生波動現象，容易引起不穩定，為減小這種波動，可在電感L1上並聯阻尼電阻，在電容C1上串聯阻尼電阻。而在實際應用電路中，由於電容C1上串聯的阻尼電阻很小，所以一般緩衝器的內阻就可以作為該電阻。圖3中的電路增加了和電感L1並聯阻尼的電阻R1。圖4電路增加了和電容C1串聯的阻尼電阻R2。圖5電路則增加了和電感L1並聯的阻尼電阻R1以及和電容C1串聯的阻尼電阻R2。
參考圖2-5，在放大信號頻段，由於電感L1的阻抗很小，VA、VB和VD的電壓基本相同，所以電容C1上放大信號頻段的電流很小，即相當於電容C1在放大信號頻段有高阻抗，在放大信號之外的高頻段，也只有很小的幹擾及噪聲電壓，所以整個頻段上高速緩衝電路I3的輸出電流都很小。
實施例二圖6為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第二實施例的框圖。在該實施例中，相對於實施例一，雙路取樣環路負反饋放大電路在高頻取樣通道上加入了高通濾波電路16，該電路用於濾除高頻取樣通道中的放大信號頻段的信號。
由於本實施例在高速緩衝電路13前增加了高通濾波電路16，用於減小B點輸入中放大信號頻段的信號，從而進一步減小合成反饋信號中放大信號頻段從高頻通道的取樣，同時，反饋電路的穩定性不受影響。在本發明中，圖中高通濾波電路16可在高速緩衝電路13輸入，也可以在高速緩衝電路13輸出。
高頻取樣通道增加高通濾波電路16後，在放大信號頻段，信號電壓VB小於VA和VD，電容C1將有信號電流通過，這將帶來二個問題，其一，增加了高速緩衝電路13的輸出電流，要增加其電流驅動能力；其二，電容C1的分流使D點的信號響應速度小於A點，造成反饋信號的響應速度降低，放大電路的動態性能變差，所以使用時要綜合考慮。
實施例三圖7為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第三實施例的框圖。在該實施例中，相對於實施例一，在輸出緩衝電路12前增加了一個電壓增益級，即同相電壓放大電路17，該同相電壓放大電路17加大了低頻通道電壓增益，使得低頻通道直流增益高於高頻通道，從而使放大頻段的反饋深度加大。由於低頻通道增益高於高頻通道，在放大信號頻段，信號電壓VB小於VA和VD，在系統分頻點處VB小於VA，從分頻點Fs的表達式可知，電容C1或電感L1必須取值較大，由此可知該電路存在與圖6電路相同的問題，且由於電容C1或電感L1取值較大而使反饋信號的響應速度降低更多，從而放大電路的動態性能亦變差。
圖8為本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第三實施例的框圖，其在低頻取樣前增加了低通濾波電路18，用於濾除低頻取樣通道中的高頻段信號，低通濾波使反饋信號的響應速度降低，從而使放大電路的動態性能變差。值得注意的是，低通濾波增加了低頻反饋迴路的極點，控制不當會影響反饋電路的穩定性。
參考圖9，本發明雙路取樣負反饋放大器的電路第五實施例，事實上為本發明第一實施例的變形，在此不再詳述。
參考圖10，為本發明第一實施例的實施電路圖。其中，電壓放大電路11由Q01、R01、Q02、R02、Q03、Q04、R04、Q05、R05、Q06、R06、Q07、R07、Q08、R08、Q09、R09、Q10、R10、Q11、R11、Q12、R12、Q13、Q14、Q15、R15、Q16、R16、Q17、Q18、W01、D01、D02、R13、D03、D04、R21組成。高速緩衝電路13由Q19、R17、Q20、C03、C04構成。輸出緩衝電路12由Q21、R18、Q22、Q23、R19、Q24、R20構成。雙路取樣合成電路14由C02、L01、R14構成。反饋網絡由R22、R23構成。
採用本發明後，首先，由於將輸出緩衝及其後的極點排除在高頻反饋環路之外，使對反饋深度影響較大的大功率輸出緩衝級和多變的負載不影響高頻穩定性，只影響低頻穩定性，所以提高了高頻率信號的反饋深度，即能夠得到穩定的深度負反饋。其次，由於電容、電感串聯式取樣合成電路有快速的頻率變化特性，使放大器輸出緩衝級只需較窄的帶寬就可得到較的反饋深度，深度環路負反饋的實現難度大為降低。
以上所揭露的僅為本發明雙路取樣環路負反饋方法及雙路取樣負反饋放大器的較佳實施例而已，當然不能以此來限定本發明之權利範圍，因此依本發明申請專利範圍所作的等同變化，仍屬本發明所涵蓋的範圍。
權利要求
1.一種雙路取樣環路負反饋方法，其特徵在於包括如下步驟從放大器輸出端取得低頻反饋信號；從放大器的高頻低相移部分取得高頻反饋信號；所述兩路取樣信號的放大相位相同；採用電容、電感串聯式雙路取樣合成電路合成兩路取樣信號形成一個高、低頻相移都較低的信號，並將該信號用於環路負反饋。
2.如權利要求1所述的雙路取樣環路負反饋方法，其特徵在於所述電容、電感串聯式雙路取樣合成電路可在電感上並聯阻尼電阻，或者在電容上串聯阻尼電阻，或者同時在電感上並聯阻尼電阻並在電容上串聯阻尼電阻。
3.一種雙路取樣負反饋放大器，其特徵在於包括電壓放大電路，輸出電壓信號並送入高速緩衝和輸出緩衝；輸出緩衝電路，單位電壓增益，提供放大輸出和雙路取樣合成的低頻反饋取樣信號；高速緩衝電路，單位電壓增益，輸出到雙路取樣合成高頻反饋取樣輸入；電容、電感串聯式雙路取樣合成電路，將高頻、低頻反饋取樣信號合成為一路複合反饋信號；以及反饋網絡，複合反饋信號通過反饋網絡輸入電壓放大級的反相輸入端。
4.如權利要求3所述的雙路取樣負反饋放大器，其特徵在於所述雙路取樣負反饋放大器在高頻取樣通道上加入了高通濾波電路，該電路用於濾除高頻取樣通道中的放大信號頻段的信號。
5.如權利要求3所述的雙路取樣負反饋放大器，其特徵在於所述雙路取樣負反饋放大器在輸出緩衝電路前增加了一個電壓增益級。
6.如權利要求3所述的雙路取樣負反饋放大器，其特徵在於所述雙路取樣負反饋放大器在低頻取樣前增加了低通濾波電路，用於濾除低頻取樣通道中的高頻段信號。
7.如權利要求3所述的雙路取樣負反饋放大器，其特徵在於所述電容、電感串聯式雙路取樣合成電路可在電感上並聯阻尼電阻，或者在電容上串聯阻尼電阻，或者同時在電感上並聯阻尼電阻並在電容上串聯阻尼電阻。
全文摘要
本發明公開了一種雙路取樣環路負反饋方法，包括如下步驟從放大器輸出端取得低頻反饋信號；從放大器的高頻低相移部分取得高頻反饋信號；其中兩路取樣信號放大相位相同；合成兩路取樣信號形成一個高、低頻相移都較低的信號，並將該信號用於環路負反饋。本發明還公開了一種雙路取樣負反饋放大器，包括電壓放大電路、輸出緩衝電路、高速緩衝電路、電容、電感串聯式雙路取樣合成電路以及反饋網絡。本發明所述的方法有快速的頻率變化特性，使放大器輸出級只需較窄的帶寬就可得到較的反饋深度，從而使深度環路負反饋的實現難度大為降低。
文檔編號H03F1/34GK1741371SQ20041005124
公開日2006年3月1日 申請日期2004年8月27日 優先權日2004年8月27日
發明者周宗善 申請人:周宗善