信息錄放裝置的製作方法

2023-05-27 19:00:01 1

專利名稱：信息錄放裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及用光磁錄放裝置、光學錄放裝置的光學傳感頭來播放信息的錄放裝置，特別是涉及為了改善高密度記錄及糾錯率而適用於用來與維特比解碼器相組合的PR(局部響應)方式。
最近，在數字磁記錄的重放系統信號處理技術中，如日本專利申請公開JP4-221464和JP5-2842提出了用來改善高密度記錄等替代峰值檢測方式(電平檢測方式)作為信號檢波方法的局部響應(Partial ResponsePR)的方案，而且人們注意到為改善差錯率特性，把維特比解碼法加在解調系統中作為最準確解碼法(糾錯解碼法)是有效的手段。另一方面，在光學記錄、光磁記錄領域中，作為適用局部響應方式和維特比解碼法的例子，公知的文獻有大沢、山內、田崎的論文「新的利用可變長數據塊代碼和d限定的維特比解碼法在光磁記錄中的應用」電視雜誌，44，10，pp1369～1375(1990)。
圖11是使用局部響應和維特比解碼方法的現有的光磁記錄重放系統的結構的方框圖。
在這種光磁記錄重放系統中，設置有為抑制由後述的錄放系統(光磁驅動器)3的頻帶限制而造成的單元波形(讀取波形)的幹擾(碼間幹擾)以及為使來自單元波形序列的同步信息的取樣簡易化而按照適宜於錄放系統3的特性的編碼規則進行編碼所需要的編碼調製器1。例如作為這種編碼調製器1，它是由(2，7)RLL編碼器和NRZI調製器構成。RLL編碼器用來把必須記錄的輸入數據比特串(數字信息串){Ai}編碼成為串長(Run)最小值參數d＝2、最大值參數k＝7的RLL(有限串長)代碼；NRZI調製器進一步把那個(2，7)RLL代碼串變換成為NRZI(非歸零轉換)代碼(符號0時，電平不翻轉；只有在符號1時才在信息串的前端進行電平翻轉)。(2，7)RLL編碼規則的k限制(＝7)的優點是可以抑制碼間幹擾(波形幹擾)，NRZI調製器的標識長調製的優點是有助於提高高記錄密度。
另外，用圖11的光磁錄放系統，由編碼調製器1產生的編碼數據序列{ai}被預先輸入到具有後述的波形均衡器4的逆傳輸特性的電路的特性[1/(1＋D)]模2的預編碼器2，不會在後級的維特比解碼器7中引起在波形均衡中4的輸出內抵消錄放特性造成的誤傳送。來自預編碼器2的記錄代碼系列{di]作為記錄單元波形用錄放系統3的半導體雷射器等的熱效應記錄在光磁記錄載體的磁性薄膜上。
另一方面，在重放處理過程中，為了進行高密度記錄，修正波形並補償波形幹擾的波形均衡器4對用錄放系統3的光學傳感頭從光磁記錄載體讀出並由前置放大器放大所得到的重放單元波形e(t)進行波形均衡。作為該波形均衡器4的一般結構，它由串聯延遲級(SR)、(2L＋1)個加權電路(乘法器)4b以及加法器4c構成。其中如圖12所示，串聯延遲級(SR)是由採用橫向濾波器的延遲時間為T的延遲電路4a進行(2L)級串聯而構成；加權電路4b把加權係數Cj(j＝-L，…，-1，0，+1，…，+L)乘在構成信號識別點的各分支的輸出信號上，加法器4C用來求全部輸出的總和。延遲電路4a的延遲時間T不必與代碼符號序列的信息組寬度Tb相同，為了減少波形均衡的均衡誤差，可以採用延遲時間為T＝Tb/M的延遲電路4a。其中m是自然數。
可是，在此僅在正確的取樣點kTb對重放單元波形序列e(t)進行取樣時，為了使取樣值只取決於對應於該代碼符號的單元波形，而不存在不受相鄰單元波形影響的波形間幹擾，就必須滿足下面的尼奎斯特(Nyquist)條件(尼奎斯特的第1無畸變條件)。
ek＝e(kTb)＝e0δk0……(1)其中，Tb是代碼符號序列的時間單位，即信息組寬度。δk0是眾所周知的科羅奈卡(Kronecker)的戴爾他(δ)符號，δij＝1(j＝i)，δij＝0(i＝j)，在滿足這個尼奎期特條件的單元波形e0中，公知的各種波形有方脈衝波、尼奎斯特波形等，但是最基本的波形是下面的尼奎斯特波形(取樣函數)r(t)。
r(t/Tb－n)＝sinc(t/Tb－n)＝sin(t/Tb－n)/(t/Tb－n)……(2)但是，既使用尼奎斯特波形r(t)作為單元波形，裝置的每個精度偏離和高密度記錄也會使分辨能力惡化，仍舊會不可避免地發生波形間幹擾，而導致碼間幹擾，與其如此倒不如用波形均衡器4按PR方式積極利用波形間幹擾。也就是說，對於預編碼器2、錄放系統3和波形均衡器4的綜合傳輸函數，如果把脈衝加在預編碼器2上時的波形波均衡器4的輸出波形(脈衝應答波形)作為h(t)，一般在預編碼器2的輸入是編碼數據序列{ai}時，波形均衡器4的輸出x(t)由下式給出x(t)=KaKh(tTb-K)(3)]]>其中，ak作為k時刻的數據輸入，使T＝Tb。
在此，若波形均衡器4是具有圖12所示的延遲時間T的延遲電路4a的橫向濾波器，h(t)用尼奎斯特波形r(t)的卷積表示。h(t)=n=0LCn(tTb-n)(4)]]>此處，當n≠0時，尼奎斯特波形相當於延遲運算得到的應答部分，被稱之為局部響應，由(3)，(4)式得到的結果是x(t)=KaKn=0LCn(tTb-n-k)]]>=KaK(tTb-K)(5)]]>這裡aK=n=0LCnaK-n(6)]]>由式(1)可以檢出X(t＝kTb)＝a′k|mod N……(7)總之，在時間離散的識別點(kTb)，把波形均衡器4的輸出x(t)作為信號電平(mod N)的多值來識別，在此，一般把各加權係數Cj間設定為適當的整數比。這樣把加權係數Cj設定為整數比的波形均衡器4也稱之為PR(局部響應)電路，在PR方式中，用該PR電路的加權係數Cj來一般性地表示為PR(C0，C1，…，CL)。在必要的情況下，加權係數Cj也可以擴展到實際數字，因此，PR方式的方案提議人Kretzmer把作為代表性的PR方式表示為5種形式，即PR(1，1)，PR(1，2，1)，PR(2，1，-1)，PR(1，0，-1)，PR(-1，0，2，0，-1)。
其中，在圖11的光磁記錄重放系統中，因為光磁記錄中的光學傳輸函數OTF呈現Sinc函數，所以採用具有與其相似的頻率特性的PR(1，1)方式。因為在PR(1，1)方式中C0＝C1＝1，所以波形均衡器4的輸出波形(脈衝應答波形)h(t)是r(t/Tb)及其延遲波r(t/Tn－1)的合成波形。由於識別點是每個Tb，其振幅值從0→1→1→0推移，所以按照對它的識別，就能檢測出脈衝輸入。在PR(1，1)的情況下，使用延遲運算因子D時，由於可以用作為G(D)＝1＋D來表示，所以在輸入為dk時，其輸出可以表示為(dk＋dk－1)。當dk＝dk－1＝1時，輸出為2，所以波形均衡器4的輸出電平是3個值(0，1，2)。
PR方式對於存儲單一的單元波形來說，是一種積極利用在重放信號的多個識別點其應答不是零的波形(相關波形)的方式，而且即使存在波形間幹擾，也檢出電平的一定時間延遲的相關性，所以人們把這種方式作為適合於與(2，7)PLL代碼等電平相關代碼有關的錄放特性的均衡方法予以關注。
圖11的波形均衡器4的輸出X(t)在低通濾波器(LPF)5中除去重放過程和均衡過程相加產生的白色噪聲之後，再在A/D變換器6中在信息組寬度的時間離散點取樣，同時進行取樣值的量化。
可是，在波形均衡器4中噪聲相疊加，實際上作為錯誤序列輸出去，為此，要在維特比(Viterbi)解碼器7中用維特比算法執行最大似然解碼方法(Maximum LikelihoodML)。所謂最大似然解碼是在識別及解碼處理中不把各識別點上的信號值作為處理對象，而把某個有限長的信號序列(有限長)作為處理對象。維特比算法是最大似然解碼方法的一種形式，其前提是接收(重放)信號序列可以用有限自動控制裝置·模型來表示。因為圖12所示的橫向濾波器的波形均衡器4可以稱之為卷積編碼器，所以其輸出也可以用有限自動控制裝置·模型(用內部狀態和輸入決定輸出的機器)來表示。而且，所謂維特比算法是在每個有限狀態機器即編碼器的格線圖(按照輸入信息系列表示編碼器的狀態變化過程所生成的輸出代碼系列的線圖)的時間推移點上求出各時間點輸入的測量值(似然度基準)成為最小的路徑(內部狀態的推移路徑)的算法。
在圖11所示的光磁記錄重放系統中，針對(2，7)RLL代碼和PR(1，1)方式的組合採用維特比解碼方法，當把錄放系統3和波形均衡器4作為有限狀態機器(卷積編碼器)時，圖13上表示了其內部狀態的狀態推移圖。輸入信息系列是預編碼器2的輸出dt(＝0，1)，輸出代碼系列是波形均衡器4的輸出Xt。波形均衡器4是PR(1，1)電路，其檢出的輸出Xt是0，1或2。因為包含有唯一的延遲單元，內部狀態就是21＝2個。若用ut－1表示內部狀態，ut－1＝0時對應於狀態S1，ut－1＝1時對應於狀態S2。因此在狀態S1的情況下，輸入0時處於狀態S1的原狀態下，其輸出就為0，在這種情況下，在圖13上把輸入/輸出＝dt/xt表示為0/0。在輸入1的時候狀態推移為狀態S2，其輸出為1，在狀態S2的情況下，輸入1的時候處於狀態S2的原狀態，輸出就成了2，輸入0時，狀態推移到狀態S1，其輸出為1。
圖14是一幅格線圖，表示根據圖13的狀態推移圖的時間的內部狀態變化過程，圖14的有向虛線表示從輸0引起的推移，有向實線表示由輸入1引起的推移，在有向線上都加有dt/xt的值。下面簡單說明維特比算法，首先計算在各時間點(t－2～t＋2)上狀態匯流的多個分支的量度值，例如用漢明距離作為該分支的量度值，其中把具有最小的分支量度值的通路作為保全通路。分支量度值相同時，選擇任意通路。因為既使在解調方也已經知道初始狀態，代碼串的相關性的標準即約束長度以及終了狀態，所以從唯一的終了狀態向前回溯保全通路可以追溯到唯一的起始狀態，從而能決定最正確的路徑。考慮到這種狀態推移的相關性，克服了錄放系統3和波形均衡器4的比特差錯，就使正確的信息系列得到解調。
雖然省略了維特比解碼器7的結構的詳細說明，但如圖15所示，通常維特比解碼器7由假定路徑存儲器7a、ACS電路7b、路徑存儲器7c和路徑選擇器7d構成。其中假定路徑存儲器7a用來存儲從對應於約束長度的比特數的數據列的波形所求出的期待值；ACS電路包含有加法器(A)、比較器(B)及選擇器(C)，用加法器(A)求出來自A/D變換器6的取樣值和來自假定路徑存儲器7a的期待值之差的2倍輸出與上次算出的路徑量度值之和，然後用比較器(B)比較加法運算的輸出，用選擇器(C)從中選出小值；路徑選擇器7d用來選出路徑量度值的最小值的路徑，把最末尾的數據作為解調數據。
圖11的系統的最末級的解調器8解調由維特比解碼器7所得到的糾錯碼{ai]，而返回到信息序列{Ai}，這相當於(2，7)RLL編碼和NRZI編碼的逆變換。
但是，上述的光磁錄放系統存在如下的問題。
①如果把圖11的光磁錄放系統中的錄放系統(光磁驅動器)3的傳輸函數作為H(f)，波形均衡器4的傳輸函數作為E(f)，那麼在局部響應PR(1，1)的情況下，為了滿足下式，必須決定波形均衡器4的加權係數Cj。
H(f)·E(f)＝PR11(f)……(8)其中，PR11(f)是PR(1，1)的傳輸函數。若使用延遲運算因子D＝exp(-jωTb)，PR(1，1)可以表示為G(ω)＝(1＋D)，其中ω＝2πf。因此，傳輸函數PR11(f)是|G(f)|＝| 2cos(7πfTb)|。在這裡，截止頻率f11＝1/2Tb，圖16表示記錄密度低的情況下的傳輸函數的頻率特性，因為記錄密度低，錄放系統的傳輸函數H(f)的截止頻率fH比PR11(f)的截止頻率f11還高，這種情況下，如果構成在截止頻率f11之下具有傳輸函數E(f)為零的波形均衡器4，從原理上可以實現沒有均衡誤差的狀態。
但是，把記錄密度提高起來的話，如圖17所示，由于波形間幹擾使傳輸函數H(f)的截止頻率fH降低，隨之使它比PR11(f)的截止頻率f11還低。這種情況下，存在不滿足(8)式的區域(fH≤f≤f11)，從原理上講存在增大均衡誤差的問題。均衡誤差變大就意味著碼間幹擾糾正的削弱，因此，自然會產生高密度錄放的極限。
②如圖16所示，既使在記錄密度比較低的情況下，傳輸函數E(f)的高端呈現為大於1的值，所以，噪音起了主要作用。而且為了減低均衡誤差(最小二乘法誤差)，雖然從硬體的角度來看可以增加使用延遲時間短的延遲電路4a的波形均衡器4的分支數，但自然會增大波形均衡器4的結構複雜性，從而由於延遲單元的數量的增大進一步使噪聲變得顯著，引起高端噪音的增強，均衡誤差的抑制卻變得不那麼有效。存在的問題是由於比特誤差率變高，即使實施維特比解碼也不能明顯改善比特差錯率。
鑑於上述的第①和②的問題，本發明的任務是為達到匯總編碼側、錄放系統及解調側構成的整體的最佳特性，而發現與維特比解碼相組合而得到的最佳PR方式，從而提供可以提高高密度記錄和減低比特差錯率的信息錄放裝置。
為實現上述任務，本發明是由光磁錄放裝置，光學錄放裝置等的光學傳感頭播放信息的信息錄放裝置中採用使加權係數特殊化的局部響應(PR)方式的裝置。
本發明的第1裝置具有把數字信息序列進行RLL編碼後進行NRZI編碼的編碼調製裝置；把其編碼符號序列記錄在信息記錄載體上，並作為單元波形序列從其信息記錄載體上用光學傳感頭重放模擬信號的錄放裝置；對來自上述錄放裝置的單元波形進行波形均衡的波形均衡裝置，當把上述編碼符號序列的數據組寬度Tb作為延遲時間的延遲運算因子設為D、加權係數分別為C0，C1，…，Cn時，該波均衡裝置是具有例如延遲時間為Tb/m等的延遲因子的橫向濾波器，該波形均衡裝置用傳輸函數把上述編碼符號的單元波形變成為用傳輸函數G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)＝(C0＋C1D＋C2D2＋…＋CnDn)運算出的波形；把均衡波形序列按取樣周期Tb/m取樣並量化的A/D變換裝置；把數字輸出與規定的期待值相對比，把最大似然路徑作為解碼符號序列的維特比解碼裝置；對解碼符號序列施以RLL編碼和NRZI編碼的逆變換，並對解碼數字信息序列解調的解調裝置；以及在上述波形均衡裝置或上述A/D變換裝置的後級從其輸出中除去高頻噪聲的低通濾波器；其特徵是上述的加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}是實數值序列，且序列增字的上升順序和下降順序列是同一序列，至少加權係數C0，C1，C2≠0。
本發明的第2裝置具有把數字信息序列進行RLL編碼後進行NRZI編碼的編碼調製裝置；把其編碼符號序列記錄在信息記錄載體上，並作為單元波形序列從其信息記錄載體上用光學傳感頭重放模擬信號的錄放裝置；把其重放單元波形序列按上述編碼符號序列的數據組寬度Tb/m(m是自然數)的取樣周期取樣，並量化的A/D變換裝置；把來自上述A/D變換裝置的數位訊號進行波形均衡的波形均衡裝置，該波形均衡裝置是具有例如規定延遲時間為Tb/m等的延遲單元的橫向濾波器，當把數據組寬度Tb作為延遲時間的延遲單元設為D，把加權係數分別設為C0，C1，…，Cn時，該波形均衡裝置把上述代碼符號的單元波形變成為對來自上述A/D變換裝置的數位訊號用傳輸函數G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)＝(C0＋C1D＋C2D2＋…CnDn)運算所得到的波形；從波形均衡過的信號中除去高頻噪聲的低通濾波器；以及把濾波器輸出與規定的期待值對比，並把最大似然路徑作為解碼信號序列的維特比解碼裝置；其特徵是上述加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}是實數值序列，並且序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列，至少加權係數C0，C1，C2≠0。
上述加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}最好是正實數中的高分布序列。特別是，上述PR方式的傳輸函數G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)最好是從PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)構成的組中所選出的傳輸函數。其中最好是D的3次傳輸函數PR(C0，C1，C1，C0)＝(C0＋C1D＋C1D2＋C0D3)，作為傳輸函數G(D)最好是PR(1，2，2，1)＝(1＋2D＋2D2＋D3)。
在這樣的信息錄放裝置中，低通濾波器的截止頻率可以設置在1/2Tb～1/6Tb的範圍內。
作為用於上述PR(1，2，2，1)方式的維特比解碼裝置，最好是把上述錄放裝置和上述波形均衡裝置視為卷積編碼器，作為內部狀態也包含作為其輸入的上述代碼符號狀態，並從其中抽出(1，7)RLL編碼和NRZI編碼所禁止的狀態推移，作為10個狀態數的內部狀態S0～S9，並採用基於其狀態推移的格線圖。具體說，就是這種內部狀態S0～S9的狀態推移圖是在狀態S0下，向上述錄放裝置輸入為0的時候，保持狀態S0的原樣不動，上述波形均衡裝置的輸出為0；在狀態S0，其輸入為1時，向狀態S1推移，其輸出為1；在狀態S1，其輸入為1時，向狀態S2推移，其輸出為3；在狀態S2，其輸入為0時，向狀態S8推移，其輸出為4；在狀態S2，其輸入為1時，向狀態S3推移，其輸出為5；在狀態S3，輸入為0時，向狀態S5推移，其輸出為5；在狀態S3，其輸入為1時，向狀態S4推移，其輸出為6；在狀態S4，其輸入為0時，向狀態S5推移，其輸出為5；在狀態S4，其輸出為1時，保持狀態S4原樣，輸出為6；在狀態S5，其輸入為0時，向狀態S6推移，輸出為3；在狀態S6，其輸入為0時向狀態S7推移，輸出為1；在狀態S6，輸入1時，向狀態S9推移，輸出為2；在狀態S7，其輸入為0時，向狀態S0推移，輸出為0；在狀態S7，輸入為1時，向狀態S1推移，輸出為1；在狀態S8，其輸入為0時，向狀態S6推移，輸出3；以及在狀態S9，其輸入為1時，向狀態S2推移，輸出為3。
當採用PR方式的加權係數的數據序列{C0，C1，…，Cn}是實數數值序列、而且序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列、至少係數C0，C1，C2≠0的PR方式時，與採用錄放裝置的傳輸函數H(f)和波形均衡裝置本身的傳輸函數E(f)的積的PR方式傳輸函數良好一致，這就可以減低均衡誤差，而實現高密度記錄。與原來的PR(1，1)方式相比，由於約束長度變長，從而從維特比解碼裝置實現了比特差錯糾正的改善。
其中，最好採用加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}為中高分布序列的PR方式，例如PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)，特別是取為PR(1，2，2，1)方式時，高密度記錄和比特糾錯方面都優越。
對於PR(1，1)的傳輸函數的截止頻率為1/2Tb來說，因為PR(1，2，2，1)的傳輸函數的截止頻率是更低值1/3Tb，所以，即使不增加均衡裝置的分支數，也能把均衡誤差壓抑到很低的數值，從而提高對波形幹擾的抑制力。可以不增加均衡裝置的分支數，當然就可以實現均衡裝置結構的簡化，從而可以避免噪聲的增大，並可抑制比特誤差。從這一點來看也可以提高解調能力。
因為PR(1，2，2，1)的傳輸函數的截止頻率是1/3Tb，就有可能把低通濾波器的截止頻率設定在1/2Tb以下(1/2Tb～1/6Tb)，從而使噪聲消除的效果也是顯著的。因此，提高了糾錯率。
在維特比解碼裝置中，把錄放裝置和波形均衡裝置看作卷積編碼器，作為其輸入的代碼符號的狀態也包含作內部狀態，從其中把(1，7)RLL代碼和NRZI代碼所禁止的狀態推移抽出來。設成10個內部狀態S0～S9，在採用以狀態推移為基礎的格線圖的情況下，因為加長了可以增加內部狀態的部分，即最小自由距離，從而加強了代碼的相關性，提高糾錯率。
附圖簡要說明圖1是表示按照本發明的光磁錄放裝置的實施例1的整體結構的方框圖。
圖2是包含PR(1，2，2，1)方式的PR方式的波形圖。
圖3是實施例1中，把錄放系統和波形均衡器作為約束長度4的格線偏碼器的情況下的內部狀態的狀態推移圖。
圖4是基於圖3的狀態推移圖的時間的內部狀態變化過程格線圖。
圖5是實施例1中，基於把錄放系統和波形均衡器作為約束長度5的格線編碼器的情況下的內部狀態推移圖的格線圖。
圖6是實施例1中，錄放系統的傳輸函數H(f)及PR方式的傳輸函數PR11(f)，PR1221(f)的曲線圖。
圖7是實施例1中，重放(1，7)RLL的NRZI代碼的情況的波形均衡的均衡波行的理想的眼圖。
圖8是實施例1中，與PR(1，2，2，1)方式和PR(1，1)有關的均衡誤差對于波形均衡器的分支數的依存關係曲線。
圖9是實施例中，用最大長周期序列(M系列)的0，1數據作為記錄數據，按0.25μm/bit～0.35μm/bit的記錄密度在光記錄載體上進行記錄，其重放信號的解調後的數據的比特差錯率(BER)與其重放信號的信噪比(S/N)的關係曲線。
圖10是按照本發明的光磁錄放裝置的實施例2整體結構的方框圖。
圖11是原來的光磁錄放裝置的一個例子的整體結構的方框圖。
圖12是用於光磁錄放裝置的橫向波形均衡器的一般結構的方框圖。
圖13是把圖11中的錄放系統和波形均衡器當作為有限狀態機器(約束長度為1的卷積編碼器)的情況下的內部狀態的狀態推移圖。
圖14是基於圖13的狀態推移圖的格線圖。
圖15是用於光磁錄放裝置的維特比解碼器的一般結構的方框圖。
圖16是圖11中，在低密度記錄的情況下，錄放系統的傳輸函數H(f)、波形均衡器的傳輸函數H(f)以及PR(1，1)方式的傳輸函數pR11(f)的曲線圖。
圖17是圖11中高密度記錄的情況下，錄放系統的傳輸函數H(f)，波形均衡器的傳輸函數H(f)以及PR(1，1)方式的傳輸函數PR11(f)的曲線圖。
下面，按照


本發明的實施例。
圖1是按照本發明的光磁錄放裝置的實施例1的整體結構的方框圖。
本例的編碼調製器11由(1，7)RLL編碼器和NRZI調製器構成。(1，7)RLL編碼器的行程最小值參數d＝1，最大值參數k＝7，該編碼器用來對輸入數據比特序列(數字信息序列){Ai}進行編碼；NRZI調製器進一步把(1，7)RLL編碼序列變換成NRZI代碼。(1，7)RLL編碼規則的K限定(＝7)的優點是可以抑制碼間幹擾。由編碼調製器11輸出的編碼序列{ai]作為記錄單元波形序列用錄放系統(光磁驅動器)3的半導體雷射器等的熱效應被記錄在光磁記錄載體的磁性薄膜上。在信息重放處理中，作為信號檢測系統的後述的波形均衡器14對由錄放系統的光學傳感頭讀出的重放單元波形e(t)進行波形均衡。本例的波形均衡器14也由串聯延遲級(SR)、(2L＋1)個加權電路(乘法器)4b和加法器4C構成。如圖12所示，串聯延遲級(SR)把2L段使用橫向濾波器具有分支的一定時間間隔(延遲時間)T的延遲電路4a串聯而成；加權電路4b用來把加權係數Cj(j＝-L，…，-1，0，+1，…，+L)賦予來自信號識別點的各分支的輸出信號。另外，延遲電路4a的延遲時間T不必與編碼符號序列的數據組寬度Tb相同，為減低波形均衡的均衡誤差，可以使用T＝Tb/m的延遲電路4a。
本例的波形均衡器14為使其自身所包含的錄放系統實現局部響應PR(1，2，2，1)特性而設定有均衡器14的加權係數Cj。在PR(1，2，2，1)中，因為C0＝1，C1＝2，C2＝2，C3＝1，根據(4)式，在錄放系統3上加以脈衝時的波形均衡器4的輸出波形(脈衝應答波形)即h(t)由下式給出h(t)＝r(t/Tb)＋2r(t/Tb－1)＋2r(t/Tb－2_＋r(t/Tb－3)……(9)在此，因為設T＝Tb，應答波形的識別點是每個Tb，如圖2所示，脈衝應答波形的幅值按0→1→2→1→0推移，所以對此予以識別，就能檢測出脈衝輸出。當用延遲運算因子D＝exp(-jωTb)時，PR(1，2，2，1)可以用數字形式表示為G(D)＝(1＋2D＋2D2＋D3)，其中ω＝2πf。若時刻K時的輸入為ak，那麼其輸出可以表示為(ak＋2ak－1＋2ak－2＋ak－3)，在ak＝ak－1＝ak－2＝ak－3＝1時，輸出為6，所以波形均衡器14的輸出信，號有7個值(0，1，2，3，4，5，6)。因此，PR(1，2，2，1)的傳輸函數PR1221(f)是|G(f)|＝|2cos(πfT){1＋2cos(2πfT}1/2}|
在這裡，截止頻率f1221＝1/3Tb。
然後，在低通濾波器(LPF)15除去在重放過程和均衡過程中疊加起來的白噪聲，因為傳輸函數PR1221(f)的截止頻率是f1221＝1/3Tb，所以1比特的延遲時間(數據組的寬度)設為Tb時，濾波器15的截止頻率的範圍是1/3Tb～1/6Tb，1/4Tb～1/6Tb為好。然後，在後面的A/D變換器16中，在數據組寬度的時間離散點取樣的同時，進行取樣值的量化。
此後，經A/D變換器16量化過的重放數位訊號在維特比解碼器17用維特比算法進行最大似然解碼方法。本例中，對於(1，7)RLL編碼、NRZI編碼和PR(1，2，2，1)方式的組合採用了與其相適合的維特比解碼方法。在這裡，當把錄放系統3和波形均衡器4用作有限狀態機器(約束長度為4的格線編碼器)時，圖3表示了它的內部狀態的狀態推移圖。輸入信息序列是編碼調製器的輸出at(＝0，1)，輸出編碼序列是波形均衡器4的輸出xt。波形均衡器14的輸出xt的電平是0，1，2，3，4，5或6。因為包含有3個延遲元件T，所以內部狀態最大有23＝8種，但受(1，7)RLL的d＝1的限制，實際的內部狀態只有6種。當用(ut－1，ut－2，ut－3)表示內部狀態時，存在狀態S0＝(0，0，0)，S1＝(1，0，0)，S2＝(1，1，0)，S3＝(1，1，1)，S4＝(0，1，1)，S5＝(0，0，1)6種，而狀態(1，0，1)和狀態(0，1，0)不存在。
因此，在狀態S0的情況下，輸入為0時，狀態S1為原樣，其輸出為0，且把輸入/輸出＝at/xt表示作0/0。輸入為1時，推移到狀態S1，其輸出為1。在狀態S1的情況下，下一個輸入也為1，推至狀態S2，其輸出為3。在狀態S2，輸入1時，推至狀態S3，其輸出為5，輸入0時，推至狀態S4，其輸出為4。在狀態S3，輸入1時，保持狀態S3原樣，其輸出為6，輸入0時，推至狀態S4，其輸出為5。在狀態S4，下一個輸入也為0，推至狀態S5，其輸出為3。在狀態S5，輸入0時，推至狀態S0，其輸出是1，輸入1時，推至狀態S1，其輸出是2。
圖4是基於圖3的狀態推移圖的時間的內部狀態的變化過程的格線圖。圖4的有向虛線表示由輸入0的推移，有向實線表示由輸入1的推移，有向線上注以輸入/輸出＝at/xt。對應於具有這種格線圖的卷積編碼系統的維特比算法也與前述方法一樣，首先在各時間點(t－3～t＋3)計算匯合於狀態的多個分支的量度，保全其中具有最小分支量度值的路徑，並找出路徑，從終了狀態向前回溯保全路徑，溯尋到唯一的初始狀態，從而決定出最大似然路徑。而且，該維特比解碼器17也具有與圖15所示結構相同的構成。
另一方面，為了提高糾錯率把也包含有現有輸入dt＝ut的內部狀態用狀態(ut，ut－1，ut－2，ut－3)來表示時，可以看作為約束長度為5的卷積編碼器(格線編碼器)。其編碼系統的內部狀態是最大24＝16種，但是受(1，7)RLL的d＝1的限制，實際的內部狀態數是(S0～S9)10種。與圖3的情況相比，內部狀態增加了4個，就加長了最小自由距離(從格線圖上初始狀態開始，經其他狀態再回到初始狀態的路徑的漢明加權的最小值)，從而加強了代碼的相關性，提高了糾錯率。
圖5是表示這樣擴展了的內部狀態的時間變化過程的格線圖，在這個狀態推移圖中，在狀態S0，輸入代碼0時，保持狀態S0原狀，均衡器輸出為0，在狀態S0，輸入1時，推至狀態S1，輸出是1；在狀態S1，輸入1時，推至狀態S2，輸出是3；在狀態S2，輸入0時，推至狀態S8，輸出是4；在狀態S2，輸入1時，推至狀態S3，輸出是5；在狀態S3，輸入0時，推至狀態S5，輸出是5；在狀態S3，輸入1時，推至狀態S4，輸出是6；在狀態S4，輸入0時，推至狀態S5，輸出是5；在狀態S4，輸入1時，保持狀態S4原狀，輸出是6；在狀態S5，輸入0時，推至狀態S6，輸出是3；在狀態S6，輸入0時，推至狀態S7，輸出是1；在狀態S6，輸入1時，推至狀態S9，輸出是2；在狀態S7，輸入0時，推至狀態S0，輸出是0；在狀態S7，輸入1時，推至狀態S1，輸出是1；在狀態S8，輸入0時，推至狀態S6，輸出是3；在狀態S9，輸入1時，推至狀態S2，輸出是3；因為處於圖1最末級的解調器18對維特比解碼17所得到的糾錯碼{ai}進行解調，再返回信息序列{Ai}，所以相當於(1，7)RLL編碼和NRZI編碼的逆變換。而且在解調器18中包有具備波形均衡器14的逆傳輸特性的後編碼器電路。
圖6是表示本例的PR(1，2，2，1)的傳輸函數PR1221(f)的曲線圖。取為fb＝fT的歸一化頻率。如前所述，傳輸函PR1221(f)是|2cos(πfb){1＋2cos(2πfb}1/2}|，其截止頻率是fb1221＝1/3Tb≈0.33。另一方面，PR(1，1)的傳輸函數PR11(f)是|2cos(πfb)|，其截止頻率是fb11＝1/2＝0.5。因此，既使由密度記錄產生波形間幹擾，使錄放系統3的傳輸函數H(f)的頻率特性的截止頻率fbH變得比PR11(f)的截止頻率相對更低，直到fbH達到fb1221以下，依然存在滿足下式的波形均衡器14的傳輸函數E(f)。
H(f)·E(f)＝PR1221(f)……(10)因此，波形均衡的保證可以實現比原來更進一步的高密度記錄。在圖6中，PR1221(f)比傳輸函數PR11(f)更加接近於錄放系統的傳輸函數H(f)，所以，波形均衡器14的傳輸函數E(f)可以比原來的PR(1，1)的傳輸函數更低，可以更接近於1。從而可以抑制噪聲的高頻區增強，而減小了比特誤差。
圖7表示的是重放(1，7)RLL的NRZI代碼時的波形均衡器14的均衡波表的理想的眼圖，眾所周知，這是單元波形序列的單位間隔(數據組寬度)Tb的2個相鄰數據且能產生的全部波形的組合重疊起來得到的圖形，例如在t/Tb＝1的時間點所示的那樣，在7個值(0，1，2，3，4，5，6)的離散點上，曲線群匯集交叉在一起，離散點之間沒有曲線群通也因此，區域變得很寬，在各整數值之間設置具有閾值的閾值因子就能使信號識別更加容易。
圖8表示的是均衡誤差對於均衡器分支數的依存性曲線。原來的PR(1，1)方式中均衡誤差(理想PR(1，1)波形和現實的波形均衡器的輸出波形的最小二乘法誤差)值很高，這是因為從圖6的傳輸函數的曲線形狀的比較看出，PR(1，1)方式的傳輸函數偏離錄放系統的傳輸函數H(f)更大，使波形均衡更難。波形均衡器的分支(識別點)數為5時，均衡誤差約為0.13，增大分支數而構成波形均衡器時，當然均衡誤差會減小，但，既使分支數為21時，均衡誤差還高達0.03。分支數的增大意味著增加延遲電路4a的數量，所以會導致均衡器自身結構的複雜性，並導致噪聲疊加的問題，還會誘發比特誤差。與此相對應，用本發明的PR(1，2，2，1)的方式，在分支(識別點)數為5時，均衡誤差已經在0.02以下，雖然分支數很少，但均衡誤差極小，所以，能充分抑制碼間幹擾，能實現更高的高密度記錄的同時，可以簡化波形均衡器14自身的結構，在波形均衡器中也能減輕噪聲疊加。
圖9所示的曲線表示本實施例中使用最大長周期系列(M系列)的0，1數據作為記錄數據，按0.25μm/比特～0.35μm/bit的記錄密度在光記錄載體上進行記錄，其重放信號的信噪比(S/N)和其重放信號的解調後的數據的比特誤差率(BER)的關係。比特誤差率按如下順序下降PR(1，1)→PR(1，2，1)→PR(1，3，3，1)≈PR(1，4，6，4，1)→PR(1，2，2，1)。可以由這些點類推，有關PR方式的加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}，序列增字的上升順序和下降順序列最好是同一中高分布序列(C0＝Cn，C1＝Cn－1，C2＝Cn－2，…)，至少係數C0，C1，C2≠0。必要的情況下，加權係數不限於整數，只要是實數就可以。
特別是PR(1，2，2，1)的情況與PR(1，1)的情況相比可以看到數dB以上的明顯的改善。在圖9中表示了幾種中間的改良局部響應。由該圖可以理解，還可以採用PR(1，3，3，1)、PR(1，4，6，4，1)方式。可以推斷加權係數的數值序列的正實數的中高序列是良好的。但是，由於與PR(1，3，3，1)為9個值相比，PR(1，4，6，4，1)是17值，所以在增大延遲單元數及增大A/D變換器結構的複雜性的同時有必要補償由於噪聲的增大引起的信噪比的下降。因此，與PR(1，4，6，4，1)方式相比，更希望採用R(1，3，3，1)方式。所以，通常在加權係數的數值序列的正實數的中高序列中，4元要素(C0，C1，C2(＝C1)，C3(＝C0))是良好的。順便要提及的是，PR(1，4，4，1)，PR(2，3，3，2)中是11值；PR(1，5，5，1)中是13值；PR(1，6，6，1)，PR(2，5，5，2)，PR(3，4，4，3)中是15值；PR(1，7，7，1)，PR(3，5，5，3)中是17值。且在必要的情況下，加權係數不限於整數，只要是實數就行。
在上述的實施例中，低通濾波器15作為模擬濾波器緊接在波形均衡器14之後，也可以作為數字濾波器緊接在A/D變換器16之後。
實施例2圖10是本發明的光磁錄放裝置的實施例2的整體結構方框圖。圖10中，與圖1所示部分相同的部分注以同一參考符號，省略了對其所作的說明。
在本實施例中，A/D變換器26緊接在錄放系統3之後，A/D變換器26之後設有數字型波形均衡器24。15是數字型低通濾波器，A/D變換器26的取樣頻率也可以是數據組寬度Tb，但為了降低均衡誤差，也可以設置為Tb/m(其中m是自然數)。通常，數字型波形均衡器24是非巡環形數字濾波器(FIR)，構成它的多個延遲電路的延遲時間是Tb/m。
這樣，用數字電路構成波形均衡器可以用來提高高密度記錄的密度並能改善糾錯率。
如上所述，本發明的特徵在於PR方式的加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}是實數序列，且是把序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列的、至少係數C0，C1，C2≠0的PR方式與維特比解碼裝置相組合。因此，能達到如下效果。
①由於與採用錄放裝置的傳輸函數H(f)和波形均勻衡裝置自身的傳輸函數E(f)的乘積的PR方式的傳輸函數良好一致，所以可以降低均衡誤差，實現高密度記錄。與原來的PR(1，1)相比，因為約束長度變長，而用維特比解碼裝置實現了比特糾錯的改善。
②既使在上述的PR方式中，加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}採用為中高分布序列的PR方式，如PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)時，上述的效果也是顯著的。
③特別在採用PR(1，2，2，1)方式時，在高密度記錄和比特糾錯方面極為優越。相對於PR(1，1)的傳輸函數的截止頻率為1/2Tb，因為PR(1，2，2，1)的傳輸函數的截止頻率是1/3Tb的低值，既使不增大波形均衡裝置的分支數，也能把均衡誤差抑制為極低的值，碼間幹擾的抑制力很高。從這一點來看，也可以使解調能力提高。因為PR(1，2，2，1)的傳輸函數的截止頻率是1/3Tb，這就能把低通濾波器的截止頻率設置在1/2Tb以下，除去噪聲的效果也很顯著。因此，提高了糾錯率。另外，與其他延遲運算因子D的3次傳輸函數相比，由於PR(1，2，2，1)方式能按7值檢出代碼，這就能抑制波形均衡器的延遲單元數的增大以及A/D變換器結構的複雜性。
④在採用(1，7)RLL編碼規則、NRZI編碼規則以及PR(1，2，2，1)方式的情況下，在維特比解碼裝置中，在把作為輸入的編碼符號的狀態也作為內部狀態予以擴展，在採用根據其狀態推移圖的格線圖的情況下，由於增加內部狀態數，使最小自由距離加長，這就增強了代碼的相關性，從而提高糾錯率。
權利要求
1.一種信息錄放裝置，具有把數字信息序列進RLL編碼後進行NRZI編碼的編碼調製裝置；把編碼符號序列記錄在信息記錄載體上，並作為單元波形序列從信息記錄載體上用光學傳感頭重放模擬信號的錄放裝置；對來自上述錄放裝置的單元波形進行波形均衡的波形均衡裝置，當把上述編碼符號序列的數據組寬度Tb作為延遲時間的延遲運算因子設為D、加權係數分別為C0，C1，…，Cn時，該波形均衡裝置是具有所規定延遲時間的延遲單元的橫向濾波器，該波形均衡裝置用傳輸函數把上述編碼符號的單元波形變成為用傳輸函數G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)＝(C0＋C1D＋C2D2＋…＋CnDn)運算出的波形；把經均衡的波形序列取樣並量化的A/D變換裝置；把數字輸出與規定的期待值相對比，把最大似然路徑作為解碼符號序列的維特比解碼裝置；對解碼符號序列施以RLL編碼和NRZI編碼的逆變換，並對解碼數字信息序列解調的解調裝置；以及在上述波形均衡裝置和上述A/D變換裝置的後級從其輸出中除去高頻噪聲的低通濾波器；所述信息錄放裝置的特徵在於所述的加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}是實數值序列；且序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列，至少加權係數C0，C1，C2≠0。
2.一種信息錄放裝置，具有把數字信息序列進行RLL編碼後進行NRZI編碼的編碼調製裝置；把其編碼符號序列記錄在信息記錄載體上，並作為單元波形序列從其信息記錄載體上用光學傳感頭重放模擬信號的錄放裝置；把其重放單元波形序列按上述編碼符號序列的數據組寬度Tb/m(m是自然數)的取樣周期取樣，並量化的A/D變換裝置；把來自上述A/D變換裝置的數位訊號進行波形均衡的波形均衡裝置，該波形均衡裝置是具有規定延遲時間的延遲單元的橫向濾波器，當把數據組寬度Tb作為延遲時間的延遲單元設為D，把加權係數分別設為C0，C1，…，Cn時，該波形均衡裝置把上述編碼符號的單元波形變成為對來自上述A/D變換裝置的數位訊號用傳輸函數G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)＝(C0＋C1D＋C2D2＋……＋CnDn)運算所得到的波形；從波形均衡過的信號中除去高頻噪聲的低通濾波器；以及把濾波器輸出與規定的期待值對比，並把最大似然路徑作為解碼信號序列的維特比解碼裝置；所述信息錄放裝置的特徵在於上述加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}是實數值序列，並且序列增字的上升順序列和下降順序列是同一序列，至少加權係數C0，C1，C2≠0。
3.根據權利要求1或2的信息錄放裝置，其特徵在於所述加權係數的數值序列{C0，C1，…，Cn}是正實數的中高分布序列。
4.根據權利要求3的信息錄放裝置，其特徵在於所述傳輸函數G(D)＝PR(C0，C1，…，Cn)是從PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)構成的組中選出的傳輸函數。
5.根據權利要求4的信息錄放裝置，其特徵在於前述傳輸函數G(D)是PR(1，2，2，1)＝(1＋2D＋2D2＋D3)。
6.根據權利要求5的信息錄放裝置，其特徵在於所述低通濾波器的截止頻率的範圍是1/2Tb～1/6Tb。
7.根據權利要求5或6的信息錄放裝置，其特徵在於所述的維特比解碼裝置把所述錄放裝置和所述均衡裝置視作為卷積編碼器，把作為其輸入的所述編碼符號的狀態也包含作為內部狀態，從其中抽出(1，7)RLL編碼和NRZI編碼所禁止的狀態推移，作成為10個狀態的內部狀態S0～S9，並用基於其狀態推移的格線圖來形成。
8.根據權利要求7的信息錄放裝置，其特徵在於所述內部狀態S0～S9的狀態移圖是在狀態S0，向所述錄放裝置輸入0時，保持狀態S0原狀，前述波形均衡裝置的輸出是0；在狀態S1，該輸入為1時，推移至狀態S1，其輸出是1；在狀態S1，其輸入為1時，推移至狀態S2，其輸出是3；在狀態S2，其輸入是0時，推移至狀態S8，其輸出是4；在狀態S2，其輸入是1時，推移至狀態S3，輸出是5；在狀態S3，其輸入是0時，推移至狀態S5，其輸出是5；在狀態S3，其輸入是1時，推移至狀態S4，其輸出是6；在狀態S4，其輸入是0時，推移至狀態S5，其輸出是5；在狀態S4，其輸入是1時，保持狀態S4原樣，其輸出為6；在狀態S5，其輸入為0時，推移至狀態S6，其輸出是3；在狀態S6，其輸入是0時，推移至狀態S7，其輸出是1；在狀態S6，其輸入是1時，推移至狀態S9，其輸出是2；在狀態S7，其輸入是0時，推移至狀態S0，其輸出是0；在狀態S7，其輸入是1時，推移至狀態S1，其輸出是1；在狀態S8，其輸入是0時，推移至狀態S6，其輸出是3；以及在狀態S9，其輸入為1時，推移至狀態S2，其輸出是3。
全文摘要
本發明的光磁錄放裝置設置有對數字信息序列{Ai}進行(1，7)RLL編碼·NRZI編碼的編碼調製器11；把編碼序列{ai}記錄在光磁記錄載體上，用光學傳感頭從記錄載體上把模擬信號重放為單元波形序列e(t)的錄放系統3；由橫向濾波器構成的波形均衡器14，低通濾波器15；對均衡波形序列x(t)進行取樣量化的A/D變換器16；以及把其輸出{ai}與規定的期待值對比，把最大似然路徑作為解碼序列{Ai}的維特比解碼器18。
文檔編號G11B7/0045GK1130792SQ9511997
公開日1996年9月11日 申請日期1995年10月14日 優先權日1994年10月14日
發明者小林道夫, 根橋聰, 下田達也, 大澤壽, 岡本好弘 申請人:精工愛普生株式會社