具有改進效率及穩定性的功率級偏壓電路的製作方法
2023-06-06 14:27:26
專利名稱：具有改進效率及穩定性的功率級偏壓電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及驅動器電路，特別是關於具有推挽電晶體及用以驅動電視掃描速度調製(SVM)線圈及相似負載的平衡驅動器級。
驅動器電路諸如電視掃描速度調製(SVM)驅動級，亦被稱為波束掃描速度調製(BSVM)，通常使用推挽電晶體電流源電路以驅動顯象管上的SVM線圈，該顯象管有獲自被顯示的視頻信號的電流信號。SVM線圈可在一輸出放大級直接予以驅動，或者，可將較低功率挽電晶體電流源驅動器耦合至較高功率級如驅動SVM線圈的推挽射極跟隨器。
SVM線圈被驅動以產生磁場以補助主偏轉場供調製波束掃描速度而改進在視頻亮度中的渡越銳度。例如，在暗與亮的渡越間，波束在顯示器的較亮區域較慢通過，顯示器顯示較亮，否則以更快速度通過較暗部分。SVM信號部分得自視頻信號的亮度成分的導數，並可由水平及垂直速率拋物線所調製，以便在圖象銳度效應上等於顯示器上的不同位置。
一SVM驅動器級通常有足夠的功率以驅動SVM線圈中的電流至少在±1安培，電壓在±50伏特。SNM驅動器必須在視頻頻率工作，例如對於一般NTSC可達10MHz，對於非間條掃描則更高，及高於40MHz高清晰度電視。
圖1為現有技術，是一般推挽式電流驅動器輸出級的圖形代表，它可驅動一SVM線圈。SVM線圈或其他負載20將由一DC電源Vdc根據一AC輸入信號Vac而予以驅動，該輸入信號Vac為一AC由電容器C1及C2耦合至互補推挽電晶體Q1及Q2的基極。電晶體Q1及Q2分別為NPN及PNP電晶體並相反傳導。當Q1斷開，Q2則導電並自源Vdc提供電流至負載，因而使電容器C3充電。當Q2斷開，Q1導電並使電容器C3經負載放電。電阻器R1經由R6提供偏壓。電容器C3與負載串聯發展出一平均直流(DC)值，因而負載被以反極性驅動。
此型的驅動器級具有高峰值功率需求，但其效率需要小心控制流經電晶體Q1及Q2的DC偏壓電流。使波形的失真減少亦為其優點。此等利益造成與電路設計要求相牴觸。
當Q1及Q2為靜態時，「斷開」，經過電晶體Q1或Q2的直流(DC)集極電流偏壓，包括經由電晶體Q1或Q2的電流傳導非常理想。此偏壓電流能保留電路的小信號頻率響應，並可減低經由此級的信號失真。此靜態集極電流偏壓的大小一般在10mA的數量級。除了避免失真效應外，通常不希望有不必要的DC靜態電流吸取，因為此舉將直接對本級的靜態功率消耗有所影響。
DC供應電壓「Vdc」大約為+140伏直流。假定在10mA的靜態集極電流之下，靜態偏壓電流造成約1.4瓦的功率消耗(每個電晶體0.7瓦)。在50mA時，靜態功率消耗將為7瓦(每個電晶體3.5瓦)。
儘管驅動一SVM線圈所需的高峰值功率，但實際的工作周期通常甚低。在某種情況下，工作周期由輸出級供應電流或功率的信號代表的反饋所控制，此信號代表在需要較高功率時，可降低相對較少期間的SVM信號波幅。因此，有效的設計具有較低的SVM工作周期及測定輸出級的大小的優點。它也適宜於降低推挽電流驅動器中的靜態功率損耗，此可避免功率消耗及避免過大熱消耗的需求。
圖1中的傳統電路在控制電晶體Q1及Q2(特別是電晶體的溫度變化時)中的靜態DC電流偏壓並非十分有效，因為供較佳的限制靜態電流的設計選擇有相反的作業效果。例如，電阻器R5及R6與電晶體Q1及Q2串聯可造得很大以獲得低靜態電流。較大電阻器與電晶體的基-射極電壓比較其電壓降較大，因而降低了靜態電流對Vde及溫度的依賴性。此外，用來作電晶體Q1及Q2偏壓的其餘電阻器R1到R4可加以選擇以使靜態電流最小。如設計師選擇電阻器R5及R6較大，過大的阻值可能必需。如設計師選擇經由電阻器R1至R4以改變偏壓(即將電阻器R2、R3阻值加大而將R1、R4阻值變小以減小靜態電流)，小信號響應將會產生並引入交叉失真。
例如，假定電阻器R5及R6大小予以控制以發展0.5伏，10mA的靜態負載以達良好的溫度穩定性，其阻值應為50歐姆。在靜態條件下此舉可以接受，但在±1安培峰值驅動電流時，電阻器R5、R6將發展出一個50伏的峰值電壓降。高功率電阻器將為必需。此外，亦必須增加供應電壓Vdc高至100伏特以保持跨負載上可用的高峰值電阻。這是由於跨電阻器R5或R6上的電壓降使然。這種限制靜態電流的方法與峰值電壓及功率消耗需求互不相容。
圖1的電路的一種可能的改進是增加二個Vbe補償二極體，如圖2所示的射極跟隨器的方式，也是現有技術。可能範圍內，相同參考號碼在各圖中均代表相同功能的元件。二極體CR1與電阻器R1串聯導電及另一二極體CR2則與電阻器R4串聯導電。二極體接點電壓預期可匹配及補償電晶體Q1及Q2的基極-發射極電壓。雖然這是一項改進，但並不能消除與偏壓此驅動級有關的問題。為達成最佳性能及電效率，必須將二極體接點電壓與電晶體基極發射極電壓準確匹配。二極體必須以熱方式耦合至電晶體Q1及Q2的熱吸器以便在熱改變時保持匹配以備追蹤。電壓匹配可通過二極體調整電流或指定二極體某一接點電壓方式改進，但這些技術會增加電路的成本及在結構及製造上需要更多步驟以完成將二極體熱耦合至電晶體。
如果沒有特殊接點電壓匹配及/或熱追蹤，接點電壓失調可能引起正常生產的變化。此一失調可能在±100mV的數量級，此一數值甚為重要，因為跨在電阻器R1及R4上必須有至少200mV的靜態DC電壓才能達到良好的再現性及良好的熱穩定性。電阻器R5及R6必須為20歐姆供10mA的設計中心靜態集極電流之用。靜態電流亦可能由5mA至20mA變化而引起假定的失調程度。在±1安培輸出時，電阻器R5及R6可發展出20伏特的峰值電壓。這是圖1中原有形式的一項改進，其中電阻器R5，R6發展一50伏的峰值，但仍然效率不佳。
圖2的電路代表一個有推挽射極跟隨器輸出級的傳統式音頻驅動器。雖然構型為跟隨器，此電路亦有上述的限制，包括保持低靜態偏壓，偏壓穩定性，接點電壓匹配及相對的無效率或不能達到最佳輸出驅動電壓能力等問題。
如能解決在保持低又穩定的靜態偏壓的需求與高峰值輸出間的矛盾將極為有利。最好解決方案不依賴圖1及圖2中傳統電路的組件特性，熱耦合安排，高功率電阻器或其他缺點。根據本發明，本解決方案的達成是利用一非線性元件如一個二極體與驅動電晶體的發射極串聯。此電路予以偏壓以在二極體的靜態下僅有一小的正向電壓跨過二極體，即較全面導電二極體電壓降稍小，在此狀態下，二極體具有較高的電阻。在峰值負載時，二極體的電阻較低，因而達到低靜態電流及高峰值驅動電壓。
根據本發明的裝置，每一互補推挽式驅動器級之一側的靜態電流通過在使二極體與本級中電晶體的發射極-集電極接點串聯的非線性元件而得以降低。這些二極體在偏壓後，其在靜態電流狀態下的正向偏壓僅較其正嚮導電電壓稍小。這些二極體在靜態條件下有一高電阻，因而使靜態電流消耗降低。在峰值條件下此二極體呈現一較低的電阻，及低電壓降，因此在峰值電流時負載上被加上一個高比例的電壓。驅動器級可發展出一良好的峰值電流與靜態電流比值。
根據本發明的波束掃描速度調製(BS VM)驅動器電路包括第一和第二電晶體，成推挽式構型，分別與信號輸入電極連接，用以接收具有一視頻帶寬的波束掃描速度調製信號，分別具有互相連接且耦合到波束掃描速度調製線圈的對應電極，並各自具有主要的通電路徑；偏壓電路，分別與所述電晶體的所述主要通電路徑相耦合，具有取決於閾值電壓而呈導通狀態和大致上非導通狀態的非線性器件，所述偏壓電路在所述第一和第二電晶體處於靜態時分別形成大致上等於所述閾值電壓的偏壓閾值。
根據本發明的波束掃描速度調製(BS VM)驅動器電路包括第一和第二電晶體，成推挽式構型，分別與信號輸入電極連接，用以接收具有一視頻帶寬的波束掃描速度調製信號，分別具有互相連接且耦合到波束掃描速度調製線圈的對應電極，並各自具有主要的通電路徑；偏壓電路，分別與所述電晶體的所述主要通電路徑相耦合，具有取決於閾值電壓而呈導通狀態和大致上非導通狀態的非線性器件，所述偏壓電路在所述第一和第二電晶體處於靜態時分別形成偏壓閾值，使得所述多個非線性器件實質上限制所述第一和第二電晶體的主通電路徑電流並傳送峰值信號電流，而沒有引起實質的電壓降，否則體傾向於限制所述電晶體的峰值驅動電壓。
當所說第一和第二電晶體處於靜態時，所述偏壓閥值近似地等於所述閾值電壓。
根據本發明的另一實施例的驅動器電路包括第一和第二電晶體，成推挽式構型；具有分別耦合到一輸入信號的輸入端子；具有互相耦合併耦合到一負荷的對應電極，並分別具有主要導電路徑，耦合到所述各對應主要導電路徑的非線性導電器件，所述各非線性器件具有導電和基本不導電的狀態，這取決於跨接於各非線性器件的閾值電壓；以及用於各個非線性器件的相應偏壓電路，所述各個偏壓電路當所述第一和第二電晶體處於靜態時分別建立起大約等於所述閾值電壓的偏壓閾值。
上述各個實施例中，各個非線性器件包括一個與所述主要導電路徑串聯的二極體；一個第一電阻器可與所述各個二極體並聯，以及一個第二電阻器，與所述各個二極體串聯。
根據本發明的再一個實施例的驅動器電路包括用以提供一個在靜態信號電平和峰值信號電平之間變化的輸入信號的裝置；一個電晶體，與一電源及所述輸入信號提供裝置相連接，用以根據所述輸入信號而變為導通；一個二極體；與所述電晶體的一發射極串聯，當所述電晶體在靜態信號電平而處於導通狀態時該二極體具有高電阻，而當所述電晶體在峰值信號電平而處於導通狀態時則具有低電阻；一個第一電阻器，與所述二極體並聯，以及一個與所述二極體串聯的第二電阻器，用以將跨接二極體的偏壓保持在靜態信號電平，該偏壓小於二極體的一個正向偏置的導通電壓；和一個與第一電阻器並聯的電容器。
在上述所有的實施例中，各個非線性器件當被偏置為閾值電平時具有一較大的電阻值，而當有關的電晶體通過所述非線性器件而導通時則具有較小的電阻值。
在上述所有的實施例中，第一和第二電晶體可以是互補電晶體。
圖1及圖2為現有技術，均為表示傳統的推挽式驅動電路示意圖，圖2為推挽射極跟隨器構型；圖3為根據本發明第一個實施例的驅動器級偏壓電路的略圖；圖4為另一實施例的略圖；圖5及6為說明與圖3及4對應的另一具體實施例，其構型為推挽驅動器；圖7為說明根據圖4之一實際的具體實施例的略圖，包括組件值、結果電流電平及電壓降。
圖3及4顯示本發明的驅動器級的兩個不同型式，包括一個二極體CR3與輸出電晶體Q1的發射極串聯。圖中，相同的參考號碼用來代表對應的電路元件。圖3及4所示的電路代表電路的細部供偏壓一輸出電晶體，並可用互補方式予以重複供圖5及6所示的互補推挽電晶體之用。
在本發明的各個實施例中，偏壓電路1與電晶體Q1相連接，而偏壓電路2則與電晶體Q2相連接。在所示的各個偏壓電路中，具有一非線性器件，例如二極體，一個與非線性器件串聯的第一電阻器，一個與非線性器件並聯的第二電阻器和一個與非線性器件並聯的電容器。在圖3、5和6中，電容器也與第二電阻器並聯。
如圖3所示，非線性電路或元件CR3與輸出電晶體Q1的發射極串聯，其特徵是在低電流龜平時有一高電阻值，如發生在靜態偏壓情況一樣，在峰值信號條件下的較高電流時，電阻值則較低。輸出電晶體Q1的偏壓條件由選擇電阻值而定，使之可維持10mA的最小靜態電流。但在靜態電流電平，跨接非線性元件，即二極體CR1上的電壓被保持在使二極體正向偏壓0.7伏以下，該電壓在以峰值導電時跨接二極體CR1之上。二極體CR1的電阻值在靜態電流電平時較高，而在峰值電流電平時則較低。
例如電阻器R7的值可為47歐姆而電阻器R5的值則可為4.7歐姆。為了保持10mA的最小靜態電流電平，此電平可獲得良好的低信號電平響應，電晶體Q1的發射極的電壓為0.517伏特。即使在電晶體Q1的基極-發射極電壓的較壞公差±100mV下，靜態電流的變化僅為±2mA而已。
CR1在此電路中的目的是負載峰值信號電流而不致引入實質的電壓降，該電壓降將會使跨接在負載上的峰值電壓輸出降低，例如，該負載可能是電視或相似顯示器的掃描速度調製線圈。電阻器R5、R7的阻值宜加以選擇以使在此級的靜態狀態下二極體CR1不太導電，但跨接在CR1上的電壓可接近二極體的正向偏壓接點的電壓值。
電容器C4與電晶管Q1的發射極串聯，與二極體CR3並聯，目的在於負載高頻(AC)發射極電流。如沒有二極體CR3存在，大信號電流將使電容器CA充電至新直流狀態，這將降低電晶體Q1的發射極電流的工作周期，而在如圖5及6中的推挽裝置中，會引進顯著的跨越失真。此種失真在平均AC信號波輻變大時而增加。二極體CR3作為在高平均信號電流時將C4上的電壓箝位。
所示的電路並不能絕對消除交叉失真，由於跨接在二極體CR3上的導電接點電壓並不精確地等於跨接在二極體CR3上的靜態電壓。這是由於跨接在二極體CR3上接點電壓的公差、附近的溫度轉移及二極體的電壓/電流傳導特性等而引起的。但根據本發明，失真已減少，並且，如果CR3省略時則大舉減少。交叉失真可以再被減低，如果利用全面反饋技術及利用一輸入誤差放大器(未示出)以控制輸出電流，失真將更為降低。
以典型的矽整流器二極體CR3而言，跨接在二極體上的靜態電壓大約為0.4至0.5伏為最佳。此將足夠低，並可使在正常四周溫度下電晶體Q1的偏壓可有一良好的穩定性，並可防止二極體CR3以靜態電流導電，因其將造成電晶體Q1靜態集電極電流增加。在二極體CR3上的0.4-0.5V靜態偏壓亦接近傳導電壓，因而夠高而造成經由CR3的高信號電流導電。
圖3及4代表二個不同構型，每個均可用於如圖5和6中所示的推挽裝置中。在每一例中，二極體CR3(以及圖5和6中的CR4)分別與電晶體Q1(及Q2)的輸出串聯。電流經由串聯電阻器R5耦合至二極體。電阻器R7(圖3和5)形成一分壓器，其決定在靜態電流電平時不導電的二極體CR3上的電壓；在圖4及6中，此電壓由電阻器R8的值決定。
如圖5和6所示，圖3及4中的驅動器級可直接加在推輓輸出級上。因此，輸入信號Vac即通過電容器C1、C2作AC耦合至互補NPN及PNP電晶體Q1、Q2的基極。二極體CR3及CR4被其所串聯及並聯的電阻器R5、R7或R6、R9所偏壓從而在靜態電流電平時不導電。高電流時，經由串聯耦合二極體CR3、CR4及其電阻器R5、R6而導電。圖5中，電晶體Q1、Q2的基極經電阻器R1、R2或R3、R4耦合至電容器C3，電容器C3與負載串聯，並在Q2導電時經由負載充電，並在Q1導電時經由負載放電，因而通常保持一個為供應電壓Vdc一半的平均電壓。圖6中，電阻器R2及R3耦合至電晶體的基極及負載之間，其效果相似。
圖7為本發明的一驅動器級具有如標示的特別值及對應電流電平。此一裝置亦可安排成推挽構型。
本領域的技術員可知圖3-7中所示的本發明可用於推挽放大器中，其中推挽電晶體的發射極彼此互耦並耦合至負載如在古典音頻放大器構型(圖2)一樣。
本發明可在一推挽級低電流電平時達到良好的偏壓穩定度及峰值信號電流時良好的功率效率。本發明對掃描速度調製線圈驅動器及其他驅動器有良好益處，對具有峰值電流為靜態偏壓電流許多倍的驅動器亦有益處。交叉失真，雖然並非完全，但在許多應用上均可接受，諸如SVM驅動器，此種失真可用全面反饋及誤差放大器而使驅動器級更準確地追蹤輸入信號而予以降低。偏壓電路亦可耦合至其他驅動器的發射極電路，例如，一音頻放大器的驅動器級，或其他電壓輸出級，其相同的穩定低靜態集電極電流偏壓狀態及高電效率或高功率驅動能力亦非常令人滿意。
權利要求
1.一種波束掃描速度調製驅動器電路，包括第一和第二電晶體(Q1，Q2)，以一推挽結構相耦合，分別與各自的信號輸入電極相連接，用以接收具有一視頻帶寬的波束掃描速度調製信號Vac，並具有相互耦合的對應電極並耦合到一波束速度調製線圈(LOAD)和各自的主要導電路徑，其特徵在於分別與所述主要導電路徑相連接的偏壓電路(1，2)，包括非線性器件(CR3，CR4)，它們取決於一閾值電壓而具有導電狀態和大致上非導電狀態，所述偏壓電路(1，2)當所述第一和第二電晶體(Q1，Q2)處於靜態時分別建立起近似地等於所述閾值電壓的偏壓閾值。
2.如權利要求1所述的驅動器電路，其特徵在於，所述非線性器件(CR3，CR4)包括一個與所述主要導電路徑之一串聯的二極體。
3.如權利要求2所述的驅動器電路，其特徵在於，還包括一第一電阻器(R7，R8，R9)，與所述每個二極體相併聯連接，和一第二阻器(R5，R6)，與所每個二極體相串聯連接。
4.如權利要求1所述的驅動器電路，其特徵在於，所述非線性器件(CR3，CR4)當被偏置於所述閾值電平時提供一較大電阻值，而當相關的電晶體(Q1，Q2)通過所述非線性器件(CR3，CR4)而呈導通狀態時則提供較小的電阻值。
5.如權利要求1所述的驅動器電路，其特徵在於，所述第一和第二電晶體(Q1，Q2)為互補電晶體。
6.一種波束掃描速度調製驅動器電路，包括第一和第二電晶體(Q1，Q2)，以一推挽結構相耦合，分別與各自的信號輸入電極相連接，用以接收具有一視頻帶寬的波束掃描速度調製信號Vac，並具有相互耦合的對應電極並耦合到一波束速度調製線圈(LOAD)和各自的主要導電路徑，其特徵在於分別與所述主要導電路徑相連接的偏壓電路(1，2)，包括非線性器件(CR3，CR4)，它們取決於一閾值電壓而具有導電狀態和大致上非導電狀態，所述偏壓電路(1，2)當所述第一和第二電晶體(Q1，Q2)處於靜態時分別建立起各自的偏壓閾值，使得所述非線性器件大致上限制所述第一和第二電晶體(Q1，Q2)在所述靜態中的主要導電路徑電流，並傳送峰值信號電流而基本上不引起電壓降，否則趨向於限制所述電晶體(Q1，Q2)的峰值驅動電壓。
7.如權利要求6所述的驅動器電路，其特徵在於，所述偏壓閾值當所述第一和第二電晶體(Q1，Q2)處於靜態時近似地等於所述閾值電壓。
8.如權利要求6所述的驅動器電路，其特徵在於，所述各非線性器件(CR3，CR4)包括與所述主要導電路徑相串聯的一個二極體。
9.如權利要求8所述的驅動器電路，其特徵在於，還包括與所述各個二極體並聯的一個第一電阻器(R7，R8，R9)，和與所述各個二極體串聯的一個第二電阻器。
10.如權利要求6所述的驅動器電路，其特徵在於，所述第一和第二電晶體(Q1，Q2)為互補電晶體。
11.一種驅動器電路，包括第一和第二電晶體(Q1，Q2)，以一推挽結構相耦合，分別具有與各自的與輸入信號(Vac)相連接的信號輸入端子，並具有相互耦合的對應電極並耦合到一負載(LOAD)，和具有各自的主要導電路徑，其特徵在於分別與所述主要導電路徑相連接的偏置電路(1，2)一個非線性器件(CR3，CR4)，它們取決於跨接於所述非線性器件(CR3，CR4)上的一閾值電壓而具有導電狀態和大致上非導電狀態；和所述非線性器件(CR3，CR4)的偏壓電路(1，2)，所述偏置電路(1，2)當所述第一和第二電晶體(Q1，Q2)處於靜態時分別建立起各自的偏壓閾值。
12.如權利要求11所述的驅動器電路，其特徵在於，所述非線性器件(CR3，CR4)為二極體。
13.如權利要求11所述的驅動器電路，其特徵在於，所述負載(LOAD)包括一個波束掃描速度調製線圈。
14.如權利要求11所述的驅動器電路，其特徵在於，所述輸入信號(Vac)是波束掃描速度調製信號。
15.一種驅動器電路，包括用以提供一個在靜態信號電平和峰值信號電平之間變化的輸入信號的裝置(Vac)；和一電晶體(Q1)，與一電源(Vdc)和提供輸入信號的裝置(Vac)相連接，根據輸入信號，該電晶體(Q1)被安排為導通；其特徵在於，一個與電晶體(Q1)的發射極串聯的二極體(CR3)，該二極體(CR3)當所述電晶體(Q1)在靜態信號電平導電時具有一較高電阻，而當所述電晶體(Q1)在峰值信號電平導電時則具有較低電阻；一第一電阻器(R7)，與所述二極體並聯，以及一第二電阻器(R5)，與二極體(CR3)串聯，用以將跨接該二極體(CR3)的偏壓維持在靜態信號電平，該偏壓小於二極體(CR3)的正向偏置導電電壓；和一個電容器(C4)，與所述第一電阻器(R7)並聯。
全文摘要
一種波束掃描速度調製(BSVM)驅動器電路，包括以推挽構型相連接的第一和第二電晶體(Q1，Q2)，分別具有輸入信號電極用以接收具有視頻帶寬的BSVM信號(vac)；互相耦合的對應電極，且與一BSVM線圈(LOAD)連接；和各自的主要導電路徑。分別與所述主要導電路徑相接的偏壓電路(1，2)包括非線性器件(CR3，CR4)，取決於一閾值電壓而具有導電狀態和非導電狀態，且當所述第一和第二電晶體(Q1，Q2)處於靜態時，偏壓電路(1，2)分別建立起近似等於閾值電壓的偏壓閾值。
文檔編號H03F1/30GK1132434SQ9511909
公開日1996年10月2日 申請日期1995年12月27日 優先權日1994年12月28日
發明者C·M·懷特 申請人:湯姆森消費電子有限公司