功率因數校正的數字實現的製作方法

2023-05-29 02:18:21 3

專利名稱：功率因數校正的數字實現的製作方法
技術領域：
本申請涉及功率因數校正電路，即所述電路用於減小在饋送電源的電力 線t產生的失真和諧波，並且特別地涉及構成所述電路的開關模式電源，所 述電路包括連接的負載，該負載主要為電阻負載。更特別地，本申請涉及一 種控制電路，該控制電路在功率因數校正電路的數字控制中使用以確保交流 (AC)電壓和電流基本同相從而提高了效率，並且同時避免了有害諧波的 產生。
背景技術：
圖1示出了傳統升壓功率校正電路10和控制電路20。提供整流後的AC 電壓給升壓電感L。功率因數校正(PFC)開關Ql與電感串聯連接並且跨 接於電感L後面的橋式整流器(BR)的輸出端。升壓二極體BD與電感L 串聯連接，並且輸出電容器COUT以公知的方式與升壓轉換器電路的輸出端
連接。電容器COUT兩端的電壓是直流(DC)總線電壓，並且該總線電壓 被提供給負載(LOAD)。
使用控制電路20控制PFC電路10。在控制電路20中，將DC總線電壓 V—DC提供給模一數(A/D)轉換器12，該A/D轉換器12還接收通過電阻 RI或其他感測裝置感測的電感L的電流I—IN並且接收整流後的AC輸入電 壓V一IN。A/D轉換器12產生三個輸出，該三個輸出包括DC總線電壓V_DC (VdcFdb)的數字實現、輸入電壓VJN(V—IN')以及電感電流IjN (IJN')。 當對數字實現進行舉例說明時，要注意的是最好在完全地模擬電路中執行基 本相同的步驟。
斜坡發生器14接收DC參考電壓Vdc_Ref。將斜坡發生器14的輸出提 供給差分電路16，其中將數位化的DC總線電壓VdcFdb從斜坡電壓中減去， 並將由此得到的輸出饋送給可以包括比例積分(PI)控制器18的電壓調節 器。將PI控制器18的輸出饋送給乘法器電路22，其中將來自電壓調節器(PI 控制器18)的電壓輸出和輸入電壓V—IN'相乘。由此產生了電流參考PFC 信號IREF—PFC，在差分級24中將電感電流I—IN'從所述電流參考PFC信號 IREF一PFC中減去。將該差分級24的輸出饋送給包括PI控制器26的電流調 節器。將PI控制器26的輸出CAOut饋送給比較器28，其中脈衝寬度調製 (PWM)信號通過將由振蕩器產生的振蕩信號與控制器28的輸出(CAOut) 比較而產生，所述振蕩信號典型地為斜坡或鋸齒信號30。輸出PWM_PFC 控制PWM信號的佔空比，該PWM信號被提供以控制開關Q1，從而控制功 率因數校正。PFC激活信號32可以i由另外的電路提供給組塊14、 18、 26和 28以禁止PFC的操作。
如上所述是在圖1中進行示例性說明的控制電路20，且在控制PFC的 應用中，數字電路與模擬電路基本相同。然而，數字PFC控制電路20具有 某些固有的局限，尤其基於其為數字電路的事實。圖3示出了PFC控制的關
鍵是電流調節迴路，所述電流調節迴路促使感應器電流波形追蹤整流後的半
波正弦參考IREF_PFC。所述調節典型地通過PI控制器26得到完全實現。 PI控制器典型地擅長調節具有恆定的DC值穩態的信號，但通常不用於調節 如正弦電流的時變信號，除非控制器的控制帶寬非常高。然而，在PFC控制 設置中，電感電流始終以正弦方式改變。因此，沒有供PI控制器調節的穩 態信號。此外，採樣保持(S/H)延遲對於模一數(A/D)轉換過程來說是固 有的，這將使設置更加複雜化。 所述S/H延遲可以表示如下
,-^^——*~^~~ (式l.l)
其中Ts是釆樣周期。當Ts足夠小時，以上示出的近似值有效。如圖4 所示，採樣周期Ts越長，則相移越大。所述相移將減少閉環增益的裕度並且 影響系統的穩定性。為了維持閉環控制的穩定性，應當減小PI控制器26的 增益和帶寬。然而，如上所述，當PI控制器26的增益和帶寬減小時，所述 PI控制器26將不能對會導致高失真和較低功率因數的正弦參考信號進行追 蹤。圖5A和5B示出了無橋PFC電路的試驗波形，該無橋PFC電路在重負 載(5A)和輕負載(5B)下分別使用傳統數字控制和20kHz A/D釆樣率。 如圖所示，電流波形中具有顯著的失真和振蕩。由於失真使得電路不符合 EN61000-3-2 A類諧波標準。
此夕卜，PWM級28自身會引發問題。PFC建模理論指出了PWM級具有 與上述的數字控制中的樣本和保持(S/H)延遲相似的採樣數據影響。因此， 當PWM載波頻率過低時，即使使用模擬控制電路，電流控制性能仍不理想。 然而，在模擬控制電路中，PWM載波頻率通常相對較高，典型地在50kHz 到100kHz範圍內。因此，可以將電流迴路帶寬設計為在5kHz到10kHz範 圍內。在該頻率下，電流可以被控制以具有對正弦參考相對較好的追蹤。也
就是說，模擬控制電路的局限性在一定程度上被"掩蓋"。然而，在高開關 頻率下，即使在模擬控制電路中也會出現非期望的開關損耗和電磁幹擾
(EMI)噪聲。如上所述，數字控制可以處理這些問題，但會帶來其特有的 問題。
一種解決方案是在A/D過程中使用較高的採樣率，較高的採樣率導致較 小的Ts並減少相移。儘管由此使得電流波形控制得到改善，但由於在數字處 理器中高速A/D轉換必然伴隨高計算功率，因此數字IC的成本顯著增加。 儘管上述的問題是參考圖1中的傳統升壓PFC電路IO進行討論的，但要注 意的是使用例如圖2中的無橋PFC電路10a會有同樣的問題出現。
圖1A示出了 PFC控制電路的另一個實施方式，該PFC控制電路採用 了如在2005年11月4日提交的名為"HIGH FREQUENCY PARTIAL BOOST POWER FACTOR CORRECTION CONTROL CIRCUIT AND METHOD"的美 國專利申請11,269,377中所述的局部模式PFC和PWM消隱，該申請為2005 年6月24日提交的、並要求於2004年6月28日提交的名為"A NEW HIGH-FREQUENCY PARTIAL BOOST POWER-FACTOR-CORRECTION CONTROL METHOD"的臨時申請60/583,752的優先權的名為"HIGH FREQUENCY PARTIAL BOOST POWER FACTOR CORRECTION CONTROL CIRCUIT AND METHOD"的申請11/165,939的部分繼續申請， 上述每一申請的全部內容作為參考結合於此。其中還對PWM消隱算法進行 了描述，並且同樣在於2004年11月8日提交的名為"PWM BLANKING ALGORITHM IN HIGH FREQUENCY PARTIAL PFC "的臨時申請60/626 ， 113和於2004年11月8日提交的名為"DC BUS VOLTAGE CONTROL METHOD IN HIGH-FREQUENCY PARTIAL PFC"的臨時申請60/626,112中 進行了描述，其全部內容作為參考結合於此。
在局部模式PFC中，局部PFC控制器90對瞬時整流後的AC輸入電壓
和瞬時DC總線電壓進行反饋，並將兩者進行比較。當整流後的AC輸入電 壓(V—IN)小於DC總線電壓(V一DC)時，局部PFC控制器90將信號提 供至PWM比較器28以激活PWM比較器，因此PWM信號被提供以控制開 關Ql的導通時間。當V一IN大於V—DC時，也就是當整流後的AC輸入電 壓大於DC輸入電壓時，在許多應用中，開關Q1的PWM轉換不是必要的， 且因此PWM轉換信號的生成被禁止。周部PFC控制器卯提供關閉信號到 PWM比較器28以禁止PWM運行，且因此開關Q1維持在斷開狀態。由於 PFC在一些應用中不是必要的，因此上述的局部模式PFC是有用的並由此 在某些情況下便於將PWM中斷。然而，當PWM運行有效時，將出現與如 下所述與波形的失真有關的同樣的問題。
圖1A示出了採用局部模式PFC的PFC電路的一個實施例。圖IA中的 電路除了包括局部PFC控制器卯之外，與圖l中的電路基本相似。因此， 圖1A的電路中的共同元件以與圖1中相同的參考標記示出。圖5C分別示 出了傳統全PFC控制電路和圖1A中的局部PFC控制電路的波形。此外，圖 5D和圖5E示出了關於功率因數和效率方面局部模式PFC強於全PFC的優 勢。圖5F還示出了與全升壓PFC相比由局部模式PFC提供的改進的EMI 影響。圖5G還示出了當與關於EN61000-3-2A類諧波標準的全升壓PFC相 比由局部模式PFC提供的改進。因此，使用局部PFC具有若干優勢，然而， 使用局部模式PFC提供的正弦曲線波形具有與例如圖1中的傳統電路相同的 失真問題。
因此，需要提供一種可避免上述問題的可供選擇的數字控制電路和方法。

發明內容
本發明的目的是提供可避免上述問題的功率因數校正的數字控制。
根據本發明的實施方式的用於提供功率因數校正的電路包括升壓轉換 器電路，所述升壓轉換器電路具有升壓電感以及與該升壓電感串聯連接的功 率因數校正開關，所述升壓電感與功率因數校正開關跨接於整流器的輸出 端，所述整流器被提供來自交流線路的交流電能，所述升壓轉換器電路還包 括連接到所述電感和所述開關之間的結點的升壓二極體、該升壓二極體的輸
出端連接至輸出電容器，在所述輸出電容器兩端提供的DC總線電壓以及控 制電路，該控制電路從所述整流器接收整流後的AC輸入電壓、通過電感接 收與電流成比例的信號並接收電容器兩端的DC總線電壓作為輸入，且其中 所述控制電路提供脈衝寬度調製信號以控制所述功率因數校正開關的導通 時間。所述控制電路還包括電壓調節器，所述電壓調節器基於參考電壓和 DC總線電壓提供經調節的電壓信號；乘法器，所述乘法器用於將經調節的 電壓信號與整流後的輸入電壓相乘以提供電流參考信號；電流調節器，所述
電流調節器接收電流參考信號以及與電感電流成比例的信號。所述電流調節 器還包括差分裝置，該差分裝置用於從電流參考信號中減去與電感電流成比 例的信號；PI控制器，該PI控制器適於接收所述差分裝置的輸出並提供第 --控制信號；前饋裝置，該前饋裝置用於接收整流後的AC輸入電壓並提供 第二控制信號，其中所述第二控制信號具有較AC輸入電壓更小的動態範圍； 加法器，該加法器用於將所述第一控制信號加上第二控制信號以提供PWM 參考信號；以及脈衝寬度調製發生器，該脈衝寬度調製發生器用於提供脈衝 寬度調製信號以控制所述PFC電路的導通時間，其中所述脈衝寬度調製發生 器採用PWM參考信號來生成脈衝寬度調製信號。
根據本發明的另一實施方式的用於提供功率因數校正的電路包括升壓 轉換器電路，所述升壓轉換器電路具有升壓電感以及與該升壓電感串聯連接 的功率因數校正開關，所述升壓電感與功率因數校正開關跨接於整流器的輸 出端，所述整流器被提供來自交流線路的交流電能，所述升壓轉換器電路還包括連接到所述電感和所述開關之間的結點的升壓二極體、該升壓二極體的
輸出端連接至輸出電容器，在所述輸出電容器兩端提供的DC總線電壓以及 控制電路，該控制電路接收來自整流器的整流後的AC輸入電壓、通過電感 接收與電流成比例的信號以及接收電容器兩端的DC總線電壓作為輸入，且 其中所述控制電路提供脈衝寬度調製信號以控制功率因數校正開關的導通 時間。所述控制包括電壓調節器，該電壓調節器基於參考電壓和DC總線電 壓提供經調節的電壓信號；零交叉檢測器，該零交叉檢測器接收整流後的 AC電壓並提供指示AC輸入電壓的相位的角度信號；矢量轉子，該矢量轉 子適於接收所述角度信號和整流後的AC電壓並提供與AC輸入電壓同相的 規則的正弦參考信號；乘法器，該乘法器用於將經調節的電壓信號與規則的 正弦參考信號相乘以提供電流參考信號；電流調節器，該電流調節器接收所 述電流參考信號和與所述電感電流成比例的信號並提供PWM參考信號；以 及脈衝寬度調製發生器，該脈衝寬度調製發生器用於提供脈衝寬度調製信號 以控制所述PFC電路的導通時間，其中所述脈衝寬度調製發生器採用PWM 參考信號來生成脈衝寬度調製信號。
根據本發明的又一實施方式的用於提供功率因數校正的電路包括無橋 升壓轉換器電路、用於AC線電壓的輸入電路、以及接收AC線電壓的控制 電路，所述控制電路用於提供脈沖寬度調製信號以控制無橋升壓轉換器電路 的PFC開關的導通時間。所述控制電路包括縮放裝置，該縮放裝置用於將 AC線電壓從雙級按比例縮減為單極形式；模一數轉換器，該模一數轉換器 用於將單極AC電壓轉換為數字數據；數字整流器，該數字整流器用於對單 極AC電壓的數字數據進行處理以提供與輸入AC線電壓成比例並同相的半 正弦AC信號；電壓調節器，該電壓調節器基於參考電壓和所述DC總線電 壓提供經調節的電壓信號；乘法器，該乘法器用於將整流後的輸入電壓與經 調節的電壓信號相乘以提供電流參考信號；以及電流調節器，該電流調節器
接收電流參考信號和與電感電流成比例的信號。所述電流調節器包括差分裝 置，該差分裝置用於從所述電流參考信號中減去與所述電感電流成比例的信
號；PI控制器，該PI控制器適於接收所述差分裝置的輸出並提供控制信號； 前饋迴路裝置，該前饋迴路裝置用於接收整流後的AC輸入電壓並提供第二 控制信號，其中所述第二控制信號具有比整流後的AC輸入電壓的動態範圍 更小的動態範圍；加法器，該加法器用於將所述第一控制信號加上所述第二 控制信號以提供PWM參考信號；以及脈衝寬度調製發生器，該脈衝寬度調 制發生器用於提供脈衝寬度調製信號以控制所述PFC電路的導通時間，其中 所述脈衝寬度調製發生器釆用PWM參考信號來生成脈衝寬度調製信號。
根據本發明的一個實施方式的與功率因數校正電路一起使用的數字控 制電路包括電壓調節器，該電壓調節器基於參考電壓和功率因數校正電路的 DC總線電壓而提供經調節的電壓信號；乘法器，該乘法器將經調節的電壓 信號與功率因數校正電路的整流後的輸入電壓相乘以提供電流參考信號；電
流調節器，該電流調節器接收電流參考信號和與功率因數校正電路的電感電 流成比例的信號。所述電流調節器包括差分裝置，該差分裝置用於從電流參 考信號中減去與所述電感電流成比例的信號；PI控制器，該PI控制器適於 接收所述差分裝置的輸出並提供第--控制信號；前饋裝置，該前饋裝置用於 接收整流後的輸入電壓並提供第二控制信號，其中所述第二控制信號具有較 功率因數校正電路的AC輸入電壓更小的動態範圍；加法器，該加法器用於 將所述第一控制信號加上所述第二控制信號以提供PWM參考信號；以及脈 衝寬度調製信號發生器，該脈衝寬度調製信號發生器用於提供脈衝寬度調製 信號以控制功率因數校正電路的導通時間，其中所述脈衝寬度調製信號發生 器採用PWM參考信號來生成脈衝寬度調製信號。
結合附圖，本發明的其他特徵和優點將會在下面的本發明的實施方式中 加以更清楚的描述。


圖1是傳統的功率因數校正電路的示意圖1A是採用局部模式功率因數校正的功率因數校正電路的示意圖2是無橋升壓整流器的示意圖3是圖1中電路的電流調節迴路的簡化示意圖4是顯示了圖1的電路中的釆樣延遲對相移的影響的圖示；
圖5A顯示了圖1的電路在重負載情況下的波形的圖示；
圖5B顯示了圖1的電路在輕負載情況下的波形的圖示；
圖5C顯示了圖1A的電路的波形及因此所提供的優勢的圖示；
圖5D顯示了由圖1A中的電路提供的電路效率的優勢的圖示；
圖5E顯示了由圖1A中的電路提供的功率因數的優勢的圖示；
圖5F顯示了由圖1A中的電路提供的關於EMI失真的優勢；
圖5G顯示了參考諧波標準由圖1A中的電路提供的優勢的圖示；
圖6顯示了圖1的電路中的整流後的AC輸入電壓的動態範圍的圖示；
圖7顯示了根據本發明的實施方式的簡化的電流調節迴路；
圖8顯示了根據本發明的一個實施方式的採用圖7中的電流調節迴路的
功率因數校正電路；
圖8A顯示了根據本發明另一實施方式的採用圖7中的電流調節迴路的
功率因數校正電路；
圖9顯示了由圖8中的電路提供的波形的優勢的圖示
圖10A顯示了圖8中的電路在重負載情況下的波形的圖示；
圖10B顯示了圖8中的電路在輕負載情況下的波形的圖示；
圖11顯示了根據本發明另一實施方式的功率因數校正電路；
圖IIA為根據本發明另一實施方式的功率因數校正電路的示意圖12A顯示了圖11中的電路在重負載情況下的波形的圖示；
圖UB顯示了圖11中的電路在輕負載情況下的波形的圖示；以及 圖13顯示了圖8和圖11中的電路關於諧波標準的優勢的圖示；
圖14是根據本發明的實施方式的矢量轉子的示意圖。
具體實施例方式
要注意的是雖然圖1中的PFC電路IO顯示了傳統的升壓PFC電路，但 是本發明的控制概念及實現同樣適用於無橋PFC電路10a，例如，圖2中所 示。更多關於功率因數校正和無橋PFC電路中的數字控制的詳細信息可以在 於2005年11月4日由Yong Li提交的名為"DIGITAL CONTROL OF BRIDGELESS POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT"的美國專利申請 11/267,516中找到，其內容作為參考結合於此。
首先，對如圖3中所示的PFC電流調節迴路進行描述，尤其對如何通 過PI控制器26實現電流調節進行描述。PFC電流調節迴路的終級輸出為佔 空比指令PWM-PFC。採用PWM轉換周期平均值以及PFC電路的建模，瞬 時導通佔空比d(t)可表示如下
&々)^(0 &
其中V,"(t)為瞬時AC輸入電壓，V^(t)為瞬時DC總線電壓，"(t)為瞬 時電感電流，且L為PFC感應係數。VJt)表示如下
C^'s一/") (式1.3)
其中V, —^為AC輸入電壓的峰值，f為線路頻率(典型地為50Hz/60Hz)。 假設PFC電流調節迴路是理想化的，則電感電流ijt)精確地跟隨正弦AC輸 入電壓，並可表示如下
"0 = "X2;r/") (式1.4)
其中^為所述電感電流的峰值。式1.2的第一項[l- V,"t)/V&(t)]代表
"準"穩態信息，該信息與正弦波形相反；第二項L/VJt)，di,(t)/dt代表環 繞"準"穩態的小的動態改變。通常地，所述第一項在振幅中居統治地位而 所述第二項很小，但該第二項對提供期望的電流調節迴路仍非常重要。
圖6顯示了佔空比d(t)波形相對半波線電壓波形V,"t)的圖示。如圖所示， d(t)具有0到100%範圍內變化的反向正弦波形。當V, (t)=0時，d(t)應為最 大值(接近100%)，且當VJt)達到其峰值時，d(t)減小至其最小值。根據 V—與所述DC總線電壓的比例，d(t)的最小值可以接近0。
為了與佔空比d(t)相對應，該佔空比指令PWM-PFC應為
P麗pFO[^",si一)+丄.，].v (式15) 一L ^(0 ^」
其中V^為PWM載波的峰值。
在傳統的數字PFC控制電路中，例如圖3中的簡化形式所顯示的，電 流控制完全通過例如PI控制器26的控制器來實現。所述PI控制器輸出 CAOut與PWM-PFC相等。因此，PI控制器26必須在每半個線路周期中在 所述值在100%和接近0%之間變化時處理狡大的動態變化(典型地，在50Hz 線為10ms在60Hz線為8.3ms)。因此，按照傳統的方法，事實上不可能以 正弦波形控制電流，特別是例如在20kHz範圍內以相對低的A/D採樣速率 使用數字控制電路時。
圖7顯示了根據本發明的實施方式的在數字PFC控制電路中的電流調 節迴路結構的簡化的示意圖。圖8顯示了根據本發明的實施方式的釆用了圖 7中的電流迴路結構的具有數字控制電路20'的PFC電路10'。
在圖7中可見，本發明的數字PFC控制電路中的電流調節迴路結構包 括提供有整流後的AC輸入電壓的前饋迴路裝置70。圖7中的電路與上述圖 3中的電路類似，並且同樣的元件使用同樣的參考標記進行標識。同樣的， 圖8中的電路與圖1中的電路類似並且同樣的元件使用同樣的參考標記進行
標識。儘管圖8顯示了傳統的升壓PFC電路，但本申請的發明同樣可以應用 於無橋PFC電路拓撲。在此情況下，前饋迴路同樣提供半正弦AC輸入電壓 信號。作為替換地，如圖8A所示，用以同樣的用途，前饋迴路裝置70同樣 可以與上述的局部模式PFC電路一起使用。
在圖7、圖8和圖8A中可見，佔空比指令PWM一PFC不再由PI控制器 26單獨提供，而是由PI控制器和前饋迴路裝置(FFD) 70經由加法器27 提供，從而使PWM—PFC=CAOut+FFD_OUT，其中CAOut是PI控制器26 的輸出，而FFD—OUT是前饋迴路裝置70的輸出。
信號FFD一OUT基於瞬時AC輸入電壓信息並且表示如下
FFD OUT小-^1 、 -K FFD (式1.6)
其中K—FFD為前饋迴路裝置70的增益，該K—FFD可以在大約0-2的 範圍內調節。
圖9顯示了前饋迴路裝置70的輸出FFD一OUT，該FFD_OUT提供正弦 形信息以對電流或PI控制器26的"準"穩態運行點進行控制。因此，電流 迴路仍與上述圖3中的電路類似。然而，所述PI調節環繞所述"準"穩態 運行點的較小的動態而不處理較大的動態。因此，PI控制器26的輸出CAOut 改變的範圍非常小。因此，可以控制所述電感電流以精密地追蹤正弦參考而 不需要通過電流調節器提供高帶寬或迴路增益。
在對前饋控制裝置進行設計時，需要緊記幾個標準，特別是使用低A/D
採樣速率。第一重要標準是PI增益。PI控制器狀態可以表示如下
pl (s) =^^=Kp+^ (式17) 五r廣 《y
其中Kp為比例增益，且Ki為積分增益。在前饋信號之後將FFD—OUT 加入到控制迴路，PI增益優選地被減小。
需要緊記的第二標準是前饋增益K—FFD。前饋增益K—FFD的最優值在0.7-0.9和1.1-1.5之間。然而，優選為不將K—FFD設置為1。當K_FFD=0 時，無前饋並且控制電路20，與上述的傳統的控制電路20的工作相同。
此外，還有一些與前饋控制裝置的實現有關的考慮。如上所述，使用瞬 時DC總線電壓VJt)來計算FFD—OUT。給定電壓調節器、(PI控制器24)
該PI控制器24典型地具有非常低的帶寬，且可以對DC總線電壓進行控制 以使其與參考V^一^相等，上述的等式可以簡化表示如下
FFD_OUT= [ 1 -] 'V w -K—FFD (式1.8 )
re/
該簡化的等式將在需要可變DC總線電壓的應用中簡化前饋迴路設計， 例如，在空調電機驅動中的簡化。如果DC總線在特殊應用中保持不變，並 且參考V(Ref不變，則還可具有如下簡化
FFD—OUT=K廣K 2 V , (t) (式1.9)
其中
KrVm-K_FFD，以及 K2=Vm-K—FFD/Vrfcre/
可見，K,和K,都為常數，並且因此，所需的計算被有效地簡化。 圖IOA和圖10B分別顯示了如上所述的釆用前饋控制裝置70的單相PFC 電路在重負載(圖10A)和輕負載(圖10B)下的試驗波形。測試電路和 A/D採樣率(20kHz)與準備上述圖5A和圖5B的應用相同。如圖所示，與 圖5A和圖5B相比，在圖10A和圖10B中使用前饋控制裝置70充分地改善 了電流波形。
因此，本發明的前饋控制裝置70改善了根據本發明的PFC電路的性能。 然而，根據本發明的另外的改進提供了更好的效果。
在本發明提供的另一實施方式中，可以提供"矢量轉子"來改進PFC電
控制電路提供規則的正弦參考信號而不管AC輸入電壓的實際形式或失真。 除了對電流進行控制以提供規則的正弦波形之外，根據本實施方式的PFC 控制電路使PFC控制電路不受AC電壓變化的影響。
通常地，PFC控制需要用於電流調節器(例如PI控制器26)的正弦參 考。因此，所述正弦參考應與所述AC輸入電壓同相，並如上所述，如圖l 和8中所示，通常可通過採用整流後的半波輸入電壓(V—IN)和/或通過A/D 轉換(V一IN')而獲得。然而，在現實條件—卜'，存在不可忽略的線性阻抗畸 變和/或在AC電壓源(例如可為220V或230V)中存在來自應用線路中的 失真，該失真導致了電流波形中也存在失真。例如，如圖10A和10B所示， 兩圖均顯示了來自圖8中所示電路的測試結果，即使當前饋控制信號 FFDJ)UT被用於電流調節時，所述電感電流並不是完整的正弦波。特別地， 電流波形在頂點變為水平，該水平頂點是由AC輸入電壓中的水平頂點造成 的，AC輸入電壓中的水平頂點是由於極大的線性阻抗所致。該水平頂點導 致了低階諧波電流，主要是第五諧波電流。雖然該低階諧波電流通常不影響 服從上文中所述的諧波標準，但其在某些應用中仍是非期望的。當需要完整 正弦電流時，優選為採用規則的正弦參考。
通常地，"零交叉"檢測器被用於確定AC輸入電壓的相角e 。零交叉 檢測器可通過使用硬體或使用瞬時AC輸入電壓的A/D結果得以實現並且可 以與鎖相迴路(PLL)結合使用，用以處理AC線頻率在50Hz到60Hz間變 化或存在噪聲的情況。通常提供査找表，該表存儲了變化的相角對應的瞬時 正弦值。作為選擇地，實時計算可被用於確定該瞬時正弦值。然而，這種傳 統的方法需要額外的存儲空間和/或IC中的高計算功率。
根據本發明的一個實施方式，包括數字控制電路的功率因數校正電路在 所述査找表的位置上應用矢量轉子和/或應用實時計算以產生規則的、用於數 字PFC控制電路的正弦參考。
矢量轉子塊最初因三相電機應用而被開發和使用，並通常作為用於運動
控制的獨立ic模塊而被實現。根據本發明的一個實施方式的pfc控制電路 採用所述矢量轉子用於無需採用附加硬體或固件源的pfc應用。
所述矢量轉子通常以圖14所示形式表示。圖14中所示的矢量轉子模塊 實現以下功能-formula see original document page 24
(式1.10)
下列計算式在離散域中進行運算-xout = xin*cos(angle) + yin*sin(angle) yout = -xin國sin(angle) + yin*cos(angle)
所述輸入值D、 Q (輸入1和輸入2)優選為具有+/-212的數據範圍。角 度輸入值優選為具有數值範圍為0-16383的14比特轉角，該數值範圍代表 的角度範圍為0-359.978。
所述矢量轉子以往被用於將轉動框形麼《分量轉換為固定a 、"分量以 用於運動控制，從而使得
formula see original document page 24(式l.ll)
其中，電流Ia、 Ip通常根據瞬時過程而時變。但是，如上所述，在PFC
控制中，在採用零交叉檢測器和/或pll獲得相角e信息後，可將輸入l設
置為常數K，將輸入2設置為0，或反之亦然。因此，我們可以通過sin8確 定輸出l和輸出2，從而
如果
則
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因此，顯而易見的是，輸出2將產生與AC輸入電壓同相的規則的正弦 參考，而無論AC輸入電壓的實際形式如何。
此外，由於K為常數，為了產生規則的正弦參考，僅需AC輸入電壓的 相位信息，而無需AC輸入電壓的實際振幅信息，因此PFC控制迴路不受對 通用線路操作很重要的AC輸入電壓的變化的影響。對於現今大多數模擬 PFC控制IC而言，為了使PFC控制迴路不受AC輸入電壓變化的影響，需 要額外的電路和元件。
圖11顯示了功率因數校正電路，該功率因數校正電路包括升壓整流器 IO"和包括零交叉檢測器80和矢量轉子82的控制電路20",所述零交叉檢 測器80和矢量轉子82用於通過例如乘法器22而提供正弦參考信號到電流 調節器。
如圖11可見，PFC電路還可以包括上述前饋迴路裝置70。數位化輸入 電壓V一IN'優選為被提供給零交叉檢測器80，該零交叉檢測器80用於確定 AC輸入電壓的相角e。該信息被提供給如上所述的矢量轉子82。矢量轉子 82的輸出繼而可提供近乎完美的與AC輸入電壓同相的正弦參考信號。該正 弦參考信號被提供給例如乘法器22，並應用於電流調節迴路以確保電感電流 與上述AC輸入電壓的相位相符。
同樣地，圖IIA顯示了PFC電路，該PFC電路包括前饋控制裝置70、 零交叉檢測器80和矢量轉子82以及在局部模式PFC中採用的局部PFC模 塊卯。
圖12A和圖12B顯示了圖11中電路使用20KHz的A/D轉換產生的實驗 波形。圖12A和圖12B的波形使用相同的測試電路和採樣率，該測試電路 和採樣率用於生成圖5A和圖5B以及圖IOA和圖10B中的波形。比較圖10A 和圖10B可見，圖12A和12B中所示的電流波形為完整的正弦波，並且實 際上甚至比AC電源輸入電壓更接近正弦波形，所述AC電源輸入電壓由於
極大的線路阻抗而具有水平頂點。傳統PFC控制電路不提供如此有益效果。 圖IIA中顯示的電路與圖11的電路相似，但多了局部PFC控制器90。採用 圖11中電路的正弦波形的圖IIA中的電路提供了相似的有益效果。
在圖13中，在最大特定輸入電流的條件下將所測量的圖11中電路的諧 波與EN61000-3-2 A類相比較，在此情況下所述最大特定輸入電流為16A。 採用上述參考圖8的前饋控制迴路70可以滿足該標準。然而，如圖所示， 在第五諧波中，AC輸入電壓具有顯著的第五諧波，如果不採用上述的矢量 轉子82，則該諧波將被引入電流矢量。如果所述第五諧波被引入，則正弦參 考失真，然而，採用零交叉檢測器80和矢量轉子82，所述正弦參考仍保持
因此，顯而易見的是，此處所述的PFC控制電路的實施方式提供了實質 上的改進的結果。上述根據圖8的前饋控制裝置70實質地改進了電流波形 的正弦形狀。此外，通過使用矢量轉子82進一步改進了所述波形，提供了 比AC輸入電壓更規則的的正弦參考波形。
儘管本發明參考特定實施方式描述，但許多其他的變化和修改以及其他 應用將很容易為本領域技術人員所公知。因此，本發明不應限於此處的特定 公開內容，而僅由所附權利要求限定。
權利要求
1.一種用於提供功率因數校正的電路，該電路包括升壓轉換器電路，所述升壓轉換器電路具有升壓電感以及與該升壓電感串聯連接的功率因數校正開關，所述升壓電感與功率因數校正開關跨接於整流器的輸出端，所述整流器被提供來自交流線路的交流電能，所述升壓轉換器電路還包括連接至所述電感和所述開關之間的結點的升壓二極體，該升壓二極體的輸出端連接至輸出電容器，在所述輸出電容器兩端提供有直流總線電壓，所述用於提供功率因數校正的電路還包括控制電路，所述控制電路接收來自所述整流器的整流後的交流輸入電壓、與通過所述電感的電流成比例的信號以及所述電容器兩端的直流總線電壓作為輸入，且其中所述控制電路提供脈衝寬度調製信號以控制所述功率因數校正開關的導通時間，所述控制電路還包括電壓調節器，該電壓調節器基於參考電壓和所述直流總線電壓而提供經調節的電壓信號；乘法器，所述乘法器用於將所述經調節的電壓信號與整流後的交流輸入電壓相乘以提供電流參考信號；電流調節器，所述電流調節器接收所述電流參考信號以及所述與電感電流成比例的信號，其中所述電流調節器還包括差分裝置，該差分裝置用於從電流參考信號中減去所述與電感電流成比例的信號；比例積分控制器，該比例積分控制器用於接收所述差分裝置的輸出並提供第一控制信號；前饋裝置，該前饋裝置用於接收所述整流後的交流輸入電壓並提供第二控制信號，其中所述第二控制信號具有比交流輸入電壓的動態範圍更小的動態範圍；加法器，該加法器用於將所述第一控制信號加上所述第二控制信號以提供脈衝寬度調製參考信號；以及脈衝寬度調製信號發生器，該脈衝寬度調製信號發生器用於提供脈衝寬度調製信號以控制所述功率因數校正電路的導通時間，其中所述脈衝寬度調製信號發生器採用脈衝寬度調製參考信號來生成所述脈衝寬度調製信號。
2. 根據權利要求1所述的電路，其中所述前饋迴路裝置提供所述交流 輸入電壓的正弦波形信息，從而使由所述脈衝寬度調製信號發生器生成的所 述脈衝寬度調製信號驅動所述升壓轉換器電路以提供基本為正弦形的電感 電流。
3. 根據權利要求l所述的電路，其中所述控制電路還包括 零交叉檢測器，該零交叉檢測器接收所述整流後的交流電壓並提供指示所述交流輸入電壓的相位的角度信號；以及矢量轉子，該矢量轉子用於接收所述角度信號和所述整流後的交流輸入 電壓並提供與所述交流輸入電壓同相的規則的正弦參考信號以及將所述規 則的正弦參考信號提供給所述乘法器。
4. 根據權利要求3所述的電路，其中所述控制電路還包括 局部功率因數校正裝置，該局部功率因數校正裝置提供消隱信號到所述脈衝寬度調製信號發生器以在預定條件下禁用所述脈衝寬度調製信號發生 器。
5. 根據權利要求l所述的電路，其中所述控制電路還包括 局部功率因數校正裝置，該局部功率因數校正裝置提供消隱信號到所述脈衝寬度調製信號發生器以在預定條件下禁用所述脈衝寬度調製信號發生 器。
6. —種用於提供功率因數校正的電路，該電路包括 升壓轉換器電路，所述升壓轉換器電路具有升壓電感以及與該升壓電感 串聯連接的功率因數校正開關，所述升壓電感與功率因數校正開關跨接於整 流器的輸出端，所述整流器被提供來自交流線路的交流電能，該升壓轉換器 電路還包括連接至電感和所述開關之間的結點的升壓二極體，該升壓二極體 的輸出端連接至輸出電容器，在所述輸出電容器兩端提供的直流總線電壓；所述用於提供功率因數校正的電路還包括控制電路，所述控制電路接收 來自所述整流器的整流後的交流輸入電壓、與通過所述電感的電流成比例的 信號以及所述電容器兩端的直流總線電壓作為輸入，且其中所述控制電路提 供脈衝寬度調製信號以控制所述功率因數校正開關的導通時間，所述控制電 路還包括電壓調節器，該電壓調節器基於參考電壓和所述直流總線電壓而提供經 調節的電壓信號；零交叉檢測器，該零交叉檢測器接收所述整流後的交流電壓並提供指示 所述交流輸入電壓的相位的角度信號；矢量轉子，該矢量轉子用於接收所述角度信號和所述整流後的交流輸入 電壓並提供與所述交流輸入電壓同相的規則的正弦參考信號；乘法器，該乘法器用於將所述經調節的電壓信號與所述規則的正弦參考 信號相乘以提供電流參考信號；電流調節器，該電流調節器接收所述電流參考信號和所述與電感電流成 比例的信號並提供脈衝寬度調製參考信號；以及脈衝寬度調製信號發生器，該脈衝寬度調製信號發生器用於提供所述脈 衝寬度調製信號以控制所述功率因數校正電路的導通時間，其中所述脈沖寬 度調製信號發生器釆用所述脈衝寬度調製參考信號來生成所述脈衝寬度調 制信號。
7. 根據權利要求6所述的電路，其中所述電流調節器還包括 差分裝置，該差分裝置用於從所述電流參考信號中減去所述與電感電流成比例的信號；比例積分控制器，該比例積分控制器用於接收所述差分裝置的輸出並提 供第一控制信號；前饋裝置，該前饋裝置用於接收所述整流後的交流輸入電壓並提供第二 控制信號，其中所述第二控制信號具有比所述整流後的交流輸入電壓的動態 範圍更小的動態範圍；以及加法器，該加法器用於將所述第一控制信號加上所述第二控制信號以提 供脈衝寬度調製參考信號。
8. 根據權利要求7所述的電路，其中所述前饋迴路裝置提供所述交流 輸入電壓的正弦波形信息，從而使由所述脈衝寬度調製信號發生器生成的所 述脈衝寬度調製信號驅動所述升壓轉換器電路以提供基本為正弦的電感電 流。
9. 根據權利要求8所述的電路，所述電路還包括局部功率因數校正裝置，該局部功率因數校正裝置用於提供消隱信號到 所述脈衝寬度調製信號發生器以在預定條件下禁用所述脈沖寬度調製信號 發生器。
10. 根據權利要求6所述的電路，所述電路還包括 局部功率因數校正裝置，該局部功率因數校正裝置用於提供消隱信號到所述脈衝寬度調製信號發生器以在預定條件下禁用所述脈沖寬度調製信號 發生器。
11. 一種用於提供功率因數校正的電路，該電路包括 無橋升壓轉換器電路； 用於交流線電壓的輸入電路；接收所述交流線電壓的控制電路，所述控制電路用於提供脈沖寬度調製 信號以控制所述無橋升壓轉換器電路的功率因數校正開關的導通時間； 所述控制電路包括縮放裝置，該縮放裝置用於將所述交流線電壓從雙極按比例縮減至單極 形式；模數轉換器，該模數轉換器用於將所述單極交流電壓轉換為數字數據； 數字整流器，該數字整流器用於對所述單極交流電壓的數字數據進行處理以提供與輸入的所述交流線電壓成比例並同相的整流後的半正弦交流電壓信號；電壓調節器，該電壓調節器基於參考電壓和所述直流總線電壓提供經調 節的電壓信號；乘法器，該乘法器用於將所述整流後的半正弦交流電壓信號與所述經調 節的電壓信號相乘以提供電流參考信號；電流調節器，該電流調節器接收所述電流參考信號和所述與電感電流成 比例的信號，其中所述電流調節器還包括差分裝置，該差分裝置用於從所述電流參考信號中減去所述與電感電流 成比例的信號； 比例積分控制器，該比例積分控制器用於接收所述差分裝置的輸出並提 供第一控制信號；前饋迴路裝置，該前饋迴路裝置用於接收所述整流後的半正弦交流電壓 信號並提供第二控制信號，其中所述第二控制信號具有比所述交流線電壓的 動態範圍更小的動態範圍；加法器，該加法器用於將所述第一控制信號加上所述第二控制信號以提 供脈衝寬度調製參考信號；以及脈衝寬度調製信號發生器，該脈衝寬度調製信號發生器用於提供所述脈 衝寬度調製信號以控制所述功率因數校正電路的導通時間，其中所述脈衝寬 度調製信號發生器採用所述脈衝寬度調製參考信號來生成所述脈衝寬度調 制信號。
12. 根據權利要求11所述的電路，其中所述前饋迴路裝置提供所述交 流線電壓的正弦波形信息，從而使由所述脈衝寬度調製信號發生器生成的所 述脈衝寬度調製信號驅動所述升壓轉換器電路以提供基本為正弦的電感電 流。
13. 根據權利要求10所述的電路，其中所述控制電路還包括 零交叉檢測器，該零交叉檢測器接收所述整流後的半正弦交流電壓信號並提供指示所述交流線電壓的相位的角度信號；以及矢量轉子，該矢量轉子用於接收所述角度信號和所述整流後的半正弦交 流電壓信號並向所述乘法器提供規則的正弦參考信號。
14. 根據權利要求13所述的電路，所述電路還包括 局部功率因數校正裝置，該局部功率因數校正裝置用於提供消隱信號到 所述脈沖寬度調製信號發生器以在預定條件下禁用所述脈衝寬度調製信號 發生器。
15. 根據權利要求ll所述的電路，所述電路還包括-局部功率因數校正裝置，該局部功率因數校正裝置用於提供消隱信號到所述脈衝寬度調製信號發生器以在預定條件下禁用所述脈衝寬度調製信號 發生器。
16. —種與功率因數校正電路一起使用的數字控制電路，該數字控制電 路包括電壓調節器，該電壓調節器基於參考電壓和所述功率因數校正電路的直 流總線電壓而提供經調節的電壓信號；乘法器，該乘法器將所述經調節的電壓信號與所述功率因數校正電路的 整流後的輸入電壓相乘以提供電流參考信號；電流調節器，該電流調節器接收所述電流參考信號和與功率因數校正電 路的電感電流成比例的信號，其中所述電流調節器還包括差分裝置，該差分裝置用於從所述電流參考信號中減去所述與電感電流 成比例的信號；比例積分控制器，該比例積分控制器用於接收所述差分裝置的輸出並提 供第一控制信號；前饋裝置，該前饋裝置用於接收所述整流後的輸入電壓並提供第二控制 信號，其中所述第二控制信號具有比所述功率因數校正電路的交流輸入電壓的動態範圍更小的動態範圍；加法器，該加法器用於將所述第一控制信號加上所述第二控制信號以提 供脈衝寬度調製參考信號；以及脈衝寬度調製信號發生器，該脈衝寬度調製信號發生器用於提供脈衝寬 度調製信號以控制所述功率因數校正電路的導通時間，其中所述脈衝寬度調 制信號發生器採用所述脈衝寬度調製參考信號來生成所述脈衝寬度調製信 號。
17. 根據權利要求16所述的數字控制電路，其中所述前饋迴路裝置提 供所述功率因數校正電路的交流輸入電壓的正弦波形信息，從而使由所述脈 衝寬度調製信號發生器生成的所述脈衝寬度調製信號驅動所述功率因數校 正電路以提供基本為正弦的電感電流。
18. 根據權利要求16所述的數字控制電路，所述電路還包括 零交叉檢測器，該零交叉檢測器接收所述功率因數校正電路的整流後的輸入電壓並提供指示所述輸入電壓的相位的角度信號；以及矢量轉子，該矢量轉子用於接收所述角度信號和所述整流後的輸入電壓 並提供與所述功率因數校正電路的交流輸入電壓同相的規則的正弦參考信 號以及將所述規則的正弦參考信號提供給所述乘法器。
19. 根據權利要求18所述的數字控制電路，所述電路還包括 局部功率因數校正裝置，該局部功率因數校正裝置提供消隱信號到所述脈衝寬度調製信號發生器以在預定條件下禁用所述脈衝寬度調製信號發生器o
20. 根據權利要求16所述的數字控制電路，所述電路還包括局部功率因數校正裝置，該局部功率因數校正裝置提供消隱信號到所述 脈衝寬度調製信號發生器以在預定條件下禁用所述脈衝寬度調製信號發生 器。
全文摘要
根據本發明實施方式的用於提供功率因數校正的電路可以包括升壓轉換器電路和控制電路，所述控制電路從整流器接收整流後的AC輸入電壓、通過升壓電感接收與電流成比例的信號並接收升壓轉換器的電容兩端的DC總線電壓作為輸入。所述控制電路提供脈衝寬度調製信號以控制PFC開關的導通時間。所述控制電路還包括電壓調節器和電流調節器。所述電流調節器包括用於將與電感電流成比例的信號從電流參考信號中減去的差分裝置；適於接收差分裝置的輸出並提供第一控制信號的PI控制器；用於接收整流後的AC輸入電壓並提供第二控制信號的前饋裝置，該第二控制信號具有比AC輸入電壓的動態範圍更小的動態範圍；以及用於將第一控制信號加上第二控制信號以提供用於生成脈衝寬度調製信號的PWM參考信號的加法器。可以提供零交叉檢測器和矢量轉子以向電流調節器提供規則的正弦參考。如果需要可以提供局部PFC裝置以提供局部模式PFC。
文檔編號G05F1/10GK101185044SQ200680013639
公開日2008年5月21日 申請日期2006年4月27日 優先權日2005年4月28日
發明者勇 李 申請人:國際整流器公司