矩陣變換器及其控制方法
2023-06-18 16:52:11 2
矩陣變換器及其控制方法
【專利摘要】本發明提供一種矩陣變換器及其控制方法，其能降低輸出電壓或輸出電流的畸變。實施方式涉及的矩陣變換器包括電力轉換部、換流控制部以及補償部。電力轉換部具有多個雙向開關。換流控制部在通過雙向開關的接通/斷開控制來切換與輸出端子連接的輸入端子時，利用切換對象的雙向開關以及切換目標的雙向開關進行三步驟或四步驟的換流動作。補償部根據與輸出端子連接的輸入端子的切換前後的電位差、輸出端子的輸出電流、以及存在於單向開關的輸入輸出端子間的靜電電容，來補償對與輸出端子連接的輸入端子進行切換時產生的輸出電壓誤差。
【專利說明】矩陣變換器及其控制方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及矩陣變換器及其控制方法。
【背景技術】
[0002]矩陣變換器具有用於連接交流電源和負載的多個雙向開關，通過控制這些雙向開關來直接開關交流電源的各相電壓，由此向負載輸出任意的電壓和頻率。
[0003]在所述矩陣變換器中，通過雙向開關切換與負載連接的交流電源的相時，按規定的順序個別地對構成雙向開關的多個單向開關的每一個進行接通/斷開控制，由此進行切換(這一連串的切換動作稱為換流動作)。通過該換流動作，能夠防止交流電源的相間短路或矩陣變換器的輸出相開路等(例如，參照國際公開第2008/108147號)。
【發明內容】
[0004]但是，在構成雙向開關的單向開關的輸入輸出端子間，寄生電容作為靜電電容(在輸入輸出端子間連接有緩衝用電容器時，輸入輸出端子間的靜電電容等於在寄生電容上加上緩衝用電容器電容)而存在，由於所述寄生電容的存在，輸出電壓或輸出電流產生畸變，有可能矩陣變換器的驅動性能降低。
[0005]本發明實施方式的一種方式是鑑於以上問題而做出的，其目的在於提供一種矩陣變換器及其控制方法，其能降低輸出電壓或輸出電流因寄生電容引起的畸變。
[0006]實施方式的一種方式涉及的矩陣變換器包括電力轉換部、換流控制部和補償部。所述電力轉換部在與交流電源的各相連接的多個輸入端子和與負載各相連接的多個輸出端子之間具有所述多個雙向開關。所述換流控制部在通過所述雙向開關的接通/斷開控制來切換與所述輸出端子連接的所述輸入端子時，利用切換對象的所述雙向開關以及切換目標的所述雙向開關進行三步驟或四步驟的換流動作。所述補償部根據與所述輸出端子連接的所述輸入端子的切換前後的電位差、所述輸出端子的輸出電流、以及在所述雙向開關中包含的單向開關的輸入輸出端子間存在的靜電電容，來補償對與所述輸出端子連接的所述輸入端子進行所述切換時產生的輸出電壓誤差。
[0007]根據實施方式的一種方式，能夠降低輸出電壓或輸出電流的畸變。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0008]圖1是表示第一實施方式涉及的矩陣變換器的圖。
[0009]圖2A是表示圖1所示的雙向開關的構成例的圖。
[0010]圖2B是表示圖1所示的雙向開關的另一構成例的圖。
[0011]圖2C是表示圖1所示的雙向開關的又一構成例的圖。
[0012]圖3是表示圖1所示的控制部的構成例的圖。
[0013]圖4是表示另一雙向開關的構成例的圖。
[0014]圖5是表不多個雙向開關的單向開關和門信號的對應關係的圖。
[0015]圖6A是表示在四步驟電流換流動作中，輸出相電流為正時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0016]圖6B是表示在四步驟電流換流動作中，輸出相電流為負時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0017]圖7A是表示圖6A所示的單向開關的狀態的圖。
[0018]圖7B是表示圖6B所示的單向開關的狀態的圖。
[0019]圖8A是表示圖2A所示的雙向開關的狀態處於第一?第四狀態中的、輸入側電壓和輸出相電壓的電位差與蓄積在寄生電容上的電荷的關係的圖。
[0020]圖8B是表示圖2B所示的雙向開關的狀態處於第一?第四狀態中的、輸入側電壓和輸出相電壓的電位差與蓄積在寄生電容上的電荷的關係的圖。
[0021]圖8C是表示圖2C所示的雙向開關的狀態處於第一?第四狀態中的、輸入側電壓和輸出相電壓的電位差與蓄積在寄生電容上的電荷的關係的圖。
[0022]圖9是表示在圖4所示的雙向開關的構成例中，雙向開關的狀態處於第一?第四狀態中的、輸入側電壓和輸出相電壓的電位差與蓄積在寄生電容上的電荷的關係的圖。
[0023]圖1OA是表示圖6A所示的雙向開關的狀態和基於寄生電容的電荷流動的關係的圖。
[0024]圖1OB是表不圖6B所不的雙向開關的狀態和基於寄生電容的電荷流動的關係的圖。
[0025]圖1lA是表示在At < Td時蓄積在寄生電容上的電荷對輸出電壓波形的影響的圖。
[0026]圖1lB是表示在Λ t>Td時蓄積在寄生電容上的電荷對輸出電壓波形的影響的圖。
[0027]圖12A是表示在輸出相電流為正時，PWM脈衝的每一個周期的輸出相電壓的變化的圖。
[0028]圖12B是表示在輸出相電流為負時，PWM脈衝的每一個周期的輸出相電壓的變化的圖。
[0029]圖13是表示寄生電容補償器的構成的一例的圖。
[0030]圖14是表示基於寄生電容補償器的輸出電壓誤差的計算處理流程的一例的圖。
[0031]圖15A是表示針對電壓指令，沒有補償起因於寄生電容的輸出電壓誤差時的輸出電流波形的一例的圖。
[0032]圖15B是表示針對電壓指令，補償了起因於寄生電容的輸出電壓誤差時的輸出電流波形的一例的圖。
[0033]圖16是表示四步驟電壓換流動作中的輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0034]圖17A是表示輸出相電流為正時的圖16所示的雙向開關的狀態和基於寄生電容的電荷流動的關係的圖。
[0035]圖17B是表示輸出相電流為負時的圖16中所示的雙向開關的狀態和基於寄生電容的電荷流動的關係的圖。
[0036]圖18A是表示三步驟電流換流動作中輸出相電流為正時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0037]圖18B是表示三步驟電流換流動作中輸出相電流為負時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0038]圖19A是表示三步驟電壓換流動作中輸出相電流為正時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0039]圖19B是表示三步驟電壓換流動作中輸出相電流為負時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0040]圖20A是表示寄生電容補償不足時的輸出電流的波形例的圖。
[0041]圖20B是表示寄生電容補償正合適時的輸出電流的波形例的圖。
[0042]圖20C是表示寄生電容補償過大時的輸出電流的波形例的圖。
[0043]圖21是表示增減寄生電容的設定值時輸出電流中包含的特定頻率成分的增減特性的圖。
[0044]圖22是表示在增減寄生電容的設定值時輸出電流中包含的特定頻率成分的合計值的增減特性的圖。
[0045]圖23是表示第二實施方式涉及的矩陣變換器的構成的圖。
[0046]圖24A是表示在四步驟電流換流動作中輸出相電流為正時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0047]圖24B是表示在四步驟電流換流動作中輸出相電流為負時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0048]圖25是表示在四步驟電流換流動作中，步驟間隔均等時(第一實施方式)的起因於寄生電容的輸出電壓誤差和步驟間隔不均等時(第二實施方式)的起因於寄生電容的輸出電壓誤差的圖。
[0049]圖26是表示四步驟電流換流動作中，基於寄生電容補償器的電壓誤差的計算處理流程的一例的圖。
[0050]圖27A是表示在四步驟電壓換流動作中，輸出相電流為正時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0051]圖27B是表示在四步驟電壓換流動作中，輸出相電流為負時，輸出相電壓、門信號和換流動作的各步驟的關係的圖。
[0052]圖28是表示在四步驟電壓換流動作中，步驟間隔均等時(第一實施方式)的起因於寄生電容的輸出電壓誤差和步驟間隔不均等時(第二實施方式)的起因於寄生電容的輸出電壓誤差的圖。
[0053]圖29是表示四步驟電壓換流動作中，基於寄生電容補償器的電壓誤差的計算處理流程的一例的圖。
[0054]附圖標記說明:
[0055]1、IA矩陣變換器
[0056]2三相交流電源
[0057]3負載(交流電動機)
[0058]10電力轉換部
[0059]11LC 濾波器
[0060]12輸入電壓檢測部
[0061]13輸出電流檢測部
[0062]14U4A控制部
[0063]20、21單向開關和二極體的串聯連接體
[0064]30電壓指令運算器
[0065]3U31A寄生電容補償器
[0066]32減法器
[0067]33PWM佔空比運算器
[0068]34、34A換流運算器
[0069]41寄生電容補償器
[0070]41aU相寄生電容補償器
[0071]41bV相寄生電容補償器
[0072]41cW相寄生電容補償器
[0073]42a?42c 切換器
【具體實施方式】
[0074]以下，參照附圖，詳細說明本發明公開的矩陣變換器的實施方式。此外，本發明並不限定於以下所示的實施方式。
[0075](第一實施方式)
[0076]圖1是表示第一實施方式涉及的矩陣變換器的構成的圖。如圖1所示，第一實施方式涉及的矩陣變換器I設置在三相交流電源2 (以下，簡記為交流電源2)和負載3之間。負載3例如是交流電動機。此外，以下將交流電源2 —側記為輸入側,負載3 —側記為輸出側。另外，交流電源2的R相、S相以及T相記為輸入相，負載3的U相、V相以及W相記為輸出相。
[0077]矩陣變換器I包括輸入端子Tr、Ts, Tt以及輸出端子Tu、Tv、Tw。輸入端子Tr、Ts、Tt上連接有交流電源2的R相、S相以及T相，輸出端子Tu、Tv、Tw上連接有負載3的U相、V相以及W相。矩陣變換器I將從交流電源2經由輸入端子Tr、Ts、Tt提供的三相交流電轉換成任意電壓及頻率的三相交流電，然後從輸出端子Tu、Tv、Tw向負載3輸出。
[0078]如圖1所示，所述矩陣變換器I包括電力轉換部10、LC濾波器11、輸入電壓檢測部12、輸出電流檢測部13以及控制部14。
[0079]電力轉換部10包括連接交流電源2的各相和負載3的各相的多個雙向開關Sm、Ssu、Stu、Srv> Ssv、Stv、Srw> Ssw、Stw (以下，有時總稱為雙向開關 S)。
[0080]雙向開關Sru、Ssu、Stu分別連接交流電源2的R相、S相、T相和負載3的U相。雙向開關Srv、Ssv、Stv分別連接交流電源2的R相、S相、T相和負載3的V相。雙向開關Srw, Ssw, Stw分別連接交流電源2的R相、S相、T相和負載3的W相。
[0081]雙向開關S將由單向開關以及二極體構成的串聯連接體逆向並聯連接而構成。圖2A是表示雙向開關S的構成例的圖。如圖2A所示，雙向開關S將單向開關S1和二極體D1的串聯連接體20、單向開關Soi和二極體Doi的串聯連接體21逆向並聯連接而構成。
[0082]單向開關S1、Soi的輸入輸出端子間存在有被稱為寄生電容(Cp)的靜電電容，在圖2A所示的例子中，為了便於理解說明，圖示有與單向開關S1、Soi分開的寄生電容Cp。此外，單向開關 S1、Soi 例如是 MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor:金屬氧化物半導體場效應管)或 IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor:絕緣柵雙極型電晶體)等半導體開關元件。另外，還可以是下一代半導體開關元件的SiC、GaN。
[0083]雙向開關S不限定於圖2A所示的結構。例如如圖2B所示，雙向開關S可以是單向開關S1、Soi的集電極彼此未連接的結構。另外如圖2C所示，雙向開關S還可以是替換構成串聯連接體的單向開關和二極體的連接順序的結構。另外，雖然結構稍微不同，但如圖4所示，也可以使用具備對逆向偏壓(與IGBT的集電極側相比，發射極側為高壓的狀態)的容量的IGBT，並將其逆向並聯連接而構成。
[0084]LC濾波器11設置在交流電源2的R相、S相以及T相和電力轉換部10之間，用於抑制從電力轉換部10流向交流電源2的高頻電流的發生。具體地講，LC濾波器11由三個電抗器Lr、Ls、Lt和三個電容器Crs、Cst、Ctr構成，用於除去因開關構成電力轉換部10的雙向開關S而引起的高頻成分。
[0085]輸入電壓檢測部12用於檢測交流電源2的R相、S相、T相的各相的電壓值Er、Es、Et (以下，記為輸入相電壓Er、Es、Et)。此外，以下有時將輸入相電壓Er、Es、Et總稱而記為輸入相電壓Vi。
[0086]輸出電流檢測部13用於檢測在電力轉換部10和負載3之間流動的電流。具體地講，輸出電流檢測部13用於檢測分別在電力轉換部10與負載3的U相、V相、W相之間流動的電流的瞬時值Iu、Iv、Iw (以下，記為輸出相電流Iu、Iv、Iw)0此外，以下有時將輸出相電流Iu、Iv、Iw總稱而記為輸出電流Ιο。另外，將分別從電力轉換部10輸出到負載3的U相、V相、W相的電壓的瞬時值記為輸出相電壓Vu、Vv, Vw，有時將輸出相電壓Vu、Vv, Vw總稱而記為輸出電壓Vo。
[0087]控制部14根據由輸入電壓檢測部12檢測出的輸入相電壓Er、Es、Et以及由輸出電流檢測部13檢測出的輸出相電流Iu、Iv、Iw,生成門信號Slu?S6u、Slv?S6v、Slw?S6w0
[0088]圖3是表示控制部14的構成例的圖。如圖3所示，控制部14具有電壓指令運算器30、寄生電容補償器31 (補償部的一例)、減法器32、PWM佔空比運算器33以及換流運算器34 (換流控制部的一例)。
[0089]電壓指令運算器30根據頻率指令f*以及輸出相電流Iu、Iv、Iw，生成各輸出相的電壓指令Vu*、Vv*、Vw* (以下，有時總稱為電壓指令Vo*)而輸出。頻率指令f*是輸出相電壓Vu、Vv、Vw的頻率指令。
[0090]寄生電容補償器31根據輸入相電壓Er、Es、Et、輸出相電流Iu、Iv、Iw、以及寄生電容值，生成補償值AVu、Δ Vv> AVw。所述補償值AVu、Δ Vv> AVw用於補償由單向開關Soi,S1的寄生電容Cp引起的輸出相電壓Vu、Vv、Vw的誤差，其中，單向開關構成電力轉換部10的雙向開關S。
[0091]減法器32從電壓指令Vu*、Vv*、Vw*減去補償值AVu、Δ Vv> AVw而生成電壓指令Vul*、Vvl*、Vwl* (以下，有時總稱為電壓指令Vol*)，將所述電壓指令Vul*、Vvl*、Vwl*向PWM佔空比運算器33輸出。
[0092]PWM佔空比運算器33根據電壓指令Vul*、Vvl*、Vwl*以及輸入相電壓Er、Es、Et，生成PWM電壓指令Vu2*、Vv2*、Vw2*。生成PWM電壓指令Vu2*、Vv2*、Vw2*的技術是公知技術，例如可以使用記載於日本特開2008-048550號公報、日本特開2012-239265號公報等中的技術。
[0093]例如，PWM佔空比運算器33在輸入相電壓Er、Es、Et的絕對值大小關係沒有變化的期間，按輸入相電壓Er、Es、Et的絕對值大的順序，設為輸入相電壓Ep、Em、En。
[0094]另外，PWM佔空比運算器33將電壓指令Vul*、Vvl*、Vwl*轉換成與輸入相電壓Ep、Em,En的各電壓值對應的脈衝寬度調製信號，並分別作為PWM電壓指令Vu2*、Vv2*、Vw2*進行輸出。
[0095]換流運算器34針對PWM電壓指令Vu2*、Vv2*、Vw2*，根據每個輸出相電流的極性、或者輸入相電壓Ep、Em、En的大小關係，來確定換流時的雙向開關的切換順序，生成門信號Slu?S6u、Slv?S6v、Slw?S6w。所述門信號Slu?S6u、Slv?S6v、Slw?S6w分別輸入到構成電力轉換部10的雙向開關S的單向開關S1、Soi中，由此對單向開關S1、Soi進行接通/斷開控制。
[0096]圖5是表不多個雙向開關Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw> Ssw> Stw的單向開關S1、Soi和門信號Slu?S6u、Slv?S6v、Slw?S6w的對應關係的圖。
[0097]雙向開關Sru的單向開關S1 (參照圖2A)由門信號Slu進行接通/斷開控制，雙向開關Sru的單向開關Soi (參照圖2A)由門信號S2u控制。另外，雙向開關Ssu的單向開關S1由門信號S3u進行接通/斷開控制，雙向開關Ssu的單向開關Soi由門信號S4u控制。另外，雙向開關Stu的單向開關S1由門信號S5u進行接通/斷開控制，雙向開關Stu的單向開關Soi由門信號S6u控制。
[0098]同樣，雙向開關Srv、Ssv、Stv的單向開關S1、Soi由門信號Slv?S6v進行接通/斷開控制，雙向開關Srw、Ssw、Stw的單向開關S1、Soi由門信號Slw?S6w進行接通/斷開控制。
[0099]這裡，說明四步驟電流換流動作。換流運算器34生成門信號Slu?S6u、Slv?S6v,Slw?S6w，該門信號進行包含四步驟電流換流動作的PWM控制。四步驟電流換流動作通過與輸出電流1的極性對應的開關模式進行。
[0100]從交流電源2流向負載3的輸出電流1的極性為正(1>0)時，按如下的由步驟I?步驟4構成的開關模式進行換流動作。
[0101]步驟1:斷開構成切換對象的雙向開關S的單向開關中的、與輸出電流1相反極性的單向開關。
[0102]步驟2:接通構成切換目標的雙向開關S的單向開關中的、與輸出電流1相同極性的單向開關。
[0103]步驟3:斷開構成切換對象的雙向開關S的單向開關中的、與輸出電流1相同極性的單向開關。
[0104]步驟4:接通構成切換目標的雙向開關S的單向開關中的、與輸出電流1相反極性的單向開關。
[0105]關於上述四步驟電流換流動作，以下參照圖6A、圖6B、圖7A以及圖7B，以U相為例進行舉例說明。此外，V相或W相的換流動作與U相的換流動作相同，因此省略其說明。
[0106]圖6A以及圖6B是表示輸出相電壓Vu、門信號Slu?S6u和換流動作的各步驟的關係的圖。圖6A表示輸出相電流Iu為正時的換流動作，圖6B表示輸出相電流Iu為負時的換流動作。另外，圖7A以及圖7B是分別表示在圖6A以及圖6B所示的時刻tl?tl7的單向開關S1、Soi的狀態的圖。此外,設為Ep=Er、Em=Es、En=Et的狀態。
[0107]如圖6A所示，在時刻11，門信號S6u從高電平向低電平變化，由此如圖7A所示，在作為切換對象的雙向開關即雙向開關Stu中，與輸出相電流Iu相反極性的單向開關Soi斷開(步驟I)。
[0108]接著，在時刻t2，門信號S3u從低電平向高電平變化，由此如圖7A所示，在作為切換目標的雙向開關即雙向開關Ssu中，與輸出相電流Iu相同極性的單向開關S1接通(步驟2)。
[0109]接著，在時刻t3，門信號S5u從高電平向低電平變化，由此如圖7A所示，在雙向開關Stu中，與輸出相電流Iu相同極性的單向開關S1斷開(步驟3)。
[0110]接著，在時刻t4，門信號S4u從低電平向高電平變化，由此如圖7A所示，在雙向開關Ssu中，與輸出相電流Iu相反極性的單向開關Soi接通(步驟4)。
[0111]在圖6A所示的時刻t5?t8、tl0?tl3、tl4?tl7、以及圖6B所示的時刻tl?t4、t5?t8、tlO?tl3、tl4?tl7中，與時刻tl?t4的情況相同，如圖7A以及圖7B所示，進行由步驟I?步驟4構成的開關處理。此外，步驟間的間隔Td (以下，記為步驟間隔Td)設為比單向開關S1、Soi的接通時間以及斷開時間要長的時間。此外，為了便於說明，步驟間隔Td取相同的值，但也可以設為各自不同的值。
[0112]這樣，通過進行四步驟電流換流動作，能夠防止交流電源2的相間短路、矩陣變換器I的輸出相的開路等，並且，能使作為輸出相電壓Vu而輸出的電壓變更為En — Em — Ep — Em — En ο
[0113]但是，在構成雙向開關S的單向開關S1、Soi的輸入輸出端子間存在作為靜電電容(在輸入輸出端子間連接緩衝用電容器時，輸入輸出端子間的靜電電容等於在寄生電容上加上了緩衝用電容器的電容)的寄生電容Cp，由於所述寄生電容Cp，有可能輸出電壓No或輸出電流1產生畸變，矩陣變換器的驅動性能降低。因此，本實施方式涉及的矩陣變換器I中，如上述那樣，通過設置寄生電容補償器31以及減法器32，補償在換流動作中起因於寄生電容Cp的輸出電壓Vo的誤差(以下,記為輸出電壓誤差)，降低輸出電壓Vo或輸出電流1的畸變。
[0114]這裡，說明因存在於單向開關S1、Soi的輸入輸出端子間的寄生電容Cp而引起的輸出電壓誤差。
[0115]如上述那樣，本實施方式涉及的矩陣變換器I中，按規定的順序個別地控制構成雙向開關S的單向開關S1、Soi的接通/斷開，由此進行四步驟的換流動作。雙向開關S的狀態呈四個狀態，即，單向開關S1、Soi都接通的第一狀態，僅單向開關S1接通的第二狀態，僅單向開關Soi接通的第三狀態，單向開關S1、Soi都斷開的第四狀態。
[0116]圖8A是表示圖2A所示的雙向開關S的狀態處於第一?第四狀態中的、輸入相電壓Vi和輸出電壓Vo的電位差Va (=V1-Vo)與蓄積在寄生電容Cp上的電荷Q的關係的圖。此外，忽略不計單向開關S1、Soi的接通電阻。
[0117]如圖8A所示，雙向開關S為第一狀態時，通過單向開關S1的接通以及二極體D1，從輸入側向輸出側的路徑成為導通狀態，通過單向開關Soi的接通以及二極體Doi，從輸出側向輸入側的路徑也成為導通狀態。因此，雙向開關S為第一狀態時，可視為雙向開關S為雙嚮導通狀態，蓄積在寄生電容Cp上的電荷Q實質為O而能夠忽略不計。
[0118]雙向開關S為第二狀態時，通過單向開關S1的接通以及二極體D1，從輸入側向輸出側的路徑成為導通狀態。但是，由於單向開關Soi斷開，因此從輸出側向輸入側的連接經由存在於單向開關Soi的輸入輸出端子間的寄生電容Cp進行。因此，雙向開關S為第二狀態時，輸入相電壓Vi比輸出電壓Vo低，在電位差Va (=V1-Vo)為負時，寄生電容Cp上蓄積與電位差Va對應的電荷Q。
[0119]雙向開關S為第三狀態時，通過單向開關Soi的接通以及二極體Doi，從輸出側向輸入側的路徑成為導通狀態。但是，由於單向開關S1斷開，因而從輸入側向輸出側的連接經由存在於單向開關S1的輸入輸出端子間的寄生電容Cp進行。因此，雙向開關S為第三狀態時，輸入相電壓Vi比輸出電壓Vo高，在電位差Va (=V1-Vo)為正時，寄生電容Cp上蓄積與電位差Va對應的電荷Q。
[0120]雙向開關S為第四狀態時，由於單向開關S1以及Soi都斷開，因此從輸入側向輸出側的連接經由存在於斷開著的單向開關S1的輸入輸出端子間的寄生電容Cp進行，從輸出側向輸入側的連接也經由存在於斷開著的單向開關Soi的輸入輸出端子間的寄生電容Cp進行。因此，雙向開關S為第四狀態時，雙向開關S作為寄生電容Cp的電容器而起作用，寄生電容Cp上蓄積與電位差Va對應的電荷Q。
[0121]以上的情況，不限於圖2A所示的雙向開關S的結構，圖2B以及圖2C所示的雙向開關S的結構也同樣如此。圖SB是表示圖2B所示的雙向開關S的狀態處於第一?第四狀態中的、輸入側電壓和輸出相電壓的電位差與寄生電容的合成值Cp』 (Cpj=Cp + Cp-Cd /(Cp + Cd))中畜積的電荷Q的關係的圖。另外，圖8C是表不圖2C所不的雙向開關S的狀態處於第一?第四狀態中的、輸入側電壓和輸出相電壓的電位差與寄生電容Cp中蓄積的電荷Q的關係的圖。
[0122]另外，即使是在圖4所示的雙向開關S的結構中，也與圖2A?圖2C所示的雙向開關S的結構的情況相同。圖9是表示在圖4所示的雙向開關S的構成例中，雙向開關S的狀態處於第一?第四狀態中的、輸入側電壓和輸出相電壓的電位差與寄生電容Cp上蓄積的電荷Q的關係的圖。
[0123]如圖9所示，雙向開關S為第一狀態時，通過單向開關S1的接通，從輸入側向輸出側的路徑成為導通狀態，通過單向開關Soi的接通，從輸出側向輸入側的路徑也成為導通狀態。因此，雙向開關S為第一狀態時，可視為雙向開關S為雙嚮導通狀態，蓄積在寄生電容Cp上的電荷Q實質上為O而能夠忽略不計。
[0124]雙向開關S為第二狀態時，通過單向開關S1的接通，從輸入側向輸出側的路徑成為導通狀態。但是，由於單向開關Soi斷開，因此輸入相電壓Vi比輸出電壓Vo低，在電位差Va (=V1-Vo)為負時，寄生電容Cp上蓄積與電位差Va對應的電荷Q。
[0125]雙向開關S為第三狀態時，通過單向開關Soi的接通，從輸出側向輸入側的路徑成為導通狀態。但是，由於單向開關S1斷開著，因此輸入相電壓Vi比輸出電壓Vo高，在電位差Va (=V1-Vo)為正時，寄生電容Cp上蓄積與電位差Va相對應的電荷Q。
[0126]雙向開關S為第四狀態時，由於單向開關S1以及Soi都斷開著，因此雙向開關S作為寄生電容Cp的電容器而起作用，寄生電容Cp上蓄積與電位差Va相對應的電荷Q。
[0127]接著說明在輸出電流1為正時的換流動作中寄生電容Cp是如何產生影響的。圖1OA是表示圖6A所示的時刻tl?t4以及tl4?tl7中的雙向開關S的狀態和基於寄生電容Cp的電荷流動的關係的圖。
[0128]如圖1OA所示，對寄生電容Cp充放電的開始定時是時刻t2以及時刻tl6。在時刻t2,通過接通雙向開關Ssu的單向開關S1,經雙向開關Ssu從輸入側向輸出側流入電流，輸出相電壓Vu瞬時從低壓的En向高壓的Em變化。為此，能夠忽略不計雙向開關Sru、Ssu、Stu的寄生電容Cp對輸出側電壓的影響。
[0129]另一方面，在時刻tl6，斷開雙向開關Ssu的單向開關S1時，輸出相從高壓的Em切離，低壓的En和輸出相經由雙向開關Sru、Ssu、Stu的寄生電容Cp而成連接狀態。為此，輸出相的電壓值對應於由輸出相電流Iu引起的對雙向開關Sru、Ssu、Stu的寄生電容Cp的充放電而緩慢變化，產生起因於寄生電容Cp的輸出電壓誤差。
[0130]這樣，輸出電流1為正時，在與輸出相連接的輸入相從高壓相切換為低壓相時(tl4?tl7)，產生起因於寄生電容Cp的輸出電壓誤差。此外，在圖1OA所示的例子中，說明了輸入側的電壓在Em和En之間進行切換的例子，但輸入側的電壓在Ep和Em之間進行切換的情況(tlO?tl3)也同樣如此。
[0131]接著說明在輸出電流1為負時的換流動作中寄生電容Cp是如何產生影響的。圖1OB是表示圖6B所示的時刻tl?t4以及tl4?tl7中的雙向開關S的狀態和基於寄生電容Cp的電荷流動的關係的圖。
[0132]如圖1OB所示，對寄生電容Cp的充放電的開始定時是時刻t3以及時刻tl5。在時刻tl5,通過接通雙向開關Stu的單向開關Soi,經雙向開關Stu從輸出側向輸入側流入電流，輸出相電壓Vu瞬時從高壓的Em向低壓的En變化。為此，能夠忽略不計雙向開關Sm、Ssu、Stu的寄生電容Cp對輸出側電壓的影響。
[0133]另一方面，在時刻t3，斷開雙向開關Stu的單向開關Soi時，輸出相從低壓的En切離，高壓的Em和輸出相經由雙向開關Sru、Ssu、Stu的寄生電容Cp而成連接狀態。為此，輸出相的電壓值對應於由輸出電流Iu引起的對雙向開關Sru、Ssu、Stu的寄生電容Cp的充放電而緩慢變化，產生起因於寄生電容Cp的輸出電壓誤差。
[0134]這樣,輸出電流1為負時,在與輸出相連接的輸入相從低壓相切換為聞壓相時(tl?t4)，產生起因於寄生電容Cp的輸出電壓誤差。此外，在圖1OB所示的例子中，說明了與輸出相連接的輸入相在Em和En之間進行切換的例子,但與輸出相連接的輸入相在Ep和Em之間切換的情況(t5?t8)也同樣如此。
[0135]負載3為交流電動機時，負載3可視為電阻R和電感L的串聯電路。為此，如果是換流動作中的較短期間(圖6A所示的tl6?tl7之間或圖6B所示的t3?t4之間)，則在這期間的輸出電流1可視為恆定值。
[0136]因此，能夠導出下述式(I)的關係式。此外，Λ Q是在切換與輸出相連接的輸入相時由寄生電容Cp充放電的電荷量(以下，記為充放電量AQ)。另外，At是在雙向開關Srx、Ssx, Stx (X為U、V、w中的任一者)中寄生電容Cp的充放電結束而成為平衡狀態為止的期間(以下，記為充放電期間At)。
[0137][數學式I]
[0138]Δ Q=1.Δ t...( I)
[0139]另外，由雙向開關Srx、Ssx、Stx的寄生電容Cp充放電的電荷AQ在輸出電壓Vo變化的前後，能夠如下述式(2)那樣進行表示。在下述式(2)中，變化前的輸出相電壓為Vo』，變化後的輸出相電壓為Vo，變化前的輸出相電壓為Vo』時的輸入相電壓為Ep』、Em』、En』，以及變化後的輸出相電壓為Vo時的輸入相電壓為Ep、Em、En。
[0140][數學式2]
[0141]Δ Q=Cp (Ep』 -Vo』)-Cp (Ep-Vo)
[0142]+Cp (Em，-Vo，) -Cp (Em-Vo)...(2)
[0143]+Cp (En，-Vo，) -Cp (Ep-Vo)
[0144]輸入相電壓Ep、Em、En對應於輸入相電壓Er、Es、Et,由於三相平衡，因此上述式(2 )能夠如下述式(3 )那樣進行簡化。
[0145][數學式3]
[0146]Δ Q=-3Cp (Vo，-Vo)...(3)
[0147]這樣，能夠由上述式(I)以及式(3)導出下述式(4)。此外，在下述式(4)中，AVo是變化前的輸出電壓Vo』和變化後的輸出電壓Vo的電壓差。S卩，Δ Vo=Vo? 一 Vo。
[0148][數學式4]
「.a* _ ρΔVo/j\
[0149]m-~.............................................................................................*■⑷
1
[0150]在上述式(4)中，輸出電流1接近0時，充放電時間At的運算結果將變得非常長。但是，轉移到步驟4的處理時，雙向開關S的兩個單向開關S1、Soi都接通，因此蓄積在寄生電容Cp上的殘留電荷作為經單向開關的短路電流而流動，寄生電容Cp的殘留電荷瞬時消失。即，由於轉移到步驟4的換流動作結束時輸出電壓Vo急劇變化，因此能夠忽略不計轉移到步驟4後的寄生電容Cp的電荷的影響。
[0151]因此，根據充放電時間Λ t超沒超出作為步驟3和步驟4之間的期間的步驟間隔Td(圖6A所示的tl6?tl7之間或圖6B所示的t3?t4之間)，寄生電容Cp對輸出電壓誤差的影響將發生變化。換言之，在步驟3和步驟4之間的期間，根據起因於寄生電容Cp的輸出電壓的變化結束與否，對輸出電壓誤差的影響將發生變化。
[0152]圖1lA是表示在At彡Td時蓄積在寄生電容Cp上的電荷對輸出電壓波形的影響的圖，圖1lB是表示在At>Td時蓄積在寄生電容Cp上的電荷對輸出電壓波形的影響的圖。如圖1lA的左圖所示，在At彡Td時，轉移到步驟4之前電荷Λ Q的放電結束。另一方面，如圖1lB的左圖所示，在At > Td時，轉移到步驟4為止前電荷Λ Q的放電沒有結束。
[0153]圖1lA的右圖以及圖1lB的右圖表示將由寄生電容Cp引起的輸出相電壓的變化量換算成矩形波的狀態。由圖1lA的右圖以及圖1lB的右圖可知，At彡Td時的輸出電壓誤差的成分Am能夠用下述式(5)表示，At > Td時的輸出電壓誤差的成分Am能夠用下述式(6)表示。
[0154][數學式5]
4 At-(Vo1-Vo)
[0155]Am = ~~~~~…(5)
2
【權利要求】
1.一種矩陣變換器，其特徵在於，包括: 電力轉換部，具有多個雙向開關，並且在與交流電源的各相連接的多個輸入端子和與負載的各相連接的多個輸出端子之間設置所述多個雙向開關； 換流控制部，在通過所述雙向開關的接通/斷開控制來切換與所述輸出端子連接的所述輸入端子時，利用切換對象的所述雙向開關以及切換目標的所述雙向開關進行三步驟或四步驟的換流動作；以及 補償部，根據與所述輸出端子連接的所述輸入端子的切換前後的電位差、所述輸出端子的輸出電流、以及在所述雙向開關中包含的單向開關的輸入輸出端子間存在的靜電電容，來補償對與所述輸出端子連接的所述輸入端子進行所述切換時產生的輸出電壓誤差。
2.根據權利要求1所述的矩陣變換器，其特徵在於， 所述雙向開關將由所述單向開關和二極體構成的串聯連接體逆向並聯連接而構成。
3.根據權利要求1所述的矩陣變換器，其特徵在於， 所述雙向開關將所述單向開關逆向並聯連接而構成。
4.根據權利要求1所述的矩陣變換器，其特徵在於， 所述補償部根據高壓相和低壓相的電位差、所述輸出電流以及所述靜電電容，來補償在所述輸出電流為正、並且將與所述輸出端子連接的所述輸入端子從與所述高壓相連接的輸入端子切換為與所述低壓相連接的輸入端子時產生的所述輸出電壓誤差。
5.根據權利要求1所述的矩陣變換器，其特徵在於， 所述補償部根據高壓相和低壓相的電位差、所述輸出電流以及所述靜電電容，來補償在所述輸出電流為負、並且將與所述輸出端子連接的所述輸入端子從與所述低壓相連接的輸入端子切換為與所述高壓相連接的輸入端子時產生的所述輸出電壓誤差。
6.根據權利要求1所述的矩陣變換器，其特徵在於， 所述補償部根據在通過所述換流動作而所述輸出端子的輸出電壓發生變化的步驟期間、起因於所述靜電電容的輸出電壓的變化是否結束，來切換所述輸出電壓誤差的運算方法。
7.根據權利要求1所述的矩陣變換器，其特徵在於， 所述矩陣變換器包括用於測定或者調整所述靜電電容的運算部， 所述補償部利用由所述演算部運算出的所述靜電電容來補償所述輸出電壓誤差。
8.一種矩陣變換器，其特徵在於， 包括電力轉換單元，該電力轉換單元具有多個雙向開關，並且在與交流電源的各相連接的多個輸入端子和與負載的各相連接的多個輸出端子之間設置所述多個雙向開關， 所述矩陣變換器在通過所述雙向開關的接通/斷開控制來切換與所述輸出端子連接的所述輸入端子時，利用切換對象的所述雙向開關以及切換目標的所述雙向開關進行三步驟或四步驟的換流動作， 根據與所述輸出端子連接的所述輸入端子的切換前後的電位差、所述輸出端子的輸出電流、以及在所述雙向開關中包含的單向開關的輸入輸出端子間存在的靜電電容，來補償對與所述輸出端子連接的所述輸入端子進行所述切換時產生的輸出電壓誤差。
9.一種矩陣變換器的控制方法，所述矩陣變換器包括電力轉換單元，該電力轉換單元具有多個雙向開關，並且在與交流電源的各相連接的多個輸入端子和與負載的各相連接的多個輸出端子之間設置所述多個雙向開關，所述控制方法的特徵在於， 在通過所述雙向開關的接通/斷開控制來切換與所述輸出端子連接的所述輸入端子時，利用切換對象的所述雙向開關以及切換目標的所述雙向開關進行三步驟或四步驟的換流動作， 根據與所述輸出端子連接的所述輸入端子的切換前後的電位差、所述輸出端子的輸出電流、以及在所述雙向開關中包含的單向開關的輸入輸出端子間存在的靜電電容，來補償對與所述輸出端子連接的所述輸入端子進行所述切換時產生的輸出電壓誤差。
【文檔編號】H02M5/275GK104201904SQ201410080932
【公開日】2014年12月10日 申請日期:2014年3月6日 優先權日:2013年3月11日
【發明者】豬又健太朗, 森本進也, 高木護, 高瀨善康 申請人:株式會社安川電機