補償電路、集成電路和多環路直流‑直流變換器的製作方法

2023-09-21 18:10:25 1

本發明涉及電力電子技術，具體涉及一種補償電路、集成電路和多環路直流-直流變換器。

背景技術：

開關型直流-直流變換器或利用線性器件構造的功率變換器可以作為電池充電器使用。這類電路一般會包含多個反饋環路，可以基於多個參量對功率變換器的狀態進行控制。

如圖1所示，採用降壓型拓撲(BUCK)的功率級電路1接收輸入電壓對電池進行充電，控制電路2的反饋補償網絡21需要獲取輸入電壓Vin、輸入電流Iin、充電電流Ichg以及電池電壓Vbat作為反饋參量來進行控制並輸出補償信號Vcmp，控制電路2的PWM發生器22根據補償信號Vcmp來生成開關控制信號控制功率級電路1中的開關。

如圖2所示，採用線性電源器件的的功率級電路1』接收輸入電壓對電池進行充電。控制電路2』的反饋補償網絡21同樣需要獲取輸入電壓Vin、輸入電流Iin、充電電流Ichg以及電池電壓Vbat作為反饋參量來進行控制並輸出補償信號Vcmp，控制電路2』的線性驅動器DR根據補償信號Vcmp輸出控制電壓調節線性電源器件。

對於圖1和圖2所示的多環路系統，其補償電路通常採用對不同的反饋參量分別補償的方法生成補償信號。但是，雖然這類方案各個環路獨立進行補償，易於設計，但是補償電路的器件數量多，不能滿足電路規模小型化的需要。

技術實現要素：

有鑑於此，本發明提供一種適用於多環路系統的補償電路和集成電路，以及對應的多環路直流-直流變換器，以減少器件數量，減小補償電路佔用的集成電路晶片面積，同時降低成本。

第一方面，提供一種補償電路，用於功率變換器的控制環路，所述補償電路包括：

多個誤差放大支路，用於分別對不同的反饋參量進行誤差放大以輸出對應的誤差信號；

選擇電路，與所述多個誤差放大支路連接，選擇一路誤差信號輸出；以及，

補償信號生成電路，與所述選擇電路連接，根據所述選擇電路輸出的誤差信號輸出補償信號。

優選地，所述選擇電路選擇多個誤差信號中最小的誤差信號輸出。

優選地，所述選擇電路包括多個二極體，分別與所述多個誤差放大支路一一對應，所述二極體的陰極與對應的誤差放大支路的輸出端連接，陽極與所述選擇電路的輸出端連接。

優選地，每個所述誤差放大支路包括一個具有對應的放大係數的誤差放大器。

優選地，所述誤差放大器輸入對應的反饋參量以及所述反饋參量對應的基準參量。

優選地，所述補償信號生成電路包括：

偏置電壓施加電路，用於分別對所述選擇電路輸出的誤差信號和補償信號基準信號施加相同的偏置電壓；以及，

補償模塊，用於根據施加偏置電壓後的誤差信號和基準信號生成補償信號。

優選地，所述偏置電壓施加電路包括：

第一電壓源，連接在所述選擇電路輸出端和所述補償模塊的誤差信號輸入端之間；

第二電壓源，連接在接地端和所述補償模塊的基準信號輸入端之間；

所述第一電壓源和第二電壓源的電壓值相同。

優選地，所述補償模塊包括：

跨導放大器；以及，

補償網絡，連接在所述跨導放大器的輸出端和接地端之間。

優選地，所述補償模塊包括：

運算放大器；

第一補償網絡，連接在所述運算放大器的第一輸入端和施加偏置電壓後的誤差信號的輸出端之間；以及，

第二補償網絡，連接在所述運算放大器的第一輸入端和輸出端之間。

第二方面，提供一種多環路直流-直流變換器，包括：

功率級電路；以及，

控制電路，所述控制電路的控制環路包括如上所述的補償電路。

第三方面，提供一種集成電路，用於開關型變換器的控制迴路，所述集成電路包括：

多個誤差放大支路，用於分別對不同的反饋參量進行誤差放大輸出對應的誤差信號；

選擇電路，與所述多個誤差放大支路連接，選擇一路誤差信號輸出；

偏置電壓施加電路，用於分別對所述選擇電路輸出的誤差值和補償信號基準信號施加相同的偏置電壓；以及，

跨導放大器或誤差放大器，用於構成補償模塊以根據施加偏置電壓後的誤差信號和基準信號生成補償信號。

通過先對不同環路的反饋參量進行誤差放大，然後選擇一路誤差信號輸入到補償信號生成電路中進行補償，從而可以使得多個環路共用同一個補償信號生成電路，同時，預先進行誤差放大的處理可以使得電路不需要使用電流源，從而降低了電路設計難度，而且，負載切換時的動態響應速度加快。

附圖說明

通過以下參照附圖對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其它目的、特徵和優點將更為清楚，在附圖中：

圖1是現有的多環路直流-直流變換器的示意圖；

圖2是另一種現有的多環路直流-直流變換器的示意圖；

圖3是一個對比例的多環路補償電路的示意圖；

圖4是另一個對比例的多環路補償電路的示意圖；

圖5是本發明實施例的補償電路的示意圖；

圖6是本發明實施例一個優選的多環路直流-直流變換器的示意圖；

圖7是本發明實施例的多環路直流-直流變換器與第一對比例在負載突然增加時的工作波形圖；

圖8是本發明實施例的多環路直流-直流變換器與第一對比例、第二對比例在系統負載突然變小時的工作波形圖；

圖9是本發明實施例一個優選的補償電路的示意圖。

具體實施方式

以下基於實施例對本發明進行描述，但是本發明並不僅僅限於這些實施例。在下文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節部分的描述也可以完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，公知的方法、過程、流程、元件和電路並沒有詳細敘述。

此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，並且附圖不一定是按比例繪製的。

同時，應當理解，在以下的描述中，「電路」是指由至少一個元件或子電路通過電氣連接或電磁連接構成的導電迴路。當稱元件或電路「連接到」另一元件或稱元件/電路「連接在」兩個節點之間時，它可以是直接耦接或連接到另一元件或者可以存在中間元件，元件之間的連接可以是物理上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件「直接耦接到」或「直接連接到」另一元件時，意味著兩者不存在中間元件。

除非上下文明確要求，否則整個說明書和權利要求書中的「包括」、「包含」等類似詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義；也就是說，是「包括但不限於」的含義。

在本發明的描述中，需要理解的是，術語「第一」、「第二」等僅用於描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。此外，在本發明的描述中，除非另有說明，「多個」的含義是兩個或兩個以上。

圖3是一個對比例的多環路補償電路的示意圖。如圖3所示，所述補償電路包括多個補償支路，每個補償支路包括獨立的補償模塊。在圖3中，對於輸入電壓Vin、輸入電流Iin、充電電流Ichg以及電池電壓Vbat四個反饋參量，設置四個補償模塊。四個補償模塊分別輸入輸入電壓Vin、輸入電流Iin、充電電流Ichg以及電池電壓Vbat的反饋參量以及對應的基準參量Vinref、Iinref、Ichgref以及Vbatref。每個補償模塊包括跨導放大器GMi(i＝1-4)和對應的補償網絡。每個補償模塊獨立地生成反饋參量對應的補償信號Vea1-Vea4輸出到選擇電路，所述選擇電路包括四個二極體D1-D4，其陰極分別與對應的補償模塊輸出端連接，陽極連接在一起，選擇最小的補償信號Vcmp輸出。圖3所示的補償電路，每一路的反饋參量獨立進行補償，設計簡單。但是，由於每個補償模塊都具有對應的補償網絡，器件數量較多，同時，補償網絡中的大電容對於電路規模的負面影響更為明顯。

圖4是另一個對比例的多環路補償電路的示意圖。如圖4所示，所述補償電路包括多個反饋支路，每個反饋支路具有相互連接的輸出。在圖4中，設置有四個反饋支路，每個反饋支路包括一個跨導放大器GMi、一個誤差消除電流源Ii以及二極體Di，i＝1-4。其中，誤差消除電流源Ii連接在跨導放大器GMi的輸出端和接地端之間，用於在所述二極體導通時從所述反饋支路輸出端抽取具有預定強度的電流。二極體Di連接在跨導放大器GMi的輸出端和反饋支路輸出端之間。多個反饋支路的二極體實際上組成了一個選擇電路，每次只選通一個反饋支路。多個反饋支路共用一個補償網絡CP，其為由電阻以及電容構成的網絡，用於與被選通的支路中的跨導放大器GMi一起對該支路對應的反饋參量進行誤差放大補償生成補償信號。同時，補償電路還包括補償電流源Ac，其與補償網絡CP連接，用於以與跨導放大器生成的調節電流相反的方向對所述補償電路注入或抽取預定強度的電流。補償電流源Ac從電路啟動開始對補償網絡CP的補償電容Cc充電，使得補償網絡CP輸出的補償信號Vc緩慢上升，在遇到反饋支路從輸出端抽取電流時，補償網絡的電容被放電，使得補償信號Vc被調節。圖4所示的電路通過多個反饋支路共用同一個補償網絡，各反饋支路通過單向的調節電流來對補償電路施加反饋調節補償信號，由此，可以不需要為每個支路配備單獨的補償電容和補償電阻，有利於減少元器件數量，縮小控制電路的體積，提高功率密度。但是，圖4所示的補償電路需要控制各個環路之間的相互影響，需要將誤差消除電流源Ii的偏置電流設計得很小，這會使得動態效應較慢，不能滿足部分應用場景的要求。同時，圖4所示的補償電路還需要電流的匹配的精確度較高，這會提高控制電路的成本。

圖5是本發明實施例的補償電路的示意圖。如圖5所示，本發明實施例的補償電路包括多個誤差放大支路EA1-EA4、選擇電路SEL以及補償信號生成電路CMPA。其中，多個誤差放大支路EA1-EA4用於分別對不同的反饋參量(圖5中為輸入電壓Vin、輸入電流Iin、充電電流Ichg以及電池電壓Vbat四個反饋參量)相對於對應的基準參量(Vinref、Iinref、Ichgref和Vbatref)進行誤差放大，以輸出對應的誤差信號Vea1-Vea4。選擇電路SEL與所述多個誤差放大支路連接，選擇一路誤差信號輸出。

在圖5中，選擇電路SEL包括多個二極體D1-D4，分別與所述多個誤差放大支路一一對應。二極體Di的陰極與對應的誤差放大支路EAi的輸出端連接，陽極與選擇電路的輸出端連接。如圖5所示的選擇電路，陰極電壓最低的那個二極體會導通，並將輸出端的電壓拉低到等於該最低電壓，從而使得其它二極體截止。由此，選擇電路SEL可以選擇誤差信號Vea1-Vea4中最小的一路輸出。

補償信號生成電路CMPA與選擇電路SEL連接，根據所述選擇電路輸出的誤差信號Vea輸出補償信號Vcmp。

補償信號生成電路CMPA可以僅包括一個補償模塊。補償模塊可以根據誤差信號和基準信號生成補償信號Vcmp，其可以表徵電路當前偏離期望狀態的程度，從而便於控制環路中的後級電路生成控制功率級電路的控制信號。具體來說，對於圖5所示的電路，各誤差放大支路EA1-EA4分別對輸入電壓Vin、輸入電流Iin、充電電流Ichg以及電池電壓Vbat四個反饋參量相對於其對應的基準值Vinref、Iinref、Ichgref、Vbatref的誤差偏移量以不同的放大係數X1-X4進行放大，獲得各參量的誤差信號Vea1-Vea4。選擇電路SEL選擇其中最小的誤差信號Vea輸出到補償信號生成電路CMPA。補償信號生成電路CMPA針對該最小的誤差信號Vea生成補償信號Vcmp。由此，每次控制電路以使得當前偏離期望值最小的參量向期望值變化的策略來進行功率電路控制。這樣的控制策略可以使得電路參量的變化不會大幅搖擺，保證了電路的穩定性。

優選地，如圖5所示，補償信號生成電路CMPA可以包括偏置電壓施加電路BIAS和補償模塊CMP。其中，偏置電壓施加電路BIAS用於分別對選擇電路SEL輸出的誤差信號Vea和補償信號基準信號施加相同的偏置電壓。補償模塊可以採用現有的單路的補償電路相同的結構，用於根據施加偏置電壓後的誤差信號和施加偏置電壓後基準信號生成補償信號。施加偏置電壓可以防止某些情況下誤差信號Vea為負電壓導致輸入電壓不能滿足補償模塊CMP的共模輸入要求。

圖6是本發明實施例一個優選的多環路直流-直流變換器的示意圖。如圖6所示，所述多環路直流-直流變換器包括功率級電路1和控制電路3。控制電路包括具有多個反饋支路的反饋電路FB，由對應的四個誤差放大支路EA1-EA4、選擇電路SEL和補償信號生成電路CMPA組成的補償電路以及PWM生成電路PWM。其中，在圖6所示的多環路直流-直流變換器中，PWM生成電路PWM比較補償信號Vcmp和輸入電流採樣信號Visamp以及時鐘信號來生成用於控制功率級電路的開關的PWM信號。具體地，如圖6所示，PWM生成電路PWM包括比較器CMP1和RS觸發器RS1。

對於補償電路，其補償信號生成電路CMPA包括由第一電壓源V1和第二電壓源V2構成的偏置電壓施加電路以及補償模塊。其中，第一電壓源V1連接在選擇電路的輸出端和所述補償模塊的誤差信號輸入端之間，用於對選擇電路輸出的誤差放大信號施加一個偏置電壓V1。第二電壓源V2連接在接地端和所述補償模塊的基準信號輸入端之間，用於對基準電壓施加一個偏置電壓V2。第一電壓源V1施加的偏置電壓V1與第二電壓源V2施加的偏置電壓V2相等。所述補償模塊可以採用任何現有技術中使用的單路參量補償電路的結構。在圖6中，補償模塊包括跨導放大器GM以及補償網絡CP。其中，補償網絡包括電容C1、C2和電阻R1。電容C1為濾波電容，設置在跨導放大器GM的輸出端和接地端之間。電容C2和電阻R1串聯連接在跨導放大器GM的輸出端和接地端之間。由此，補償網絡CP可以基於跨導放大器根據誤差信號和基準信號輸出的電流生成所需要的補償信號Vcmp。

對於圖6所示的補償電路，將誤差放大支路的放大係數計為X1、X2、X3和X4，跨導放大器GM的跨導放大係數計為GM，補償網絡的阻抗計為Zcomp，則四個環路的傳遞函數分別為：

GVIN＝ΔVcmp/ΔVIN＝X1*GM*ZCOMP

GIIN＝ΔVcmp/ΔIIN＝-X2*GM*ZCOMP

GICHG＝ΔVcmp/ΔICHG＝-X3*GM*ZCOMP

GVBAT＝ΔVcmp/ΔVBAT＝-X4*GM*ZCOMP

根據需要，可以通過改變補償網絡的參數以及網絡結構調整傳遞函數。同時，也可以在補償網絡中加入開關對傳遞函數進行非線性的調節。

圖7是本發明實施例的多環路直流-直流變換器與第一對比例的在負載突然增加時的工作波形圖。如圖7所示，在t0時刻，系統負載突然增加，負載電流Isys增加，進而導致輸入電流Iin突然增加。

對於本發明實施例的多環路直流-直流變換器，與輸入電流的反饋參量對應的誤差放大支路輸出的誤差信號Vea2相應地突然減小，由此成為最小的誤差信號並被選擇電路SEL選通輸出，也即，Vea＝Vea2。由此，在t0-t1時間段內，使得補償信號Vcmp下降，進而導致電感電流下降。在t1-t2時間段，補償電路輸出的補償信號Vcmp持續下降，直至t2時刻，Iin下降到限流點，電路進入穩定狀態。

而對於第一對比例的補償電路，由於對於每個反饋參量直接連接一個補償模塊，補償模塊輸出相對於反饋參量的變化有延遲。因此，如圖7所示，在負載突然增加導致輸入電流Iin突然增加時，作用在選擇電路輸入端的信號Vea2(應理解，這裡的Vea2實際上並不是誤差放大信號，而是一個補償信號，其僅僅是在電路中的相對位置與本發明實施例的Vea2對應)開始緩慢線性地下降，其在一段時間內(t0-t1期間)仍然大於另一路的補償信號Vea3。因此，在此期間，補償電路輸出的補償信號等於Vea3而不能反映輸入電流的突然增加。由於Vea3並未波動，因此補償信號Vcmp保持不變，電感電流也保持不變。直到t1時刻時，Vea2才下降到小於Vea3，此時選擇電路選擇Vea2作為補償信號輸出，也即Vcmp＝Vea2,此時Vcmp才開始下降，並進而使得控制電路控制電感電流下降。在t2-t3時間內，本發明實施例的多環路直流-直流變換器已經穩態運行。而對於第一對比例的補償電路，補償信號Vcmp的下降會持續到t3時刻，直至輸入電流Iin下降到限流點，電路才能進入穩定狀態。

由此可見，相對於第一對比例，本發明實施例的補償電路具有更好的動態響應，能夠快速響應於電路反饋參量的變化對補償信號做出調整。而第一對比例則不可避免地存在延遲。

圖8是本發明實施例的多環路直流-直流變換器與第一對比例、第二對比例在系統負載突然變小時的工作波形圖。如圖8所示，在t0時刻,系統負載突然減小，導致輸入電流Iin突然減小。

對於本發明實施例的多環路直流-直流變換器，在t0-t1時間段，與輸入電流Iin的反饋參量對應的誤差放大支路輸出的誤差信號Vea2相應地突然增大，從而使得更小的誤差信號Vea3(對應於充電電流)被選中輸出到補償模塊，也即，Vea＝Vea3。補償模塊響應於輸入信號的變化輸出組件上升的補償信號，從而使得電感電流IL上升。在t1時刻，充電電流Ichg上升到限流點，補償信號Vcmp停止上升，電路進入穩定狀態，也即，本發明實施例的補償電路可以在t1時刻就完成響應於系統負載突然增加的變化進入穩定狀態。

對於第一對比例，與對圖7的分析類似，由於補償模塊有延遲性，從t0時刻開始，Vea2會緩慢地上升，在此過程中，一個時間段內都保持比Vea3低，因此，選擇電路會選擇Vea2作為補償信號輸出。在t0-t1期間，補償信號Vcmp隨Vea2緩慢上升，從而使得電感電流IL上升。在此期間，充電電流Ichg和輸入電流Iin都會隨著電感電流IL的上升而上升。在t1時刻，充電電流Ichg上升到限流點，但是，此時Vea2仍然小於Vea3，因此，在t1-t2期間，補償信號Vcmp仍然為Vea2，控制電路控制電感電流IL繼續上升到t2時刻。在t2時刻，Vea2上升到大於Vea3,選擇電路將基於充電電流Ichg的反饋參量生成的補償信號Vea3輸出。由於此時充電電流過大超過限流點，因此Vea3逐漸下降，並使得電感電流IL逐漸下降，直至t3時刻，充電電流Ichg下降到限流點，電路才進入穩定狀態。

對於第二對比例，在t0時刻，Iin的突然減小會使得對應的跨導放大器GM2的輸出反向，並使得對應支路的二極體導通，電壓Vea2突然上升，同時，原來導通的二極體D3被截止，使得充電電流Ichg對應支路的電壓Vea3突然下降。跨導放大器GM2與補償網絡CP組成補償電路，生成補償信號Vcmp。補償信號Vcmp由補償電流源充電，由於補償電流源Ac較小，補償信號只能緩慢上升，直至t4時刻，電路才能進入穩定狀態。

由此可見，相對於第一對比例和第二對比例，本發明實施例的補償電路在負載突然減小時，具有更佳優秀的動態響應特性。

本發明實施例通過先對不同環路的反饋參量進行誤差放大，然後選擇一路誤差信號輸入到補償信號生成電路中進行補償，從而可以使得多個環路共用同一個補償信號生成電路，同時，預先進行誤差放大的處理可以使得電路不需要使用電流源，從而降低了電路設計難度，而且，負載切換時的動態響應速度加快。相對於第一對比例，本發明實施例的補償電路器件數量少，並且具有更快的動態響應。相對於第二對比例，本發明實施例的補償電路的參數設計更加簡單，可以避免出現兩個以上環路被選中同時工作的情形，提高了調節精度；同時，也具有更快的動態響應。

在圖5和圖6所示的補償電路中，除了電容器件外，其它器件均可以集成在集成電路中。基於本發明實施例的補償電路可以減小集成電路的規模。

圖9是本發明實施例一個優選的補償電路的示意圖。如圖9所示，所述補償電路的補償模塊結構不同於圖6，同時，根據控制策略的不同，各誤差放大支路的輸入連接方式也有所不同。圖9中的補償模塊包括運算放大器OPA、第一補償網絡CP1和第二補償網絡CP2。其中，第一補償網絡CP1連接在所述運算放大器的第一輸入端和施加偏置電壓後的誤差信號的輸出端之間。第二補償網絡CP2連接在所述運算放大器的第一輸入端和輸出端之間。其中，第一補償網絡CP1包括第三電容C3、第二電阻R2和第三電阻R3。第三電容C3和第二電阻R2串聯連接在所述運算放大器的第一輸入端和施加偏置電壓後的誤差信號的輸出端之間。第三電阻R3連接在所述運算放大器的第一輸入端和施加偏置電壓後的誤差信號的輸出端之間。第二補償網絡CP1包括第四電容C4、第五電容C5和第四電阻R4。第四電容C4和第四電阻R4串聯連接在運算放大器的第一輸入端和輸出端之間。第五電容C5連接在在運算放大器的第一輸入端和輸出端之間。

將誤差放大支路的放大係數計為X1、X2、X3和X4，將第一補償網絡CP1的阻抗計為Zcomp1，將第二補償網絡CP2的阻抗計為Zcomp2，則不同環路的傳遞函數分別為：

GVIN＝ΔVcmp/ΔVIN＝X1*ZCOMP2/ZCOMP1

GIIN＝ΔVcmp/ΔIIN＝-X2*ZCOMP2/ZCOMP1

GICHG＝ΔVcmp/ΔICHG＝-X3*ZCOMP2/ZCOMP1

GVBAT＝ΔVcmp/ΔVBAT＝-X4*ZCOMP2/ZCOMP1

根據需要，可以通過改變第一補償網絡、第二補償網絡的參數以及網絡結構調整傳遞函數。同時，也可以在補償網絡中加入開關對傳遞函數進行非線性的調節。由此，可以提供一種替代實施方式。本領域技術人員容易理解，補償模塊還可以採用其它現有技術中單獨補償電路採用的電路結構。

以上所述僅為本發明的優選實施例，並不用於限制本發明，對於本領域技術人員而言，本發明可以有各種改動和變化。凡在本發明的精神和原理之內所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。