具有面向路徑的解碼器的編碼或非編碼調製的終結的製作方法
2023-09-18 12:51:55
專利名稱：具有面向路徑的解碼器的編碼或非編碼調製的終結的製作方法
背景技術：
本發明涉及數據通信，並且在特定實施例中，涉及在出現碼間幹擾的信道上進行的數據通信。
碼間幹擾(ISI)信道是由信道中的失真造成的，在一個信令間隔中傳輸的信號點的信號能量被分散到許多相鄰的信令間隔中。分散的能量與相鄰間隔中傳輸的信號點相組合，這樣就在那些其他間隔中構成了一個噪聲源。當ISI的電平很低時，一個所謂的線性均衡器就能有效的將其減弱。然而，如果ISI很嚴重，那麼就需要使用功能更強的技術。通常這些技術都使用了一個判定反饋均衡器(DFE)。DFE對在給出的被接收信號中的ISI數值進行估算，並將該ISI估算從接收信號中減去，以獲取一個ISI被補償的信號點，從該點作出有關對被發射的信號點識別的判定。
其中一種這樣的技術在我於1998年3月27日提交，申請序列號為09/049268，題為「使用精選的接收機網格圖的面向路徑的解碼器」的待審美國專利申請中給出。ISI現象被證明是由於信令間隔中傳輸的信號點能量的一部分被分散到了相鄰信令間隔中所造成的。該份專利申請中所描述的技術使用了一個所謂的面向路徑的聯合解碼器/DFE，它具有一個精選的接收機網格圖，來有效地將被分散到其他信令間隔中的信號能量的至少一部分，返回到每個信號點。這就提供了對被稱為「變換增益」的抗誤碼能力的改進。
發明概要上述變換增益並沒有在任意給定的傳輸中的最後幾個信號點中充分實現。這方面的原因是後續的信令間隔數量較少，而只有通過這些信令間隔才能將被分散的最後幾個信號點的信號能量加以集中並返回到相應的信號點。實際上，這個較少的數量在涉及到極為靠後的信號點時，可能會為零。因此對這些末端信號點的解碼不如那些變換增益得到確保的信號點可靠。這個問題可以通過傳輸虛假信號點，人工創建附加的信令間隔而加以克服，由此為實際數據信號點的分散能量提供了一個機會，使之能夠如上面所討論的那樣被集中。
上述技術在一個連續傳輸的環境中——其中可能傳輸數百萬比特的流量——是切實可行的——因為由此造成的帶寬效率上的降低(平均每個信令間隔中有用數據的比特數)是可以忽略不計的。然而，對信號點在離散的分組中傳輸，分組中包含數目相對較少的信號點(通常是幾百個的數量級)的分組傳輸來說，虛假信號點的導入可能會對帶寬效率產生過於巨大的影響。另一方面，不發送虛假信號點意味著對最後不多的幾個信號點所進行的解碼將不如先前信號點的解碼可靠。這在分組傳輸環境中是非常不利的，因為涉及其他信號點的末端信號點性能將會對總的誤碼性能施加決定性的影響，即使只有一個信號點的解碼出錯，通常整個分組都會被標記為出錯。
本發明針對一種在數據通信環境中使用的技術，其中，按照上面的討論，信號點流量中的一部分信號點受益於抗誤碼能力增強的一種特定形式——例如上述的變換增益——而其他信號點則較少從中受益，其中包括一點都不受益。根據本發明的原理，在信號點流量中預定位置出現的，從抗誤碼能力增強中受益較少的信號點，以這樣一種方式被傳輸，使得它們對抗誤碼的穩健性至少與從其中受益更多的信號點一樣強。這樣本發明排除了對例如一個分組傳輸信令方案的整個誤碼率性能起決定性影響的末端信號點的上述問題。
在本發明所公開的示範性的分組傳輸實施例中，分組的末端信號點使用一個信號點星座圖來進行傳輸，該星座圖所具有的信號點比那些用於在它們之前的信號點的星座圖少，以便末端信號點在信號空間上可以進一步相互遠離。結果，可以耐受更多的噪聲並且末端信號點的總的誤碼性能可以不比其他信號點的差。這樣，實質上可以為分組傳輸實現與連續傳輸相同的總的分組誤碼率，因為(a)分組中出現較早的信號點受益於轉換增益(b)為不受益於轉換增益的末端信號點提供了其他形式的增強的抗誤碼能力。此外，本發明顯著地改進了如上所述的使用虛假信號點，而可能引起的帶寬效率上的降低。
本發明可被用於使用了編碼調製，例如卷積編碼的信令方案。當這樣的編碼被用於分組傳輸環境中(或是其他環境，其中數據是在連續的、分離的通信中傳輸的)時，終止該編碼是有益的。這意味著發射機編碼器被引導到一個預定的終結狀態，以避免接收機中出現重大的解碼延遲，而它為分組中所有信號點保持由編碼提供的抗誤碼能力。然而編碼終結並不單獨提供給上述變換增益。因此，在結合本發明的編碼調製傳輸系統的最佳實施方案中，首先編碼被終結，然後如上所述，許多末端信號點按照本發明的原理被傳輸。
本發明的原理也可以用於一個連續傳輸環境中，尤其適用於那些在調製方案中使用了面向路徑的聯合解碼器/DFE的裝置，其中調製方案使用了相對巨大(例如大於16QAM或32QAM)的星座圖。在這種裝置中，ISI成分要遠遠強於星座圖中只有較少信號點的時候，其結果是一旦在解碼中產生了一個誤碼，誤碼的傳播將更為嚴重。因此，為了限制誤碼的傳播，將連續傳輸分成分組，然後將本發明的原理應用到每一個分組中。
附圖的簡要描述
圖1是示範性地使用本發明的通信系統的概括性框圖。
圖2顯示的是用於圖1所示通信系統中的網格編碼器的示範性實施例。
圖3是被劃分為8個傳輸子集的，具有32個信號點的示範性星座圖。
圖4是描述圖2中網格編碼器運作的發射機網格圖。
圖5是對應於圖4中網格圖的網格的一部分。
圖6所示是圖3中的星座圖，其中8個發射機子集中的每一個都被進一步劃分為2個接收機子集。
圖7是基於圖6中16子集劃分的精選的接收機網格圖。
圖8是為在一個特定時間點上的，用於圖1中通信系統的M路聯合解碼器/DFE(判定反饋均衡器)所提供的功能圖。
圖9顯示的是根據本發明原理的分組傳輸環境中，用於編碼調製系統的發射機網格的主數據、編碼終結以及路徑終結部分。
圖10顯示了根據本發明原理的分組傳輸環境中，用於編碼調製系統的接收機網格的主數據、編碼終結以及路徑終結部分。
圖11顯示了一個作為示例的，基於圖9中路徑終結部分的2QAM信號點星座圖。
圖12是示範性對應於圖9中發射機網格的路徑終結的發射機網格圖。
圖13顯示了一個16信號點星座圖。
圖14是基於圖15的路徑終結部分的，示範性的2QAM信號點星座圖。
圖15是發射機網格的各個主數據和路徑終結部分以及在根據本發明原理的分組傳輸環境中，用於非編碼調製的接收機網格。
圖16顯示的是被劃分成8個接收機子集的圖13中的星座圖。
圖17是圖1中M路聯合解碼器/DFE的組合的方框圖/功能描述圖。
圖18顯示的是有或沒有路徑終結的，具有基於圖16中劃分的圖1的12路聯合DFE/解碼器的圖13非編碼16QAM特定的ISI信道的性能。
圖19是有或沒有路徑終結的，圖2-3中非編碼32QAM的特定ISI信道的性能，其中具有一個基於圖6的劃分的，圖1的16路聯合DFE/解碼器。
詳細描述首先討論在我的待審申請中公開的，為碼間幹擾(ISI)信道提供改進的解碼可靠性的方法，這有助於更好地理解本發明。
圖1顯示了一個示範性地使用這種方法以及本發明的通信系統。從信源100(例如一臺PC或一個計算機終端)產生的比特序列，被輸入到一個發送數據機101中，尤其是輸入到其中的一個加擾器102中，該加擾器以常規方式使比特隨機化。從擾碼器102輸出的串行比特流被提供到一個串-並(S/P)變換器104。在變換器104的輸出端，並行的比特被施加到網格編碼器106，它對這些比特以將要描述的一種方式進行處理，並向星座圖映射部件108提供許多網格編碼輸出比特。(下面將要進一步詳細描述的，在非編碼調製的裝置中，沒有使用網格編碼器106。)如下文中將要進一步詳細描述的那樣，在持續T秒的第n次所謂的信令間隔中，星座圖映射部件108向調製器110提供信道信號點Pn。它是通過從預定的信號點星座圖，例如圖3的星座圖中選出信號點來完成的。選定的信號點被提供到一個常規的脈衝整形濾波器(未示出)中，然後再送到調製器110中。調製器110對選定信號點序列進行調製並將數據機輸出信號送入通信信道112中。
在信道112中，發送信號遭遇到碼間幹擾，或者ISI，以及所謂的附加高斯噪聲。由此得到的被噪聲和ISI汙染的信號，最終被送到接收數據機200。
在接收數據機200中，接收信號以常規方式由均衡器/解調器201進行處理，產生一個被汙染的信號點 ，在這裡，一些碼間幹擾——主要是所謂的前驅波——已經被消除。然後信號點 由一個M路聯合DFE/解碼器202進行處理，進一步均衡信號——主要是消除所謂的後驅波——並對信號進行解碼，以此恢復被傳輸的信號點。在下文將要詳細描述的一種方式中，解碼器202得出一個關於發送信號點的值的最終判定 。解碼器202的輸出，包括對應於 的數據比特被送到並-串(P/S)變換器204，由解擾器206以常規方式進行解擾，並由目的源208(可能是例如一臺主計算機或其他PC)接收。
圖2是一個N態網格編碼器106的示範性實施方案，其中N＝8。S/P變換器104到網格編碼器106的輸入包括4個在信令間隔n中接收的數據比特I1n到I4n。網格編碼器106示範性地是一個系統編碼器，這意味著它的每個輸入數據比特經過編碼器傳遞，不加改變地成為它的一個輸出比特。網格編碼器106具有一個附加的輸出比特Y0n——也就是所謂的冗餘比特。特別是，編碼器106是一個有限狀態機，其中編碼器狀態W1nW2nW3n由當前存儲在它的三個T秒延遲元件中的比特值來定義。從圖中可以看出，比特Y0n的值是當前編碼器狀態的函數。
更為特別的是，三個T秒延遲元件通過所示的兩個異或門相互連接。由於在任何時間點上，三個延遲元件中的每一個都可以包含一個二進位比特「0」或「1」，因此網格編碼器具有N＝23＝8種所謂的狀態，實際上它被叫做8態編碼器。當得到用於每個新的信令間隔的新的一組I1n和I2n的值的時候，存儲在延遲元件中的比特值被更新，由此使編碼器前進或轉移到新的狀態W1n+1W2n+2W3n+3。該過程不斷被重複，用於使信令間隔保持連續，編碼器則沿著一個狀態序列轉移。
星座圖映射部件108使用比特Y0n到Y4n的值，來判定預定的32個信號點的星座圖中，哪一個信號點應被當作信號點Pn來傳輸。這個星座圖在圖3中給出。該星座圖包括信號點A到H的8個發射機子集，每一個依次包括4個信號點，如圖所示。比特Y0n到Y2n確定從8個發射機子集中的哪一個來得到信號點Pn。比特Y3n和Y4n的值在被確認的發射機子集中的4個信號點中選擇特定的一個作為Pn。編碼器106的結構使得實際上並非所有的狀態序列都會出現。因此，實際上並非所有的三比特組合序列Y2nY1nY0n都會出現。總的結論是圖3的星座圖的信號點被允許只能從一定的發射機子集序列中獲得。這種約束使得在一個網格編碼系統中接收到的信號以這樣一種方式被解碼，該方式提供了對噪聲和其它信道損傷的增強了的抗禦能力。
圖4的8態網格圖從另一個方面說明了網格編碼器106的運作。網格編碼器106的八種狀態以0到7表示。圖4中由點所構成的兩條垂線分別代表可能的當前和下一個編碼器狀態。網格圖為每個當前編碼器狀態限定編碼器被允許轉移的下一個狀態。連接不同狀態對的線或分支表示被允許的狀態轉移。例如，編碼器可以從當前狀態0轉移到下一個狀態0，1，2，3中的任何一個，但卻不能轉移到其他任何狀態。
圖4中每條分支都標有一個標籤，用於表示正在產生的的信號點是來自發射機子集A到H中的哪一個。至於狀態0，標記被顯示為鄰近於對應的分支。但為了繪圖簡單，其他狀態所發出的分支，其標籤只在網格左邊的欄中顯示。因此，舉例來說，連接狀態1到狀態4、5、6、7的分支被分別標記為E、G、F、H。
假定編碼器當前狀態是0，並且在接收了一對新的輸入比特Y1n和Y2n之後，現在編碼器處於狀態1。這意味著將要輸出的下一個信號點來自發射機子集C，因為將左欄中狀態0連到右欄中狀態1的線被標記為C。由於現在編碼器處於狀態1(編碼器當前新的狀態)，編碼器可以轉移到狀態4、5、6、7中的任何一個，因此下一個信號點被限制為來自發射機子集E、F、G或H中的一個，這取決於編碼器已經轉移到這些狀態中的哪一個。
與一個特定的網格編碼相關的網格圖的連鎖序列中包括一個網格結構。例如圖5所顯示的對應於圖4中網格圖的網格結構。特別是，圖5表示網格編碼器可能的連續狀態轉移。一個從任意互聯分支序列中選出的信號點序列是一條通過該網格結構的所謂的路徑。
傳統的網格編碼信號的Viterbi解碼使用與在發射機中所使用的相同的子集劃分和網格圖。在實施本發明原理的設備中所進行的解碼，也可以使用相同於與發射機中所使用的子集劃分和網格圖，就如我在98年2月12日提交的，申請號為09/023063，題為「用於依賴於信號的噪聲的面向路徑的解碼器」的待審美國專利申請中所描述的那樣。這種裝置將提供對變換增益的一定測量。然而，圖1中的系統示範性地遵循我在上面引證的『268待審申請中給出的更為成熟的方法。在這種方法中，接收到的網格編碼信號點使用一個精選的接收機網格圖來進行解碼，儘管在發射機中它們已被分成了比它們實際更好的編碼子集——稱為接收機子集。使用一個精選的接收機網格，而不是先前的技術方法，就能夠為信號點實際發送的內容提供更好的估算，並且與下文中將要詳細描述的面向路徑的方法相聯合，就能夠實現甚至更高程度的轉換增益。獲得轉換增益的方式可以參見圖6、7、8。
如圖6所示，圖3的8個發射機子集A到H中的每一個進一步被示範性地劃分為兩個接收機子集，A1和A2，B1和B2及其它。劃分是以這樣一種方式進行，在任意接收機子集中，信號點間的最小距離要大於任意發射機子集中信號點間的最小距離。在每個接收機子集中並不需要具有相同數目的信號點。因此，舉例來說，接收機子集A1和A2分別具有一個和三個信號點。另一方面，接收機子集B1和B2中的每一個都具有兩個信號點。如果希望，發射機被劃分成的接收機子集的數目可以與信道條件相適配。
圖7表示了前面提到的精選的接收機網格圖。精選的接收機網格圖具有與發射機網格圖的狀態轉移相對應的狀態轉移，並且與圖4的發射機網格圖是相同的，除了它對每一個狀態轉移都具有兩個分支這一點之外，其中每個分支與較好的接收機子集中的一個相關聯，該較好的接收機子集是與狀態轉移相關聯的發射機子集的一部分。因此，舉例來說，圖4中與連接當前狀態0到下一狀態1的子集C相關聯的狀態轉移，在圖7中被兩條分別與接收機子集C1和C2相關聯的平行分支所替代。
如前面指出的，接收機200中的聯合DFE/解碼器202在對一個接收到的信號點Pn進行解碼前，先對其進行判定反饋均衡。圖8詳細顯示了這一點。
特別是，圖8顯示了一個M路聯合DFE/解碼器，其中形成了M＝16的 的複製品。各個估算得到的碼間幹擾或ISI成分，被加法器810中的每一個將其從每個複製品中減去，以產生均衡了的信號Xn(第1路)到Xn(第1路6)。如下面所描述的，ISI成分是由判定反饋均衡器820中相應的一個提供的。
圖8中對解碼器830的描述顯示了16個經過樹狀結構擴展的所謂的存在路徑#1到#16其中的4個，所示的這4個路徑是路徑#1、#2、#3和#16。為了繪圖簡單，其他12個存在路徑沒有被表示出。沿著每條路徑的信號點構成了一個假定信號點判決序列。每條存在路徑都保留一個度量，並且如下所述，當前均衡信號Xn(第1路)到Xn(第16路)被用於判定具有被更新的路徑度量的新的存在路徑。在其上產生一個最終判決 ，將其作為接收到的信號點中一個的值——特別是在D個信令間隔之前接收的那一個。所謂的解碼深度D為「8」在這裡是被用來進行說明的。這樣，一個最終判決 波產生作為在「8」個信令間隔的之前接收到的信號點的值。在實際應用中，解碼深度取決於所使用的編碼並且通常要大於8。通常這時具有最小度量的路徑——被稱為極佳存在路徑——得以確認。這樣，在8個信令間隔之前的那條路徑上的信號點被選作最終信號點判定。
DFE820中的每一個都與存在路徑#1到#16中特定的一個相關聯。尤其每個DFE產生前面提到的各個估算所得的ISI成分，或ISI估算，作為在沿著相關的存在路徑上的假定信號點判定的一個函數。這時，沿著每條存在路徑的假定信號點判定整體地被應用到相關的DFE中，為應用到加法器810的ISI估算的生成做準備。特別是，眾所周知，DFE是通過形成判定的組合(例如線性組合)來形成其ISI估算的，這些判定是使用一個其值通常是自適應地更新的係數整體來輸入到DFE中的。因此，均衡信號Xn(第1路)到Xn(第16路)中的每一個都與一個特定的存在路徑相關聯，這是因為用於形成均衡信號的ISI估算是被作為相關的存在路徑的函數而產生的。
上面提到的使用當前均衡信號Xn(第1路)到Xn(第16路)來判定具有更新的路徑度量的新的存在路徑的過程，是通過解碼器830中的更新單元831來完成的。為了得到根據圖7的接收機網格圖，從M＝16條存在路徑中發出的，當前到下一個狀態的128條分支，對所謂的分支度量加以計算(簡單起見，僅有幾條這樣的分支在圖8中被表示)。每條分支的支的度量被均衡信號Xn(第1路)到Xn(第16路)中的一個和與該分支相關的接收機子集中最近的信號點之間的歐幾裡德距離的平方所給出。用於計算任意給定分支度量之一的均衡信號Xn(第1路)到Xn(第16路)中特定的一個，是與分支發出的存在路徑相關聯的均衡信號。在該點有128條候選路徑，其中有8條是從16條存在路徑中的每一個引出的。每條候選路徑都具有一個關聯的度量，該度量是由對應於存在路徑的當前路徑度量和對應分支的分支度量之和所給出的。
在用於Viterbi解碼器的傳統的面向狀態的方法中，只有一條進入一個狀態的路徑可以被稱為是一條存在路徑。然而，聯合DFE/解碼器202使用了在我前面提到的待審『268和『063專利申請中的「面向路徑」的方法。也就是說，被保留作為存在路徑的路徑是那些具有最小更新路徑度量的M條候選路徑，即使這意味著引入相同的下一編碼器狀態的兩條候選路徑都被保留。如上面所指出的，由每個DFE所產生的ISI估計是經過網格的各條存在路徑的一個函數。因此，每一個ISI已被補償的信號Xn(第1路)到Xn(第16路)也是某一存在路徑的函數。分支度量又是每一個ISI已被補償的信號的函數。那麼最終，從任意給出路徑延伸出的分支，其分支度量本身是路徑本身的一個函數。因此，在一個特定時間點具有最小度量的路徑，一旦被延伸之後，就可能不具有最小路徑度量，因為每條分支的分支度量——即使是從相同狀態延伸出的——都是取決於路徑的並因此不同。如前面提到的，解碼過程得到一個最終判定 ，作為在D個信令間隔之前傳輸的信號點的值。通過提供將該ISI成分作為存在路徑的函數，較早收到的信號點的分散信號能量被返回給該信號點。因此，變換增益得以實現，並且得到了更為準確的解碼。
上述的解碼過程對在所謂的連續傳輸環境中的應用來說是非常合適的，該環境中有大量信號點被傳輸。在這樣的應用中，除了最後少數幾個接收信號點，在較早收到的信號點之後都有信號點，通過這些信號點較早收到的信號點的信號能量可以被集中，以實現解碼過程所提供的轉換增益。況且，許多虛假信號點可以隨著數據信號點的傳輸而被發送，以便於能夠集中末端有用數據信號點的ISI成分——並因此提供與之相關的轉換增益——通過相對地不顯著的開銷，給出大量的被傳輸的有用數據信號點。
上述解碼過程也可以被用在分組傳輸環境中，其中信號點在連續的分離的分組或通信中傳輸，分組或通信中的每一個都包括一個數量上相對較少的信號點(通常大約是幾百個)。然而，在一個分組傳輸環境中，這種解碼過程的優點並沒有得到充分實現。特別是只有較少數目的後續信令間隔，通過這些信令間隔被傳輸信號點的分散ISI能量可以被集中，並返回到各個信令間隔中，其中，在一個分組中最後少數幾個信號點被傳輸。此外，跟隨數據信號點的虛假信號點的傳輸將使帶寬效率(平均每個信令間隔中的有用數據比特數)降低到一個由分組中包含的相對數目較少的信號點所給出的，非常不利的程度。因此，轉換增益至少沒有為這些「末端」信號點實現，並且因此末端信號點的解碼可靠性要比那些轉換增益得到確保的信號點的差。涉及其他信號點的末端各信號點的不可靠性將會對總體性能造成決定性的影響，這是很不利的，因為在一些應用中，即使分組中只有一個信號點出錯，那麼整個分組都會被標記為出錯並且必須重傳。
克服上面的問題要根據本發明的原理，通過使出現在信號點流量中預定位置，較少受益於抗誤碼能力增強的信號點以這樣一種方式傳輸，使得在這種方式中其對抗誤碼的穩健性至少跟從抗誤碼能力增強的特定形式受益更多的信號點一樣強。也就是說，對較少受益於特定形式的抗誤碼能力增強的信號點所進行解碼的出錯概率，實質上與對其他信號點所進行解碼的出錯概率是一樣的。因此，本發明排除了末端信號點會對例如分組傳輸信令方案的總誤碼率起決定性影響的上述問題。
在本發明公開的示範性的分組傳輸實施例中，分組的末端信號點是使用一個具有比用於那些在它們之前的信號點的星座圖中信號點少的星座圖來進行傳輸的，使得末端信號點可以進一步從信號空間中彼此分開。這樣就可以承受更多的噪聲，使得末端信號點的總體誤碼性能不比其它信號點的差。這樣，實質上可以使分組傳輸總的分組誤碼率與連續傳輸時相同，因為(a)分組中較早出現的信號點受益於轉換增益，並且(b)其他形式的增強的抗誤碼能力被提供給那些沒有受益於轉換增益的末端信號點。此外，本發明顯著地改進了如上所述使用虛假信號點所引起的帶寬效率的降低。
因此在示範性的實施例中，發射機101產生一個在Q個信號間隔中具有Q＝(J+K+L)個信號點的分組，如圖9的發射機網格所說明的那樣。特別是，網格編碼器106從「開始狀態」到「終止狀態」的連續狀態轉移代表前J+K個信令間隔，如上面所提到的，編碼器106的狀態是由存儲在其三個T秒延遲元件中的比特值來定義的——這些比特值被稱作狀態變量W1n，W2n和W3n。在圖9中，編碼器開始狀態示範性地為零狀態(也就是狀態變量的初始值為0)。對前J個信令間隔中的每一個來說，如圖2所示，4個數據比特被提供到網格編碼器106中，並以上述方式進行處理。
在使用了本發明的沒有網格編碼的系統中，按照本發明的原理，使用比末端信號點之前的信號點的星座圖小的信號點星座圖，來完成上述末端信號的傳輸，這是一件直截了當的事。然而本實施例中使用了編碼。因此，為了使編碼的信號點能被準確地解碼，而不需要足夠多的虛假信號點傳輸來覆蓋編碼深度，網格編碼應被引導到一種已知狀態，或者以已知方式終結。此後本發明將被應用到那些用於終結的信號點之後的信令點上。
更為特殊的，編碼終結通常是通過提供一定的附加或混合到最後幾個數據比特中的輸入比特來得到的，這幾個數據比特是通過使用這樣一種方式，使編碼器在接收機已知的預定狀態中被終結。(對終結編碼器狀態的認識使得接收機能夠立即判定極佳存在路徑——通過該路徑產生對信號點的判定——因為在該狀態中沒有終結的存在路徑可以不予考慮。因此，通過沿著極佳存在路徑進行反向追溯，就能立即作出對信號點的判定。)可以從圖9中看出，在第(J+K)個信令間隔的末端，編碼器已經從它的開始狀態轉移到其終止狀態，示範性地為零狀態。(開始和終止狀態並不必須為零狀態，實際上並不必是同一種狀態。然而開始和終止狀態對解碼器來說必須是已知的。)編碼器進入其終止狀態——也就是說，終止編碼——是在經過K個信令間隔之後才實現的，舉例來說，K等於2。它的完成是通過(a)對第(J+1)個信令間隔來說，僅向網格編碼器106提供3個數據比特，I2n到I4n，I1n被設置成與W2n的值相等，以及(b)對後續的第(J+K)個信令間隔——也就是第(J+2)個信令間隔來說，——僅向網格編碼器106提供2個數據比特I3n和I4n，I1n和I2n的值被分別設置成等於W2n和W1n的值。
對前(J+K)個信令間隔中的每一個來說，5個編碼器的輸出比特，Y0n-Y4n，被提供到星座圖映射部件108，如上所述，該部件使用它們來判定圖3中示範性星座圖的信號點，哪一個應被作為信號點Pn來傳輸。在前J個信令間隔中產生的信號點，在這裡被稱作主數據信號點在其後的K＝2的後繼信令間隔中，作為編碼終結過程的一部分而產生的各信號點被稱為編碼終結信號點。
後續的L個信令間隔中的數據比特是根據本發明的原理來進行處理的。特別是，在本示範性的實施例中，在那些較少受益於轉換增益的信令間隔中傳輸的信號點，以這樣一種方法進行傳輸，使得它們對抗誤碼的穩健性至少與從其中受益更多的(J+K)個先前的信號點的一樣強。更具體地說，在這裡被稱作路徑終結信號點的這些信號點，示範性地是從一個更小的星座中選出的，也就是該星座圖比用於先前的信令間隔的星座圖具有更少的信號點。舉例來說，這個更小的星座圖是一個圖11的2QAM星座圖。在優選實施例中，這個預定的更小星座圖遵循下面將要討論的一定的設計原則。圖11中的星座圖是由兩個信號點r1和r2組成的，構成了一個單獨的發射機子集R。
對第(J+K+1)個到第Q個信令間隔中的每一個來說，星座映射程序108使用了一個數據比特來選擇兩個信號點中的一個。編碼器繼續保持終結狀態，並且如圖12所示，對應的發射機網格圖包括一個單獨節點，用於每一個具有一條連接單獨當前狀態到下一狀態的分支的信令間隔。該分支被標記為R，表示每個將要傳輸的信號點都是子集R中的一員。因此如圖9所示，從第(J+K+1)個信令間隔延伸到第Q個信令間隔的網格是圖12的單獨分支的網格圖的一個連鎖。因此路徑終結信號點中的每一個都是由同一個子集R中選出的。
概括起來，一個具有Q個信號點的分組被傳輸。分組中包括主數據信號點，編碼終結信號點以及路徑終結信號點，所有這些都是攜帶數據的。(對下文將要更為詳細描述的未編碼應用來說，不需要編碼終結信號點，因此路徑終結信號點緊隨主數據信號點。)一個受到噪聲和ISI汙染的信號點被接收機200接收，並且特別是，由恢復被傳輸的各信號點的M路聯合DFE/解碼器202接收。
圖10顯示了用於對傳輸的信號點分組進行解碼的接收機網格。可以看出，對路徑終結信號點來說，接收機網格與發射機網格相對應，因為只有一種狀態和一條從當前狀態到下一狀態的分支。對主數據信號點和編碼終結信號點來說，接收機網格示範性的是由圖7中精選的接收機網格圖的連鎖序列所構成的。也就是說，對這些信號點來說，儘管發射機網格基於星座圖的8子集劃分，但被聯合DFE/解碼器所使用的接收機網格則是基於16子集劃分。
如前面所描述的，響應於接收的主數據和編碼終結信號點，經過精選的接收機網格的連續幾組M條存在信號點被識別，使得至少一條對應於各個發射機信號點的一個具體序列的路徑能被確認為存在路徑之一。在第(J+K)個信令間隔中，終結於編碼終結狀態(例如狀態0)的M條存在路徑，以相同於上述方式的方式被擴展——其中ISI成分作為存在路徑的函數——當受到汙染的信號點被接收時。具有路經終結信號點這個事實保證了所有先前的各信令點都能充分地享受由面向路徑的聯合解碼器/DFE所提供轉換增益的好處。
被傳輸的各信號點以常規方式，經過接收機網格，沿著極佳存在路徑反向追溯得以恢復。特別是，對在第D個信令間隔之後的一個信令間隔(除了第Q個信令間隔之外)來說，其中D是解碼深度，聯合DFE/接收機提供一個對在D個信令間隔之前接收的信號點的最終判定。在第Q個信令間隔中，當最後一個信號點被接收之後，通過沿著終止於該第Q個信令間隔的M條存在路徑中的極佳路徑反向追溯到判定停止處對未能產生判定的信號點作出最終判定。在一些分組傳輸應用中，任何判定的作出都被延遲到分組中最後一個信號點被接收。那時，所有沿極佳路徑追溯到分組開始而得到的各信號點都同時被宣布為傳輸的信號點。
如前面指出的，在優選實施例中，用於路徑終結信號點傳輸的較小星座圖遵循一定的設計規則。首先，這個較小星座的平均功率應該不大於用於主數據和數據終結信號點傳輸的較大星座圖的平均功率，因為如果不這樣的話，總的傳輸的平均功率將會增加。然而，單獨違反這條規則並不會損害本發明的優越性。
其次，較小星座圖的信號點之間的最小距離應該不小於每個接收機子集(例如A1、A2、B1、B2及其他)的信號點間的最小距離，也就是較大星座圖的接收機子集的子集內部最小距離。如果後一個要求得不到滿足，那麼對路徑終結信號點解碼的精確度將不如其它信號點那樣可靠，由此使本發明的一個目標失敗。
任何滿足上述要求的星座都可以被用作路徑終結信號點的較小星座圖。構成較小星座圖的信號點數目是許多因素的一個函數，這些因素諸如信道條件和用於主數據和編碼終結信號點的較大星座圖的尺寸。隨著後一個星座圖尺寸的增長，用作較小星座圖的星座圖的尺寸也會隨之增長。例如，如果較大星座圖是一個編碼的64QAM，則較小的星座圖可能是一個4QAM星座圖。此外，儘管本實施例中的較小星座圖可以包括，舉例來說，在一個如B2這樣的特定接收機子集中的信號點，但這樣做會引入一個直流成分，這通常是不理想的。儘管並非必需的，然而從一個可執行性的角度來說，選擇從較大星座圖中選出的信號點作為較小星座圖中的信號點是很方便的。
如上面所指出的，本發明不僅適用於實現編碼調製(其中N態發射機被使用，N大於1)的裝置中，還可用於非編碼調製(其中N為1)的裝置中。在後一種裝置中，發射機網格圖僅具有N＝1的狀態，並且只有一種狀態轉移。圖13-16舉例說明了這種方法。
在非編碼調製系統中的本發明的實施方案中，發射機101在Q』個信令間隔上產生具有Q』個信號點的分組，這Q』個信號點包括J個主數據信號點和L個路徑終結信號點，也就是說，Q』＝(J+L)。(由於這是一個非編碼系統，因此不需要具有編碼終結信號點，因為這裡沒有必須被終結的編碼。)特別是，在變換器104輸出端的並行比特被提供到星座圖映射部件108，它轉而使用這些比特來選擇一個信道信號點(在非編碼調製系統中，沒有網格編碼器)。
更具體地說，對J個主數據信號點當中的每一個來說，轉換器輸出比特中的4個被星座圖映射部件108用來選擇一個來自預定信號點星座圖的信號點作為一個主數據信號點，示範性的是從圖3中的16-QAM星座圖中選出的。由於該系統是非編碼的，因此在網格編碼方面沒有星座圖子集。然而，星座圖中的所有16個信號點可以被認為是構成了一個單獨的子集T。
對L個路徑終結信號點中的每一個來說，一個轉換器輸出比特被星座映射部件108所使用，來從第二預定信號點星座圖中選出一個信號點作為路徑終結信號點，示範性地來自圖14的2-QAM星座圖。在優選實施例中，該第二預定信號點星座圖遵循上述設計規則。圖14中的星座圖是由兩個信號點s1和s2構成的，組成了一個單獨發射機子集S。
在圖15的發射機網格中對發射機101的運作加以說明。由於有可能要傳輸前J個信令間隔中從16-QAM星座圖中所選出的任意信號點，以及在後L個信號間隔中，從2-QAM星座圖中選出的信號點中的任意一個，因此發射機只有一種狀態，這樣網格是由一個單獨分支的序列構成的。連接單個當前狀態到單個下一狀態的一個分支在前J個信令間隔的被標記為T，在這個間隔中，產生主數據信號點，這說明要在這些信令間隔中傳輸的下一個信號點是子集T的一員。類似地，將單個當前狀態連到單個的下一狀態的分支在後L個信令間隔被標記為S，表示將要在這些信令間隔中傳輸的下一信號點是子集S的一員。
在接收機中，單獨的發射機子集T示範性地被劃分為8個精選的接收機子集T1到T8，如圖16所示。圖15的精選的接收機網格反映了這種劃分，因為用於前J個信令間隔的單獨分支中的每一個都由8條分支所替代，每一個都對應於8個接收機子集中的一個。用於對最終L個路徑終結信號進行解碼的網格部分保持與發射機網格中對應的部分相同。也就是說，對於這些信令間隔，在當前和下一狀態之間只有一條分支，並且該分支與整個2QAM星座圖相關聯。解碼以相同於上述編碼情況的方式進行。
圖17提供了上述的網格編碼分組傳輸環境中的M路聯合DFE/解碼器的組合框圖/功能描述圖。接收到的信號點 在部件1501中被處理，產生與M條存在路徑中每一條相關聯的均衡信號。也就是說，一個均衡信號Xn(第K路)是使用一個DFE來形成的，該DFE的輸出是沿著第K條存在路徑所作出的假定的過去判定，其中K為1，2，3，……，M。
在部件1503處，均衡信號Xn(第k路)被用來找出a)與每條分支相關聯的接收機子集中最接近的信號點，b)從與在當前第n個信令間隔中基於接收機網格(例如示範性的圖10和圖15中的接收機網格)的第k條存在路徑相關聯的狀態發出的每條分支的分支度量。然後，在部件1505，M條最佳存在路徑及其路徑度量被更新，並且新的一組M條最佳存在路徑被確認。具有最佳路徑度量(例如，具有最小路徑度量的存在路徑)的新組中M條最佳存在路徑之一被確認為極佳存在路徑。在部件1507，通過為當前信令間隔n而沿著極佳存在路徑反向追溯，與(a)關於在D個信號點之前傳輸的信號點值的最終判定 ，其中n＝(D+1)，(D+2)，……，(Q-1)；或(b)最終判定 ……， ，其中n＝Q，相對應的數據是由沿著極佳存在路徑反向追溯而找到的。(用於描述上述非編碼分組傳輸環境中的M路聯合DFE/解碼器202的組合的方框圖/功能描述圖與圖17是相同的，但是用Q』代替了Q。)包含在一個分組中的路徑終結信號點的恰當數目L取決於特定的ISI信道。ISI越嚴重，則L應取的值就越大，因為給出的信號點能量將被擴展到更多的相鄰信令間隔中。因此，為了判定L的值，發射機應該被提供或能夠從接收機中獲取諸如信道長度這樣的信息。或者，發射機可以作出關於信息的最壞情況估計。
圖18和19中所示的誤碼率曲線說明了本發明的優越性。這些圖中每一個都顯示了用於一個特定信道的曲線，該曲線描述了實驗上被確定的，作為信道信噪比的函數的分組誤碼率，如圖所示，每條曲線用於對應的解碼方法。每一條連續曲線從右到左代表一個性能上的改進程度，因為較高程度的信道噪聲，也就是較低的信噪比，在仍然得到一個給定分組誤碼率時，是可以忍受的。(在這些圖的X軸所示的信噪比指的是信號功率和附加高斯噪聲功率之間的比率，並沒有包含ISI成分。然而曲線自身對ISI已經有所考慮。)圖18比較了3種用於非編碼16QAM的不同解碼方法，每一種跟前一種相比都具有性能上的增進(1)使用常規的DFE；(2)使用一個聯合12路DFE/解碼器，它基於一個精選的16QAM星座圖的8子集劃分，但沒有路徑終結；(3)使用(2)中的方法，但是使用根據本發明中L＝3的路徑終結。由任何特定方法所得到的性能在與其他的相比較時，可以從處理增益方面來表述，這意味著給定了分組誤碼率的情況下，它們的性能曲線之間的信噪比的不同。可以很容易地從圖18中看出，例如分組誤碼率為10-4時，如果沒有執行路徑終結，那麼使用M路聯合DFE/解碼器所得到的處理增益中大部分都會丟失。這是因為根據本發明原理的路徑終結方法為分組中主數據信號點提供最終判定，以便得益於轉換增益，並且該方法還提供給路徑終結信號點本身，使之獲得改進了的抗誤碼能力。
圖19表示編碼調製系統的結果。特別是，該圖顯示了一個具有常規DFE的非編碼16QAM的基準曲線圖。通過基於星座圖的精選的16子集劃分的16路聯合DFE/解碼器，使用2維8態網格編碼32QAM，就能獲得顯著的較好的性能，其中只使用了編碼終結。使用相同的編碼和聯合DFE/解碼器能得到更好的性能，但目前只根據本發明的原理使用了編碼終結和路徑終結二者，其中L＝3。
上文僅僅描述了本發明的原理。例如，在對本發明原理具體化的裝置中，是使用編碼或非編碼調製，如果希望，包含另一個編碼「層」，例如裡德-索羅蒙編碼，也是可能的。這種編碼將被應用到希望在調製之前被傳遞的數據比特中。因此在圖1中，舉個例子，一個裡德-索羅蒙編碼器或其它編碼器可以被插入到加擾器102和串/並變換器104之間，並且一個裡德-索羅蒙碼解碼器可以被插入到並/串變換器204和解擾器206之間。傳統的交織和解交織同樣可以使用，就如包含裡德-索羅蒙編碼時經常有的情況那樣。
用作示例的實施例中的信道112示範性地可以是一條貫穿很長的有效物理距離的有線或無線通信信道，然而，本發明同樣地可應用於其它稱作「信道」的傳輸路徑，其中包括例如音頻和/或視頻的磁性或其他記錄介質。在這種裝置中，就如在電信應用中那樣，系統中把信號點輸入到信道的這部分就是「發射機」，系統中接收來自信道的信號點的這部分就是「接收機」。
這裡的方框圖是表示實施本發明原理的，用於示例的電路的概念視圖。類似地，可以意識到任何流程圖、信號流圖、狀態轉移圖、偽代碼以及諸如此類，都代表著不同的處理過程，它們都可以直接在計算機可讀介質中被描述，並且通過計算機或處理器來執行，無論計算機或處理器是否被明確地表示出來，都是如此。
這些圖中所示的不同部件的功能，包括被標記為「處理器」的功能塊，都可以通過使用專用的硬體以及能夠執行與適當的軟體相關聯的軟體的硬體來提供。當配置了處理器時，這些功能可以由一個單獨的專用處理器、或單獨的共享處理器以及多個單獨的處理器來提供，其中一些可以是共享的。此外，術語「處理器」或「控制器」的明確使用不應該被解釋為專指能執行軟體的硬體，同時還可以不受限制地、隱含地包括數位訊號處理器(DSP)硬體、用於存儲軟體的只讀存儲器(ROM)、隨機訪問存儲器(RAM)以及非易失性存儲器。其他硬體，無論是常規的還是定製的，也可以被包括在其中。
在這裡敘述的所有實例和附有條件的書面語言主要是特意地用於教學目的，以幫助讀者理解本發明的原理和發明人為促進技術所提供的觀點，並且將被解釋為不受特別敘述的實例和條件的限制。此外，這裡的所有陳述敘述了本發明的原理、特徵和實施例，以及有關這方面的具體實例，意味著既包含了結構上的，又包含了功能上的等價物。另外，這意味著這樣的等價物包括當前已知的等價物，還包括在以後將被開發出來的等價物，也就是說，包括任何被開發出來執行相同功能的部件，無論其結構是怎樣的。
類似地，在關於本發明的權利要求中，任何被表述為執行一種特定功能的裝置的部件都包含執行該功能的任何方法，其中包括例如，(a)完成這個功能的電路元件的組合，或(b)任何形式的軟體，因此包括固件、微碼以及諸如此類，它們跟執行這些軟體的恰當的電路相組合來完成該功能。如這樣的權利要求中所定義的本發明屬於這樣的事實，即功能性是由不同的被敘述的裝置，以一種在權利要求書中所要求的方式加以組合併集中在一起而得到的。申請人因此認為任何可以提供這些功能體的裝置都等價於本文所示的內容。
因此對本領域技術人員來說，可以意識到能夠設計出不同的裝置，儘管在這裡沒有對這些裝置進行明顯表示或描述，但它們是對本發明原理的具體化，因此處於本發明的實質和範圍內。
權利要求
1.一種方法，包括下列步驟向接收機發送第一部分信號點流，接收機使得第一部分信號點受益於特定形式的、不依賴於發射機編碼的抗誤碼能力增強，以獲得一定程度的抗誤碼能力，以及向所述接收機發送所述信號點流的第二部分，所述第二部分信號點出現在所述信號點流中的預定位置，接收機使得所述第二部分信號點受益於所述特定形式的抗誤碼能力增強的程度要比所述第一部分信號點低，所述第二部分信號點使得它們實質上獲得至少所述程度的抗誤碼能力。
2.根據根據權利要求1中的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述流中的所述第一部分信號點之後。
3.根據根據權利要求1中的發明，其中所述第一部分信號點是從一個第一信號點星座圖中選出的，並且所述第二部分信號點是從一個第二信號點星座圖中選出的，該星座圖中信號點要少於所述第一信號點星座圖。
4.根據根據權利要求3中的發明，其中所述第一信號點星座圖被劃分成多個信號點的接收機子集，其中接收機以考慮到這種劃分的方式對所述第一部分信號點進行處理，其中所述第二星座圖是由多個被以最小距離分開的信號點構成的，所述最小距離不小於所述子集的子集內部最小距離。
5.根據根據權利要求4中的發明，其中所述接收機使用一個面向路徑的聯合解碼器/DFE對至少是所述的第一部分各信號點進行解碼。
6.根據根據權利要求4中的發明，其中所述特定形式的抗誤碼能力增強是轉換增益。
7.一種用於對傳輸的信號點流進行解碼的方法，所述流包括第一部分信號點和第二部分信號點，所述方法包括下列步驟以這樣的方式就所述第一部分傳輸的信號點作出判定，從而為其提供轉換增益，以及以這樣的方式就所述第二部分傳輸的信號點作出判定，從而為其提供較少的轉換增益，所述第二部分傳輸的信號點以這樣的方式生成，從而對其錯誤解碼的概率實質上不比對所述第一部分傳輸的信號點錯誤解碼的概率低。
8.根據根據權利要求7所述的發明，其中所述第二部分傳輸的信號點出現在所述流中預定的位置上。
9.根據根據權利要求8所述的發明，其中所述第二部分傳輸的信號點出現在所述流中的所述第一部分傳輸的信號點之後。
10.根據權利要求9所述的發明，其中所述第一部分傳輸的信號點是從一個第一信號點星座圖中選出的，並且所述第二部分傳輸的信號點是從一個第二信號點星座圖中選出的，該星座圖中信號點要少於所述第一信號點星座圖。
11.根據權利要求10的發明，其中所述第一信號點星座圖被劃分成多個信號點的接收機子集，其中就第一部分傳輸的信號點作出判定的步驟是這種劃分的函數，並且其中所述第二信號點星座圖是由多個被以最小距離分開的信號點構成的，所述最小距離不小於所述子集的子集內部最小距離。
12.根據權利要求11的發明，其中所述就所述第一部分傳輸的信號點作出判定的步驟包括以下步驟使用面向路徑的聯合解碼器/DFE對所述第一部分傳輸的信號點解碼。
13.一種解碼信號點分組的方法，包括下列步驟對所述信號點中的第一部分，以能夠為這些信號點得到第一等級可靠性的方式進行解碼，所述第一等級中至少部分地是通過向所述第一部分信號點提供特定形式的抗誤碼能力增強而得到的，並且解碼所述信號點中的第二部分，所述第二部分信號點是這樣的，使得這個解碼步驟能夠為所述第二部分信號點得到第二等級的可靠性，所述第二等級實質上不比所述第一等級低，但至少是部分地通過向所述第二信號點提供較少量的所述特定形式的抗誤碼能力而得到的。
14.根據權利要求13的發明，其中所述第一部分信號點是從一個第一預定信號點星座圖中選出的，所述第一星座圖被劃分成多個信號點的子集，所述第一部分信號點是使用這種劃分在第一所述解碼步驟中解碼的，並且所述第二部分信號點是從一個第二預定信號點星座圖中選出的，所述第二星座圖由多個被以最小距離分開的信號點構成的，所述最小距離不小於所述子集的子集內部最小距離。
15.根據權利要求14的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述分組中的預定位置上。
16.根據權利要求15的發明，其中特定形式的抗誤碼能力增強是轉換增益。
17.根據權利要求16的發明，其中所述第二星座圖中的信號點少於第一星座圖中的信號點。
18.根據權利要求17的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述分組中所述第一部分信號點之後。
19.根據權利要求18中的發明，其中執行所述解碼步驟使用一個面向路徑的聯合解碼器/DFE。
20.一種用在解碼器中對從通信信道接收的信號點流進行解碼的方法，所述接收的信號點被碼間幹擾損壞，其包括從第一信號點星座圖中選出的第一部分，所述第一信號點星座圖含有多個信號點接收機子集，以及包括從第二信號點星座圖中選出的第二部分，所述第一部分的每個接收信號點選自所述接收機子集的序列的相應一個，如N態接收機網格圖所定義的那樣，N大於或等於1，該方法包括下列步驟為響應每個接收的信號點，生成多個均衡的信號點，每個均衡的信號點都被生成作為所述每個接收信號點的碼間幹擾成分的相應估算的函數，每個估算又是所述解碼器的相應當前存在路徑的函數，通過由所述N態接收機網格圖所定義的接收機網格將M路存在信號點路徑的連續集合標識為均衡信號點的集合的函數，所述標識使得指向同一狀態的多個路徑可被標識為存在路徑的函數，以及就所述接收的信號點的身份作出判定，作為至少所述存在路徑之一的函數，所述第二信號點星座圖使得所述第二信號點星座圖的各信號點間的最小距離不小於所述接收機子集的子集內部最小距離。
21.根據權利要求20的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述流中的預定位置上。
22.根據權利要求21的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述流中所述第一部分信號點之後。
23.根據權利要求20的發明，其中所述第二星座圖中的信號點數比第一星座圖中的少。
24.一種用在解碼器中對從通信信道接收的信號點流進行解碼的方法，所述接收的信號點被碼間幹擾損壞，其包括從第一信號點星座圖中選出的第一部分，所述第一信號點星座圖含有多個信號點發射機子集，以及包括從第二信號點星座圖中選出的第二部分，所述第一部分的每個接收信號點選自所述發射機子集的序列的相應一個，如N態發射機網格圖所定義的那樣，N大於或等於1，該方法包括下列步驟為響應每個接收的信號點，生成多個均衡的信號點，每個均衡的信號點都被生成作為所述每個接收信號點的碼間幹擾成分的相應估算的函數，每個估算又是所述解碼器的相應當前存在路徑的函數，通過由所述N態接收機網格圖所定義的接收機網格將M路存在信號點路徑的連續集合標識為均衡信號點的集合的函數，所述接收機網格圖包括在當前狀態和下一狀態之間的多個分支，所述分支與相應的接收機子集相關聯，每個接收機機子集是一個特定發射機子集的一部分，所述標識使得與所述序列中的特定一個相對應的多個路徑可以別標識為存在路徑的，以及就所述接收的信號點的身份作出判定，作為至少所述存在路徑之一的函數，所述第二信號點星座圖使得所述第二信號點星座圖的各信號點間的最小距離不小於所述接收機子集的子集內部最小距離。
25.根據權利要求24的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述流中的預定位置上。
26.根據權利要求25的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述流中所述第一部分信號點之後。
27.根據權利要求24的發明，其中所述第二星座圖中的的信號點數比第一星座圖中的少。
28.一種處理從信道接收的信號點流的方法，所述流包括第一和第二部分，所述流的每個信號點是在相應的信令間隔內通過所述信道傳輸的，所述每個信號點的信號能量被分散到相鄰信令間隔中，所述方法包括下列步驟為響應所述每個傳輸的信號點，就該傳輸的信號點的身份作出判定，就所述第一部分的每個傳輸信號點作出的所述判定是來自一些所述相鄰信令間隔的所述分散的信號能量的函數，以及就所述第二部分的每個傳輸信號點的身份作出的所述判定是來自較少數量的所述相鄰信令間隔的所述分散信號能量的函數，其中所述較少數量包括了一個都沒有的情況，所述流的所述第二部分是以這樣的方式傳輸的，從而就所述第二部分的信號點的身份作出的判定可能是正確的，如就所述第一部分的信號點的身份作出的判定那樣。
29.根據權利要求28的發明，其中所述第一部分是從一個第一信號點星座圖中選出的，並且所述第二部分信號點是從一個第二信號點星座圖中選出的，該星座圖中信號點要少於所述第一信號點星座圖。
30.根據權利要求29的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述流中的預定位置上。
31.根據權利要求30的發明，其中所述第一信號點星座圖被劃分成多個信號點的接收機子集，這種劃分被用於就第一部分信號點的身份作出判定的所述步驟中，其中所述第二星座圖是由多個被以最小距離分開的信號點構成的，所述最小距離不小於所述子集的子集內部最小距離。
32.根據權利要求31的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述流中所述第一部分信號點之後。
33.一種方法，包括下列步驟以這樣的方式向接收機發送預定長度的信號點分組的信號點的流的初始部分，從而為傳輸的所述初始部分信號點提供第一等級的抗誤碼能力，以及以這樣的方式向所述接收機發送所述信號點的所述流中剩餘的、終結部分，從而為傳輸的所述剩餘信號點提供比第一等級一強的第二等級抗誤碼能力，由此，所述流在接收機中解碼，接收機為所述初始部分信號點提供特定形式的抗誤碼能力增強，而為所述終結部分信號點提供較少的這樣的抗誤碼能力增強，這樣，與為傳輸的所述終結部分信號點提供所述第一等級的抗誤碼能力相比，所述初始部分信號點和解碼得到的所述終結部分信號點之間的誤碼率會更低。
34.根據權利要求33的發明，其中所述初始部分信號點是從一個第一信號點星座圖中選出的，並且所述終結部分信號點是從一個第二信號點星座圖中選出的，該星座圖中信號點要少於所述第一信號點星座圖。
35.根據權利要求34的發明，其中所述第一信號點星座圖被劃分成多個信號點的接收機子集，其中傳輸所述初始部分信號點的步驟是這種劃分的函數，並且其中所述第二星座圖是由多個被以最小距離分開的信號點構成的，所述最小距離不小於所述子集的子集內部最小距離。
36.一種用於數據通信系統的方法，在該系統中信號點分組被傳輸給解碼器，所述解碼器是這樣的，從而它為每個分組的初始部分信號點提供特定形式的抗誤碼能力增強，而為該分組的剩餘部分信號點提供較少的這樣的抗誤碼能力增強，該方法包括下列步驟以這樣的方式將每個分組的初始部分信號點傳輸給解碼器，從而為其提供第一等級的抗誤碼能力增強，以及以這樣的方式向將每個所述分組的剩餘部分信號點傳輸給解碼器，從而為所述剩餘信號點提供充分強於所述第一等級的第二等級抗誤碼能力增強，相對於所述剩餘信號點而言，所述解碼器的誤碼率性能至少與對於所述初始信號點的一樣。
37.根據權利要求36的發明，其中所述初始部分信號點是從一個第一信號點星座圖中選出的，並且所述剩餘部分信號點是從一個第二信號點星座圖中選出的，該星座圖中信號點要少於所述第一信號點星座圖。
38.根據權利要求37的發明，其中所述第一信號點星座圖被劃分成多個信號點的接收機子集，其中傳輸所述初始部分信號點的步驟是這種劃分的函數，並且其中所述第二信號點星座圖是由多個被以最小距離分開的信號點構成的，所述最小距離不小於所述子集的子集內部最小距離。
39.一種方法，包括下列步驟生成信號點流的第一部分，所述第一部分的每個信號點都是從第一星座圖中選出的，以及生成所述流的第二部分，所述第二部分的每個信號點都是從第二星座圖中選出的，所述第二部分的信號點出現在所述流中的預定位置上，由此，所述流在接收機中解碼，接收機為所述第一部分信號點提供特定形式的抗誤碼能力增強，而為所述第二部分信號點提供較少的這樣的抗誤碼能力增強，這樣，與從第一星座圖中選擇第二部分信號點相比，錯誤解碼第二部分信號點的概率更低，而且不大於錯誤解碼第一部分信號點的概率。
40.根據權利要求39的發明，其中所述第二星座圖中的信號點要少於所述第一星座圖。
41.根據權利要求39的發明，其中所述第二部分信號點出現在所述流中所述第一部分信號點之後。
42.根據權利要求41的發明，其中所述生成第一部分信號點包括對所述第一部分信號點編碼的步驟，所述第一信號點星座圖被劃分成多個信號點的發射機子集，所述編碼是這種劃分的函數，並且其中所述第二信號點星座圖是由多個被以最小距離分開的信號點構成的，所述最小距離不小於所述子集的子集內部最小距離。
全文摘要
具有面向路徑的解碼器的編碼或非編碼調製的終結一部分出現在信號點流量中預定位置,並且較少受益於特定形式的抗誤碼能力增強--例如轉換增益--的信號點以這樣一種方式被傳輸,使得它們對抗誤碼的穩健性至少與從中受益較多的信號點的一樣強。在本發明的優選分組傳輸實施例中,一個分組的末端信號點是使用一個信號點星座圖來傳輸的,該星座圖中信號點的數目要少於用於該分組中其它信號點的星座圖的信號點的數目。
文檔編號H04L27/34GK1340262SQ00803586
公開日2002年3月13日 申請日期2000年2月7日 優先權日1999年2月9日
發明者裡－方·魏(音譯) 申請人:朗迅科技公司