全球定位系統位置測量方法和位置測量系統的製作方法

2023-10-04 03:41:14

專利名稱：全球定位系統位置測量方法和位置測量系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種GPS位置測量方法和GPS位置測量系統，用於通過處理來自衛星的信號，然後計算終端位置，獲得若干個衛星和漫遊接收終端之間的偽距。接收終端還通過接收和利用基站或伺服器發送的輔助信息取得比常規獨立GPS接收器高的靈敏度。這樣的系統常稱為輔助GPS系統，以使其與常規獨立接收器區分開來。
背景技術：
許多GPS衛星繞地球軌道運行，並連續以相同載波頻率發送信號。對各衛星不同的周期性偽隨機噪聲(PN)碼(稱為GPSC/A碼)由衛星以載波的雙相PSK調製的形式發送。在GPS信號中，C/A PN碼的一幀(或周期)為1毫秒長，如圖1所示，這種幀連續重複發送。包括例如衛星軌道參數信息的導航數據，也從衛星以50比特/秒的雙相PSK調製的形式發送。這種數據每一位為20毫秒長，並包含20個連續C/A碼調製周期，C/A碼調製在數據位值為-1時反轉，而在數據位值為1時不進行反轉。
可在美國專利5663734中找到提高靈敏度的常規輔助GPS位置測量系統的一個實例。在該系統中，如圖14所示，接收單元104具有配備了GPS接收天線105的RF到IF轉換器106、將來自RF到IF轉換器106的模擬信號轉換成數位訊號的A/D轉換器107、記錄A/D轉換器107輸出的存儲器(數字快照存儲器)108及處理來自存儲器108的信號的通用可編程數位訊號處理電路109(稱為DSP電路)。
接收單元104還具有連接到DSP電路109的程序EPROM存儲器110、頻率合成器111、電源穩壓器112、寫地址電路113、微處理器114、RAM存儲器115、EEPROM存儲器116、以及具有發射/接收天線117並連接到微處理器114的數據機118。
此常規輔助GPS系統的操作如下基站101命令接收單元104通過數據通信鏈路119發送的消息進行測量。基站101發送的消息包含通過衛星ID號識別的可見衛星列表以及基站101上接收的各衛星的都卜勒頻移。該消息由接收單元104中的數據機118接收，並存儲在與微處理器114相連的RAM存儲器115中。微處理器114控制寫地址電路113和數據機118之間的數據信息傳送，並控制接收單元104中的電源管理功能。
當接收單元104接收命令(例如，從基站101)以開始處理GPS信號時，還接收可見衛星的都卜勒頻移信息。此都卜勒信息保存在RAM存儲器115中，微處理器114隨後根據命令激活電源穩壓器電路112。電源穩壓器電路112接著通過電源線120a到120e激活RF到IF轉換器106、A/D轉換器107、存儲器108、DSP電路109以及頻率合成器111。通過GPS接收天線105接收的來自GPS衛星的信號在從RF下變頻到IF頻率後，通過A/D轉換器107數位化，隨後將數位化後的信號存儲在存儲器108中。所存儲的信號通常具有100毫秒到1秒(或更長)的持續時間。
DSP電路109處理存儲器108中存儲的信號，以獲得所考慮的的每個衛星的偽距。DSP電路109可利用快速傅立葉(FFT)算法來大大加快偽距計算速度，這需要在本地生成的參考PN碼與接收GPS信號的PN碼之間進行許多次互相關運算。正如本技術領域所熟知的那樣，FFT可以以比時域相關方法快得多的速度計算這些互相關。
當DSP電路109完成各衛星的偽距計算時，此信息通過互連總線122傳送到微處理器114。微處理器114接著利用數據機118通過數據通信鏈路119將偽距數據傳送到基站101，以便用於最終的位置計算。
除偽距數據之外，時間延遲也可同時傳送到基站101。此延遲是從存儲器108中的數據收集開始到通過數據通信鏈路119傳送偽距數據的時延。知道此時延使基站101能夠確定數據收集實際開始的時間，這是計算該時刻快速移動的衛星的位置所必需的。這些位置用在偽距計算中，該計算結果又由定位算法用於獲得漫遊接收器的精確位置。
數據機118利用分設的發送/接收天線117通過數據通信鏈路119發送和接收消息。數據機118包括通信接收器和通信發送器，它們都連接到發送/接收天線117。類似地，基站101使用分設的發送/接收天線103來發送和接收數據鏈路消息。基站101可通過分設的GPS接收天線102連續接收GPS信號。
根據存儲在存儲器108中的數據量和DSP電路109(或者必要時為若干個DSP電路)的速度，期望DSP電路109執行偽距計算所必需的時間少於幾秒。
如前所述，存儲器108捕獲對應於較長一段時間(可能是100毫秒到1秒或更長)的信號記錄。可利用該相同的大存儲數據塊計算所有可見GPS衛星偽距，這允許足夠的處理增益，以取得比使用標準的連續跟蹤技術更高的靈敏度。從而在低信號接收電平(因阻塞信號的建築物、樹木等所致)條件下取得優良的性能。但是，與標準接收器相比，需要更多處理。這種處理可以通過利用FFT或其它快速卷積方法等高效率技術完成。
由DSP電路109執行信號處理的目的是為了確定接收PN碼波形相對於本地產生的類似PN碼波形的延遲。所接收的GPS信號(C/A碼)由重複的偽隨機PN幀組成，各幀由標稱碼片速率為1.023×106碼片/秒的1023個碼片組成。因此，每幀持續時間為1毫秒。
圖15A至圖15E說明由DSP電路109執行的信號處理步驟。圖15A顯示接收PN碼的重複幀及其與導航消息數據位的關係。雖然每個導航數據位實際上有20個PN幀，但為簡單起見，圖15A只顯示了每位4個幀。如果某位為0，則使該位內4個PN幀的極性反轉(此時應該想到該位值為-1)，而如果該位為1，則不反轉。第一處理步驟是將每個數據位內的4個(實際為20個)PN幀進行相干相加，以得到圖15B所示的結果。此過程(也稱相干同步求和)將4個(實際上是20個)PN幀中的每個幀的對應碼片進行相加，以得到仿佛每個導航數據位對應單個PN幀的結果，其中如果數據位為0(-1)，則反轉該幀極性，而數據位為1，則不反轉。
為了簡化說明，圖15假定已知導航數據位邊界位置，以便將正確成組的4個PN幀同步相加。實際上，位邊界位置不是已知的。這可能引起問題。例如，如果要同步求平均的所述4幀中的第一幀為圖15A中的幀2，則導航數據從0變到1(在幀4的開始處發生)將使幀4和幀5抵消幀2和幀3。在例示本文所述系統的美國專利5663734中，沒有規定確定導航數據位邊界位置。這是一個缺點，因為當幀成組使得組中某些幀的導航數據位為0(-1)，而其它幀的導航數據位為1時，由於上述抵消，使處理器增益顯著降低。因此，此問題需要一種解決方案。
在將每個4 PN幀組同步相加後，將圖15B所示各1毫秒結果波形與PN碼複製進行相關，以得到圖15C所示的相關函數。注意，當同步求和結果的極性與接收器的複製PN碼極性相同時，相關函數的峰值極性為正，而當極性相反時為負。
圖15D顯示圖15C所示相關結果幅值，它始終為正，且不反映由導航數據位引起的極性變化。隨後將作為幅值獲得的相關計算結果同步相加，得到圖15E所示的結果(這個過程常稱為非相干同步相加)。
此時，通過對許多組PN幀(例如，1秒信號數據內的1000幀)進行相干同步相加，接著進行互相關，然後對互相關函數的幅值進行非相干同步求和，從而極大地提高了靈敏度(S/N比率)。
下面將描述美國專利6329946中給出的另一種常規GPS位置測量系統。這個系統與前述系統相似，即漫遊終端從A/D轉換器捕獲部分GPS信號(可能是100毫秒到1秒或更長)。所存儲的數據包含各可見衛星的C/A碼的重複幀，並且如前所述，一些幀的極性已經根據GPS導航數據位的符號被反轉。但是，此系統與前一系統的不同之處在於在此系統中，基站(伺服器)檢測由漫遊終端接收的相同的導航數據位序列，並將其傳送到漫遊終端，從而允許該終端從其存儲信號中消除數據調製。此過程稱為均化(homogenization)，它使所有PN碼幀極性相同，並允許對所有接收幀進行同步求和。與對每數據位僅20幀的相關同步求和相比較，由此得到的處理增益比其它可能方式大得多，並使漫遊接收終端有非常高的靈敏度。
但是，由伺服器和終端接收的導航數據位序列不一定是時間上對準的，因為伺服器到終端的通信鏈路存在未知和可變的延遲。解決這一問題的一種方法將會是讓GPS位置測量系統的接收終端發送定時信號到伺服器，伺服器接著向該終端回送定時信號，以允許終端確定通信延遲。知道通信時延將允許確定來自基站的導航數據和在終端收集的對應數據的相位差。從而前一位序列可以與後者在時間上對準，以允許在終端將PN幀均化。在均化之後，接著可通過同步求和實現理想的噪聲抑制。
但是，在許多通信鏈路如網際網路或分組通信中，通信延遲高度可變，並且是未知的，從而影響以上解決方案的效率。在這種情況下，必須移到許多不同時間位置上重複掃描伺服器發送到接收終端的數據位序列，以便實現正確的時間對準。對於各移位值，必須重複所有相關求和以檢測信號。這會大大增加獲取接收終端位置所需的響應時間。因此，這是一個極大的缺陷，即在沒有嚴格要求知道通信電路中的通信時延的情況下，不能在實際響應時間內執行接收器信號處理，以進行高靈敏度的位置確定。

發明內容
因此，本發明目的是提供一種GPS位置確定方法以及一種GPS位置測量系統，其中，以超高靈敏度和很短的響應時間測量接收終端的位置，即使伺服器-終端通信鏈路具有變化很大的通信延遲，而且衛星信號在例如大樓裡接收，即衛星信號受到衰減。
此目的是根據本發明通過包括權利要求1、2或4所述特徵的GPS位置測量方法和GPS位置測量系統來解決的。更為詳細的實施例參見從屬權利要求3和5。


下面將參考附圖對本發明進行描述，附圖中圖1是GPS接收信號的PN碼結構說明圖；圖2是說明本發明實施例概要的框圖；圖3是顯示GPS接收終端組件的框圖；圖4是說明存儲器的不同部分及其功能的說明圖；圖5是說明IF信號轉換成I和Q基帶信號(從而消除了載波)、A/D轉換器以及捕獲數位化基帶信號的RAM存儲器部分(快照存儲器)的說明圖；圖6是說明消除載波後通過I和Q基帶信號的都卜勒校正獲得PN信號的過程的說明圖；圖7是說明從接收GPS信號到獲得偽距的各步驟的流程圖；圖8是RAM快照存儲器的內容圖，它說明作為樣本存儲在存儲器中的信號結構組織；圖9是顯示處理所捕獲的GPS信號的起始點的1毫秒位移(距離導航數據位邊界最近的最佳點)的說明圖；圖10是用來獲得確定偽距所用的最終相關函數結果的過程說明圖；圖11是顯示在處理所捕獲的GPS信號中的第一計算塊部分和第二計算塊部分的說明圖；圖12是對PN碼幀進行均化處理的導航數據位極性修改計算塊部分的說明圖；圖13是顯示用來獲得最終相關函數結果的同步求和塊部分和相關計算塊部分的說明圖；圖14是說明常規輔助GPS位置測量系統的框圖；以及圖15A至圖15E是常規輔助GPS位置測量系統的說明圖。
具體實施例方式
參考附圖，現在說明本發明的優選實施例。
圖1是PN信號結構(當信號是GPS信號時，也稱為C/A碼)的說明圖，而圖2是本發明的GPS位置測量系統的說明框圖。
在本發明中，在接收PN信號時，載波可分層或不分層。
參考圖2，本發明是一種GPS位置測量系統和方法，其中，接收器終端11接收來自多個衛星的信號，並利用在預定時間間隔T(可能是0.5秒到1秒或更多)期間捕獲的接收衛星信號，計算到各個衛星的偽距。
在圖2中，S1，S2，S3和S4代表用於定位的衛星，1代表基站。基站1配備了連接到能清楚檢測到衛星的接收天線2的GPS參考接收器3。
GPS參考接收器3從所接收的衛星GPS信號中提取都卜勒信息4，而且還確定衛星位置以及衛星和接收天線2之間的偽距。發送部分5將這些信息連同基站的已知位置通過通信裝置L傳送到接收器終端11。這種傳送通常通過廣播來完成，其中從基站到接收器終端的傳送是單向的。通信裝置L可以是任何可獲得的電磁裝置，包括但不限於蜂窩電話電路、地面廣播、衛星廣播或網際網路電路。
通過GPS接收器終端11的接收部分12接收都卜勒信息4、基站位置6、衛星位置以及衛星與基站之間的偽距。
當來自基站的廣播信號的頻率接近GPS信號的頻率時，接收部分12也可用作GPS接收部分13。本發明是用來使許多終端11同時通過通信裝置L接收信號。
GPS接收器終端11包含連接到GPS接收天線14的GPS接收部分13。雖然GPS天線14可能位於衛星S直接可視的地方，但它也可能位於GPS信號相當弱的地方，例如樹底下或大樓裡。
終端11的接收部分13通過A/D轉換器將所接收的模擬GPS信號放大並變換成數字基帶形式。包含衛星的PN碼的基帶數據存儲在RAM存儲器15中。
以上所述的結構廣泛用於傳統GPS技術中，所以省略該結構的詳細說明。
接收器終端11還配備了信號處理部分21和包含用於定位的各衛星的PN碼的複製品(偽模式)的偽模式部分22。偽模式A(後面將描述)是預先存儲的和信號處理部分21。信號處理部分21具有都卜勒校正部分16、PN極性修改裝置17、同步求和相關計算裝置18、偽距檢測裝置19以及位置計算裝置20。
圖3是GPS接收器終端11的硬體框圖，表示用來完成圖2所示功能的硬體。GPS天線14和塊12、13、15、21以及22對應於圖2中具有相同標號的項目。
在圖3中，來自GPS衛星的信號在GPS天線14接收，並進入GPS接收器部分13，在這裡，信號在高頻RF放大器32中放大，在混頻器33中變換到較低的中頻(IF)，然後通過I信號轉換器35和Q信號轉換器36轉換成I和Q基帶信號。混頻器以及I和Q信號轉換器需要的固定頻率的本地振蕩器正弦波由頻率合成器34提供。作為產生I和Q基帶信號的標準做法，I和Q信號轉換器的本地振蕩器頻率是相同的，但Q信號轉換器的波形通過移相器37按90度移相。來自I和Q信號轉換器的輸出信號分別由A/D轉換器38和39進行數位化。
來自A/D轉換器38和39的、共同形成複合信號樣本序列的數位化I和Q信號存儲在RAM存儲器15中，以便由信號處理部分21作進一步處理。所存儲的複合信號的持續時間是預定的，其典型值為從0.5秒到1秒或更長。
信號處理部分21由數位訊號處理器(DSP)部分41、中央處理單元(CPU)42、偽模式部分22(它是存儲衛星的C/A碼PN序列的只讀存儲器(ROM))、用於DSP部分41的ROM 44以及用於CPU 42的RAM45和ROM 46組成。
通信接收器部分12接收來自基站1的信息，輔助接收器終端11獲得高靈敏度和快速響應時間。通信接收器部分12接收的信息存儲在由CPU 42控制的RAM 45中。
現在將更詳細說明圖3的各種塊的功能。天線部分14接收按1575.42MHz載波頻率傳送並且按各衛星唯一的C/A碼調製的GPS信號。來自天線部分14的信號通過高頻RF放大器32放大和濾波，然後通過混頻器下變頻為IF頻率。頻率合成器34提供本地振蕩器頻率給產生比1575.42MHz低得多的IF信號輸出頻率的混頻器33。為後面具體起見，假定IF頻率為70MHz，儘管也可採用其它IF頻率。70MHz IF信號接著轉換成由分別通過I信號轉換器35和Q信號轉換器36產生的I(實部)和Q(虛部)分量組成的複合基帶信號。除了信號都卜勒頻移，基帶信號處於零頻率，因此向基帶的轉換消除了信號的載波分量，而只留下由50比特/秒導航數據所調製的PN碼序列。
圖5更詳細說明向基帶的轉換。I信號轉換器35由乘法器47和低通濾波器(LPF)49組成。相似地，Q信號轉換器36也包含乘法器48和LPF 50。I信號轉換器35中乘法器47的輸入為70MHz IF信號和來自頻率合成器34的70MHz本地振蕩器信號(圖3)。70MHz本地振蕩器信號具有數學表達式cosωt，這裡ω＝2π(70×106)弧度/秒。IF信號具有數學表達式PN·cos[(ω+Δω)t+Φ]，這裡PN代表PN碼調製。Δω代表信號的都卜勒頻移，而Φ代表信號相位。為簡單起見，已省略導航數據調製，並假定70MHz本地振蕩器信號沒有頻率誤差(如果有這種誤差，則會簡單地表現為信號上另外的都卜勒頻移)。Q信號轉換器中乘法器48的輸入為70MHz IF信號和具有移相器37提供的90度相移的70MHz本地振蕩器信號(圖3)。在這種情況下，本地振蕩器信號表示為sinωt。採用公知的三角恆等式，可看出乘法器47的輸出均包含以零頻率附近為中心的基帶分量和IF頻率的兩倍附近的頻率分量(即140MHz附近)。低通濾波器38和39設計成只通過基帶信號分量，在I信號轉換器的LPF 49的輸出端為12PNcos(t+),]]>而在Q信號轉換器的LPF 50的輸出端為-12PNsin(t+).]]>這兩個信號是複合分析信號的相互正交的實部和虛部，從中消除了載頻，但保留了都卜勒頻移Δω。
在低通濾波器的輸出端的I和Q信號通過圖5所示的A/D轉換器38和39分別轉換成數字樣本，而數字樣本存儲在RAM存儲器15。為了節省存儲器，一般做法是以大約2dB SNR損耗為代價來採用1位A/D轉換器。所存儲樣本的時間間隔標稱為1秒，但可能大於或小於這個值。為具體起見，假定時間間隔為1秒(等同於50比特/秒導航數據中50位的段)。
前面所提到的高頻RF放大器32、混頻器33、頻率合成器34、I信號轉換器(消除載波)35、Q信號轉換器(消除載波)36、移相器37以及A/D轉換器38和39是通用部件並被廣泛使用。
再參考圖3，數位訊號處理部分21處理存儲在RAM存儲器15中的信號數據，並在執行這個處理時，使用從基站(伺服器)接收的數據。這個數據可從連接到CPU 42的通信接收器12得到，CPU 42將數據傳送到RAM存儲器45。連接到ROM 44和偽模式部分22的DSP41執行RAM存儲器15中數據的處理，偽模式部分22是包含各衛星的複製PN碼的ROM存儲器。當處理各衛星信號時，該衛星的PN碼複製品可提供給DSP 41。CPU 42、RAM 45以及ROM 46共同作為微處理器工作，微處理器控制由DSP 41、ROM 44以及偽模式部分22執行的信號處理，也執行位置計算和其它通用功能。
數位訊號處理部分21執行圖2所示的接收器終端11內的功能塊，即，都卜勒校正部分16、極性修改裝置17、同步求和相關裝置18、偽距檢測裝置19以及位置計算裝置19。
圖7表示由軟體來執行圖2中數位訊號處理部分21的功能塊的流程圖。現在更詳細地說明這些功能。圖7中的大功能塊，即，都卜勒校正部分16、極性修改裝置17、同步求和相關計算裝置18、偽距檢測裝置19以及位置計算裝置20對應於圖2中數位訊號處理部分21中的那些裝置。F1到F10是較大功能塊內的軟體過程。
首先，從存儲器15取得1秒的接收GPS信號段。這個數據具有如下形式的I和Q分量12PNcos(t+)]]>和-12PNsin(t+),]]>而且先前由圖3的A/D轉換器38和39進行了數位化。該數據包括都卜勒頻移Δω。離散值t＝0∶Δw∶W×T。這意味著t是按照樣本間隔Δt從0到W×T的離散值。抽樣頻率為fKHz。在本例中f＝N。T＝1毫秒而W＝1023。抽樣間隔Δt等於1/f。
接著，從基站1收集都卜勒頻率Δω(過程F2)。都卜勒頻率Δω可從圖2中基站1(伺服器)通過GPS接收器終端11的接收部分12獲得。Δω通過CPU部分42接收並存儲在RAM 45。
然後，通過軟體執行都卜勒校正(過程F3)，如圖6所示。通過乘法器26到29以及加法器30和31執行數學運算。乘法器和加法器容易以軟體來實現。來自存儲器15的I分量12PNcos(t+)]]>是乘法器27和乘法器28的信號輸入，而Q分量-12PNsin(t+),]]>是乘法器26和乘法器29的信號輸入。乘法器26到29的剩餘輸入分別是cosΔωt、sinΔωt、cosΔωt和-sinΔωt，其中Δω的值已從伺服器獲得。乘法器26和乘法器27的輸出分別是-12PNsin(t+)cost]]>和12PNcos(t+)sint,]]>它們在加法器30中相加而產生Q輸出-14PNsin.]]>乘法器28和29的輸出分別是12PNcos(t+)cost]]>和12PNsin(t+)sint,]]>它們在加法器31相加而產生I輸出14PNcos.]]>Q輸出信號-14PNsin]]>和I輸出信號14PNcos]]>現在已被針對都卜勒頻移作了補償並具有固定相位Φ。這些信號存儲在圖4中的存儲器部分51和61(過程F4)。
圖8表示經都卜勒補償的I信號數據如何通過過程F4安排在存儲器中的示例(該安排對於Q信號數據是相同的)。此安排由1000行N列信號樣本組成，這裡N為GPSC/A碼的一個周期間隔的樣本數目。N最好是1023到2046，而圖8中為說明目的是1023。假定1023KHz抽樣速率，每行1023個樣本等於1毫秒長的1幀C/A碼。總共有1000行，因為假定採集的數據所跨的時間間隔為1秒。
使用以下符號來標識圖8所示的I(或Q)存儲器的各部分較方便。D(M1:M2，N1:N2)表示位於行M1到行M2、列N1到列N2的樣本集。D(M，N1:N2)表示位於行M、在列N1到N2中的樣本，而D(M1:M2，N)表示位於列N、在行M1到M2的樣本。因此，圖8的樣本的完整序列表示為D(1:1000，1:N)(圖8中N＝1023)。
下一步由稱為第一輸入信號的各導航數據位內的20個PN碼幀，在全部1秒的所捕獲數據(50位)上的相干同步求和組成。各數據位內的20幀相加的結果是1毫秒持續時間的單個「壓縮」PN碼幀。這樣，有50個這種稱為第二輸入信號的壓縮幀，第二輸入信號產生於1秒所捕獲的數據。相干同步求和過程提供大約13dB的處理增益。
因為不知道導航數據位邊界的位置，所以關於各組的20個PN幀(第一輸入信號)相加的適當起點有不確定性。如果導航數據位在各組中間附近改變極性，將可能發生處理增益的嚴重降低。由於這個原因，採用位於圖4的I存儲器51和Q存儲器61的經都卜勒補償的數據中的不同起始點，上述相干同步求和過程實際上執行20次。圖9表示處理的相關起始點。20個起始點間隔1毫秒，以便起始點之一在0.5毫秒的數據位邊界內，因此幾乎是最佳的(作為例子，圖9的第三個起始點離數據位邊界最近，並由星號標識)。這個最佳起始點保證數據位極性的任何變化只可能發生在各組中同步求和的20個PN周期的第一個或最後一個內。因為完全相干同步求和過程執行20次(每個起始點一次)，所以最好是並行地執行這些處理，以便減少計算所需的總時間。
相干同步求和的過程可通過再參考圖8來說明，圖8表示圖4中包含數位化I都卜勒補償後的信號的I存儲器51的內容(在Q存儲器61的內容上執行相同處理)。為簡化說明，假定存儲器左上方的樣本D(1，1)是出現在數據位邊界之後的第一個樣本。因為每行存儲器包含一幀PN碼，因此前20行代表一位導航數據內的20幀。這些行中的數據，即D(1:20，1:1023)沿如下各列同步求和第一個和為D(1，1)+D(2，1)+...+D(20，1)。第二個和為D(1，2)+D(2，2)+...+D(20，2)，依此類推。最後和為D(1，1023)+D(2，1023)+...+D(20，1023)。這樣獲得的1023個數中每一個是20個PN幀中相應碼片的和，並形成包含1023個樣本的單個1毫秒壓縮幀。
接下來的20行是下一個數據位內的20個PN幀，它們則以相似的方式同步求和，跟著是下一組20 行的同步求和，等等。當完成所有求和時，就會有50個壓縮幀。一些壓縮幀的極性通過數據位調製而反轉，但不會有處理增益損失。
前面所述，已假定導航數據位邊界正是出現在圖8中詳細說明的、圖4的I信號存儲器51(或Q存儲器61)中的樣本D(1，1)之前。因為實際上不知道數據位邊界的位置，全部同步求和過程執行20次，如上所述，第一次從樣本D(1，1)開始，在1毫秒後從樣本D(2，1)開始發生第二次，在2毫秒後從樣本D(3，1)開始發生第三次，...，而在19毫秒後從樣本D(20，1)開始發生第20次。圖11中圖解說明該過程，並在圖10的塊A中執行該過程。當20個重複同步求和進行時，以1毫秒增量來增加起始點延遲，最後數據位中的幀求和需要圖8中存儲器的1秒內容之外的20毫秒附加數據。一種解決方法是從1秒到1.02秒延長數據捕獲的長度。或者，可省略最後數據位的幀求和，而處理增益損耗忽略不計。
需要簡化的數學說明，以便更完全理解相干同步求和過程以及後續處理。為簡單起見，只考慮最初20個起始時間。儘管對於各起始時間均有50個相干同步求和(每個求和包含20個PN幀)，這50個求和過程是相同的，因此只考慮排列在圖8所示存儲器的數據的前20幀的求和，並假定樣本D(1，1)是在數據位邊界後的第一個樣本。還假定每個C/A碼片有一個樣本。存儲器的第一行包含如下信號DATA×CA+NOISE (1)其中DATA具有行內所有1023個樣本的常數值+1或-1(實際上，對於存儲器的前20行，DATA具有這個常數值，這個事實將在後面使用)。CA代表由1023個值組成的一幀C/A PN碼，每個值為+1或-1。NOISE也由來自方差為σ2的零平均值高斯分布的1023個獨立隨機值組成。雖然存儲器中的樣本是1位樣本，但將其視為未量化的較為方便。行2到行20的每行也包含由(1)給出的形式的信號，這裡DATA×CA等同於第一行中的DATA×CA。但是，這20行的NOISE樣本都是隨機的，但有相同的統計數據。當前20行被同步求和時，結果為1023個樣本的壓縮幀SIG2＝20×DATA×CA+NOISE』 (2)這裡NOISE』樣本是獨立的，每個樣本有方差20σ2。符號SIG2用來標識作為第二輸入信號的壓縮幀。
由(2)給出的壓縮信號幀接著在圖10的塊B內處理，這裡它與PN碼複製器互相關並進行數據位極性的校正。
圖12詳細說明圖10的塊B內的處理。首先，(2)給出的壓縮PN碼幀與正在處理信號的衛星的PN碼複製品(偽模式)進行相關。這個由1023個碼片(每碼片一個樣本)組成的偽模式稱為偽模式A。偽模式A的各樣本具有值+1或-1。參考圖12，相關過程包括以1碼片的增量(總共1023個移位位置)延遲偽模式A，以及對於各移位位置，把壓縮信號幀樣本與對應的移位後偽模式A的樣本相乘。圖12中，表達式(2)給出標識為「輸入來自塊A」的壓縮信號幀，而且壓縮信號幀與各個包含在塊A1到A1023中的1023個偽模式A的移位形式相乘。在塊25a進行這種相乘。(這些塊稱為除法器，這等同於乘法器，因為偽模式碼片具有+1或-1值。在這種情況下，相乘產生與相除相同的結果)。
包含在A1到A1023中的偽模式A的1023個延遲位置是循環的，這指的是碼片「纏繞」。例如，如果未移位的偽模式是
，則延遲1碼片的模式是[10100110001110...10]，而延遲2碼片的模式是
，(為簡化符號，0代表值-1)。
以簡單形式數學表達相關操作如下CORR＝(1/N)∑(SIG2×A)＝(1/N)∑[(20×DATA×CA+NOISE』)×A]＝(1/N)×20×DATA×∑(CA×A)+(1/N)∑(NOISE』×A)(3)這裡CORR代表相關值，求和索引從1到1023。如圖12指出，相關運算(3)在壓縮信號SIG2上執行1023次，各相關利用偽模式A的不同循環移位。這樣，CORR和A可通過適當移位來索引，但是，為簡化目的，已省略這個索引。注意(3)的相關按照數值1/N進行縮放。雖然N可能是任何正整數，但值N＝20×1023比較方便，這個看來短些。
下一個處理步驟是消去來自(2)給出的壓縮信號(第二輸入信號)的導航數據調製。這個稱為數據極性均化的過程通過將壓縮信號與1023個相關值中每一個相乘來完成，從而獲得均化信號SIG3SIG3＝SIG2×CORR (4)圖12中的乘法器25c執行相乘。為理解這個過程如何消除數據位極性變化，假定偽模式A與所接收的PN序列CA對齊。接著乘積CA×A＝1，因為相應碼片是都為+1或都為-1。表達式(3)還可簡化為CORR＝(1/N)×20×DATA×∑(CA×A)+(1/N)∑(NOISE』×A)＝(1/N)×20×DATA×1023+(1/N)∑(NOISE』×A)＝(1/N)×20×DATA×1023+NOISE」 (5)因為偽模式A具有值+1或-1，表達式(5)中的序列NOISE』×A具有與NOISE』相同的統計數據，因此由1023個獨立零平均值樣本組成，每個的方差為20σ2。這樣，NOISE」是方差為(1023×20σ2)/N2的隨機變量。將數值N＝20×1023代入這個表達式以及表達式(4)，得到CORR＝DATA+NOISE」 (6)這裡DATA是值為+1或-1的單個數，而NOISE」是方差為σ2/(20*1023)的零平均值隨機變量。
將表達式(6)代入表達式(4)，明顯看出導航數據位如何從信號中消去(或均化)SIG3＝SIG2×CORR＝(20×DATA×CA+NOISE』)×(DATA+NOISE」)＝20×DATA×CA×DATA+20×DATA×CA×NOISE」+NOISE』×(DATA+NOISE」)＝20×CA+NOISE (7)這裡利用了事實DATA×DATA＝1。從(7)看出，導航數據極性現在始終是1。在圖12中，從1023個相應的乘法器25c得到SIG3信號，每個SIG3信號對應於相關CORR的1023個值中的各個值。各乘法器的輸出由50個壓縮信號組成，每個壓縮信號是同步相加20個1毫秒數據幀的結果，而且每個壓縮信號已消去導航數據極性變化(均化)。
如圖13所示，在塊C中進行下一級處理。剛才所述的50個壓縮的均化信號在同步相加塊9中同步求和，產生進一步壓縮的單個1毫秒信號幀(這樣的塊有1023個，每個塊同步相加來自圖12的塊B的對應乘法器輸出的輸出)。同步求和的結果存儲在圖4的存儲器部分53和63(圖7中的過程F6)。
這個同步求和過程與前面在圖11的塊A中執行的求和類型相同，只是對50個幀進行求和而不是20個。按照1023個樣本行存儲這50幀，每個樣本在存儲器中可標識為D(1:m，1:s)，這裡m＝50和s＝1023。同步求和的結果是單個幀，該結果標為SUM，由1023個樣本組成。SUM的第k個樣本可數學表達為SUM(k)=j=150D(j,k),k=1,2,...,1023---(8)]]>已知同步求和將信號幅度與噪聲標準偏差(即SNR)之比乘以因數 在這種情況下是 表示大約17dB的處理增益。在前面所執行的塊A同步求和中，m的值為20，因此那裡SNR改善了 倍或大約13dB的處理增益。假定數據位極性在塊B處理中正確地均化(圖10)，來自兩個同步求和級的SNR的總增加有2050=1000]]>倍，表示17dB+13dB＝30dB的處理增益。但是，這個增益量通常沒有完全實現，因為信號太弱而不能正確檢測到塊B處理中的導航數據位的極性。
圖13中相關計算塊10執行下一級處理。這裡已存儲在圖4的存儲器部分53和63中的塊9中同步求和的結果與接收器終端11準備的複製PN序列(與偽模式A相同的序列)進行互相關。I信號的互相關結果存儲在圖4的存儲器部分54，而Q信號的互相關結果存儲在存儲器部分64。
I和Q相關函數分別是復值相關函數的實部和虛部，它們結合而形成相關函數的大小，該大小存儲在圖4的存儲器部分70。為形成該大小，I和Q相關函數的對應樣本平方和相加，並計算和的平方根。對應於圖13所示的1023個I(和Q)相關的總共有1023個這樣的大小函數。
儘管相關計算是公知的，這裡仍簡述這些計算。塊9中同步求和的輸出包含繞地球軌道運行的多個GPS衛星所發送的一個周期的C/A PN碼。各個衛星發送不同的碼，但所有碼具有相同周期(1毫秒)。在衛星中，以1575.42MHz的L1頻率對載波進行碼雙相調製，這對所有衛星是相同的。通過該碼調製載波，產生比傳送導航數據調製所需的頻譜更寬的信號頻譜。由於這個原因，這些信號稱為擴頻信號。在接收器終端11(也可以在基站參考GPS接收器)，疊加來自所有衛星的信號。雖然這些信號在接收器中表現為加性組合，但它們可通過稱為解擴頻的過程進行分離。為說明目的，假定接收器終端11接收來自兩個衛星S1和S2的信號。各衛星的C/A碼是已知的，各碼的複製品存儲在接收器終端。在本發明中，複製碼存儲在圖3的信號處理部分21的ROM 46。接收器將所接收的信號移到基帶(即零頻率)，這就消除了載波並只留下從衛星接收的C/A碼(加上導航數據調製)。為了恢復來自衛星S1的信號，基帶信號與所存儲的該衛星的複製碼進行互相關。如果x(n)表示所接收的基帶數據(I或Q)的樣本，而h(n)表示所存儲的C/A碼的樣本，則相關過程根據下列公式產生輸出樣本序列y(k)y(k)=n=1Nx(n)h(n+k),k=1,2,...,N---(9)]]>輸出序列y(k)稱為所接收信號與複製碼的互相關函數。整數k表示複製碼的循環時間移位。對於一些移位值k，移位後的複製碼h(n+k)對齊接收信號x(n)中包含的相同碼序列。當發生這種情況時，所接收碼中的各個碼片具有與移位後的複製碼相同的極性，而(9)的總和增加到與採用其它移位獲得的值相比來說較大的值。假定噪聲樣本是不相關的相同分布的隨機變量，眾所周知，對於這個具體k值，與接收信號的任何單個樣本x(n)相比，輸出樣本y(k)的信噪比(SNR)將增大到 倍。在本發明的說明中，N＝1023，因此SNR增大到 倍，處理增益大約為30dB。(9)中的相關計算也可通過快速傅立葉變換方法來完成，但這裡所示的傳統計算用來說明原理。
假設數據位的極性可以可靠地均化，本發明的總處理增益是來自兩個同步求和過程(如前面計算的13+17＝30dB)加上最終相關(30dB)的增益，這等於60dB。SNR電壓增益是20501023=1,023,0001,012.]]>這些計算假定捕獲T＝1秒的信號數據。這個處理增益的量保證可測量到嵌在噪聲裡的極弱GPS信號的延遲以提供位置。
現在回到信號處理的說明，一旦已經計算了相關函數大小並將大小存儲在圖4的存儲器部分70，下一步是計算到衛星的偽距。圖10中的偽距檢測塊19執行這個操作(這個塊也表示在圖2的接收器終端11內的信號處理塊21中)。偽距是衛星與GPS接收器終端11之間的距離，包括由於接收器時鐘偏差引起的誤差。通過找出所有1023個相關大小函數中的最大峰值來確定偽距，以及該峰值出現處的延遲τ(相關函數大小的1023個樣本中每一個對應於一個延遲值)。一旦得出最大峰值的延遲τ，就可得出偽距。
應該記住，所述所有處理必須重複20次，對應於處理的起始時間的20個時間移位。如前文所述，為保證在20個實例之一中，在同步求和以形成第二信號期間數據位極性不變化，這是必要的。這樣，剛才所述的對相關大小函數峰值的查找必須包含對所有20個實例的查找。
處理中的最後步驟是計算接收器終端的位置，圖2的位置計算裝置20執行該步驟。該裝置使用如上所述的到衛星的偽距，以及來自基站1的附加信息以得出位置。這個附加信息包括基站位置、衛星位置以及從基站到衛星的偽距。位置計算方法是公知的並且容易實現。
此時，總結一下本發明的前述內容。事實上，雖然利用傳統GPS接收器不可能確定許多大樓裡的位置，但本發明可顯著增強GPS接收器終端11的靈敏度到這樣的程度即便大樓裡非常弱的信號也可用來定位。而且，利用只有1秒的所捕獲的GPS信號可達到這種高靈敏度。
本發明通過存儲0.5秒到1秒或更多的經都卜勒補償的GPS接收信號數據來進行工作。該數據接著在50個20毫秒塊中進行同步求和，提供具有相干處理增益的50個1毫秒壓縮信號。按照1毫秒增量的20個起始延遲執行同步求和，以便保證起始延遲之一在導航數據位邊界附近，從而保證所有20毫秒數據塊位於數據位內。
接著，壓縮信號(包含同步求和數據的第二信號)與存儲在接收器終端11的複製PN碼(偽模式A)的1023個移位位置進行相關。然後對於各個移位，壓縮信號與相關值相乘。這個過程修改(均化)導航數據位的極性，產生沒有導航位極性變化的壓縮信號(均化信號)。
接著，均化信號被同步求和以得到更多處理增益，獲得極大增強的從完全信號捕獲間隔(T＝1秒)導出的1毫秒信號。這個信號由於同步求和過程而具有極大改進的SNR。該信號與存儲在接收器終端11中的複製PN碼進行相關，而偽距是從相關值峰值的延遲得到的。
雖然本發明的說明中採用的信號捕獲間隔T為1秒，但它可能是其它值，可能從0.5秒到大於1秒。較短時間提高處理速度，但是以較低靈敏度為代價。較長時間是優選的，因為處理增益較大且增強靈敏度。但是，需要更多存儲空間和較長處理時間。
本發明的主要優點是不需要來自外部源(例如基站)的導航數據位序列的傳輸，以便在接收器終端中從信號中消除極性反轉。而是，接收器終端自身檢測各數據位的極性，並使用檢測到的極性來均化信號。這允許在全部信號捕獲間隔上進行同步求和，接著進行相關，從而獲得高靈敏度，要在大樓內或信號非常弱的任何地方獲得可靠定位，就需要這種高靈敏度。
除了所述實施例，其它實施例也可能是較佳的，取決於可獲得的硬體和軟體技術。例如，雖然以軟體實現說明了圖2的都卜勒校正部分16、極性修改裝置17、同步求和相關計算裝置18以及偽距檢測裝置19，但是這些功能可以由硬體或硬體與軟體的組合來組成。
同樣，本發明不限於配合GPS信號來使用，本發明可用於任何採用周期PN信號的定位系統，例如，用於伽利略衛星導航系統中。
權利要求
1.一種GPS位置測量方法，其中，接收器終端(11)從衛星(S)接收信號，並通過捕獲具有預定持續時間(T)的一部分所述接收衛星信號，計算所述衛星(S)和所述接收器終端(11)之間的偽距，所述方法包括以下步驟從具有預定持續時間(T)的所述接收衛星信號獲得預定數量的第一輸入信號，每個第一輸入信號具有等效於一位導航數據的長度；並利用數據處理起始的多個延遲(i)，所述延遲的間隔比導航數據位的持續時間短；對所述第一輸入信號進行同步求和以得到第二輸入信號；極性校正計算過程，其中，將所述接收器終端(11)準備的偽模式(A)應用到所述第二輸入信號上，以使所述導航數據位的極性均勻；對通過所述極性校正計算過程從具有預定持續時間(T)的所述接收衛星信號獲得的信號進行同步求和；對所述獲得的同步求和信號與所述接收器終端(11)準備的複製PN碼進行相關計算；利用所述相關計算的結果來檢測所述信號延遲值；以及利用所述延遲值計算所述偽距。
2.一種GPS位置測量方法，其中接收器終端(11)從衛星(S)接收信號並通過捕獲具有預定持續時間(T)的一部分所述接收衛星信號來計算所述衛星(S)和所述接收器終端(11)之間的偽距，所述方法包括以下步驟對具有預定持續時間(T)的所述接收衛星信號進行早期信號處理，其中，從具有預定持續時間(T)的所述接收衛星信號獲得預定數量的第一輸入信號，每個第一輸入信號具有20毫秒的長度；以及利用了數據處理起始的多個延遲，所述延遲的間隔比導航數據位的長度短；對所述第一輸入信號進行同步求和以得到第二輸入信號；極性校正計算過程，其中所述第二輸入信號乘以或除以所述接收器終端(11)準備的偽模式(A)且通過其求平均所得的結果進一步與所述第二輸入信號相乘；對通過所述極性校正計算過程獲得的信號進行同步求和；對所述同步求和後的信號與所述接收器終端(11)準備的複製PN碼進行相關計算；利用所述相關計算結果檢測所述延遲值；以及利用所述延遲值計算所述偽距。
3.如權利要求1或2所述的GPS位置測量方法，其特徵在於所述極性校正計算過程中的所述偽模式(A)是與來自所述衛星(S)的信號的單位幀等效的預定位數的數據列，並且由分別依次改變一位的與所述預定位數相同數量的數據列組構成。
4.一種GPS位置測量系統，其中接收器終端(11)從衛星(S)接收信號，並利用具有預定持續時間(T)的所述接收衛星信號計算所述衛星(S)和所述接收器終端(11)之間的偽距，其包括具有如下配置的接收器終端(11)第一計算塊部分(23)，用於從具有預定持續時間(T)的所述接收衛星信號獲得預定數量的第一輸入信號，每個第一輸入信號具有等效於一位導航數據的長度；並利用數據處理起始的多個延遲，所述延遲間隔較一位導航數據的長度短；第二計算塊部分(24)，用於對所述第一輸入信號進行同步求和以得到第二輸入信號；極性校正計算塊部分(25)，其中所述第二輸入信號乘以或除以所述接收器終端(11)準備的偽模式(A)且通過其求平均所得的結果進一步與所述第二輸入信號相乘；同步求和塊部分(9)，用於對通過所述極性校正計算過程從具有預定持續時間(T)的所述接收衛星信號獲得的信號進行同步求和；相關計算塊部分(10)，用於對所述獲得的同步求和信號與所述接收器終端(11)準備的複製PN碼進行相關計算；以及偽距檢測塊部分(19)，用於利用所述相關計算結果檢測延遲值並利用所述延遲值計算所述偽距。
5.如權利要求4所述GPS位置測量系統，其特徵在於所述極性校正計算塊部分(25)具有乘/除部分(25a)，用於將所述第二輸入信號乘以或除以所述接收器終端(11)準備的所述偽模式(A)；平均計算部分(25b)，用於對所述乘/除部分(25a)的結果求平均；以及極性校正計算部分(25c)，用於將所述第二輸入信號與所述平均計算部分(25b)的結果相乘。
全文摘要
一種GPS定位方法，通過捕獲具有預定持續時間的一部分接收衛星信號，獲得接收終端(11)和衛星(S)之間的偽距。獲得預定數量的第一輸入信號，其中每個信號長度等效於一位導航數據，且處理起始點具有不同延遲。對第一輸入信號進行同步求和來獲得第二輸入信號。接收終端(11)準備的複製PN碼(偽模式)作用於第二輸入信號以檢測導航位極性並校正位極性，以便第二輸入信號位極性總為正。對從全部捕獲信號導出的結果信號進行同步求和，然後利用接收終端(11)準備的複製PN碼對所得的同步求和信號進行相關計算，檢測信號延遲值，並利用相關計算結果獲得偽距。
文檔編號G01S1/00GK1624491SQ20041010010
公開日2005年6月8日 申請日期2004年11月30日 優先權日2003年12月1日
發明者岸本信弘, 平田誠一郎 申請人:岸本信弘, 平田誠一郎