主動降噪的製作方法

2023-10-25 21:21:53 3

本申請是申請日為2013年5月21日，申請號為201310194999.3，發明名稱為「有源降噪」的專利申請的分案申請。

本發明公開了一種主動降噪系統，具體來說是一種包括反饋迴路和前饋迴路的降噪系統。

背景技術：

常用類型的主動降噪系統(又稱為主動噪聲消除/控制(anc)系統)使用麥克風在降噪後拾取聲音誤差信號(也被稱為「殘餘」信號)，並將該誤差信號反饋至anc濾波器。這種類型的anc系統被稱為反饋anc系統。反饋anc系統中的anc濾波器通常被配置成反轉誤差反饋信號的相位，並且也可被配置成對誤差反饋信號進行積分、均衡頻率響應和/或匹配或最小化延遲。因此，反饋anc系統的質量很大程度上取決於anc濾波器的質量。具有所謂的前饋或其他合適的降噪結構的anc系統也會產生相同的問題。前饋anc系統可通過anc濾波器生成信號(次生噪聲)，該信號與幹擾信號(一次噪聲)的振幅和頻率相等，但相位相反。因此，一般需要提供具有改善性能的anc系統。

技術實現要素：

本發明公開了一種降噪系統，該系統包括第一麥克風，其在第一位置拾取噪聲信號並被電耦合至第一麥克風的輸出路徑；揚聲器，其被電耦合至揚聲器的輸入路徑且在第二位置輻射降噪聲音；第二麥克風，其在第三位置從噪聲和降噪聲音拾取殘餘噪聲並被電耦合至第二麥克風的輸出路徑；第一主動降噪濾波器，其被連接在第一麥克風的輸出路徑和揚聲器的輸入路徑之間；以及第二主動降噪濾波器，其被連接在第二麥克風的輸出路徑和揚聲器的輸入路徑之間；其中第一主動降噪濾波器為傾斜型或均衡濾波器或包括其中至少一個或兩者。

附圖說明

基於附圖中所示的示例性實施例，下文將更詳細地說明各種具體實施例。除非另有說明，在所有圖中，相似或相同的組件均標有相同的參考號碼。

圖1為結合前饋和反饋型主動降噪系統的混合型主動降噪系統的方塊圖；

圖2為表示適用於圖1所示系統的傾斜型濾波器的轉移特性的幅頻響應圖；

圖3為說明模擬有源一階低音增強傾斜型濾波器結構的方塊圖；

圖4為說明模擬有源一階低音衰減傾斜型濾波器結構的方塊圖；

圖5為說明模擬有源一階高音增強傾斜型濾波器結構的方塊圖；

圖6為說明模擬有源一階高音衰減傾斜型濾波器結構的方塊圖；

圖7為說明模擬有源一階高音衰減傾斜型濾波器另一種結構的方塊圖；

圖8為說明包括傾斜型濾波器結構和額外均衡濾波器的anc濾波器的方塊圖；

圖9為說明包括線性放大器和無源濾波器網絡的另一種anc濾波器的方塊圖；

圖10為說明模擬無源一階低音(高音衰減)傾斜型濾波器結構的方塊圖；

圖11為說明模擬無源一階高音(低音衰減)傾斜型濾波器結構的方塊圖；

圖12為說明模擬無源二階低音(高音衰減)傾斜型濾波器結構的方塊圖；

圖13為說明模擬無源二階高音(低音衰減)傾斜型濾波器結構的方塊圖；

圖14為說明通用anc(有源)濾波器結構的方塊圖，該濾波器結構可高質量和/或低增益地調整增強或衰減均衡濾波器。

圖15為說明適用於圖1所述系統的數字有限脈衝響應濾波器(fir)的方塊圖；

圖16為描繪主路徑的轉移函數和改進系統的靈敏度函數的伯德圖；以及

圖17為描述主路徑的轉移函數和開放迴路系統、閉合迴路系統和其結合即混合系統的靈敏度函數的圖示。

具體實施方式

參照圖1，一種改進的降噪系統包括第一麥克風1，其在第一位置從例如噪聲源4拾取噪聲信號並被電耦合至第一麥克風的輸出路徑2；揚聲器7，其被電耦合至揚聲器的輸入路徑6且在第二位置輻射降噪聲音；第二麥克風11，其被電耦合至第二麥克風的輸出路徑12並在第三位置拾取殘餘噪聲，其中殘餘噪聲是通過疊加經主路徑5所接收的噪聲和經次路徑8所接收的降噪聲音而產生的；第一主動降噪濾波器3，其經加法器14被連接在第一麥克風的輸出路徑2和揚聲器的輸入路徑6之間；以及第二主動降噪濾波器13，其經加法器14被連接在第二麥克風的輸出路徑12和揚聲器的輸入路徑6之間。第二主動降噪濾波器13為或包括至少一個傾斜型或均衡(峰值)濾波器。例如，這些過濾器可具有一個二階濾波器結構。

在圖1所示的系統中，結合開放迴路15和閉合迴路16以形成所謂的「混合」系統。開放迴路15包括第一麥克風1和第一anc濾波器3。閉合迴路16包括第二麥克風11和第二anc濾波器13。第一和第二麥克風的輸出路徑2和12以及揚聲器的輸入路徑6可包括模擬放大器、模擬或數字濾波器、模數轉換器、數模轉換器或其他為了簡單起見而未繪出的部分。第一anc濾波器3可為或可包括至少一個傾斜型或均衡濾波器。

第一anc濾波器的傾斜型或均衡濾波器可為有源或無源模擬濾波器或數字濾波器。第二anc濾波器中的傾斜型濾波器可為有源或無源模擬濾波器。例如，第一anc濾波器可為或可包括至少一個數字有限脈衝響應濾波器。參照圖2-15，將說明適合的模擬和數字濾波器。

圖1所示系統的靈敏度可通過下列方程進行表述：

n(z)＝(h(z)-wol(z)·scl(z)/(1-wcl(z)·scl(z))，

其中，h(z)為主路徑5的轉移特性，wol(z)為第一anc濾波器3的轉移特性，scl(z)為次路徑8的轉移特性且wcl(z)為第二anc濾波器13的轉移特性。有利地是，可以很容易地對第一anc濾波器3(閉合迴路)和第二anc濾波器13(閉合迴路)分別進行優化。

圖2為說明適用於上文參照圖1所述系統中的模擬傾斜型濾波器的轉移特性18和19的示意圖。具體地，圖中示出一階高音增強(+9db)傾斜型濾波器(18)和低音衰減(-3db)傾斜型濾波器(19)。儘管頻譜整形功能的範圍取決於線性濾波器理論，但根據電路的拓撲結構和必須要滿足的要求，這些功能的調整及其可被調整的靈活性不盡相同。

單一傾斜型濾波器為最小相位(通常是簡單的一階)濾波器，其在比轉角頻率高得多和低得多的頻率之間改變相對增益。調整低頻或低音傾斜型濾波器以影響較低頻率的增益，同時不影響遠遠高出的轉角頻率。高頻或高音傾斜型濾波器只調整較高頻率的增益。

另一方面，單一均衡濾波器實現二階濾波器的功能。這涉及三個方面的調整：中心頻率的選擇、品質(q)因數的調整，其確定帶寬的銳度、電平或增益，並確定相對於比中心頻率高(得多)或低(得多)的頻率，所選的中心頻率應增強或衰減多少。

換句話說：低頻傾斜型濾波器可經過所有頻率，且按指定量增大或減小低於傾斜型濾波器頻率的頻率。高頻傾斜型濾波器可經過所有頻率，且按指定量增大或減小高於傾斜型濾波器頻率的頻率。均衡(eq)濾波器可在頻率響應中形成峰或谷。

現在將參考圖3，其中示出了模擬有源一階低音增強傾斜型濾波器的一種可選濾波器結構。所顯示的結構包括運算放大器20，其照例具有反相輸入(-)、非反相輸入(+)和輸出。將濾波器輸入信號(in)供給至運算放大器20的非反相輸入，且在運算放大器20的輸出處提供濾波器輸出信號(out)。輸入信號(in)和輸出信號(out)(在當前和所有下列的實例中)為參照基準電位m的電壓vi和vo。包括兩個電阻器21和22和電容器23的無源濾波器(反饋)網絡被連接在基準電位m、運算放大器20的反相輸入和運算放大器20的輸出之間，使得電阻器22和電容器23彼此並聯且被連接在運算放大器20的反相輸入和輸出之間。此外，在運算放大器20的反相輸入和基準電位m間連接電阻器21。

圖3所示濾波器的相對複合頻率s的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)＝1+(r22/r21)·(1/(1+sc23r22))，

其中，zi(s)為濾波器的輸入阻抗，zo(s)為濾波器的輸出阻抗，r21為電阻器21的電阻，r22為電阻器22的電阻，且c23為電容器23的電容。濾波器具有轉角頻率f0，且f0＝1/2πc23r22。較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝1+(r22/r21)，且較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝1。例如，可通過所使用的聲學系統(揚聲器-空間-麥克風系統)確定增益gl以及轉角頻率f0。對於特定轉角頻率f0而言，電阻器21和22的電阻r21和r22為：

r22＝1/2πf0c23

r21＝r22/(gl-1)。

從上述兩個方程可以看出，有三個變量，但只有兩個方程，因此其為超定方程系統。相應地，濾波器設計者必須根據任何進一步的要求或參數(例如濾波器的機械尺寸)選擇一個變量，其可能取決於該機械尺寸，且相應地取決於電容器23的電容c23。

圖4為模擬有源一階低音衰減傾斜型濾波器的一種可選濾波器結構的圖示。所示的結構包括運算放大器24，其非反相輸入被連接至基準電位m，且其反相輸入被連接至無源濾波器網絡。向該無源濾波器網絡供給濾波器輸入信號(in)和濾波器輸出信號(out)，且該無源濾波器網絡包括三個電阻器25、26和27以及電容器28。運算放大器24的反相輸入通過電阻器25被耦合至輸入信號(in)且通過電阻器26被耦合至輸出信號(out)。電阻器27和電容器28彼此串聯並作為一個整體與電阻器25並聯，即運算放大器24的反相輸入也通過電阻器27和電容器28被耦合至輸入信號(in)。

圖4所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)

＝(r26/r25)·((1+sc28(r25+r27))/(1+sc28r27))

其中，r25為電阻器25的電阻，r26為電阻器26的電阻，r27為電阻器27的電阻且c28為電容器28的電容。濾波器具有轉角頻率f0，且f0＝1/2πc28r27。較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝(r26/r25)，且較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝r26·(r25+r27)/(r25·r27)，其應為1。例如，可通過所使用的聲學系統(揚聲器-空間-麥克風系統)確定增益gl以及轉角頻率f0。對於特定轉角頻率f0而言，電阻器25和27的電阻r25和r27為：

r25＝r26/gl

r27＝r26/(gh-gl)。

電容器28的電容如下：

c28＝(gh-gl)/2πf0r26。

同樣，存在一個超定方程系統，在本情況中，其具有四個變量，但只有三個方程。相應地，濾波器設計者必須選擇一個變量，例如電阻器26的電阻r26。

圖5為模擬有源一階高音增強傾斜型濾波器的一種可選濾波器結構的圖示。所示的結構包括運算放大器29，其中將濾波器輸入信號(in)供給至運算放大器29的非反相輸入。包括電容器30和兩個電阻器31和32的無源濾波器(反饋)網絡被連接在基準電位m、運算放大器29的反相輸入和運算放大器29的輸出之間，使得電阻器31和電容器30彼此串聯且被連接在反相輸入和基準電位m之間。此外，電阻器32則被連接在運算放大器29的反相輸入和運算放大器29的輸出之間。

圖5所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)＝(1+sc30(r31+r32))/(1+sc30r31)

其中c30為電容器30的電容，r31為電阻器31的電阻且r32為電阻器32的電阻。濾波器具有轉角頻率f0，且f0＝1/2πc30r31。較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝1，且較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝1+(r32/r31)。例如，可通過所使用的聲學系統(揚聲器-空間-麥克風系統)確定增益gh以及轉角頻率f0。對於特定轉角頻率f0而言，電阻器31和32的電阻r31和r32為：

r31＝1/2πf0c30

r32＝r31/(gh-1)。

同樣，存在一個超定方程系統，在本情況中，其具有三個變量，但只有兩個方程。相應地，濾波器設計者必須根據任何進一步的要求或參數選擇一個變量，例如電阻器32的電阻r32。由於電阻器32不應太小以使流經電阻器32的運算放大器的輸出電流份額較低，因此，這種情況是有利的。

圖6為模擬有源一階高音衰減傾斜型濾波器的一種可選濾波器結構的圖示。所示的結構包括運算放大器33，其非反相輸入被連接至基準電位m，且其反相輸入被連接至無源濾波器網絡。向該無源濾波器網絡供給濾波器輸入信號(in)和濾波器輸出信號(out)，且該無源濾波器網絡包括電容器34和三個電阻器35、36和37。運算放大器33的反相輸入通過電阻器35被耦合至輸入信號(in)且通過電阻器36被耦合至輸出信號(out)。電阻器37和電容器34彼此串聯並作為一個整體與電阻器36並聯，即運算放大器33的反相輸入也通過電阻器37和電容器34被耦合至輸出信號(out)。

圖6所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)

＝(r36/r35)·(1+sc34r37)/(1+sc34(r36+r37))

其中c34為電容器34的電容，r35為電阻器35的電阻，r36為電阻器36的電阻且r37為電阻器37的電阻。

濾波器具有轉角頻率f0，且f0＝1/2πc34(r36+r37)。較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝(r36/r35)且應為1。較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝r36·r37/(r35·(r36+r37))。例如，可通過所使用的聲學系統(揚聲器-空間-麥克風系統)確定增益gl以及轉角頻率f0。對於特定轉角頻率f0而言，電阻器35、36和37的電阻r35、r36和r37為：

r35＝r36

r37＝gh·r36/(1-gh)。

電容器34的電容如下：

c34＝(1-gh)/2πf0r36。

電阻器36不應太小，以便使流經電阻器36的運算放大器的輸出電流的份額較低。

圖7為模擬有源一階高音衰減傾斜型濾波器的一種替代濾波器結構的圖示。所示的結構包括運算放大器38，其中通過電阻器39將濾波器輸入信號(in)供給至運算放大器38的非反相輸入。包括電容器40和電阻器41的無源濾波器網絡被連接在基準電位m和運算放大器38的非反相輸入之間，使得電容器30和電阻器41彼此串聯且被連接在非反相輸入和基準電位m之間。此外，電阻器42則被連接在運算放大器38的反相輸入和輸出之間以進行信號反饋。

圖7所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)＝(1+sc40r41)/(1+sc40(r39+r41))

其中，r39為電阻器39的電阻，c40為電容器40的電容，r41為電阻器41的電阻且r42為電阻器42的電阻。濾波器具有轉角頻率f0，且f0＝1/2πc40(r39+r41)。較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝1，且較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝r41/(r39+r41)<1。例如，可通過所使用的聲學系統(揚聲器-空間-麥克風系統)確定增益gh以及轉角頻率f0。對於特定轉角頻率f0而言，電阻器39和41的電阻r39和r41為：

r39＝ghr42/(1-gh)

r41＝(1-gh)/2πf0r42。

電阻器42不應太小，以便使流經電阻器42的運算放大器的輸出電流份額較低。

圖8為anc濾波器的圖示，其中anc濾波器基於上文參照圖5所述的傾斜型濾波器結構且包括兩個額外的均衡濾波器43和44，其中一個43可為用於第一頻帶的衰減均衡濾波器，而另一個則可為用於第二頻帶的增強均衡濾波器。通常，均衡為調整在信號內的頻帶間的平衡的過程。

均衡濾波器43包括迴轉器，且其一端被連接至基準電位m，其另一端則被連接至運算放大器29的非反相輸入，其中通過電阻器45將輸入信號(in)供給至非反相輸入。均衡濾波器43包括運算放大器46，其反相輸入和輸出彼此連接。運算放大器46的非反相輸入通過電阻器47被耦合至基準電位m且通過兩個串聯的電容器48和49被耦合至運算放大器29的非反相輸入。兩個電容器48和49間的抽頭通過電阻器50被耦合至運算放大器46的輸出。

均衡濾波器44包括迴轉器，且其一端被連接至基準電位m，其另一端則被連接至運算放大器29的反相輸入，即其與串聯的電容器30和電阻器31並聯。均衡濾波器44包括運算放大器51，其反相輸入和輸出彼此連接。運算放大器46的非反相輸入通過電阻器52被耦合至基準電位m且通過兩個串聯的電容器53和54被耦合至運算放大器29的反相輸入。兩個電容器53和54間的抽頭通過電阻器55被耦合至運算放大器51的輸出。

由電池供電的移動裝置中的anc濾波器所具有的一個問題是使用較多的運算放大器，且功耗較高。然而，功耗的增加在期望相同的操作時間時會需要更大且因此更多的空間消耗電池，或者在使用相同的電池類型時會減少移動裝置的操作時間。進一步減少運算放大器數量的方法可以是僅採用運算放大器進行線性放大並使用在下遊(或上遊)與運算放大器相連(或連接在兩個放大器之間)的無源網絡執行濾波功能。圖9為這種anc濾波器結構的示例性結構的圖示。

在圖9所示的anc濾波器中，在其非反相輸入向運算放大器56提供輸入信號(in)。將包括兩個電阻器57和58的無源非濾波網絡連接至基準電位m以及與電阻器57和58一起形成線性放大器的運算放大器56的反相輸入和輸出。具體地，電阻器57被連接在基準電位m和運算放大器56的反相輸入之間，且電阻器58被連接在運算放大器56的輸出和反相輸入之間。無源濾波網絡59在下遊與運算放大器連接，即網絡59的輸入被連接至運算放大器56的輸出。鑑於anc濾波器的總體的噪聲行為，下遊連接比上遊連接更加有利。下面參照圖10-13說明適用於圖9的anc濾波器的無源濾波網絡的實例。

圖10描繪的是模擬無源一階低音(高音衰減)傾斜型濾波器的濾波器結構，其中通過電阻器61將濾波器的輸入信號(in)供給至一個節點，且在該節點提供輸出信號(out)。串聯的電容器60和電阻器62被連接在基準電位m和該節點之間。圖10所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)＝(1+sc60r62)/(1+sc60(r61+r62))

其中c60為電容器60的電容，r61為電阻器61的電阻且r62為電阻器62的電阻。濾波器具有轉角頻率f0，且f0＝1/2πc40(r61+r62)。較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝1，且較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝r62/(r61+r62)。對於特定轉角頻率f0而言，電阻器61和62的電阻r61和r62為：

r61＝(1-gh)/2πf0c60，

r62＝gh/2πf0c60。

濾波器設計者必須選擇一個變量，例如電容器60的電容c60。

圖11描繪的是模擬無源一階高音(低音衰減)傾斜型濾波器的濾波器結構，其中通過電阻器63將濾波器的輸入信號(in)供給至一個節點，且在該節點提供輸出信號(out)。電阻器64被連接在基準電位m和該節點之間。此外，電容器65與電阻器63並聯。圖11所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)＝r64(1+sc65r63)/((r63+r64)+sc65r63r64)

其中r63為電阻器63的電阻，r64為電阻器64的電阻且c65為電容器65的電容。濾波器具有轉角頻率f0，且f0＝(r63+r64)/2πc65r63r64)。較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝1，且較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝r64/(r63+r64)。對於特定轉角頻率f0而言，電阻器61和62的電阻r61和r62為：

r63＝1/2πf0c65gl，

r64＝1/2πf0c65(1-gl)。

圖12描繪的是模擬無源二階低音(高音衰減)傾斜型濾波器的濾波器結構，其中通過串聯的電感器66和電阻器67將濾波器的輸入信號(in)供給至一個節點，且在該節點提供輸出信號(out)。串聯的電阻器68、電感器69和電容器70被連接在基準電位m和該節點之間。圖12所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)

＝(1+sc70r68+s2c70l69)/(1+sc70(r67+r68)+s2c70(l66+l69))

其中l66為電感器66的電感，r67為電阻器67的電阻，r68為電阻器68的電阻，l69為電感器69的電感且c70為電容器70的電容。濾波器具有轉角頻率f0，

f0＝1/(2π(c70(l66+l69))-1/2)；以及品質因數q，

q＝(1/(r67+r68))·((l66+l69)/c70)-1/2)。較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝1，且較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝l69/(l66+l69)。對於特定轉角頻率f0而言，電阻r67、電容c70和電感l69為：

l69＝(ghl66)/(1-gh)，

c70＝(1-gh)/((2πf0)2l66)，以及

r68＝((l66+l69)/c70)-1/2-r67q)/q。

圖13描繪的是模擬無源二階高音(低音衰減)傾斜型濾波器的濾波器結構，其中通過串聯的電容器71和電阻器72將濾波器的輸入信號(in)供給至一個節點，且在該節點提供輸出信號(out)。串聯的電阻器73、電感器74和電容器75被連接在基準電位m和該節點之間。圖13所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝zo(s)/zi(s)

＝

c71(1+sc75r73+s2c75l74)/((c71+c75)+sc71c75(r72+r73)+s2c71c75l74)

其中c71為電容器71的電容，r72為電阻器72的電阻，r73為電阻器73的電阻，l74為電感器74的電感且c75為電容器75的電容。濾波器具有轉角頻率f0，

f0＝((c71+c75)/(4π2(l74c71c75))-1/2；以及品質因數q，

q＝(1/(r72+r73))·((c71+c75)l74/(c71c75))-1/2。較高頻率(≈∞hz)下的增益gh為gh＝1，且較低頻率(≈0hz)下的增益gl為gl＝c71/(c71+c75)。對於特定轉角頻率f0而言，電阻r73、電容c75和電感l74為：

c75＝(1-gl)c71/gl，

l74＝1/((2πf0)2c71(1-gl))，以及

r73＝((l74/(c70(1-gl)))-1/2/q)-r72。

可用經適當配置的迴轉器代替所有在上述實例中使用的電感器。

參照圖14，其描繪了可按照增強或衰減均衡調整的通用有源濾波器結構。濾波器包括作為線性放大器的運算放大器76和改進的迴轉器電路。具體地，該通用有源濾波器結構包括另一個運算放大器77，其非反相輸入被連接至基準電位m。將運算放大器77的反相輸入通過電阻器78耦合至第一節點79，且通過電容器80耦合至第二節點81。第二節點81通過電阻器82被耦合至基準電位m，且通過電容器83與第一節點79相耦合。第一節點79通過電阻器84被耦合至運算放大器76的反相輸入，其反相輸入通過電阻器85被進一步耦合至其輸出。通過電阻器86向運算放大器76的非反相輸入供給輸入信號(in)。使用兩個部分電阻器87a和87b形成可調歐姆分壓器且具有兩端和可調抽頭的電位計87在每一端被供給輸入信號(in)和輸出信號(out)。通過電阻器88將抽頭耦合至第二節點81。

圖14所示濾波器的轉移特性h(s)為：

h(s)＝(b0+b1s+b2s2)/(a0+a1s+a2s2)

其中，

b0＝r84r87ar88+r87br88r+r87ar88r+r84r87br88+r84r87br82+r84r87ar82+r84r87ar87b+r87ar87br+rr87br82+rr87ar82，

b1＝r87ac80r82rr88+rc83r88r82r87b+r84r87br88c83r82+r87ac83r82rr88+r84r87ar88c83r82+r84r87ar87bc80r82+r84r87ar88c80r82+r84r87br88c80r82+r87ac80r82rr87b+c80r82r78rr87b+rc80r88r82r87b+r84r87ar87bc83r82+r87ac83r82rr87b，

b2＝r87ar82r88rc80c83r78+rr87br88c80c83r82r78+r84r87br88c80c83r82r78+r84r87ar88c80c83r82r78+r84r87ar87bc80c83r82r78+rr87ar87bc80c83r82r78。

a0＝r84r87br82+r84r87ar82+r84r87br88+r84r87ar88+r84r87ar87b，

a1＝r84r87br88c80r82+r84r87br88c83r82+r84r87ar88c83r82+r84r87ar88c80r82+r84r87ar87bc83r82+r84r87ar87bc80r82-r87ar82c80rr78，

a2＝r84r87br88c80c83r82r78+r84r87ar88c80c83r82r78+r84r87ar87bc80c83r82r78。

其中，電阻器x的電阻為rx(x＝78、82、84、85、86、87a、87b、88)，電容器y的電容為cy(y＝80、83)，且r85＝r86＝r。

將除均衡濾波器外總的來說是傾斜型濾波器且具體來說是二階傾斜型濾波器的濾波器應用於anc濾波器時，需要進行精心設計，但卻提供了許多的好處，如最小相位特性，以及小的空間和能量消耗。

圖15示出了數字有限脈衝響應(fir)濾波器，其可用作圖1所示系統中的第一anc濾波器3或用於其中。例如，fir濾波器包括4個串聯的延遲元件90-93，其中向串聯的延遲元件90-93中的第一延遲元件供給數字輸入信號x(z)。通過係數元件94-98將延遲元件90-93的輸入信號x(z)和輸出信號饋送至求和器或如圖所示饋送至求和器99-102以將來自係數元件94-98的信號求和，從而提供輸出信號y(z)，其中每個係數元件具有特定係數h(0)、h(1)-h(4)。通過係數h(0)、h(1)-h(4)，可確定濾波器的特性，其可為傾斜型特性或任何其他特性，如均衡特性。

從圖16可以看出，通過把開放迴路系統和閉合迴路系統相結合，可在更寬的頻率範圍內實現更突出的衰減特性。在圖16所示的上圖中，組合系統的示例性頻率特性被描繪成幅度對頻率的圖。圖16的下圖為示例性相位特性的相位對頻率的圖。每個圖均顯示出a)無源轉移特性，即主路徑5的轉移特性h(z)；以及b)組合的開放和閉合迴路系統的靈敏度函數n(z)。

圖17描繪了開放迴路系統15和閉合迴路系統16中的每一個對總噪聲下降的貢獻份額。該圖示出了主路徑的轉移特性h(z)的示例性幅頻響應以及開放迴路系統(nol)、閉合迴路系統(ncl)以及組合的系統(nol+cl)的靈敏度函數。根據這些示意圖，可以看出閉合迴路系統16在較低頻率範圍中更加有效，而開放迴路系統15在較高頻率範圍中更加有效。

所示系統適於各種應用，如anc耳機，其中第二anc濾波器為模擬濾波器，且第一濾波器為模擬或數字濾波器。

儘管已公開了各種實現本發明的實例，但對本領域技術人員而言，顯而易見的是其仍可在不脫離本發明精神和範圍的情況下，進行各種變化和修改以實現本發明的一些優點。很明顯，本領域技術人員可使用執行相同功能的其他組件進行適當的取代。權利要求書涵蓋了針對本發明概念所進行的這種修改。