用於聲變送器陣列的信號處理設備的製作方法

2023-10-05 22:25:14

專利名稱：用於聲變送器陣列的信號處理設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種可操控(steerable)天線和變送器陣列，並且尤其涉及電聲變送器陣列。
背景技術：
可操控的或定相的陣列天線在電磁及超聲波聲學兩領域的技術中是眾所周知的。它們在聲波(可聽的)聲學領域是少為人知的。
被公眾所有經發表的International Patent application No(國際專利申請號)WO 01/23104說明了聲波的可操控或定相陣列天線及取得各種效果的其使用。該申請說明了這樣的一種方法和裝置，其用於選取輸入信號，將它複製若干次且在將每個所述的複製品發射到相應的輸出變送器之前對它們進行修改，以便於建立所需要的聲場。這個聲場可包括定向束、聚焦束或仿真起點。
對束的方向和束寬的控制，即可操控性被要求以產生且操控寬帶聲信號，如多通道音頻信號。這些參數取決於所發射信號的頻率或頻率範圍。此外它們還取決於發射源的空間設置。空間設置反過來受到由所採用的變送器的技術特點和成本所引起的技術約束。因此，能夠將聲音投射進入預定方向的功能性和經濟性可行的聲能量源，在此簡而言之被稱為數字揚聲器系統或DLS的設計是一項複雜的任務。
在WO 01/23104中，通過延遲沿著陣列的每個變送器的輸出，束的方向得到控制。當所有信號被從陣列變送器發射時，頻率相關的適當延遲導致在所有信號的預定位置處的結構幹涉。
另一方面，不管作為兩個最小值之間的角距離被加以測量還是藉助於任何其它已知的定義，在最簡單的情況下束寬是束方向、其頻率和發射面積或從中發出束的源陣列寬度的函數。對於前面所說明的陣列，所述束隨著頻率的增加變得較窄。對於寬帶信號，即跨躍寬的頻率範圍，潛在地在音頻信號情況下為許多倍頻程，這使難以在信號的最低頻率分量下產生且操控束。克服這個問題的一個方法是通過延伸天線陣列的側向尺度。然而，這種較大的陣列使束在高頻時變窄。在實際應用如例如聲音的投射中，這個效應將是不利的。
因此本發明的目的是改善聲變送器陣列發射且操控寬帶聲波信號的能力同時將用於其實施所需要的機械和電子部件減至最少。
本發明的另一目的是獲得一種寬帶變換器陣列，其在低頻下發射具有足夠方向性的以及在高頻下發射具有足夠束寬的寬帶波信號。
本發明的另外一個目的是獲得一種寬帶變送器陣列，其對在到達聽眾之前具有不同傳播路徑的聲音束具有經改善的可操控性。

發明內容
鑑於上述目的，本發明提供一種如在獨立權利要求中所要求的方法和裝置。
根據本發明的第一方面，提供一種能夠操控一個或更多個信號束的電聲變換器陣列。優選為音頻信號的所述信號由同時存在於信號中處於許多不同頻率下的分量組成。通過使用被適當加以配置的數位訊號修改器，如針對每個這些不同分量調節陣列輸出響應的數字濾波器，非零輸出可以被限制到陣列的子陣列。通過隨著減少信號分量的頻率而加寬子陣列的邊界，在頻率的整個範圍上可以取得恆定的束寬度。
在本發明這個方面的變型中，通過在這樣的區域上擴展從全振幅或增益到截止或零輸出的降低，有效面積的邊緣變得平滑，其中所述區域包括操作在那兩個值之間的增益水平的至少一個變送器。所述平滑旨在降低作為旁瓣被發射到主束或束的能量量。
實施數位訊號修正器的特別方便的方法是作為數字有限脈衝響應濾波器被編程用來仿真窗口函數。窗口函數隨著減少頻率而加寬了非零發射的面積，因而在大的頻率範圍上維持信號的恆定束寬。許多不同的窗口函數可以被用在本發明這個方面的範圍內。
本發明的第二方面是引入將產生聲信號的可操控束所必要的變送器數量減至最小的變送器的物理設置。經發現通過朝向陣列的外部面積逐漸地或成梯級地改變相鄰變送器之間的間距，則同具有相等寬度但無規則間距的陣列相比較，變送器的數量可以被顯著地降低。作為選擇地，變送器的尺寸可被改變。
通過將對變送器間距的限制考慮成由本發明的第一方面所施加，最少數量變送器的陣列可以被加以設計，而還滿足產生接近恆定束寬的寬帶束的需要。所有上述方面適用於一和兩維平的或彎曲的變送器陣列。
從參考下述附圖而對非限制性實例進行的下述詳細說明中，本發明的這些和其它方面將是顯而易見的。


在所述附圖中圖1示例如在國際專利申請WO-0123104中所說明的多變送器源的實例；圖2是示出在多變送器源內在發射之前的幾個信號處理級的方框圖；圖3是根據本發明的實施例而修改的圖2的方框圖；圖4是示例本發明對圖1中設備的影響的側視圖；圖5A是根據本發明第一實例的增益窗口函數的曲線圖；圖5B示出源自圖5A窗口函數的數字濾波器的頻率響應；圖6A是根據本發明第二實例的增益窗口函數的曲線圖；圖6B示出源自圖5A窗口函數的數字濾波器的頻率響應；圖7是在較低頻率下帶有增益得到增加的增益窗口函數；圖8A示例可能的路徑圖案，據此變送器可被放置在陣列內；圖8B是根據本發明的實例和圖8路徑圖案而產生的陣列布局。
圖9A示出根據本發明實例的陣列的徑向陣列布局；圖9B是圖3的方框圖，其示出根據圖9A的陣列布局的變型；圖10示出根據本發明另外實例的陣列的橢圓形陣列布局；以及圖11是示例根據本發明的方法步驟的流程圖。
具體實施例方式
首先其中說明了能夠將聲信號束操控進入一個或更多個預定方向的已知的變送器設置(也被稱為DLS(數字揚聲器系統)。
圖1的基本設置示出陣列10，其包括被放置在公用底盤12上且被設置在基本上兩維陣列中的多個從空間上分布的電聲變送器11-1至11-n。變送器11中的每個最終被連接到相同的數位訊號輸入。這個輸入被修改且被分布以饋給到變送器。通過向信號中添加延遲或相移以確保源自在預定位置13，14的個別變送器的信號結構幹涉。出於本實例的目的，這些位置是在房間側或後壁上的光點，其給予足夠反射以重新導引聲音回到房間內的聽眾15。基本的幾何計算示出所述延遲是陣列變送器的相對位置以及位置13，14相對於變送器11-1至11-n的方向θ的函數。雖然確定必要的延遲或相移本身是複雜的任務，但是本發明尋求改善可以獨立於基本的束操控過程而被加以對待的某些方面。對於束操控的延遲或相移方面的進一步詳情，參見例如所發表的國際專利申請WO-0123104，其在此被全面引入。
鑑於延遲和相移計算是已知的數學問題，對信號進行修改以便於將被適當延遲的信號複製器饋給到陣列的每個變送器所必須的電及電子電路可以廣泛地變化且當然經受在信號處理領域中的技術先進性。圖2中的部件，如下面更詳細地提到的，因此被視為與具有相同數字處理能力的其它部件具有高度可互換性。
在圖2中音頻源數據作為以S/PDIF或任何其它已知的音頻數據格式的光學或同軸數字數據流經由輸入21被DLS接收。所述數據包含簡單的兩通道立體聲信號或現代的被壓縮的及被編碼的多通道聲音再現如Dolby Digitaltm5.1DTStm聲音。通過使用數位訊號處理設備和固件22來應付這些獨有的聲學數據格式，多通道輸入21被首先解碼且被解壓縮。它們的輸出被饋給進入三對通道23。反過來，通道對將輸入提供到多通道採樣率轉換器用於轉換到標準的採樣率和位長度。採樣率轉換器級24的輸出被組合進入包括所有六個通道的單個高速串行信號。在傳統立體聲輸入的情況下，僅它們中的兩個可包含有效數據。
被串行的數據進入數位訊號處理(DSP)單元25以進一步處理數據。所述單元包括一對從市場上可獲得的Texas InstrumentsTMS320C6701 DSP，其運行在133MHz且以浮點格式執行大多數計算。
第一DSP執行濾波以補償所使用的變送器的頻率響應中的不規則性。它提供四倍過採樣及內插以去除由過採樣過程所產生的主頻內容。
第二DSP執行量化和噪聲成形以在採樣率為195kHz下將字長度降低到九位。
通過使用到十一個市場上可獲得的Xilinx XCV200現場可編程門陣列(FPGA)26的總線251，來自第二DSP的輸出被並行分布。對於每個通道和每個變送器門陣列應用唯一的時間延遲。它們的輸出是輸入的若干不同版本或複製品，其數量等於變送器的數量乘以通道的數量。在這個實例中當變送器211-2至211-n的數量為132時，在這個級上產生幾百個不同版本或複製器的輸入。針對每個變送器，通道的個別版本在加法器27-1至27-n處被求和且被傳遞到脈衝寬度調製器(PWM)28-1至28-n。每個脈衝寬度調製器驅動等級D的輸出級29-1至29n，所述輸出級的供給電壓可以被調節以控制到變送器211-1至211-n的輸出功率。
系統初始化在微控制器291的控制之下。一旦被初始化，微處理器被用來經由紅外線遠程控制器(未示出)從用戶取得方向和體積調節命令，將它們顯示在系統顯示器上，並且將它們傳遞到第三DSP292。
在系統中的第三DSP被用來計算能夠被操控的每個變送器上的每個通道，例如進入不同方向的每個通道所要求的時間延遲。例如，第一對通道可被導引到房間的右和左側牆(相對於DLS的位置)而第二對被導引到後牆的右和左側以產生環繞聲音。因此所建立的延遲要求經過與數據採樣相同的並行總線251被分配到FPGA 26。大多數上述步驟被更詳細地在WO-0123104中加以說明。
現在參考如在圖3中所示的本發明第一實施例，附加的濾波過程31被添加到圖2的信號路徑中。應該注意到為了將重點放在由本發明所引入的變化上，相同的參考數字和符號分別指定圖2和圖3中相似的部件。
在圖3中，根據通道在信號已經被分開之後數字濾波器31-1至31-n被應用且被添加。數字濾波器級的輸出被發送到每個變送器211-1至211-n的PCM級28-1至28-n。數字濾波器31-1至31-n可以由單獨的DSP或門陣列來實施，或事實上，可恰好被包括進入其它信號處理設備25，26。
當數字濾波器的物理實施可根據所使用的用來建立DLS的電子部件而變化時，濾波器在其所要求的響應或對信號的影響方面被更好地加以說明。
濾波器被設計成取決於要被發射的信號頻率來控制或修改變送器的輸出。在500Hz至10kHz的頻率範圍內，濾波器31-1至31-n尋求維持大約恆定的束寬。這實際上是通過將頻率相關的窗口施加到陣列變送器211-1至211-n的輸出振幅上而被實現。因此，取決於它們在陣列內的相對位置以及取決於要被發射信號的頻率內容，新濾波器降低了變送器的增益。
在下面的段中，參考圖4至6，本發明的這個實施例以及其進一步的變型將被更詳細地加以說明。
在圖4中，其中示例根據本發明實施例的設備對變送器11-1至11-n的陣列10操作的影響。再次地，針對相同或等效的元件，用在圖4中的數字等於用在圖1中的那些數字。
被示於圖4中的兩維曲線41，42，43按頻率增加的次序示例在三個不同頻率f1，f2和f3下被施加到陣列變送器上的輸出增益。變送器陣列限定具有位於陣列10中心的起點441或零點的平面。垂直於由陣列所限定的上述平面，示出一表示所發射信號的增益的虛軸44。任意的即使高的衰減被定義為截止水平且被繪成與變送器陣列平面相重合。因此，分別表示具有頻率f1，f2和f3的信號內容的截止水平的曲線411，421，431指示哪些陣列10變送器貢獻於發射被放置在由曲線411所設定的邊界以內的變送器貢獻於具有頻率f1的信號的發射，被放置在由曲線421所設定的邊界以內的變送器貢獻於具有頻率f2的信號的發射，以及等等。位於相應邊界外面的變送器操作在截止增益或其下。由曲線411，421，431所圍繞的面積是這樣的三個代表，其在下面被稱為在給定頻率f下陣列的有效發射面積。
現在本發明的目的是將有效發射面積控制在這樣的極限內，所述極限主要由陣列的頻率和物理尺寸所設定，作為設定或選擇頻率相關的束寬的手段。通過作為頻率的函數改變所述有效面積，這個被選擇的束寬可以在寬的頻率範圍(典型地倍頻程或以上)上保持在恆定的或接近恆定的值。為此，使用束寬與有效發射面積的線性尺寸之間的函數關係。在最為簡單的(有限小)的一維陣列情況下，這個函數關係可以由公式[1]表示 ---leff=c2fsinBW]]>其中leff是對於給定束寬θBW(作為限定主束的兩個最小值之間的角而給出)陣列在頻率f下的有效半長。常數c是聲音在空氣中的速度。
因此，通過選擇適用於其中尋求本發明被實施其中的具體環境的束寬θBW，圖3中的信號處理設備31-1至31-n可以被編程為以頻率相關的方式降低變送器的輸出，以產生根據公式[1]的有效發射面積。
然而，[1]的應用假設在有效面積的邊緣所發射的信號從全至零信號振幅的突然下降。在圖4的環境中，衰減曲線41，42，43將描繪在邊界曲線411，421，431處到全強度的單個階梯，等效於矩形窗口的應用，而不是到全信號強度的平滑增加。然而，將陡沿引進到發射面積有可能引起所不希望的在旁瓣被發射的大量能量，即較少被導引的聲音。因此，下面要說明本發明更優選的變型，所述變型經過環繞有效發射面積的較寬過渡帶擴展了邊緣區域。在這個區域內變送器被如此加以控制，以便於取決於它們距陣列中心的徑向距離，它們的增益被逐漸降低到零。在圖4中，過渡帶被以不勻調的方式加以示例，導致非常尖的衰減分布或窗口。實際上具有錐形邊緣的任何已知的窗口函數可以被應用以建立在邊緣具有過渡帶的有效發射面積。
窗口函數的選擇由所要求的束寬和旁瓣水平之間的折中而加以確定。適合的窗口函數包括Hann窗口，其可以由公式[2-1]表示[2-1]--w(r)=cos2(r2a),if|r|a]]>(以及否則為零)對於Hann窗口，在給定束寬θBW下，連接窗口的有效半長leff與頻率f的關係為[2-2]---leff=cfsinBW]]>另一適用的窗口是被表示為下述的cos窗口[3-1]---w(r)=cos(r2a),if|r|a]]>(以及否則為零)
對於cos窗口，等效的關係[2-2]可以被寫為[3-2]---leff=3c4fsinBW]]>其它適用的窗口函數包括Hamming，Kaiser或Chebyshev型的窗口或sin(x)/x型窗口(其變成在兩維下的Bessel函數)，其所有被廣泛地記載。
這樣的窗口函數的應用導致被修改的頻率和有效陣列長度之間的關係[1]，[2-2]及[3-2]。
同表示廂式汽車窗口的公式[1]相比，這些錐形窗口函數的使用加寬了有效長度leff。然而，[1]的總體特徵仍成立，即為了維持恆定的束寬，隨著頻率的增加有效發射面積需要被減少且反之亦然。
在選擇了適合的窗口函數之後，可以從其中得到所要求的濾波器響應集合，如當參考下面的圖5A和5B時所示。通過使用標準的設計工具所要求的濾波器響應可以然後被轉換成在數字域實施濾波器的濾波器係數。從濾波器響應中得到濾波器係數的已知方法是例如通過使用逆傅立葉變換。已知的數學或工程程序，如MATLABTM容易地能夠執行必要的轉換步驟。這個實施例的濾波器是線性相位有限脈衝響應濾波器，因為它被視為對維持相位關係和通過束操控過程而引入的延遲是有益的。
可以使用另外可選擇的濾波器結構，如具有全通相位校正級的無限脈衝響應濾波器。
獨立於濾波器結構，有可能執行完整的信號處理，包括本發明的控制過程及在單數位訊號處理步驟內已知的束操控方法。
再次，許多濾波器參數(例如濾波器的長度，增益等)受到由可得到的電及電子部件所確定的約束。對於音頻系統，所述約束由用來在音頻頻率，即在20Hz和20kHz之間，實時對信號整形的必要性所進一步確定。
如上所陳述，有效發射面積隨著頻率的增加而減少，從而使越來越少的變送器貢獻於輸出信號。相反地，當頻率減少時，面積增加。這個總體特性導致進一步對窗口形狀以及由此濾波器設計的有利修改。
首先，當窗口的寬度朝向更高的頻率收縮且進一步將任何變送器的有限寬度加以考慮時，最終僅被放置在陣列正中心的變送器再現最高的頻率。因此這些頻率根本沒有被操控。
通過設定最小的窗口寬度，可以確保足夠數量的變送器在截止水平處於窗口半徑之內，以給信號一些可操控性。應用最小的窗口寬度引起束在較高頻率進一步變窄，但是取決於應用，可優選地是根本不具有任何方向性。
在低頻率極限處，即當窗口到達陣列的物理寬度時，幾個不同的窗口設計可以被應用。就有關聲音發射過程的不同方面，每個設計具有優點和弱點。
在由圖5A所示例的本發明實例中，最小和最大窗口被設定成適用於陣列的物理極限。圖5A中的圖是Hamming型窗口函數的一維圖形，其示出放大或增益(單位dB)因子與距中心的徑向距離(單位米)之間的關係。窗口函數在從10kHz至40Hz變化範圍的10個不同頻率值處被繪出。然而，由於最小和最大窗口的實施，在高頻率端10和20kHz的圖和在高頻率端600，300，150，80和40Hz的圖是相同的。5kHz和2.5kHz以及1.2kHz的圖被示為分開的曲線。在-22dB的衰減，Hamming窗口的最低限度處截止被設定。在10kHz和600Hz的限制曲線分別表示高和低的頻率端以確保窗口的最小寬度和最大寬度。在實例中，曲線10kHz應用到所有高出10kHz的頻率上，因此確保在高出這個頻率維持可操控性。曲線600Hz應用到所有低於600Hz的頻率，從而避免在陣列邊緣在低頻率信號水平中的突然變化。這個變型抑制了旁瓣，但是付出了在陣列邊緣變送器低的利用率的代價。
在確定了所需要的窗口形狀之後，數字濾波器可以從中得到。
為了得到例如位於位置R＝0.64m處的變送器的數字濾波器，通過穿過圖5A窗口函數以在位置R選取垂直段來登記衰減值與頻率的關係，則(概念上)獲得表徵濾波器的頻率響應。正如可以看到的，在R＝0.64m處的截止頻率低於2.5kHz。朝向較低的頻率，濾波器增益快速增加直到到達600Hz的曲線。對於低於600Hz的所有頻率，濾波器維持對應的-1dB衰減值。
在圖5B中，其中示出對於如上所說明的1.28m，0.64m以及分別0.32m，0.16m，0.08m，0.04m，0.02m和0.01m位置的變送器的濾波器頻率響應。所述距離作為距陣列中心的徑向距離而被加以測量。
應該注意到分立地相隔的變送器的使用意味著窗口函數的上述連續處理僅是粗略的近似。然而變送器分立性質的效應等效於由通過Riemann和積分的近似而引起的那些效應，且可以同樣地得到補償。例如，當從給出的窗口函數計算濾波器響應時，變送器的分立間距可以通過梯形規則加以適應。在任何分立點處，梯形規則應用以與相鄰變送器位置之間的距離成比例的因子對窗口函數進行加權。也可以使用較高級的近似，如基於多項式或其它的近似。
給定窗口函數的數值表示或數字濾波器的等效頻率響應並且將它應用到上述提到的濾波器設計工具，則得到可以被裝載進如圖3所示的數字濾波器的濾波器係數。通過上述步驟得到的濾波器係數在頻率範圍上及對正在考慮當中的應用重要的徑向位置上連續地變化。
在圖5中，在600Hz的限制曲線已經被引入以應用到低於這樣頻率的所有頻率上，在所述頻率上窗口寬度以及由此有效發射面積將超出物理陣列的極限。有效地，對於信號的整個頻率範圍或帶寬，這在陣列邊緣處施加了錐形的或平滑的發射。然而，增加陣列外部變送器使用的其它實施是可能的。
在由圖6A和圖6B所示例的實例中，有效發射陣列被允許增長超出陣列的物理極限。在圖6A中，對於分別的10kHz，5kHz，2.5kHz，1.2kHz，600Hz，300Hz，150Hz，80Hz和40Hz，窗口函數的若干一維圖形示出放大或增益(單位dB)因子與距中心的徑向距離(單位米)之間的關係。最小窗口被施加。然而，圖6A的窗口函數具有超出2米的有限輸出水平，而圖5A的所有窗口在這個半徑或甚至更小的徑向位置處下降到零。就變送器的輸出而言，兩者均示出在相同徑向位置集合處的響應函數的圖5B和6B的比較證明在低頻率下圖6B的響應函數有總體上較高的輸出水平。然而，輸出總體水平得到增加的代價是在陣列的邊緣引入輸出水平中的梯級變化(step change)。這個梯級隨著頻率的減少而增加，並且反過來，可導致更低頻率的能量被發射進入旁瓣。
針對陣列有限長度的另一方案是使用窗口函數家族當第一窗口函數的頻率達到這樣的值時，即在所述值處函數基本上覆蓋了陣列的整個寬度，即每個變送器正在被使用，則相同寬度但是具有增加的平均值的窗口可以被用來改善低頻率的功率輸出而不引入非連續性。在如由圖7所示例的實例中，cosx窗口函數被使用，其中對於其中窗口等於或小於陣列寬度的所有頻率冪x等於2。當窗口達到陣列的極限且頻率進一步被減少時，甚至更小的x值被選擇用於窗口函數。如圖7中所示，這增加了放大或增益水平而同時維持窗口的寬度。
根據上述實施例，取決於其徑向位置每個變送器具有單獨的濾波器。然而，有可能使用旋轉對稱或近似旋轉對稱以降低濾波器的數量。在其中若干變送器共享具有不同角坐標的徑向位置時，例如被設置在圓圈上，這些變送器將要求相同的低通濾波，這樣它們的輸入信號可以通過公用濾波器被有利地復用。
同樣，不同的束寬可以被應用到數字揚聲器系統的不同通道。被投射在更遠牆壁處的音頻通道可要求最小的束寬而投射在更靠近DLS表面處的通道可有利地採用較寬的束寬而工作。通過在公式[1]，[2-2]，[3-2]或任何等效關係式中選擇不同的束寬θBW，不同的窗口集合以及由此不同的濾波器集合被產生，其反過來可以被應用到這些不同的通道。
普通的技術人員將從上述說明中理解到上面所說明的本發明實施例的實質是給予用戶對DLS輸出特徵的較高控制程度。雖然適用於任何變送器陣列，尤其是如圖1中所示已知的被規則性相隔的變送器陣列，但是本發明通過引入變送器之間具有不規則間距的陣列以尋求利用所改善的控制。從下面的說明中，將理解到由本發明所提議的不規則陣列設計在陣列的外部邊緣共享較小密度的變送器。換句話說，變送器之間的間距隨距陣列中心的距離而增加。本發明這個方面的極重要優點是同已知的陣列設計相比，顯著地降低產生可操控寬帶信號束所需要的變送器數量。
為了防止由空間混疊所引起的旁瓣，陣列元件之間的最大間距必須小於它們正在發射的感興趣的最高頻率的波長的一些部分。這個部分最好被選擇成在0.25至0.5範圍內。對於寬帶陣列，其尺寸由感興趣的最低頻率來確定，當與均勻間距加以組合時這個約束可以導致非常大數量的變送器。然而，最大允許的間距與在陣列內任何點處正在被再現的最高頻率成比例。由於對於上述窗口設計，僅中央陣列元件再現最高的頻率，這是需要最高變送器密度的唯一區域，並且元件朝向陣列的邊緣可以逐漸變得相距較寬。
在陣列布局的進一步變型中，較大的變送器被有利地使用，其中個別變送器的間距變得較寬，即朝向陣列的外部。較大的變送器在產生低的聲音頻率時更為高效。然而，大變送器的簡便使用受到總體上被稱為「高頻聚束(high-frequecy beaming)」技術現象的限制。高頻聚束是當變送器的直徑處于波長或更大的數量級時所引起的來自活塞式(pistonic)變送器(所不希望的)的方向性輻射。然而，在本實例中，小到足以滿足最大允許間距的任何變送器也將足夠小以具有可忽略的聚束效應，因為它的直徑比波長小得多。
對於寬帶陣列，可有利地是使用變送器的兩個、三個或更多的尺寸。當在陣列中幾個不相同類型的變送器被一起使用時，可有必要地是使用濾波器來補償它們不同的相位響應。
雖然理想地整個陣列被用來再現最低頻率，但是在陣列中心的小區域(即小且密集封裝的變送器)可以通過適當的帶濾波，例如通過在向這些中央變送器發送信號的信號路徑中放置高通濾波器而被排除。或者，頻率響應，更具體地變送器差的低頻率響應可以被直接地使用以取得相似的效果。如果中央區域具有為考慮之中的信號波長的一部分的直徑，則束的可操控性主要地並不受來自中央變送器的這種低頻率輸出限制的負面影響。這個想法可以被普及以覆含幾種類型的變送器，每種變送器具有不同的低頻率截止。
由於陣列中央區域中被密集封裝的陣列變送器的濾波器在低頻率下具有高的截止頻率及平滑的響應，因此可以使用相對短的有限脈衝響應(FIR)濾波器。對於更靠近於陣列邊緣的變送器，截止頻率更加低，這樣通常地較長的濾波器被使用。然而，在上述實施例中，這些外部變送器並不發射信號的高頻內容。因此，容易可行地是使用多速信號處理將且由外部變送器所發射的信號下採樣到原始採樣速率的一小部分，從而允許使用較短的濾波器而同時維持控制等級。
在使用陣列內變送器的非均勻分布的變型中，經進一步發現在應用窗口化的發射之前確保每單位陣列面積的均勻輸出是有利的。通過藉助於適當的因子將每個變送器的輸出進行比例縮放(scaling)，則這可方便地實現。這個因子例如與在變送器位置處每單位面積的輸出成反比。具有均勻的功率輸出便利於本發明上述方面的應用。然而如上所述，數位訊號處理的總體性質允許將這個比例縮放過程合併到總濾波過程，從而導致一個濾波器集合。
存在許多用來設計符合上述約束的陣列的方法。最好的方案可是使用數值優化技術。然而，在下述段中一種確定性的但是次優化(sub-optimal)的方案被加以說明，其具有產生從視覺上合意的布局這樣的優點。
根據這個實例，覆蓋所提議陣列的尺度的網格被形成。雖然可使用均勻的網格，但是由於對於較低頻率的變送器放置精度變得較不重要，所以在陣列中間具有高密度的不規則間距更為高效。
在設計過程的開始給出下述參數X，Y陣列的尺度m 變送器的最小實用間距(為了簡便僅一種類型)Alpha 最大可接受的波長一部分的變送器間距Beta所要求的陣列寬度與波長的比值f_max 由陣列所再現的最大頻率c 聲速沿著經過網絡的方形螺旋路徑，開始於中心，擴展到覆蓋整個陣列，在每個位置·評估當前位置距中心的距離r·評估截止頻率f_c＝min(Beta*c)/(2*r)，f_max)·評估最小可允許的變送器間距s＝c*Alphalf_c·評估實用的間距s_p＝max(s，m)·評估到最靠近的已經放置的變送器中心的距離，s_m·如果s_m＞s_p，則將變送器放在這裡Beta可以具有在水平上和垂直上的不同的值，以允許橢圓束。對於DLS投射器，這可以被用來改善例如給定數量的陣列元件或變送器的水平可操控性。
為了確保給定陣列尺寸的最大低頻方向性，當初始化上述算法時變送器可以被手動地放置在陣列的最極端。然後當完成算法時，通過對任何被初始放置的變送器加以考慮，其它變送器的位置被加以計算。
陣列上的網格位置不需要以螺旋序列被訪問。沿著其它路徑導致具有不同特點的陣列。導致從視覺上吸引人的產品的良好對稱性可以通過沿著如圖8A中所示的路徑而獲得，其中網格點按被分配給它的數字順序而被加以訪問。
圖8B示出一種利用這個方法所設計的陣列，其Beta在水平上較在垂直上具有較大的值。變送器811-1至811-n被如此放置以便於上述所說明的約束得到滿足。同樣，變送器在尺寸上有變化，使較小直徑的變送器被放置在陣列的中心。
設計變送器陣列布局的另一可選擇的方案是使用變送器的同心環。從一個變送器處在陣列的中間開始，隨著環半徑和被選擇用來滿足最大允許的變送器間距的環單元數量的增加，環被添加，正如在前面陣列布局算法中所評估的那樣。圖9A示出由這個方法所產生的陣列，使變送器被設置在六個同心環911-2至911-7中而一個變送器911-1位於中心。在兩個外部環911-6，911-7處的變送器的直徑較中心處變送器的直徑較大。
圖9B是這種有序陣列所要求的信號處理的可能實施的方框圖。音頻信號輸入921進入高通濾波器922，其從由較小的中央變送器所發射的部分信號中去除信號的低頻分量。級923從處在陣列外部邊緣處的較大變送器911-6，911-7所發射的部分信號中去除高頻內容，並且以較低的採樣速率重新對剩餘的信號進行採樣。應該注意到這個及後來的重新採樣並不引起信號的損失或惡化，由於實施有效發射面積的後面濾波級確保外部的變送器並不貢獻於信號的高頻分量。
信號校正濾波器，93-2補償較小和較大變送器不同的振幅和相位響應。
由於單中心變送器911-1將總是發射所有的高頻分量，所以補償級93-1的信號直接地進入到數位訊號處理和延遲添加級96-1，這與圖2中級26，27，28和29的組合等效。這個級提供了控制且驅動變送器DLS的束操控操作所必須的適當延遲、調製等。在通向較小變送器的最內環的信號路徑中，存在實施根據本發明的窗口函數的第一濾波器931-1。在通向小變送器較寬環的信號路徑中，在進入到用來實施所述窗口函數的第二濾波器931-2之前，信號穿過另一下採樣級924。朝向進一步遠離中心而置的變送器，在通向大變送器的路徑中存在類似的濾波級931-3至931-5和下採樣級925。
根據所述變型，每個濾波器931-1至931-5在一個環內的所有變送器之間被共享。且因此，通過有效地利用布局的對稱性，對信號的計算操作數量顯著地減少。這與圖8B中所說明的散布陣列相對照，其具有共享相同濾波器的僅2個或4個變送器。
有可能擴展有序陣列的方案以使用非圓「環」。這對應於使用非圓形窗口函數。使用在每個軸上的不同Beta值(如同圖8B)，則對應橢圓窗口函數。
如在圖10所示例，通過使用橢圓環，這可以在有序陣列中被實現。將變送器以相等的弦距離圍繞橢圓被放置從數學上是非微不足道的，但是通過使用已知算法，如二分檢索算法從數值上可以被實現。
在由圖10所示例的實例中，變送器111-1至111-n被示出。如上所提及的水平Beta大於垂直Beta。圍繞每個橢圓以及在水平軸上的橢圓之間，最大允許的變送器間距極限剛剛得到滿足。然而橢圓之間的間距比所必要時還要接近，以在所有其它角處滿足這個極限。因此，通過使用具有相同參數的非有序布局，設計使用比將所必要的還要多的變送器。儘管如此，因降低的DSP要求它可是優選的方案。這個方案可以被進一步普及到其它形狀的「環」，如具有對應形狀窗口的矩形和六角形。
在圖11中，三個步驟112，113和114被示出，其示例了根據本發明實例的操作步驟順序。在選擇了所要求的束寬或多個束寬之後，窗口函數被加以選擇以根據公式[1]，[2-2]，[3-2]或其它類似函數來控制發射特徵，即有效發射面積。然後，濾波器被加以設計且編程以將窗口函數施加到陣列變送器的輸出上。在操作中濾波器確保發射被正確地加寬或變窄以確保在頻率範圍上恆定的束寬存在於即將發射的信號中。
上述步驟可以被應用到任何布局的變送器陣列中。然而，所述布局可根據此前所說明的進一步步驟被優化。
基於窗口函數用於設計陣列布局的上述方法產生這樣的陣列，即當使用對應的濾波器時，則剛剛滿足所要求的跨越頻率範圍的Alpha條件，由此避免了空間混疊。當使用將有效發射面積減少到低於其優化尺寸的較小窗口時，產生具有較寬束寬的束。如上所闡述，當被適當結合進數位訊號處理結構時，這個效應可以在通道到通道的基礎上被用來控制束寬。因此，用於陣列布局的窗口函數確定束寬的較低極限，因為試圖產生較窄束將導致空間混疊。
上述是指在給定方向上的束，更具體地指垂直於陣列的方向。這是給定陣列的最小束寬的方向且在其它方向上的束較寬。然而，通過降低垂直方向上的有效發射面積，上述所呈現的方法還可以被用來維持在不同方向上束的恆定束寬，所述束寬可以被保持恆定在這樣的一個值，所述值在垂直方向是次優化的，但是在大多數所需要的方向上提供恆定值。
權利要求
1.一種變送器陣列包括被放置在外部陣列邊界內的多個電聲變送器；在輸入和所述變送器之間用於具有在一個頻率範圍內的信號分量的寬帶信號的數位訊號路徑；以及位於在所述輸入和所述變送器之間的信號路徑內且能夠控制所述變送器輸出的一個或更多個數位訊號修改器，所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於將響應於所述信號分量而產生的輸出約束到被放置在所述陣列的子陣列內的所述變送器子集，所述陣列具有位於所述外部陣列邊界之內的外部子陣列邊界，其中所述外部子陣列邊界隨著所述信號分量頻率的減少被準連續地加寬。
2.根據權利要求1的陣列，其中所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於逐漸地將被放置在子陣列過渡帶內的變送器的輸出從全輸出減少到有效零輸出。
3.根據權利要求1或2的陣列，其中所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於將放置在子陣列過渡帶內的至少一個變送器的輸出降低到這樣一個振幅值，所述振幅值具有低於全振幅水平且有效地為零振幅水平的值。
4.根據任何一項權利要求1至3的陣列，其中所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於朝向外部陣列邊界加寬外部子陣列邊界，以在所述頻率範圍上將束寬有效地維持在經預先選擇的且恆定或接近恆定的值處。
5.根據任何一項權利要求1至4的陣列，具有被適用於將信號設置成兩個或更多個通道的數字處理器，所述通道具有通向給定位置的不同傳播長度，其中所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於維持針對所述兩個或更多個通道中每個的不同束寬。
6.根據任何一項權利要求1至5的陣列，其中所述數位訊號修改器是有限數字濾波器。
7.根據任何一項權利要求1至6的陣列，包括另外的數位訊號處理器，以操控所述信號的一個或更多個束進入預定的方向。
8.一種變送器陣列包括被放置在外部陣列邊界內的多個電聲變送器；在輸入和所述變送器之間用於具有在一頻率範圍內的信號分量的寬帶信號的數位訊號路徑；以及位於在所述輸入和所述變送器之間的信號路徑內且能夠控制所述變送器輸出的一個或更多個數位訊號修改器，所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於向變送器陣列施加頻率相關的空間增益窗口。
9.根據權利要求8的陣列，其中空間增益窗口的寬度是信號分量頻率的函數。
10.根據權利要求8或9的陣列，其中窗口函數具有錐形邊緣，在所述錐形邊緣增益隨著窗口半徑的增加逐漸地降低。
11.根據權利要求8，9或10的陣列，其中對於在所述頻率範圍內高於較高閾值頻率的所有頻率，所述窗口函數是頻率無關的。
12.根據權利要求8，9，10或11的陣列，其中對於在所述頻率範圍內低於較低閾值頻率的所有頻率，所述窗口函數是頻率無關的。
13.根據任何一項權利要求8至12的陣列，其中針對頻率範圍內低於較低閾值頻率的所有頻率施加一個或更多個不同的窗口函數。
14.一種用於建立波場的變送器陣列包括發射聲波信號且被放置在外部陣列邊界處的多個電聲變送器；以及在輸入和所述變送器之間用於包括在至少一個頻率範圍內的信號的寬帶信號的數位訊號路徑，其中在所述陣列的至少子陣列內變送器之間的間距是非均勻的。
15.根據權利要求14的陣列，其中相鄰變送器之間的平均距離隨著所述變送器距陣列中心距離的增加而增加。
16.根據權利要求14或15的陣列，其中第一尺寸的變送器被放置在陣列的中央子陣列中且第二較大尺寸的變送器被放置在所述中央子陣列的外部。
17.根據權利要求14，15或16的陣列，其中一組變送器被連接到所述相同的一個或更多個數位訊號修改器。
18.一種變送器陣列包括被放置在外部陣列邊界內的多個電聲變送器；在輸入和所述變送器之間用於具有在一頻率範圍內的信號分量的寬帶信號的數位訊號路徑；以及位於在所述輸入和所述變送器之間的信號路徑內且能夠控制所述變送器輸出的一個或更多個數位訊號修改器，所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於將響應於所述信號分量而產生的輸出約束到被放置在所述陣列的子陣列內的所述變送器子集，所述陣列具有位於所述外部陣列邊界之內的外部子陣列邊界，其中所述外部子陣列邊界隨著所述信號分量頻率的減少被準連續地加寬，並且其中在至少所述子陣列內變送器之間的間距是非均勻的。
19.一種操作電聲變送器陣列的方法包括下述步驟控制所述變送器的輸出以便於響應於具有一頻率範圍的信號分量而產生的輸出被約束到被放置在所述陣列的所述子陣列內的所述變送器子集，所述陣列具有位於所述外部陣列邊界內的外部子陣列邊界；以及隨著減少所述信號分量的頻率準連續地加寬所述外部子陣列邊界。
20.根據權利要求19的方法包括這樣的步驟，即使用頻率相關的空間增益窗口函數來約束輸出。
21.根據權利要求19或20的方法包括這樣的步驟，即加寬所述外部子陣列邊界以便於在所述頻率範圍上維持恆定的或接近恆定的束寬。
22.用來再現多通道環繞聲音信號的聲音系統，包括至少一個後通道，所述系統包括變送器陣列，所述變送器陣列包括被放置在外部陣列邊界內的多個電聲變送器；在輸入和所述變送器之間用於具有在一頻率範圍內信號分量的寬帶信號的數位訊號路徑；以及位於在所述輸入和所述變送器之間的信號路徑內且能夠控制所述變送器輸出的一個或更多個數位訊號修改器，所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於將響應於所述信號分量而產生的輸出約束到被放置在所述陣列的子陣列內的所述變送器子集，所述陣列具有位於所述外部陣列邊界之內的外部子陣列邊界，其中所述外部子陣列邊界隨著所述信號分量頻率的減少被準連續地加寬。
23.根據權利要求22的聲音系統，其中所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於朝向外部陣列邊界加寬外部子陣列邊界，以在所述頻率範圍上將束寬有效地維持在經預先選擇的且恆定或接近恆定的值處。
24.根據權利要求22或23的聲音系統，具有被適用於將信號設置成兩個或更多個通道的數字處理器，所述通道包括至少一個後通道，所述通道具有通向給定位置的不同傳播長度，其中所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於針對所述兩個或更多個通道中的每個維持不同的束寬。
25.根據權利要求22，23或24的聲音系統，其中相鄰變送器之間的平均距離隨著所述變送器距陣列中心的距離的增加而增加。
26.根據權利要求22，23，24或25的聲音系統，其中所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於將頻率相關的空間增益窗口施加到變送器陣列上。
27.根據任何一項權利要求22至26的聲音系統，具有被適用於將信號設置成兩個或更多個通道的數字處理器，所述通道包括至少一個後通道，所述通道具有通向給定位置的不同傳播長度，其中所述一個或更多個數位訊號修改器被適用於針對所述兩個或更多個通道中的每個維持不同的束寬並且適用於將頻率相關的空間增益窗口施加到變送器陣列上，並且其中相鄰變送器之間的平均距離隨著所述變送器距陣列中心的距離的增加而增加。
28.根據任何一項權利要求1至27的陣列、方法或聲音系統，其中所述陣列是兩維陣列。
全文摘要
本發明提供這樣的變送器陣列，其能夠輸出穿過頻率範圍具有相對恆定寬度，以及帶有最小旁瓣的聲音束。這是通過利用在輸入聲音信號和變送器陣列之間的信號路徑內的一個或更多個數位訊號修改器而實現的。可變的窗口函數也被加以公開。
文檔編號H04R3/12GK1602649SQ02824742
公開日2005年3月30日 申請日期2002年10月10日 優先權日2001年10月11日
發明者A·G·古迪, P·T·思羅頓, A·霍利 申請人:1...有限公司