降頻變換方法及補償雜散響應的拓撲的製作方法

2023-10-05 20:15:39

專利名稱：降頻變換方法及補償雜散響應的拓撲的製作方法
技術領域：
本發明總體上涉及通信，特別是涉及對補償雜散響應的RF(射頻)信號進行解調的方法和裝置。本發明的優選實施例滿足便宜、高性能、全集成、多標準接收機的需要。
背景技術：
許多通信系統將來自基帶的電磁信號調製到較高的頻率以用於傳輸，並隨後將那些高頻率在它們到達接收機時解調回它們的原始頻帶。原始(或基帶)信號可以是，例如數據、聲音或視頻。這些基帶信號可由傳感器如傳聲器或視頻攝像機產生，可以是計算機產生的，或可以是傳輸自電子存儲設備。總之，高頻率信號比基帶信號提供更長的範圍和更高的容量通道，且因為高頻率信號可有效地通過空氣傳播，它們可用於無線傳輸及有線的或波導的通道。
所有這些信號通常被稱為RF信號，其均為電磁信號；即，通常與無線電波傳播關聯的電磁光譜內的具有電和磁特性的波形。
採用調製和解調技術的有線通信系統包括計算機通信系統，如區域網(LAN)、點對點通信、及寬域網(WAN)如網際網路。這些網絡通常在電傳導或光纖通道上通信數據信號。採用調製和解調技術的無線通信系統包括那些用於公共廣播如AM和FM無線電及UHF和VHF電視的系統。私用通信系統可包括行動電話網絡、個人傳呼設備、由計程車服務使用的HF無線電系統、微波主幹網絡、藍牙標準下的互連裝置、及人造衛星通信。使用RF調製和解調的其他有線和無線系統對於本領域那些技術人員是公知的。
大多數RF接收機使用「超外差式」拓撲，其在有限範圍的應用中提供良好的性能，如在公共廣播FM無線電接收機中。正如將要所闡釋的，超外差式設計局限使其在更複雜的現代應用中更為昂貴，但性能很差。
超外差式接收機使用兩步頻率變換方法將RF信號變換成基帶信號。圖1示出了典型的超外差式接收機10的框圖。標記為M1 12和M2 14的混頻器用於將RF信號解碼為基帶或一些中頻(IF)信號。元件的平衡將被處理的信號放大並過濾其中的噪聲。
RF帶通濾波器(BPF1)18首先過濾來自天線20的信號(注意該帶通濾波器18還可以是雙工器)。低噪聲放大器22接著將所過濾的天線信號放大，增加RF信號的強度並降低接收機10的噪聲係數。信號接著由通常被看作鏡像抑制濾波器的另一帶通濾波器(BPF2)24過濾。信號接著進入混頻器M1 12，其將來自鏡像抑制濾波器24的信號與本機振蕩器(LO1)26產生的周期信號相乘。混頻器M1 12從鏡像抑制濾波器24接收信號並將其轉換為較低的頻率，即大家所知的第一中頻(IF1)。
通常，混頻器是一電路或器件，其在其輸入接受兩個不同的頻率，並在其輸出呈現結果(a)信號頻率等於輸入信號頻率的和；(b)信號頻率等於輸入信號頻率之間的差；及(c)最初的輸入頻率。
混頻器的典型實施例是數字開關，其可產生較上述更多的頻聲。
IF1信號接著由通常被叫作信道濾波器的帶通濾波器(BPF3)28過濾，其被使得以IF1頻率為中心，從而過濾掉不想要的第一混頻過程的積；上面的信號(a)和(c)。這對於在執行第二混頻過程時防止這些信號幹涉所需要的信號是必要的。
信號接著被中頻放大器(IFA)30放大，並通過使用混頻器M2 14和本機振蕩器(LO2)32使其與第二本機振蕩器信號混頻。第二本機振蕩器LO2 32產生周期信號，其通常被變成IF1頻率。因此，來自M2 14的輸出的信號現在是在基帶，即，信號被最初產生的頻率。使用低通濾波器LPF38將噪聲從所想要的信號中過濾掉，接著信號被傳遞給某些表達方式、處理或錄製裝置。例如，在無線電接收機的情況下，這可以是聲頻放大器，而在計算機數據機的情況下，這可以是對數字變換器的模擬。
注意，同樣的過程可用於將任何電信號從一頻率調製或解調到另一頻率。
超外差式設計的主要問題是--其要求昂貴的離線(off-chip)元件，特別是帶通濾波器18、24、28，及低通濾波器38；--離線元件要求設計均衡，其增加了功率消耗並降低了系統增益；--鏡像抑制由離線元件限制，而不是由目標集成技術限制；--數字噪聲的隔離可能是一問題；及--其不是全集成的。
用在超外差系統中的帶通和低通濾波器18、24、28和38必須是高質量的器件，從而不可用電子可調的濾波器。同樣，在多標準/多頻率應用中使用超外差式系統的唯一方式是對每一頻帶使用分開的離線濾波器組。
直接變換收發機試圖使用一個混頻器和一個本機振蕩器在一個步驟中執行升頻和降頻變換。在降頻變換到基帶的情況下，這要求本機振蕩器(LO)的頻率等於輸入RF信號的頻率。如果直接變換接收機的LO信號漏入信號通道，其將與輸入信號一起被解調到基帶，從而導致幹擾。該LO漏洩問題限制了直接變換收發機的效用。
現有技術的當前問題之一是開發有效的接收機，其可適應於在器件使用期間由改變接收條件甚或改變標準引起的變化的要求。對於行動電話及類似的消費者項目，需要具有能夠全集成在便宜、低功率集成電路(IC)上的接收機。
實現低成本、高功率效率的收發機的持續要求導致集中研究高集成度設計的使用；便攜系統的日益重要的方面，包括行動電話手持機。這已證明是特別有挑戰性的，因為所感興趣的無線電信行業(特別是低功率移動/微移動聲音/數據個人通信系統)的頻率已上升到先前使用的頻率(大約900MHz)之上，達到1GHz以上的頻譜。
然而，目前尚沒有任何試圖已取得很大的成功。高集成的接收機設計通常具有非常大的噪聲及質量問題。同樣，幾乎沒有任何試圖致力於瞬時的或雜散噪聲問題。
因此，需要一種致力於上述問題的調製和解調方法和裝置。所希望的是，該設計是全集成的、便宜的並具有高性能的。同樣，需要該設計很容易應用到多標準/多頻率應用中。

發明內容
因此，本發明的目標在於提供調製和解調的新方法和系統，其消除或減輕現有技術中的至少一個缺點。
本發明的一個方面被定義為解調器電路，用於仿真輸入信號與本機振蕩器(LO)信號的降頻變換，解調器電路包括第一混頻器，用於接收輸入信號x(t)並將輸入信號x(t)與多聲混頻信號φ1混頻，以產生輸出信號φ1x(t)；第二混頻器，用於接收作為輸入的信號φ1x(t)並將信號φ1x(t)與單聲混頻信號φ2混頻，以產生輸出信號φ1φ2x(t)；用於產生多聲混頻信號φ1的第一信號發生器；用於產生單聲混頻信號φ2的第二信號發生器，其中φ1*φ2在正被仿真的本機振蕩器信號的頻率處具有很大的功率；及功率測量電路，用於測量輸出信號φ1φ2x(t)的功率；第二信號發生器從功率測量電路接收功率電平信號輸出，並改變單聲混頻信號φ2的特徵以降低輸出信號φ1φ2x(t)的功率電平。
本發明的另一方面被定義為仿真輸入信號x(t)解調到輸入信號與本機振蕩器(LO)信號的積的方法，該方法包括步驟產生多聲混頻信號φ1；產生單聲混頻信號φ2，其中φ1*φ2在正被仿真的本機振蕩器的頻率處具有很大的功率，且在所述輸入信號x(t)、被仿真的LO信號或輸出信號φ1φ2x(t)的頻率處φ1和φ2均不具有大功率；將輸入信號x(t)與多聲混頻信號φ1混頻，以產生輸出信號φ1x(t)；將信號φ1x(t)與單聲混頻信號φ2混頻，以產生輸出信號φ1φ2x(t)；及調節單聲混頻信號φ2的特徵以使輸出信號φ1φ2x(t)的功率最小。


本發明的這些及其他特徵從下面的參考附圖的詳細描述將變得更加明顯，其中圖1為現有技術中的超外差式系統的框圖；圖2為本發明的顯著實施例的解調器拓撲的框圖；圖3為本發明的一實施例中的虛擬本機振蕩器(VLO)混頻信號的定時圖；圖4為示範可能的噪聲問題的頻譜分析；圖5為本發明的一實施例的示例性解調器拓撲的框圖；圖6為本發明的一實施例的示例性頻率控制電路的框圖；圖7為本發明的一實施例的功率及控制信號α之間的示例性關係的曲線圖；圖8為本發明的一實施例的用於頻率控制電路和自動增益控制(AGC)電路的示例性安排的框圖；圖9為圖6的示例性頻率控制電路的框圖，其確定在AGC電路工作時哪一元件應保持其狀態，哪一元件不應保持其狀態；及圖10為實施本發明的方法的流程圖。
具體實施例方式
圖2的框圖呈現了致力於上面略述的多個目標的電路。該圖表示了解調器拓撲50，其中，輸入信號x(t)通過將其與兩個混頻信號φ1和φ2混頻而被降頻變換。如將要描述的，這兩個混頻信號φ1和φ2非常不同於用在通常的兩步變換拓撲(如超外差式拓撲)中的混頻信號。與直接變換方法的主要區別在於，本發明的兩個混頻信號被用於仿真單一混頻信號，且它們進行該項任務並不存在直接變換常有的缺點，如自混頻。
如圖2所示，輸入信號x(t)與多聲混頻信號φ1混頻，其使用第一混頻器52(多聲的，或非多聲的，涉及具有一個以上的基頻聲的信號。單聲信號具有一個基頻聲並可具有其他與基聲和聲的頻聲)。所得到的信號，φ1x(t)，接著藉助於第二混頻器54與單聲混頻信號φ2混頻，產生輸出信號φ1φ2x(t)。這些混頻信號φ1和φ2在此通常被稱作「虛擬本機振蕩器」(VLO)信號，因為它們仿真本機振蕩器信號；φ1*φ2的積在本機振蕩器信號的頻率正被仿真時具有很大的功率。在優選實施例中，在輸入信號x(t)、被仿真的LO信號或輸出信號φ1φ2x(t)的頻率處φ1和φ2均不具有大功率，但這些限制可被稍微放鬆。具有這些特徵的混頻信號大大解決了自混頻的問題，因為VLO信號在將出現在輸出信號中的頻率處不具有大的功率。
這些VLO信號將在下文中進行詳述，但一對示例性的φ1和φ2混頻信號出現在圖3中，以振幅對時間的方式繪出。從圖3中應重點注意的是1.φ1不是單聲的(其是多聲的)；2.φ2是單聲的；3.φ1和φ2的積；φ1*φ2，其明顯等於被仿真的LO信號。因此，該解調拓撲的輸出，φ1φ2x(t)，將等於假設的LO*x(t)降頻變換器的輸出；及4.φ1和φ2在被仿真的LO信號的頻率處均不具有很大的功率。
還應重點注意的是，在電路的工作中，沒有實際的「φ1*φ2」信號曾被產生，如果有，也僅是產生了可以忽略的量。混頻器52、54接收分開的φ1和φ2信號，並使用不同的物理元件將它們與輸入信號x(t)混頻。因此，沒有LO信號漏瀉入電路。
從圖3看這些混頻信號的一個周期，φ1*φ2信號的產生是清楚的


這些混頻信號可用多種方式產生，大多數方式均在未決的專利申請(如未決的PCT國際申請PCT/CA00/00994、PCT/CA00/00995及PCT/CA00/00996)中有所描述。例如，多聲信號發生器56可由以固定頻率工作的振蕩器及線性反饋移位寄存器(LFSR)電路組成。這樣的LFSR電路通常用於產生CDMA(碼分多址)通信系統中的類似的序列。當然，單聲信號發生器58可僅包括振蕩器。
當VLO混頻信號的使用非常有效時，將有功率產生在某些地方，而不是RF載波頻率；「不想要的功率」可在圖4的頻譜測試數據中看到。該不想要的功率的量可經時延和信號φ2的頻率進行控制。不想要的功率將降頻變換位於「不想要的功率頻率」處的信號。例如，如果在2100MHz有不想要的功率，且在2100MHz有帶RF信號的輸出，該RF信號將在想要的信號的上面被降頻變換。然而，該降頻變換後的功率將被「想要的功率」減「不想要的功率」所得的差(對於圖4，這是～37dB)削弱。我們將該差在此稱為WmU(想要的減不想要的)。
如果RFwanted表示想要的RF功率，在基帶的功率的總量大約為BBpower＝RFwanted+10^(-WmU/10)*RFunwanted(1)有兩種直接的方式解決該問題1.調節φ2的時延，從而修改WmU的值；或2.調節φ2的頻率，使得RFunwanted聲不會落在基帶的想要的信號的上面。
在每一方法中，BBpower被最小化為1或2中的變量的函數。本文檔致力於解決方案2，但可同樣應用於解決方案1，其通過重新命名變量。
因此，圖2的拓撲被提供以功率測量電路60，用於測量在基帶頻率的所述輸出信號φ1φ2x(t)的功率。該功率測量電路60反饋到單聲信號發生器58並被用於操縱φ2混頻信號的參數，以使輸出信號φ1φ2x(t)的功率最小。總之，φ2的任何參數均可根據電路的設計參數及將被抑制的噪聲的性質進行操縱。在下文描述的優選實施例中，焦點在於操縱φ2信號的頻率，但相位、振幅或波形同樣可被操縱。
被操縱的φ2信號的參數的性質將同樣規定單聲信號發生器58的設計。如果φ2信號的頻率正被操縱，單聲信號發生器58可僅包括與鎖相環(PLL)結合的壓控振蕩器(VCO)。
當該電路包含許多類似於通常使用的解調拓撲的元件時，其以唯一的方式使用它們。因而，該電路1.允許輸入信號x(t)被降頻變換，其使用完全集成的電路；2.不使用在正被仿真的本機振蕩器信號的頻率處包含很大的功率的混頻信號。因而，頻率變換還是被影響，但自混頻及不想要的混頻積均被避免；及3.當應用於多標準/多頻率裝置的開發時其是特別方便的，因為不要求過濾器，還因為寬範圍的混頻信號可容易地產生和操縱。例如，數位訊號處理器(DSP)可被用於在單一裝置中調整用於大量標準和頻率的混頻信號。
從下文描述的本發明的其他實施例，本發明的其他優點同樣將變得清晰的。
應注意的是，兩個混頻器52和56的特殊的設計參數對於本領域技術人員而言應是清楚的，具有關聯的噪聲係數、線性響應及變換增益的典型性質。這些混頻器的選擇和設計應符合現有技術中已知的標準。
功率測量裝置60也可是現有技術中已知的。功率測量通常被作為額外的輸出提供，例如，在RF放大器中作為RSSI(所接收信號強度指示器)輸出。
儘管圖2暗示各種元件被實施為模擬形式，它們也可被實施為數字形式。混頻信號在此通常按照二進位1和0進行呈現，然而，也可使用雙極波形，±1。雙極波形通常用在零散光譜應用中，因為它們使用換向混頻器，其周期性地倒轉它們的輸入以與本機控制信號一致(該倒轉過程不同於將信號與本機振蕩器直接混頻)。
本發明的大量其他實施例將被描述。
本發明的優選實施例的描述本發明的優選實施例被呈現為圖5的框圖。在中心，該拓撲包括經高通濾波器(HPF)76連接在一起的兩個混頻器72、74。在兩混頻器72、74的LO埠，VLO混頻信號φ1和φ2被施加，使得引入的RF信號，x(t)，與在x(t)的RF載波頻率處具有大功率的信號相乘，從而將其降頻變換到基帶。
第一混頻器72最好是有源混頻器，第二混頻器74最好是無源混頻器。有源混頻器在以下幾方面不同於無源混頻器1.它們均提供變換增益；因而，有源混頻器可替代低噪聲放大器和無源混頻器的結合；2.由於有源元件的阻抗，有源混頻器在輸入和輸出埠之間提供更好的隔離；及3.有源混頻器允許使用較低功率的混頻信號，以降低產生混頻信號時所導致的噪聲。
儘管具有這些優點，在調製和解調拓撲中應用有源混頻器還是有問題的。因為有源混頻器是非線性器件，它們產生更多的「1/f」噪聲並產生二階失真(second-order distortion)。該噪聲被叫作1/f噪聲，因為其功率譜通常與頻率成反比，換言之，噪聲信號的功率越大，越接近DC(直流)。
在本發明的拓撲中，該二階失真通過使用高通濾波器(HPF)76而被消除。因為第二混頻器74是無源混頻器，且其在相對較低的混頻工作，其在信號中引入非常少的二階失真。因而，該拓撲提供了有源混頻的優點，不會將二階失真引入輸出信號。
如上所提及的，多聲信號發生器56可以現有技術中已知的方式實施。總之，多聲信號發生器56將被反饋以某些種類的振蕩器信號，如現有技術所已知的。應注意的是，如果本發明被應用在多頻帶應用中，其非常適合於這種應用，多聲信號發生器56和振蕩器78具有寬的工作範圍是必須的。
產生φ2混頻信號的元件出現在圖5的框圖中，但將參考圖6-10進行詳細描述。在φ2發生電路的中心是頻率控制電路80。其角色是接收來自混頻器74和功率測量裝置60的輸出功率上的數據，並使用該數據操縱混頻信號φ2的頻率，以使該輸出功率最小。在優選實施例中，混頻信號φ2通過使用壓控振蕩器(VCO)82產生，從而頻率控制電路80僅設計來在φ2所需要的頻率範圍內調節VCO 82的輸出。作為φ2的功能，通過使基帶處的功率最小，該解決方案將不想要的功率推到不會導致問題的位置。
在優選實施例中，功率測量裝置60提供數字字節輸出，當然，其也可提供其他形式。頻率控制器80接收這些數字功率測量信號並確定輸出功率電平是上升還是下降。其僅通過比較當前功率電平與先前保存的功率電平而進行確定。如果自先前保存的功率電平被接收以來功率電平已下降，則很顯然，頻率控制器80已指示VCO 82進行增加頻率的調節，且向最小功率電平前進。因此，頻率控制器80應通知VCO 82繼續以同樣的方式調節φ2的頻率。
如果自先前保存的功率電平被接收以來功率電平已上升，則很顯然頻率控制器80和VCO 82正進行遠離最小功率電平的調節，因此，調節應被倒轉(即，如果當功率上升被檢測到時φ2的頻率正進行正的增加，則這些應被轉換為負的頻率調節。相反，如果當功率上升被檢測到時正進行負的調節，則這些應被轉換為正的頻率調節)。任何執行類似的功率分析及φ2頻率調節的電路均可被使用。
在下文描述的優選實施例中，外部的時鐘84用於指導功率測量的採樣，並在所保存的功率測量和當前功率測量之間設定時差。該信號也可由微控制器、數位訊號處理器或類似的處理器件提供，且不是必須具有一致的周期。
同樣在優選實施例中，時延鎖存器和反饋環路被用於頻率控制器80中。因此，對於使用某種方式的控制電路86的頻率控制器80，設定初始條件是必須的。類似於外部時鐘84，初始條件控制電路86的功能可由微控制器、數位訊號處理器或類似的處理器件提供，或可僅使用門邏輯或ASIC(專用集成電路)提供。
頻率控制電路80還可採用許多形式，在一簡單的實現方式中，其可包括幾個簡單的邏輯和線性元件。另外，其幾乎可以完全實施在DSP上的軟體中。更複雜的實施如多標準裝置通常將在DSP或ASIC上組合大量頻率控制電路的功能。
壓控振蕩器(VCO)94是現有技術中公知的標準VCO，其產生解調器70的工作範圍規定的範圍中的單聲信號。同樣，控制電壓輸入將不得不與頻率控制電路80的輸出一致，但那是一種直接的設計方式。在下文描述的優選實施例中，VCO 82的模擬控制輸入具有800mV到1.15V的範圍，其在φ2輸出上導致～160MHz到～40MHz的頻率變化，但這些值完全由設計決定。
頻率控制電路80的示例性實施例將參照圖6-10進行描述。
頻率控制電路80的示例性電路被呈現在圖6的框圖中。注意，Pi、Pi-1、αi及αi-1信號均是數字字節數據，而兩個函數的輸出或為+1或為-1值。該電路工作如下1.在第i步的初始功率，Pi，被接收並被傳遞通過時延鎖存器90，使得歷史功率測量Pi-1(第i-1步的功率)可被保存；2.在當前和保存的功率測量Pi和Pi-1之間的差接著使用加法器92進行計算；3.該差的符號(或+1或-1)接著使用Sgn(Pi-Pi-1)函數94進行確定；
4.該Sgn(Pi-Pi-1)函數94的輸出接著通過使用乘法器96與α值的差的符號Sgn(αi-αi-1)相乘；5.乘法器96的輸出被反饋給逆變器98(在該點信號在此被稱作「x」)，並接下來反饋給可選環路濾波器100。環路濾波器100可以是必須的以提供額外的穩定性。注意，x是一位值，其確定αi是否將被增加或減少(在某些情況下該逆變器98可被去除)；6.過濾後的x信號接下來被輸入給加法器102，在那裡其被加到αi。αi的初始值是數字字節或字，其對應於所需要的輸出SO_SEL_RX的初始值。初始的α值設定VCO 82的初始頻率輸出；7.加法器102的輸出接下來被時延鎖存器104延遲，其變成下一αi；8.αi信號接著使用時延鎖存器106再次延遲，以保存歷史的αi-1值；9.αi和αi-1之間的差接著使用加法器108進行計算，該差的符號通過使用Sgn(αi-αi-1)函數110取得。這產生Sgn(αi-αi-1)信號，其被反饋給乘法器96；及10.如上面所提出的，αi設定VCO 82的頻率，其通常將通過數模轉換器112轉換為模擬形式，並被反饋給VCO 82。該輸出信號在圖6中被標記為SO_SEL_RX。
如上所述，在頻率控制電路80中使信號的值初始化通常是必須的。通常，某些類的寄存器可被用於裝入Pi、Pi-1、αi及αi-1信號的適當的值。可能的是，如果差小於某些所選擇的值，Sgn函數將返回零值。
該電路的示例性的工作周期可發生如下


注意，x值確定α信號在下一環路中是否將被增加或減小。同樣應注意的是，該環路導致到VCO 82的輸出每次被增加一步。這導致到VCO 82的輸出上升或下降5.5mV。該控制電路可容易地改變，以導致更大的或更小的步進。
圖7示出了按上面示例性的表，輸出功率P和控制信號α之間的關係的圖表。在開始，輸出功率P在電平5，α在-1。當α上升時功率電平P下降，功率電平P在電平0時最小，其對應於值4。功率電平P接著在0和1之間，而α在3和5之間。
圖8和9示出了圖5和6的電路可被怎樣應用的框圖。
在開始，需要設定φ2的頻率為理想的理論級。圖5的電路120被用於實現這個，與自動增益控制(AGC)環路122組合以設定到VCO82的輸入。如圖5所示，頻率控制電路80和AGC控制環路122並聯連接，二者均接收功率電平輸入Pi。然而，這兩個裝置中只有一個的輸出將被反饋給VCO 82，其由使能/禁用輸入124控制。該使能/禁用輸入124可使用閾值檢測器控制，或可由DSP或類似的處理器件提供。
該電路120的工作最好按如下進行
1.AGC控制環路122首先被初始化，以發現正確的增益；接著2.AGC控制環路122被禁用，頻率控制電路80被打開；3.如果在頻率控制電路80的輸入處的功率低於某些臨界值，頻率控制電路80被禁用，AGC控制環路122被使能；4.一旦在輸入處檢測到合理的功率電平P，頻率控制電路80被再次使能，AGC控制環路122被禁用。
該過程將一直繼續，直到頻率控制電路80變成穩定的。
在電路的工作狀態期間，頻率控制電路80可被調整，但重要的是，在調整期間AGC控制環路122應被禁用。
同樣應注意的是，當頻率控制電路80被無效時，αi和αi-1的值應被固定，同時功率值Pi和Pi-1應被持續更新。受此影響的元件被示於圖9中，被更新的元件被包括在框130中，應保持它們的值的元件被包括在框132中。
軟體實施本發明可以許多形式實施，包括硬體、軟體、或二者的結合。例如，本發明可被實施於現有的數位訊號處理器(DSP)中，幾乎沒有硬體改動。
圖10示出了示例性的方法。該方法通過執行下述步驟而實施1.在步驟140產生多聲混頻信號φ1；2.在步驟142產生單聲混頻信號φ2，其中φ1*φ2在正被仿真的本機振蕩器信號的頻率處具有很大的功率，在輸入信號x(t)、被仿真的LO信號或輸出信號φ1φ2x(t)的頻率處φ1和φ2均不具有大功率；3.在步驟144，將輸入信號x(t)與多聲混頻信號φ1混頻，以產生輸出信號φ1x(t)；4.在步驟146，將信號φ1x(t)與單聲混頻信號φ2進行混頻，以產生輸出信號φ1φ2x(t)；5.在步驟148，測量輸出信號φ1φ2x(t)的功率；及
6.在步驟150調節單聲混頻信號φ2的特徵以使輸出信號φ1φ2x(t)的功率最小，並返回步驟142。
通過閱讀本文檔的其餘部分，對該方法的修改將是明顯的。
虛擬本機振蕩器信號示例性的VLO信號集已在上文中描述。本部分的目的在於以更一般的方式呈現VLO信號，因為任何數量的VLO信號均可被產生，本發明可使用這些信號實施。
非周期的或隨時間變化的混頻信號比先前使用的單聲振蕩器信號具有更多的優點。這些虛擬本機振蕩器(VLO)信號φ1和φ2的給定對具有特性1.它們的積仿真本機振蕩器(LO)信號，該信號在頻率處具有很大的功率，這對於將輸入信號x(t)轉換為所需要的輸出頻率是必要的。例如，將輸入信號x(t)轉換為基帶，φ1*φ2必須具有在x(t)的載波頻率的頻率元件；及2.φ1和φ2之一在混頻器對輸出φ1(t)*φ2(t)*x(t)周圍具有最小的功率，而另一個在輸入信號x(t)的中心頻率fRF周圍具有最小的功率。「最小功率」意為功率應足夠低，其在特定應用的環境中不會嚴重降級RF鏈的性能。
例如，如果混頻器正解調輸入信號x(t)到基帶，最好φ1和φ2之一在DC周圍具有最小功率。
因此，所需要的解調被影響，但沒有LO信號漏瀉入信號通道並出現在輸出中。
如上面所提及的，將兩信號混頻在一起產生輸出(a)信號頻率等於輸入信號頻率的和；(b)信號頻率等於輸入信號頻率之間的差；及(c)最初的輸入頻率。
因而，現有技術中已知的直接變換接收機必須在輸入信號x(t)的載波頻率處將輸入信號x(t)與LO信號混頻。如果直接變換接收機的LO信號漏洩入信號通道，其將與輸入信號x(t)一起被解調到基帶，從而導致幹擾。本發明不使用LO信號，因而漏洩不會在基帶輸出φ1(t)*φ2(t)*x(t)中產生信號。
在輸入信號x(t)或輸出φ1(t)*φ2(t)*x(t)的頻率的任何信號元件，在混頻信號φ1和φ2之一中，將由其他混頻信號抑制或消除。例如，如果混頻信號φ2在升頻變換的RF(輸出)信號的帶寬內具有一些功率量，且其漏洩入信號通道，則其將被混頻信號φ1抑制，混頻信號φ1在升頻變換的RF(輸出)信號的帶寬內具有最小功率。該補充的混頻抑制了來自混頻信號φ1和φ2的幹擾。
如上面所提及的，目前的接收機和發射機技術存在一些問題。例如，直接變換收發機遭受LO漏洩及1/f噪聲問題，器限制了他們的容量，而外差式收發機要求鏡像抑制技術，其很難以高級別的性能實現在晶片上。
通過使用補充的VLO信號，高度集成的收發機中的鏡像抑制、LO漏洩及1/f噪聲問題可被克服。這些信號是補充的，因為φ1和φ2信號之一在輸出信號y(t)的頻率周圍具有最小功率(如果變換是到基帶，其在DC周圍)，而另一信號在輸入信號x(t)的中心頻率fRF周圍具有最小頻率。
總之，信號φ1和φ2可以是1.任意的或擬任意的，周期性的時間函數；2.模擬或數字波形；3.使用傳統或非傳統雙極波建立的；4.平均為零；5.振幅調製的；及6.以多種方式產生，包括a.被保存在存儲器中或退出；b.使用數字模塊產生；c.通過使用噪聲修整元件(如，delta-sigma元件)產生；或
d.使用具有額外位插入的PN序列建立，使得它們符合上述條件。
對本領域技術人員應該清楚的是，虛擬LO信號可被產生，其更大程度或較小程度地提供本發明的好處。在某些情況下其幾乎沒有LO漏洩，在其他情況下組合虛擬LO信號是可接受的，因為該信號還允許一定程度的LO漏洩。
虛擬本機振蕩器信號還可以不同的形式產生，如使用三個或更多個補充信號，而不是上述的兩個混頻信號。這些和其他變化在下述的未決專利申請中有所描述1.在2000年9月1日申請的PCT國際申請PCT/CA00/00995，題為「用於射頻(RF)信號的升頻變換的改進的方法和裝置」；2.在2000年9月1日申請的PCT國際申請PCT/CA00/00994，題為「用於射頻(RF)信號的降頻變換的改進的方法和裝置」；及3.在2000年9月1日申請的PCT國際申請PCT/CA00/00996，題為「用於射頻(RF)信號的升頻及降頻變換的改進的方法和裝置」。
同相及正交信號在許多調製方案中，必須同時調製或解調輸入信號的同相(I)和正交(Q)分量。
在這種情況下，不得不產生四個調製函數φ1I，其與φ1Q呈90度異相；及φ2I，其與φ2Q呈90度異相。信號φ1I和φ2I對必須滿足上面列出的函數選擇標準，φ1Q和φ2Q的信號對同樣如此。
根據在此的描述，對於本領域技術人員，產生並操縱這樣的信號的分量的設計應是清楚的。同樣，產生這樣的信號的另外的細節可從未決的PCT國際專利申請PCT/CA00/00994、PCT/CA00/00995和PCT/CA00/00996中獲得。
本發明的優點本發明具有許多優於現有技術中的降頻變換器的優點。如上面所提及的，本發明允許雜散信號從感興趣的信號中減少並移除，其通過使關於不想要的功率的位置的基帶功率最小而實現。
本發明還具有下述優點1.最小的1/f噪聲；2.最小的鏡像問題；3.本機振動器(LO)信號最少漏洩入RF輸出頻帶；4.具有更高級的集成，因為其要求的元件可很容易地放置在集成電路上。例如，不要求大的電容器或複雜的濾波器；及5.因為設計的集成特性，其能很好地適於多頻帶、多標準應用。本發明的電路可使用非常寬範圍的混頻信號φ1和φ2而有效地工作，且這些混頻信號可由適當的控制元件很容易地產生。
高級別的集成導致減少的IC(集成電路)引腳數、減少的信號功率損失、減少的IC功率要求、改善的SNR(信噪比)、改善的NF(噪聲因素)、及減少的製造成本及複雜性。因此，本發明的設計使得便宜的多標準/多頻率通信發射機和接收機的生產變成現實。
本發明在當其實施在單晶片設計內時優勢最明顯，消除了使半導體集成電路器件互相連接在一起的額外成本、降低了它們所需要的物理空間、並降低了總功率消耗。自最初的集成電路以來，逐漸增加的集成度已推動低成本、高容量、高可靠性及低功耗電子的發展。本發明將使通信器件能夠追隨其他消費電子產品已從其受益的同樣的集成路線。
選擇和供選方案對在此描述的拓撲可進行大量的變化，包括如下1.本發明的電路被描述在數字範圍。它們也可被表示在模擬範圍；2.如果使用合適的乘法器96，其忽略不相關的位，Sgn函數94、110可被去除；3.對於該設計中的某些或所有元件，可使用不同的信令。不同的信號是相對地具有正和負位勢的信號，而不是相對地的單位勢信號。不同體系結構的使用導致更強的輸出信號，其可更加避免共模噪聲。不同的VLO信號的產生是直接的，因為不同的VLO信號的給定對可以是相互的補充。使φ1適應不同的體系結構只要求產生補充的φ1P和φ1N對，其中φ1P和φ1N是相互倒相的，即φ1P＝-φ1N；4.現有技術中已知的各種混頻器可被使用，如a.單平衡或雙平衡的混頻器。單平衡混頻器相比於雙平衡的混頻器產生較少的噪聲，因為單平衡混頻器中只有較少的噪聲貢獻者。然而，單平衡混頻器較不能避開外部的噪聲，特別是共模噪聲；b.有源或無源混頻器；c.具有可調節性能的有源混頻器。適當的有源混頻器在未決的加拿大專利申請2,375,438中有所描述，其題為「高線性Gilbert IQ雙混頻器的改進」。該混頻器具有可調節的增益和可調節的電流源。增益控制的提供是藉助於大量不同的輸入電晶體，每一個均被反饋以相同的輸入信號。偏置電流的量通過使用大量電流源而進行控制，其按要求在電路內外進行電子切換；及5.包括分壓器的高通濾波器76，可被用於設定共模輸出。
結論對本領域技術人員很顯然的是，本發明可被擴展到應付兩個或三個標準，且慮及更多的偏置條件，而不僅是上面描述的。
本發明的電路可通過模擬語言形式的計算機軟體代碼或用於製造集成電路的硬體開發語言進行描述。該計算機軟體代碼可被保存為各種格式，並保存在各種電子存儲介質上，包括計算機磁碟、CD-ROM、隨機存取存儲器(RAM)、及只讀存儲器(ROM)。同樣，表示該計算機軟體代碼的電子信號也可經通信網絡傳輸。
很明顯，該計算機軟體代碼也可與其他程序的代碼一起集成，實施為由外部程序調用或其他已知技術使用的核心或子例程。
本發明的實施例可被實施在各種集成電路技術上，其使用數位訊號處理器(DSP)、微控制器、微處理器、現場可編程門陣列(FPGA)或分立元件。該實施對本領域技術人員而言是很清楚的。
在本文中的各種實施均按照場效應電晶體進行描述。當使用其他技術時，包括但不限於CMOS或雙極結電晶體，這些實施是同樣有優勢的。類似地，不同於矽(Si)的適當的製造技術也可被使用，包括但不限於矽/鍺(SiGe)、鍺(Ge)、砷化鎵(GaAs)、或藍寶石上的矽(SOS)。發明人意於保護所有這些實施。
本發明可應用於各種通信協議和格式，包括振幅調製(AM)、頻率調製(FM)、移頻調製(FSK)、相位移調製(PSK)、行動電話系統包括模擬和數字系統如碼分多址接入(CDMA)、時分多址接入(TDMA)和頻分多址接入(FDMA)。
本發明可應用於這樣的應用，如有線通信系統包括計算機通信系統，如區域網(LAN)、點對點信令、及寬域網(WAN)如網際網路，其通過使用電或光纖線纜系統實現。同樣，無線通信系統可包括那些用於公共廣播的系統如AM和FM無線電、及UHF和VHF電視；或那些用於私人通信的系統如行動電話、個人傳呼裝置、無線本地迴路、通過水電公司的家庭監控、無繩電話包括數字無繩歐洲電信(DECT)標準、移動無線電系統、GSM和AMPS行動電話，微波主幹網絡、藍牙標準下的互連的設備、及衛星通信。
在本發明的特定實施例已被展示和描述的同時，很顯然的是，可對這些實施例進行不脫離本發明的真實範圍和實質的變化和修改。
權利要求
1.一種用於仿真輸入信號x(t)與本機振蕩器(LO)信號的降頻變換的解調器電路，所述解調器電路包括第一混頻器，用於接收所述輸入信號x(t)，並將所述輸入信號x(t)與多聲混頻信號φ1進行混頻，以產生輸出信號φ1x(t)；第二混頻器，用於接收作為輸入的所述信號φ1x(t)，並將所述信號φ1x(t)與單聲混頻信號φ2混頻，以產生輸出信號φ1φ2x(t)；用於產生所述多聲混頻信號φ1的第一信號發生器；用於產生所述單聲混頻信號φ2的第二信號發生器，其中φ1*φ2在正被仿真的所述本機振蕩器信號的頻率處具有很大的功率；及功率測量電路，用於測量所述輸出信號φ1φ2x(t)的功率；所述第二信號發生器從所述功率測量電路接收功率電平信號輸出，並改變所述單聲混頻信號φ2的特徵以降低所述輸出信號φ1φ2x(t)的功率電平。
2.根據權利要求1所述的電路，其中所述第二信號發生器改變所述φ2信號的頻率。
3.根據權利要求2所述的電路，其中所述第二信號發生器包括壓控振蕩器(VCO)。
4.根據權利要求3所述的電路，其中所述第二信號發生器包括用於檢測輸出功率對時間的變化的裝置；及頻率控制電路，其指示所述VCO響應於輸出功率對時間的變化而增加地調節所述φ2信號的頻率。
5.根據權利要求4所述的電路，其中所述頻率控制電路響應於所述功率電平對時間的下降趨勢，其通過指示所述VCO以與過去相同的方式持續調節所述φ2信號的頻率而實現。
6.根據權利要求4所述的電路，其中所述頻率控制電路響應於所述功率電平對時間的上升趨勢，其通過指示所述VCO倒轉對所述φ2信號的頻率進行的增加調節的方向。
7.根據權利要求4所述的電路，其中所述頻率控制電路還包括用於校平所述輸出功率值的變化的裝置，以改善穩定性。
8.根據權利要求4所述的電路，其中所述用於檢測輸出功率的變化的裝置包括具有數字輸出的功率測量器件；用於從所述功率測量器件接收所述數字輸出並延遲所述數字輸出的時延器件；及用於比較當前數字輸出及延遲的數字輸出的比較器，從而確定功率電平隨時間上升還是下降。
9.根據權利要求5所述的電路，還包括用於設定所述頻率控制電路的初始條件的裝置。
10.根據權利要求5所述的電路，還包括時鐘，其確定所述頻率控制電路的輸出功率信號的採樣和處理的定時。
11.根據權利要求2所述的電路，其中所述φ1和φ2信號在所述輸入信號x(t)的載波頻率處不具有很大的功率。
12.根據權利要求11所述的電路，其中所述φ1和φ2信號在被仿真的所述LO信號的載波頻率處不具有很大的功率。
13.根據權利要求1所述的電路，其中所述第一信號發生器包括用於產生方波信號的信號發生器。
14.根據權利要求1所述的電路，其中所述第二信號發生器包括用於產生方波信號的信號發生器。
15.根據權利要求1所述的電路，其中在基帶的不想要的功率被最小化，其通過調節所述φ2信號的頻率而使得不想要的RF頻聲不會落在基帶的所想要的信號的頻率範圍內。
16.根據權利要求1所述的電路，其中在基帶的不想要的功率被最小化，其通過調節所述φ2信號的頻率而使得不想要的RF頻聲落在φ1*φ2x(t)的頻率範圍內的可能性大大減少。
17.根據權利要求1所述的電路，其中所述第二信號發生器改變所述φ2信號的相位。
18.根據權利要求1所述的電路，其中所述第二信號發生器通過調節φ2的頻率而響應於所述輸出信號φ1φ2x(t)中的噪聲。
19.根據權利要求3所述的電路，其中所述第一混頻器包括有源混頻器。
20.根據權利要求19所述的電路，其中所述第一混頻器包含具有可調節性能的有源混頻器。
21.根據權利要求19所述的電路，還包括電連接在所述第一混頻器和所述第二混頻器之間的高通濾波器。
22.根據權利要求21所述的電路，其中所述第二混頻器包括無源混頻器。
23.根據權利要求22所述的電路，其中所述有源混頻器、所述高通濾波器和所述無源混頻器中的每一個均是差分裝置。
24.一種仿真輸入信號x(t)解調到輸入信號與本機振蕩器(LO)信號的積的方法，該方法包括步驟產生多聲混頻信號φ1；產生單聲混頻信號φ2，其中φ1*φ2在正被仿真的本機振蕩器的頻率處具有很大的功率，且在所述輸入信號x(t)、被仿真的LO信號或輸出信號φ1φ2x(t)的頻率處φ1和φ2均不具有大功率；將所述輸入信號x(t)與所述多聲混頻信號φ1混頻，以產生輸出信號φ1x(t)；將所述信號φ1x(t)與所述單聲混頻信號φ2混頻，以產生輸出信號φ1φ2x(t)；測量所述輸出信號φ1φ2x(t)的功率；及調節所述單聲混頻信號φ2的特徵以使所述輸出信號φ1φ2x(t)的功率最小。
25.一種計算機可讀存儲介質，用於存儲可執行的執行權利要求24的方法步驟的軟體代碼。
26.一種計算機可讀存儲介質，用於存儲製造權利要求1-23任一所述的裝置的硬體開放代碼。
全文摘要
需要一種便宜的、高性能的、全集成的、多標準收發機，其抑制雜散噪聲信號。本發明提供一種滿足這種需要的拓撲，其提供用於接收輸入信號x(t)的第一混頻器，並將輸入信號x(t)與多聲混頻信號φ1混頻以產生輸出信號φ1x(t)，並提供用於接收φ1x(t)信號的第二混頻器，並將其與單聲混頻信號φ2混頻，以產生輸出信號φ1φ2x(t)。兩個混頻信號仿真LO信號，因為φ1＊φ2在被仿真的LO信號的頻率處具有很大的功率。該拓撲還包括功率測量電路，用於測量輸出信號φ1φ2x(t)的功率。該功率輸出信號用於改變單聲混頻信號φ2的特徵以降低所述輸出信號的功率電平。
文檔編號H03D7/00GK1647364SQ03807704
公開日2005年7月27日 申請日期2003年2月25日 優先權日2002年2月25日
發明者塔因德·曼庫 申請人:賽裡斐克無線公司