高斯頻移鍵控接收器架構和方法

2023-10-17 12:56:49 1

專利名稱：高斯頻移鍵控接收器架構和方法
技術領域：
本申請要求2010年7月30日提交的序列號為12/847,951的美國申請的優先權，在此通過引用包含其全部內容。本公開涉及通信領域，尤其涉及利用頻移鍵控(FSK)調製的數據通信領域。高斯頻移鍵控(GFSK)是帶寬效率(bandwidth-efficient)型FSK數字調製。具體地，GFSK調製利用脈衝成形高斯濾波器以減少所調製的傳輸載波的帶寬。在FSK調製中，具有急劇轉變的數據符號序列導致頻率不連續的調製傳輸載波。該頻率不連續導致寬帶寬的傳輸載波。然而，使用脈衝成形高斯濾波器平滑數據符號序列的急劇轉變避免了該問題。脈衝成形高斯濾波器去除了數據符號序列中的較高頻率成分，這反過來允許更為緊湊的傳輸光譜。GFSK調製方案所促成的緊湊型傳輸光譜通過減少GFSK傳輸載波的光譜帶寬和帶外光譜來輔助在許可頻段和未許可的工業、科學和醫療(ISM)頻段下均工作的無線通信系統，以滿足FCC相鄰信道功率抑制要求。國際無線電頻譜管理機構強制實施了類似的要求。然而，利用脈衝成形高斯濾波器的脈衝成形導致符號間幹擾(ISI)。實際上，利用引入ISI的高斯濾波器進行脈衝成形。結果，圍繞GFSK調製方案所設計的系統是考慮到低數據吞吐量或增加的比特誤差率而設計的。傳統上，與GFSK調製方案相關聯的ISI禁止高調製階數的數據通信，其中每個符號傳輸數據的多個比特。在試圖有助於較高數據吞吐量的GFSK通信系統中，已提出了使用更為複雜和昂貴的接收器結構。現有技術討論如圖1所示，第一現有技術的GFSK系統100包括GFSK發射器102和GFSK接收器114。GFSK發射器102包括數據源104、高斯濾波器106、FSK調製器108、發射器後端110和發射天線112。高斯濾波器106對從數據源104提供的數據符號序列進行濾波，並且將脈衝成形後的數據符號序列輸出至FSK調製器108。FSK調製器108根據所選擇的FSK調製階數(即，每個符號的比特數)來基於脈衝成形後的數據符號序列對載波頻率進行調製。FSK調製器108的輸出被提供至發射器後端110，在發射器後端110中，該輸出被上轉換至傳輸頻率並且耦合至用於射頻(RF)發射的發射天線112。因此，發射天線112發射GFSK調製的傳輸載波。GFSK接收器114包括接收天線116、接收器前端118、信道濾波器120、鑑頻器(discriminator) 122、後檢測濾波器124、符號限制器(slicer) 126和數據接收裝置128。在運行時，接收天線116和接收器前端118接收所發射的GFSK調製信號並將所接收到的GFSK調製信號下轉換成基帶。信道濾波器120選擇性地對所接收到的基帶GFSK調製信號進行濾波，以抑制相鄰信道幹擾和加性高斯白噪聲(AWGN)。鑑頻器122通過提供與調製傳輸載波的瞬時頻率成比例的輸出信號來進行頻率解調，並且輸出解調的符號序列。具體地，在I比特/符號調製階數(即，2-GFSK)的情況下，鑑頻器122在和這兩個頻率之間進行鑑頻，其中fo是未調製的載波頻率。後檢測濾波器124對鑑頻器122所產生的解調符號序列進行濾波，以降低由鑑頻器122放大的噪聲。限制器126基於從後檢測器124輸出的濾波後的符號序列產生符號判決，以產生被提供至數據接收裝置128的符號判決序列。在GFSK接收器114中，後檢測濾波器124被設計成不去除ISI，並且在存在導致符號和比特誤差發生的ISI情況下，需要限制器126產生符號判決。在第一現有技術的GFSK系統100中，高斯濾波器106所引入的ISI要求FSK調製器108使用低調製階數(B卩，較少的比特/符號)的調製方案。否則，在GFSK接收器114處將發生不可接受水平的符號和比特誤差。具體地，高斯濾波器106所引入的ISI導致由鑑頻器122所輸出的解調符號序列的「眼圖(eye) 」閉合，因而由於鑑頻器122無法在確定的符號定時確定始終在限制器126的符號判決閾值以上或以下，因此限制器126將產生錯誤的符號判決。在較高的調製階數處，鑑頻器122和限制器126變得更難產生正確的符號判決。因此，第一現有技術的GFSK系統100的數據吞吐量由於高斯濾波器106所引入的ISI而受到限制，這是因為僅可以利用不具有不可接受水平的符號誤差的較低階數的調製方案。信道濾波器120還導致在所接收到的信號內引入ISI，進而組合GFSK系統100的限制。如圖2所示，第二現有技術的GFSK系統200包括GFSK發射器202和GFSK接收器214。GFSK發射器202包括數據源204、高斯濾波器206、FSK調製器208、發射器後端210和發射天線212。GFSK發射器202以與第一現有技術的GFSK發射器102類似的方式運行。GFSK接收器214包括接收天線216、接收器前端218、信道濾波器220、鑑頻器222、最大似然序列估計器(MLSE) 224和數據接收裝置226。與第一現有技術的GFSK接收器114相比，第二現有技術的GFSK接收器214依賴於MLSE估計器224產生存在ISI時的符號判決。也就是說，MLSE估計器224不去除ISI。相反，MLSE估計器224在存在ISI的情況下根據誤差的最小概率來估計數據符號，並且輸出關於誤差概率的數據比特。例如，MLSE估計器224可以利用用於確定最低誤差概率的符號判決的Vitrerbi算法，以嘗試減輕ISI的存在。然而，特別是在低信噪比(SNR)的情況下，MLSE估計器無法充分減輕因ISI導致的符號誤差。

發明內容
因此，本發明的目的是提供一種通信接收器、通信接收器方法和其上存儲有計算機可讀指令的計算機可讀存儲介質，該通信接收器、通信接收器方法和計算機可讀存儲介質提出了一種即使在低SNR環境下也以高吞吐量通信數據的簡單且具有成本效率的方式。根據本發明的一個方面，提供一種通信接收器，包括:接收器前端，用於接收調製信號並將所述調製信號轉換成基帶調製信號；信道濾波器，用於從所述基帶調製信號中減少與所述基帶調製信號的期望信道相鄰的信道幹擾，並且產生信道濾波後的基帶調製信號；解調器，用於對所述信道濾波後的基帶調製信號進行解調並且恢復符號序列；數字濾波器，用於從所述符號序列中減少符號間幹擾(ISI);限制器，用於基於濾波後的符號序列產生符號判決；以及符號-比特映射器，用於將所述符號判決映射至數據比特。根據本發明的另一方面，提供一種通信接收器方法，包括:接收調製信號並將所述調製信號轉換成基帶調製信號；從所述基帶調製信號中減少與所述基帶調製信號的期望信道相鄰的信道幹擾，並且產生信道濾波後的基帶調製信號；對所述信道濾波後的基帶調製信號進行解調並且恢復符號序列；利用數據處理設備的處理器從所述符號序列中減少符號間幹擾(ISI);基於濾波後的符號序列產生符號判決；以及將所述符號判決映射至數據比特。根據本發明的又一方面，提供一種存儲有計算機可讀指令的計算機可讀存儲介質，在由通信接收器的處理器執行所述計算機可讀指令時，使所述處理器執行如下步驟:接收調製信號並將所述調製信號轉換成基帶調製信號；從所述基帶調製信號中減少與所述基帶調製信號的期望信道相鄰的信道幹擾，並且產生信道濾波後的基帶調製信號；對所述信道濾波後的基帶調製信號進行解調以恢復符號序列；利用數據處理設備的處理器從所述符號序列中減少符號間幹擾(ISI);基於濾波後的符號序列產生符號判決；以及將所述符號判決映射至數據比特。


通過參考以下結合附圖所進行的詳細說明，能夠容易地獲得對本發明更透徹的了解以及本發明許多隨之而來的優點並對其有更深入的理解，其中:圖1示出第一背景技術的GFSK通信系統；圖2示出第背景技術：
的GFSK通信系統；圖3是GFSK通信系統的框圖；圖4是示出具有各種BT乘積的高斯濾波器的濾波器響應波形的圖；圖5是示出FSK調製波形的波形圖；圖6是示出數字濾波器的係數的生成的框圖；圖7A是示出從接收到的2-GFSK信號解調得到的符號序列的圖；圖7B是示出圖7A的符號序列濾波之後的圖；圖7C是示出從接收到的8-GFSK信號解調得到的符號序列的圖；圖7D是示出圖7C的符號序列濾波之後的圖；圖8是示出數字濾波器的框圖；圖9是示出發射方法的流程圖；圖10是示出接收方法的流程圖；圖11是示出數字濾波方法的流程圖；以及圖12是示出數據處理設備實施例的示意框圖。
具體實施例方式本發明涉及如下的通信接收器和通信接收器方法:該通信接收器和通信接收器方法充分地降低並極大地去除由GFSK發射器的脈衝成形高斯濾波器所引入的ISI，使得可以利用調製階數較高的FSK來提高數據吞吐量。所公開的接收器和接收器方法允許使用與傳統上使用的濾波器相比更加積極地對符號序列進行脈衝成形的高斯濾波器，以減輕和基本上去除頻率不連續性，從而減少所佔用的傳輸帶寬。另外，所公開的接收器和接收器方法允許使用較高的FSK調製階數，而更加積極地對較高階數的調製符號序列進行脈衝成形。因此，所公開的接收器和接收器方法實現了增加的數據吞吐量，同時減少了所佔用的傳輸帶寬。這些以及其它優點可以由GFSK接收器實現，該GFSK接收器包括負責並去除由GFSK發射器的脈衝成形高斯濾波器所引起的ISI的濾波器。另外，所公開的接收器和接收器方法充分地降低並極大地去除由發射器調製器、接收器解調器和接收器信道濾波器所引入的ISI。此外，所公開的接收器和接收器方法提供如下的通信系統:該通信系統包含了GFSK調製的已知優點，同時減少了傳統GFSK接收器的處理級，以實現更為簡單、更加高效且具有成本效益的GFSK接收器。基於本發明的接收器和接收器方法的ISI的去除不限於GFSK通信系統，而且可用於從除GFSK通信系統以外的(有線的和無線的)通信系統去除ISI和其它不期望的通信產物。現在將參考圖3說明實現上述優點的GFSK通信系統的實施例。圖3示出GFSK通信系統300。GFSK通信系統300包括GFSK發射器302和GFSK接收器314。GFSK發射器302和GFSK接收器314可以合併在單個通信單元中作為集成的GFSK收發器，或者可以作為單獨的通信單元來提供。GFSK發射器302包括數據源304、高斯濾波器306、FSK調製器308、發射器後端310和發射天線312。高斯濾波器306對從數據源304提供的符號序列進行濾波，並且將脈衝成形後的符號序列輸出至FSK調製器308。FSK調製器308根據所選擇的FSK調製階數m(即，每個符號的比特數)來基於脈衝成形後的符號序列對頻率&進行調製。FSK調製器308的輸出被提供至發射器後端310，在發射器後端310中，該輸出被上轉換成發射頻率並且耦合至用於無線射頻(RF)發射的發射天線312。發射天線312以發射頻率發射GFSK調製的發射信號。數據源304的實施例可以包括用於對符號序列添加冗餘數據的前向糾錯(FEC)代碼發生器，以使得GFSK接收器可以使用FEC解碼器校正誤差而無需重新發射數據。參考圖4，說明高斯濾波器306的脈衝成形特性。關於高斯濾波器306的BT乘積來說明該高斯濾波器的響應，其中B是該濾波器的_3dB半帶寬，並且T是輸入符號的符號周期(即，l/fsymlTOl rate)。圖4示出與時間周期為T和單位振幅的矩形脈衝波形卷積的、BT=0.3,0.5和0.8的高斯濾波器的脈衝響應。分別例示出BT=0.3,0.5和0.8的高斯濾波器的脈衝響應作為輸出響應波形402、404和406。在圖4中，縱軸或Y軸表示脈衝響應的振幅，並且橫軸或X軸表示符號時基T。如圖4所示，對於較低值的BT乘積，輸出響應波形406、404和402在符號時間周期T上逐漸擴展，這表示數據符號之間的ISI的引入增多。具體地，持續時間比符號周期T大的任何輸出響應波形對應於具有如下BT乘積的高斯濾波器:在高斯濾波器的輸入處提供符號序列時，該BT乘積導致在符號之間引入ISI。如所示的，5個符號周期之間的ISI接近約0.3的BT。在GFSK通信系統中，儘管具有低BT乘積值的高斯濾波器引入了大量ISI，但產生了帶寬更為緊湊和高效的調製傳輸載波，這是更可取的。具體地，通過使用GFSK通信系統中的高斯濾波器來去除調製傳輸載波的頻率不連續性，該不連續性導致調製後的傳輸載波的傳輸帶寬不期望地寬。高斯濾波器的BT乘積越低，則頻率不連續性的去除越好。在優選實施例中，由於以下所述的GFSK接收器濾波器，可以使用具有低BT乘積(諸如0.36或更低)的脈衝成形高斯濾波器。因而，在優選實施例中，高斯濾波器306的BT乘積為0.36。返回參考圖3，FSK調製器308基於調製指數h和所選擇的FSK調製階數m對載波f0進行調製。對於所選擇的FSK調製階數m的FSK調製，將調製指數h定義為如下。⑴h=Afm/fsymbolrate其中，fsymlTOl rate是符號速率並且Afm是相鄰符號的頻率間隔。因而，調製指數h表示調製載波相對於其未調製的頻率&的改變的程度。調製指數h還與調製後的FSK載波所佔用的帶寬量有關。較低的調製指數h與較小的佔用頻率帶寬有關，並且較大的調製指數h與較大的頻率帶寬有關。GFSK接收器的運行錯誤的符號判決的易感性隨著調製指數h減小而增大。GFSK接收器314的FSK調製器308可以以與傳統使用相比相對高的調製階數m和相對低的調製指數h工作。例如，FSK調製器308可以以諸如2-GFSK、4-GFSK、8-GFSK和16-GFSK的調製階數工作，並且實施例可以利用奇數調製階數和高達256-GFSK或更高的調製階數。此外，FSK調製器308可以以低至1/256的調製指數h工作。然而，實施例不限於利用FSK調製，並且FSK調製器308可以由相移鍵控(PSK)調製器、正交振幅(QAM)調製器或其等同物來實現。2-GFSK調製階數與I比特/符號的傳輸有關。因而，在以2-GFSK調製階數工作的情況下，FSK調製器 308將頻率&調製+/-A的偏移頻率，以達到兩個調製符號4+4和f0-flo參考圖5，示出數據符號序列500、未調製的載波502和調製後的載波504。與未調製的載波502相比，調製後的載波504描述頻率為的第一 FSK符號506和頻率為fQ-fi的第二 FSK符號508。在圖5中，縱軸或I軸表示振幅，並且橫軸或X軸表示時間。此外，4-GFSK、8_GFSK和16-GFSK的調製階數基於使用偏移頻率的附加倍數的2-GFSK的擴展。也就是說，對於作為2比特/符號調製階數的4-GFSK，FSK調製器308依賴於四個調製符號fo+A、f0-fi> f0+3f!和&-3&。返回參考圖3，發射器後端310將從FSK調製器308輸出的調製的載波上轉換成適合RF發射的頻率。發射器後端310包括將頻率調製的載波&上轉換成適合RF發射的頻率所需的硬體電路組件。作為硬體組件的非限制性組的一部分，發射器後端310可以包括數模轉換器(DAC)、壓控振蕩器(VCO)、鎖相環(PLL)、混合器、模擬濾波器、低噪聲放大器(LNA)以及被識別為用於將調製的載波上轉換成適合RF發射的頻率的其它硬體組件。如上所述，帶寬更緊湊和高效的GFSK調製傳輸載波通過提供符合FCC相鄰信道幹擾規則的傳輸信號來有力地允許GFSK發射器在許可頻段和未經許可的ISM頻帶兩者下工作。此外，帶寬更緊湊和高效的GFSK調製傳輸載波有力地允許選擇簡單且具有成本效益的傳輸放大器。因而，如脈衝成形高斯濾波器306所推進的，由於發射器後端310發射帶寬緊湊的調製傳輸載波，因此可以使用簡單、具有成本效率且高效的一類放大器來設計發射器後立而310。在通過發射器後端310進行上轉換之後，從發射天線312發射GFSK調製的傳輸載
波信號。GFSK發射器312的實施例可以以硬體形式完全實現為硬體電路的組合。可選地，GFSK發射器302可以以硬體和軟體的組合來實現。例如，數據源304、高斯濾波器306和FSK調製器308可以通過數據處理設備的處理器執行存儲在計算機可讀介質內的計算機可讀指令來實現，而發射器後端310和發射天線312可以以硬體形式實現為硬體電路的組合。返回參考圖3的GFSK通信系統300，GFSK接收器314包括接收天線16、接收器前端318、信道濾波器320、FSK解調器322、數字濾波器324、限制器326、符號到比特映射器328和數據接收裝置330。GFSK接收器314在天線316處接收GFSK調製的傳輸載波信號(諸如由GFSK發射器302所發射的GFSK調製的傳輸載波信號)，並且在接收器前端318處將所接收到的GFSK調製的傳輸載波信號下轉換成基帶頻率調製信號。接收器前端318包括將接收到的GFSK調製的傳輸載波信號下轉換成基帶所需的硬體電路組件。作為硬體組件的非限制性組的一部分，接收器前端318可以包括模數轉換器(ADC)、壓控振蕩器(VCO)、鎖相環(PLL)、混合器、模擬濾波器、低噪聲放大器(LNA)以及被識別為用於對接收到的傳輸載波信號進行下轉換的其它硬體組件。信道濾波器320選擇性地從基帶調製信號中減少與基帶頻率調製信號的期望信道相鄰的相鄰信道幹擾，並且產生信道濾波後的基帶調製信號。特別地，信道濾波器320減少除傳輸載波頻率以外的頻率。然而，由於信道濾波器320減少了相鄰信道幹擾，隨著信道濾波器320的BT減小，信道濾波器320在接收到的信號中誘發附加的ISI。信號濾波器320的BT乘積可以為0.75、0 .6、0.5或更低。與傳統GFSK接收器中使用的信道濾波器相比，信道濾波器320可以通過使用BT乘積較低的濾波器來更加積極地追求相鄰信道幹擾的減少，並且可以通過數字濾波器324充分地減少並極大地去除附加的ISI。FSK頻率解調器322對信道濾波後的基帶頻率調製信號進行解調，以恢復符號序列。也就是說，根據用於對GFSK調製的傳輸載波信號進行調製的調製階數m，FSK頻率解調器322可以在頻率偏移了頻率&偏移頻率的倍數(即，^>3^,Sf1^f1等)之間進行鑑頻。例如，在I比特/符號調製階數(即，2-GFSK)的情況下，頻率解調器322在兩個頻率L+A與fcrfi之間進行鑑頻以產生輸出信號，其中fo是載波頻率。在2-GFSK的情況下，fo+fi可以與解調邏輯「I」相關，並且fcrfi可以與解調邏輯「O」相關。如上所述，可以基於偏移頻率的附加倍數來實現諸如4-GFSK、8-GFSK和16-GFSK的更多調製階數。FSK頻率解調器322可以由任何頻率解調器來實現，其提供與其輸入處的瞬時頻率成比例的輸出。為了實現較高調製階數的高保真度，FSK頻率解調器322的優選實施例包括數位訊號處理器(DSP)頻率解調器，該數位訊號處理器(DSP)頻率解調器在比信道濾波器320寬的帶寬內進行d Θ /dt，其中Θ是FSK頻率解調器322的輸入的瞬時相位。FSK頻率解調器322輸出恢復的符號序列。從FSK頻率解調器322輸出的恢復符號序列存在ISI。該ISI基本上是由發射GFSK調製的傳輸載波信號的發射器的脈衝成形高斯濾波器(諸如GFSK發射器302的脈衝成形高斯濾波器306)所引起的。由於從FSK頻率解調器322輸出的恢復符號序列存在ISI，因此恢復符號序列的「眼圖」失效(collapse)。為了去除ISI，在通過限制器326進行符號判決之前，由數字濾波器324對解調後的數據輸出信號進行濾波以去除ISI。因而，數字濾波器324打開從FSK頻率解調器322輸出的恢復符號序列的「眼圖」，使得即使在高調製階數m和低SNR的情況下，限制器326所進行的符號判決具有較少誤差。數字濾波器324基於多個係數來充分地減少和極大地去除ISI。數字濾波器324還基於該多個係數進行與由後檢測濾波器124進行的濾波相似的濾波。以下與圖6相關聯地說明用於確定該多個係數的技術，並且以下與圖8相關聯地說明數字濾波器324的操作。由於數字濾波器324去除ISI並且還進行後檢測濾波，因此GFSK接收器314被設計成至少如傳統的GFSK通信系統那樣簡單和具有成本效益，但具有更好的性能。返回參考圖3，限制器326基於通過數字濾波器324濾波後的符號序列產生符號判決。基於濾波後的符號序列，限制器326能夠毫無誤差地在若干FSK符號中進行鑑頻。因此，數字濾波器324的使用使得GFSK發射器302的FSK調製器308能夠基於比傳統上使用的調製階數更高的調製階數工作。因此，數據吞吐量增加。數據吞吐量還因數字濾波器324去除了 ISI而增加，這是因為限制器326能夠更少誤差地進行符號判決，這導致較少的重新發射。在通過限制器326產生符號判決之後，符號-比特映射器328將符號判決映射為數據比特。依賴於調製階數m，輸入至符號-比特映射器328的一個符號可以對應於1、2、4或更多數據比特。符號-比特映射器328還可以將輸入信號映射至奇數編號的數據比特。此外，限制器326和/或符號-比特映射器328的實施例可以包括FEC解碼器，FEC解碼器使用冗餘數據進行糾錯而無需重新發射數據。由符號-比特映射器328輸出的數據比特被提供至數據接收裝置330。GFSK接收器314的實施例可以以硬體形式完全實現為硬體電路的組合。可選地，GFSK接收器314可以以硬體和軟體的組合來實現。例如，接收天線316和接收器前端318可以硬體形式實現為硬體電路的組合，而信道濾波器320、FSK解調器322、數字濾波器324、限制器326、符號-比特映射器328和數據接收裝置330可以通過數據處理設備的處理器執行存儲在計算機可讀介質中的計算機可讀指令來實現。圖6是示出用於確定多個係數的操作600的流程圖。儘管參考關於GFSK接收器314的數字濾波器324的濾波器係數的確定來說明圖6，但操作600可應用於確定除GFSK接收器314以外的接收器的數字濾波器中所使用的係數。同樣，可以利用圖6所示的操作來確定要在數字濾波方法1100中使用的係數。參考圖6，在602處提供符號時間T的矩形脈衝。該矩形脈衝被提供至高斯濾波器604。如以上參考圖4所述，高斯濾波器604的輸出響應將依據高斯濾波器604的BT乘積而改變。可改變高斯濾波器604的BT乘積，以產生基於特定BT乘積的高斯濾波器的數字濾波器係數。換句話說，根據操作600所確定的數字濾波器係數至少將依據高斯濾波器604的BT乘積而改變。在圖6所示的操作600的實施例中，高斯濾波器604的BT乘積為0.36並且高斯濾波器604的輸出響應在5T時間段上延伸。高斯濾波器604的輸出被提供至頻率調製器606，其中，可以基於FSK調製器(諸如FSK調製器308)的已知屬性對頻率調製器606建模。頻率調製器606可以基於FSK調製器308的調製傳遞函數。根據操作600所確定的數字濾波器係數將依據頻率調製器606的調製傳遞函數而改變。頻率調製器606的輸出被提供至信道濾波器608。信道濾波器608的BT乘積例如可以依據GFSK接收器314的信道濾波器320的BT乘積而改變。根據操作600所確定的數字濾波器係數也將依據信道濾波器608的BT乘積而改變。信道濾波器608的輸出被輸入至頻率解調器610，其中，可以基於FSK解調器(諸如FSK解調器322)的已知屬性對頻率解調器610進行建模。頻率解調器610可以基於FSK解調器322的調製傳遞函數。根據操作600所確定的數字濾波器係數還將依據頻率解調器610的調製傳遞函數而改變。注意，尤其在信道濾波器608為BT乘積大於或等於0.75的線性相位型且頻率調製器606和頻率解調器610兩者的調製傳遞函數為I (unity)的情況下，可以從操作600省略頻率調製器606、信道濾波器608和頻率解調器610。在操作600的優選實施例中，信道濾波器608的BT為0.75或更小。此外，在頻率調製器606、信道濾波器608和頻率解調器610中可以包括發射器後端和接收器前端，使得在操作600中可以負責通信系統的發射器後端和接收器前端的響應。在612中，通過快速傅立葉變換(FFT)將頻率解調器610的輸出變換至頻域。在612中，FFT輸出高斯濾波器604、頻率調製器606、信道濾波器608和頻率解調器610的集合響應(包括引起ISI的響應)的頻域表示。集合響應的頻域表示包括在612中從FFT輸出的多個頻率倉(frequency bin)內。依據操作600中是否包括頻率調製器606、信道濾波器608和頻率解調器610，集合響應將相應地改變。此外，集合響應將依據操作600中是否包括發射器後端和接收器前端而改變。由FFT612輸出的多個頻率倉各自的大小被提供至比較器614，以與預定值δ進行比較。具體地，在比較器614處發生比較，使得在頻率倉的大小小於或等於δ的情況下，將該頻率倉設置為等於δ。否則，頻率倉不變。在比較器614之後，將更新後的頻率倉作為除數提供至除法器616的第一輸入。比較器614處的比較防止噪聲增益。在操作600的情況下，比較器614處的比較通過防止除法器616的除數過於接近O來防止噪聲增益。δ的值已被識別為針對使用通過操作600所確定的係數的數字濾波器的高頻衰減的結果有效變量。具體地，可以改變操作600中所使用的δ的值，以實現具有期望高衰減頻率響應的數字濾波器而不會使濾波器的奈奎斯特(Nyquist)響應劣化，這對去除ISI是必需的。在選擇δ以確定數字濾波器的期望高衰減頻率時，通過高衰減響應來實現後檢測濾波。這樣，比較器614處的比較和δ的選擇賦予了後檢測濾波器124的功能性。在操作600的優選實施例中，通過經驗確定δ的值為實數5Χ10_3。可以根據如上所述的期望衰減響應使用δ的其它值。繼續參考圖6，在618處將單位脈衝提供至奈奎斯特濾波器620。如上所述，除了η=0以外，Nyquist濾波器(諸如奈奎斯特濾波器620)的脈衝響應對於所有的ηΤ都為0，如圖6所示。在圖6所示的操作600的實施例中，奈奎斯特濾波器620的輸出響應在5Τ時間段上延伸。
FFT622將奈奎斯特濾波器620的輸出變換至頻域。FFT622的輸出是多個頻率倉，其中這些頻率倉作為被除數被提供至除法器616的第二輸入。除法器616將FFT622的輸出除以比較器614的輸出。在除法器616之後，在Nyquist頻率fs/2處可以可選地將O附加至除法器616的輸出，以在期望的情況下創建奇數編號的頻率倉。具有奇數編號的頻率倉創建作為整數次採樣的結果濾波器的組延遲。在除法器616和逆快速傅立葉變換(IFFT) 626之間發生O的可選插入。除法器616的商輸出表示集合響應和奈奎斯特濾波器620的脈衝響應之間的差的度量，其中集合響應是(I)高斯濾波器604、(2)頻率調製器606、(3)信道濾波器608和(4)頻率解調器610的響應。集合響應可以依據包括或排除頻率調製器606、信道濾波器608和頻率解調器610而改變。如上所述，尤其是在信道濾波器608為BT乘積大於或等於0.75的線性相位型且頻率調製器606和頻率解調器610兩者的調製傳遞函數為I的情況下，可以從操作600中省略頻率調製器606、信道濾波器608和頻率解調器610。通過基於除法器616所輸出的差的度量生成數字濾波器係數，可以使用包括所生成的數字濾波器係數的數字濾波器來基本上去除由高斯濾波器604、頻率調製器606、信道濾波器608和頻率解調器610所引入的ISI。除法器616的輸出無論在Nyquist頻率fs/2處是否附加有O都被提供至IFFT626。IFFT626將從除法器616輸出的頻率倉轉換成實時輸出時域信號。如628所示，IFFT626的輸出提供數字濾波器係數。在O被添加至除法器616的輸出的情況下，IFFT塊626的實時時域輸出包括在5T的時間段內的米樣或者時間段5T內多個米樣加I個米樣。使用通過操作600所確定的數字濾波器係數，可以實現用於去除ISI的恆定係數的數字濾波器，該數字濾波器將包括高斯濾波器的通信系統的響應轉換成具有奈奎斯特響應+後檢測濾波器的響應的響應。通過在接收器處去除因高斯濾波器所引起的ISI，即使在SNR低和使用高調製階數的情況下，也可以較少誤差地進行符號判決。按照操作600，可以負責和補償歸因於(I)高斯濾波器、(2)發射器調製器、(3)發射器後端、(4)接收器前端、(5)信道濾波器和(6)接收器解調器的其中一個或多個的ISI。然而，操作600不限於負責和補償歸因於上述發射器和接收器組件的ISI，並且本領域技術人員將認識到:可以負責和補償歸因於其它發射器和接收器組件的ISI。參考GFSK通信系統300作為示例，可以基於通過操作600所確定的數字濾波器係數來負責和補償歸因於以下組件的IS1: (I)高斯濾波器306、(2)FSK調製器308、(3)發射器後端310、(4)接收器前端318、(5)信道濾波器320和(6) FSK解調器322。圖7A、7B、7C和7D示出數字濾波器324所進行的濾波的效果。在圖7A、7B、7C和7D中，縱軸或y軸表示振幅，並且橫軸或X軸表示時間。圖7A示出根據接收到的2-GFSK信號解調後的符號序列。如圖7A所示，針對2-GFSK符號限制，不是每個符號都達到全振幅。相反，符號序列的「眼圖」因ISI而失效。圖7B示出圖7A的符號序列在通過數字濾波器324按照由操作600所確定的數字濾波器係數進行濾波之後的符號序列。如圖7B所示，符號達到完全2-GFSK符號振幅，並且該序列的「眼睛」沒有崩潰。因此，與圖7A相比，圖7B示出已通過數字濾波器324去除了ISI。如圖7C所示，來自接收到的8-GFSK信號的解調符號序列的「眼圖」的失效與圖7A相比更加明顯。如圖7C所示，對於8-GFSK符號限制，不是每個符號都接近其各自的符號水平。相反，符號序列的「眼圖」因ISI而失效。圖7D示出圖7C的符號序列在通過數字濾波器324按照由操作600所確定的數字濾波器係數進行濾波之後的符號序列。如圖7D所示，這些符號達到各自的8-GFSK符號水平，並且該序列的「眼圖」沒有失效。因此，與圖7C相比，圖7D示出已通過數字濾波器324去除了 ISI。隨著解調符號序列的「眼圖」變得更加失效，確定符號的原始邏輯水平更易出現符號判決誤差。特別是在較高的調製階數處，如圖7C那樣，在基於多個閾值一次對兩個以上的符號水平進行區分的情況下，確定符號的原始邏輯水平很難且容易出錯。如此，特別是在低SNR處，傳統GFSK接收器中的限制器易於做出錯誤的符號判決。然而，對於GFSK接收器314的限制器326，在圖7D所示的符號序列的符號水平之間進行區分不易出錯。現在將參考圖8來附加說明數字濾波器324的結構和操作。圖8示出數字濾波器324的優選實施例，即恆定係數有限脈衝響應(FIR)數字濾波器800。具體地，圖8的FIR數字濾波器800包括延遲單元802鏈、乘法器單元804鏈以及求和單元806。FIR數字濾波器單元800還可以由如下FIR數字濾波器來實現:該FIR數字濾波器基於FIR數字濾波器的已知結構相對於圖8所示的數字濾波器改變結構。 延遲單元802鏈中的延遲單元的數量和乘法器單元804鏈中的乘法器單元的數量是基於接收符號的符號速率、數字濾波器採樣頻率fs、脈衝成形高斯濾波器306的BT乘積和信道濾波器320的BT乘積中的至少一個來確定的。數字濾波器採樣頻率fs必須大於或等於奈奎斯特採樣頻率，其中，奈奎斯特採樣頻率為FSK解調器322的輸出處的信號的帶寬的兩倍。在FIR數字濾波器800的操作中，將符號序列(諸如由FSK解調器322恢復得到的符號序列)輸入至延遲單元802鏈。每個延遲單元802和相應的乘法器單元804包括利用各自的濾波器係數對輸入符號序列的符號進行加權的加權級。在圖8中，[X]表示輸入符號序列，諸如由F SK解調器322恢復得到的符號序列。延遲單元802鏈中的每個延遲單元針對一個符號周期存儲輸入符號序列的相應符號，並且將所存儲的符號輸出至下一延遲單元802。如圖8所示，在各延遲單元802之前、之間和之後抽出符號，以在各乘法器804處將抽出的符號與各自的濾波器係數Ac1-An相乘。如上參考圖6所述，確定係數Atl-Ap將各乘法器804的輸出作為輸入提供至求和單元806。求和單元806針對每個符號周期T來對乘法器804的輸出求和，以產生輸出符號序列[Y]的一個符號。FIR數字濾波器800去除輸入符號序列[X]的符號中的ISI，並且輸出符號序列[Y]基本上不存在ISI。基於濾波器係數Aq-An,數字濾波器324和FIR數字濾波器800實現將脈衝成形高斯濾波器的脈衝響應有效轉換成同於具有奈奎斯特脈衝響應的濾波器德均衡濾波器。如圖6所示，除了 η=0(η是整數)以外，奈奎斯特濾波器的脈衝響應對於所有的ηΤ而言都為O。基於奈奎斯特響應，可以從通過奈奎斯特濾波器濾波後的符號序列中基本上消除ISI。數字濾波器324和FIR數字濾波器800被設計成從接收到的信號中去除殘留的ISI直到1000中的一部分(即，0.1%)或更少。另外，如以上參考圖6所述，數字濾波器324和FIR數字濾波器800還被配置為基於濾波器係數Ac1-An進行後檢測濾波。數字濾波器324和FIR數字濾波器800所進行的後檢測濾波與後檢測濾波器124所進行的後檢測濾波類似。FIR數字濾波器800可以以硬體形式完全實現為硬體電路的組合。可選地，FIR數字濾波器800可以通過數據處理設備的處理器執行計算機可讀指令來以軟體形式實現。圖9是示出發射方法900的流程圖。發射方法900包括902中的符號序列的脈衝成形、904中的調製、906中的上轉換和908中的發射。為了執行發射方法900，在902中對由諸如數據源304的數據源提供的符號序列進行脈衝成形。902中的脈衝成形可以由諸如高斯濾波器306的脈衝成形高斯濾波器實現，並且步驟902將ISI引入符號序列。在904中，根據脈衝成形後的符號序列對頻率&進行調製以生成調製信號。904中的調製可以由FSK調製器308實現。906中的上轉換可以由包括上轉換器和放大器的發射器後端(諸如發射器後端310)實現。906中的上轉換將調製信號上轉換成適合RF發射的頻率。在908中，可以使用適當的發射天線實現RF發射。圖10是示出接收方法1000的流程圖。接收方法1000包括:在1002中接收發射信號、在1004中將接收信號下轉換成基帶調製信號、在1006中對基帶調製信號進行濾波以去除相鄰信道幹擾、在1008中對信道濾波後的基帶調製信號進行解調以恢復符號序列、在1010中對符號序列進行濾波、在1012中基於濾波後的符號序列產生符號判決、以及在1014中將符號判決映射至數據比特。為了執行接收方法1000，在1002中，在諸如天線316的天線處接收發射信號。例如，由接收器前端318實現1004中的下轉換，其中該下轉換將接收到的信號轉換成基帶調製信號。可以通過信道濾波器實現1006中的相鄰信道幹擾的去除，該信道濾波器可以引入除已存在於接收到的信號中的任何ISI以外的ISI。1006中的相鄰信道幹擾的去除可以由諸如信道濾波器320的信道濾波器實現。1008中的信道濾波後的基帶調製信號的解調可以由提供與其輸入處的瞬時頻率成比例的輸出的任何適當解調器(諸如頻率解調器322)實現。在1008中產生包括符號序列中的ISI的恢復符號序列。在1010中，基本上去除了存在於恢復符號序列中的ISI，這與傳統技術相比提供了優點。1010中的ISI去除可以由以上作為FIR濾波器800進一步詳細說明的數字濾波器(諸如數字濾波器324)實現。在1010中通過濾波去除ISI的情況下，在1012中，即使在SNR低的情況下也可以基本無誤差地進行精確的符號判決。例如，限制器326可以使用基本上不存在ISI的濾波符號序列來在1012中產生符號判決。在1014中，可以通過使用符號-比特映射器328對1012中產生的符號判決進行映射來恢復數據比特。圖11是示出數字濾波方法1100的流程圖。根據數字濾波方法1100，對符號序列進行濾波。具體地，在1102中確定符號序列的符號集，並且在1104中，將所確定的符號集的每個符號乘以相應的濾波器係數。在1106中，對與相應的濾波器係數相乘之後的、所確定的符號集中的每個符號進行求和，以產生第一濾波符號。在1108中，輸出第一濾波符號。然後，在步驟1110中通過移位來更新所確定的符號集。例如，可以基於先進後出符號延遲鏈(諸如延遲單元802鏈)利用一個符號更新所確定的符號集。在更新之後，在1104中將所確定的符號集乘以濾波器係數並且在1106中再次求和。因而，在1108中，基於1110中的所確定的符號集的更新來輸出第二濾波符號。如圖11所示，數字濾波方法1100是迭代的，並且其產生濾波後的輸出符號序列。例如，1104中的乘法可以由乘法器單元804實現，並且1106中的求和可以由求和單元806實現。數字濾波方法1100的各係數可以是濾波器係數A0_An。儘管參考GFSK通信系統300說明了方法900、1000和1100，但可以使用現有技術中被理解為與針對GFSK通信系統300所述的發射器和接收器的硬體電路等同的發射器和接收器的硬體電路來進行這些方法。此外，可以使用硬體、軟體或者硬體和軟體的組合來實現方法900、1000和1100。例如，如以下參考圖12來附加說明的，接收方法1000可以由數字處理設備的處理器根據一組計算機可讀指令來整體或部分實現。根據使用執行計算機可讀指令的數據處理設備所實現的實施例，這些計算機可讀指令存儲在計算機可讀存儲介質上，其中這些計算機可讀指令在由處理器執行的情況下，配置並且指示處理器和/或處理設備進行GFSK發射器300、GFSK接收器314、操作600的特徵以及方法900、1000和1100。計算機可讀存儲介質的非限制性示例包括隨機存儲存儲器(RAM)、只讀存儲器(ROM)、光碟(CD) (DVD)和磁性存儲介質。圖12示出數據處理設備實施例1200。數據處理設備1200包括系統總線1202、處理器1204、RAM1206、R0M1208和數據輸入/輸出接口 1210。在一些實施例中，處理器1204包括集成的ADC1212和/或集成的DAC1214。可選地，ADC1212和DAC1214可以與處理器1204分開並且經由數據總線1202和/或輸入/輸出接口 1210耦合至處理器1204。在操作時，將計算機可讀程序指示從RAM1206、ROMl208和其它存儲介質(未示出)中的至少一個載入處理器1204以供執行。在由處理器1204執行的情況下，計算機可讀程序指示配置和指示處理器1204執行GFSK發射器300、GFSK接收器314、操作600的特徵以及方法900、1000和1100。另外，為了便於數據處理設備實現接收方法1000，可以使用ADC1212將接收到的調製信號轉換成接收到的調製數據信號，使得處理器1204能夠在接收到的調製信號的數字副本下工作。此外，連同數據處理設備所進行的發送方法900的處理一起，DAC1214可以將調製數位訊號轉換成模擬調製信號，以作為模擬調製信號進行傳輸。處理器1204可以包括通用的中央處理單元(CPU)、數位訊號處理器(DSP)、現場可編程門陣列(FPGA)或專用集成電路(ASIC)。考慮到上述說明可以進行通信接收器和通信接收器方法的各種變形。因而，可以基於本領域技術人員能夠理解的識別的等同物來實踐除如上具體說明的以外的通信接收器和通信接收器方法。
權利要求
1.一種通信接收器，包括: 接收器前端，用於接收調製信號並將所述調製信號轉換成基帶調製信號； 信道濾波器，用於從所述基帶調製信號中減少與所述基帶調製信號的期望信道相鄰的信道幹擾，並且產生信道濾波後的基帶調製信號； 解調器，用於對所述信道濾波後的基帶調製信號進行解調並且恢復符號序列； 數字濾波器，用於從所述符號序列中減少符號間幹擾(ISI)； 限制器，用於基於濾波後的符號序列來產生符號判決；以及 符號-比特映射器，用於將所述符號判決映射至數據比特。
2.根據權利要求1所述的通信接收器，其中， 所述通信接收器包括高斯頻移鍵控(GFSK)接收器。
3.根據權利要求1所述的通信接收器，其中， 所述數字濾波器包括奈奎斯特均衡濾波器，所述奈奎斯特均衡濾波器基於奈奎斯特響應從所述符號序列中減少ISI。
4.根據權利要求1所述的通信接收器，其中， 所述數字濾波器包括多個加權級，其中，每個加權級利用基於高斯濾波器的脈衝響應的各濾波器係數對所述符號序列的符號進行加權。
5.根據權利要求1所述的通信接收器，其中，` 所述數字濾波器包括多個加權級，其中，每個加權級利用如下的各濾波器係數對所述符號序列的符號進行加權:所述各濾波器係數基於所述數字通信接收器的確定的脈衝響應與所述調製信號的發射器的確定的脈衝響應的集合。
6.根據權利要求1所述的通信接收器，其中， 所述數字濾波器包括多個加權級，其中，每個加權級利用如下的各濾波器係數對所述符號序列的符號進行加權:所述各濾波器係數基於高斯濾波器的確定的脈衝響應與所述信道濾波器的確定的脈衝響應的集合。
7.根據權利要求1所述的通信接收器，其中， 所述數字濾波器包括多個加權級，其中，每個加權級利用如下的各濾波器係數對所述符號序列的符號進行加權:所述各濾波器係數基於奈奎斯特濾波器的確定的脈衝響應除以高斯濾波器的確定的脈衝響應與所述信道濾波器的確定的脈衝響應的集合響應。
8.根據權利要求7所述的通信接收器，其中， 比較器，用於將所述集合響應的各頻率分量與預定的實數進行比較，並且在所述集合響應的頻率分量小於所述預定的實數的情況下，利用所述預定的實數替換所述頻率分量，以產生修正的集合響應，以及 除法器，用於將所述奈奎斯特濾波器的確定的脈衝響應除以所述修正的集合響應，以確定所述各濾波係數。
9.根據權利要求7所述的通信接收器，其中， 所述高斯濾波器的半帶寬與符號速率的比(BT)為0.36或更低，以及 所述信道濾波器的半帶寬與符號速率的比(BT)小於0.75。
10.一種通信接收器方法，包括: 接收調製信號並將所述調製信號轉換成基帶調製信號；從所述基帶調製信號中濾除與所述基帶調製信號的期望信道相鄰的信道幹擾以減少信道幹擾，並且產生信道濾波後的基帶調製信號； 對所述信道濾波後的基帶調製信號進行解調以恢復符號序列； 通過數據處理設備的處理器對所述符號序列進行濾波，以從所述符號序列中減少符號間幹擾(ISI)； 基於濾波後的符號序列產生符號判決；以及 將所述符號判決映射至數據比特。
11.根據權利要求10所述的通信接收器方法，其中，對所述符號序列進行濾波以減少ISI包括: 確定奈奎斯特濾波器的脈衝響應； 基於所述奈奎斯特濾波器的脈衝響應確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
12.根據權利要求10所述的通信接收器方法，其中，對所述符號序列進行濾波以減少ISI包括: 確定高斯濾波器的脈衝響應； 基於所述高斯濾波器的脈衝響應確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
13.根據權利要求10所述的通信接收器方法，其中，對所述符號序列進行濾波以減少ISI包括: 確定高斯濾波器的脈衝響應； 確定濾波信道幹擾的脈衝響應； 聚合所述高斯濾波器的脈衝響應與所述濾波器信道幹擾的脈衝響應，以產生集合響應； 基於所述集合響應確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
14.根據權利要求10所述的通信接收器方法，其中，對所述符號序列進行濾波以減少ISI包括: 確定高斯濾波器的脈衝響應； 確定濾波信道幹擾的脈衝響應； 聚合所述高斯濾波器的脈衝響應與所述濾波器信道幹擾的脈衝響應，以產生集合響應； 確定奈奎斯特濾波器的脈衝響應； 將所述奈奎斯特濾波器的脈衝響應除以所述集合響應，以產生商； 基於所述商來確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
15.根據權利要求14所述的通信接收器方法，其中， 所述高斯濾波器的半帶寬與符號速率的比(BT)為0.36或更低，以及 所述信道濾波器的半帶寬與符號速率的比(BT)小於0.75。
16.根據權利要求14所述的通信接收器方法，其中，聚合所述高斯濾波器的脈衝響應與所述濾波信道幹擾的脈衝響應包括: 確定頻率調製器的脈衝響應； 確定將所述調製信號轉換成基帶信號的脈衝響應；以及 聚合所述高斯濾波器的脈衝響應、所述濾波信道幹擾的脈衝響應、所述頻率調製器的脈衝響應和將所述調製信號轉換成基帶信號的脈衝響應，以產生所述集合響應。
17.根據權利要求10所述的通信接收器方法，其中，對所述符號序列進行濾波以減少ISI包括: 確定高斯濾波器的脈衝響應； 確定濾波信道幹擾的脈衝響應； 聚合所述高斯濾波器的脈衝響應與所述濾波信道幹擾的脈衝響應，以產生集合響應； 將所述集合響應變換至頻域，以輸出多個頻率倉； 利用預定值替換所述多個頻率倉中的大小小於所述預定值的頻率倉，以產生修正的頻域集合響應； 確定奈奎斯特濾波器的脈衝響應； 將所述奈奎斯特濾波器的脈衝響應轉換至頻域，以輸出奈奎斯特頻域響應； 將所述奈奎斯特頻域響應除以所述修正的頻域集合響應，以產生商； 基於所述商確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
18.一種存儲有計算機可讀指令的計算機可讀存儲介質，在通過通信接收器的處理器執行所述計算機可讀指令時，使所述處理器執行以下步驟: 接收調製信號並將所述調製信號轉換成基帶調製信號； 從所述基帶調製信號中濾除與所述基帶調製信號的期望信道相鄰的信道幹擾以減少信道幹擾，並且產生信道濾波後的基帶調製信號； 對所述信道濾波後的基帶調製信號進行解調以恢復符號序列； 對所述符號序列進行濾波，以從所述符號序列中減少符號間幹擾(ISI)； 基於濾波後的符號序列產生符號判決；以及 將所述符號判決映射至數據比特。
19.根據權利要求18所述的計算機可讀存儲介質，其中，對所述符號序列進行濾波以減少ISI包括: 確定奈奎斯特濾波器的脈衝響應； 基於所述奈奎斯特濾波器的脈衝響應確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
20.根據權利要求19所述的計算機可讀存儲介質，其中，對所述符號序列進行濾波包括: 確定高斯濾波器的脈衝響應； 基於所述高斯濾波器的脈衝響應確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
21.根據權利要求18所述的計算機可讀存儲介質，其中，對所述符號序列進行濾波包括:確定高斯濾波器的脈衝響應； 確定所述濾波信道幹擾的脈衝響應； 聚合所述高斯濾波器的脈衝響應與所述濾波器信道幹擾的脈衝響應，以產生集合響應； 基於所述集合響應確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
22.根據權利要求18所述的計算機可讀存儲介質，其中，對所述符號序列進行濾波包括: 確定奈奎斯特濾波器的脈衝響應； 確定高斯濾波器的脈衝響應； 將所述奈奎斯特濾波器的脈衝響應除以所述高斯濾波器的脈衝響應，以產生商； 基於所述商來確定多個濾波器係數；以及 基於所述多個濾波器係數來對所述符號序列進行濾波以減少ISI。
全文摘要
高斯頻移鍵控(GFSK)接收器包括接收器前端，用於接收GFSK調製信號並將接收到的GFSK調製信號轉換成基帶頻率調製信號；信道濾波器，用於減少與所述基帶頻率調製信號的期望信道相鄰的信道幹擾；解調器，用於對信道濾波後的基帶調製信號進行解調並且恢復符號序列；數字濾波器，用於從所述符號序列中減少符號間幹擾(ISI)；限制器，用於基於濾波後的符號序列來產生符號判決；以及符號-比特映射器，用於將所述符號判決映射至數據比特。
文檔編號H03D7/16GK103155408SQ201180047301
公開日2013年6月12日 申請日期2011年5月3日 優先權日2010年7月30日
發明者羅伯特·E·魯凱特 申請人:美國勝賽斯公司