採用三埠接線器的下變頻器和解調器的製作方法

2023-10-24 19:51:12 1

專利名稱：採用三埠接線器的下變頻器和解調器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種用於射頻信號的下變頻器、包括下變頻器的解調器、包括這樣的解調器的移動通信設備、一種通過一個三埠接線器對射頻信號進行下變頻的方法以及解調方法。
所提出的技術對於以一個具有恆定信包、例如f.e.nPSK(移相鍵控)的調製方案調製的射頻信號進行下變頻和解調特別方便。
近年來被用於複雜測量的所謂的六埠技術也可以用在設計接收機上。在六埠組件基礎上建立的接收機以直接的變換方式操作，從而允許從例如毫米波範圍和微波範圍的信號到一個基帶頻率的直接變換。因此，六埠接收機的主要特徵是通過在六埠拓撲結構的RF電路內的不同位置的功率檢測對兩個輸入向量信號之間的向量比進行的檢測。一個直接六埠接收機的例子在Ji Li，R.G.Bossisio和Ke Wu的「六埠直接數字毫米波接收機」，Digest of IEEE MTT Symposium，vol.3，pp 1659-1662，San Diego，May 1994中進行了描述。
WO99/08426公開了一種非相干六埠接收機。這種已知的接收機包括一個功率分配器，在至少兩個分支中分配一個已解調射頻輸入信號。至少一個延遲線以一預定延遲常數提供分支相對於彼此的延遲。計算電路根據輸入信號的彼此相對延遲的兩個分支的組合計算至少三個功率電平。處理裝置在所述至少三個功率電平的基礎上計算一個覆信號的相位和振幅，其中覆信號表示在輸入信號的彼此相對延遲的兩個分支之間的關係。
本發明的一個目的是進一步開發上述非相關六埠接收機技術，以便可以降低所需電路的複雜性。
這個目的是通過獨立權利要求的特徵實現的。從屬權利要求進一步增進本發明的中心思想。
依據本發明的新技術允許與在WO99/08426中所陳述的非相關六埠接收機拓撲結構具有相同的功能。但是，射頻電路可以被顯著減少，並且只需要兩個功率傳感器。可以省略本機振蕩器。另外，在類似(n)PSK的簡單調製技術的情況下，還不需要射頻開關。
依據本發明的第一個方面，提供了一個用於射頻信號的下變頻器，其中，下變頻器包括一個三埠接線設備。三埠接線設備具有一個輸入埠和兩個輸出埠，其中，輸出埠分別連接到一個功率傳感器。
下變頻器可以是一個沒有任何本地振蕩器的非相關下變頻器。
三埠接線設備可以包括一個將提供給輸入端的信號分成兩個分支的功率分配器。此外，在三埠接線設備中還包括用於處理其中一個分支的處理裝置以及用於合併兩個分支並產生兩個輸出信號以提供給輸出端的四埠接線設備。
處理裝置可以包括一個延遲單元。
或者，處理裝置可以包括一個分頻器、至少一個濾波器以及一個倍頻器。
分頻器的分頻因子等於倍頻器的倍頻因子。
在由處理裝置處理的信號分支中可以提供一個開關。
依據本發明，還提供了一個包括如上所述的下變頻器的解調器。在這種情況下加到輸入埠上的信號是一個數字調製信號，在對應於所提供的數字調製信號的比特持續時間的一半的持續時間內控制開關斷開。
一個A/D變換器可以分別直接或間接連接到功率傳感器中的一個上。
依據本發明的另一個方面，提供了一個包括如上所述的下變頻器的解調器。至少一個平均單元與功率傳感器的輸出直接或間接相連，並將平均單元的輸出與對應於至少一個平均單元的輸入信號的信號一起提供給至少一個模擬處理單元。
依據本發明，還提供了一個包括如上所述解調器的移動通信設備。
依據本發明的又一個方面，提供了一種通過一個三埠接線設備來下變頻射頻信號的方法。將射頻信號提供給三埠接線設備的一個輸入埠。在一個輸入射頻信號的基礎上產生兩個直流輸出信號。將三埠接線設備的兩個輸出埠的輸出信號分別提供給一個功率傳感器。
在輸入射頻信號的基礎上產生兩個直流輸出信號的步驟可以包括將提供給輸入端的信號分成兩個分支的步驟。處理其中一個分支，並合併兩個分支，其中，作為合併兩個分支的結果，產生兩個輸出信號，提供給輸出端並從而提供給功率傳感器。
處理其中一個分支的步驟可以包括將相應分支的信號延遲對應於輸入射頻信號的至少一個調製比特的持續時間的持續時間的步驟。
處理其中一個分支的步驟或者可以包括將所處理分支的信號分頻、濾波以及倍頻等步驟。
分頻步驟的分頻因子等於倍頻步驟的倍頻因子。
所處理的信號分支可以可選擇地開關。
依據本發明的又一個方面，提供了一種包括如上所述的下變頻方法的步驟的解調方法。在這種情況下，加到三埠接線設備的輸入埠上的信號是一個數字調製信號，在對應於所提供信號的比特持續時間的一半的持續時間內控制開關斷開。
解調方法可以包括根據功率傳感器的輸出信號對至少一個信號進行A/D變換的步驟。
解調方法可以包括如上所述的下變頻方法，還包括平均功率傳感器的至少一個輸出的輸出以及對平均步驟的輸出及對應於平均步驟的輸入信號的信號進行模擬處理的步驟。
可以由模擬處理步驟產生不止一個解調狀態，以便能獲得表明解調質量的附加信息。這個(軟)信息可以用在解碼步驟中。
解調方法可以包括下列步驟以兩個以上的比特對模擬處理步驟的輸出進行A/D變換，對A/D變換後的信號進行數字處理，以及，將數字處理後的信號提供給一個軟判決單元。
下面將參考本發明的多個實施例和附圖來說明本發明的其他優點、特徵和目的。


圖1顯示了依據本發明的下變頻器的一般結構的示意圖，圖2顯示了依據本發明的第一個實施例的線性三埠電路的內部結構，圖3顯示了依據本發明的線性三埠電路的內部結構的第二個實施例，圖4顯示了分別在依據圖2和3的實施例的線性三埠電路中使用的理想四埠接線設備的功能說明，圖5顯示了具有隔離功能的四埠接線設備的可能的實施方式，圖6a、b顯示了採用阻性元件的四埠接線設備的又一些可能的實施方式，圖7顯示了依附於圖1的直流接口的電路，圖8顯示了依附於直流接口的電路的又一個可能的選擇，圖9顯示了依附於直流接口的電路的又一個可能的選擇，
圖10顯示了依附於圖1的直流接口的電路的又一個可能的選擇，圖11a顯示了依據本發明的功率傳感器塊的內部結構，圖11b顯示了在9dB的S/N比的情況下分別在圖3和2的基礎上由下變頻器解調的微分或非微分QPSK狀態，圖12顯示了在15dB的S/N比的情況下分別依據圖3和2由下變頻器解調的微分或非微分8PSK狀態，圖13顯示了功率傳感器的理想直流輸出，圖14顯示了在9dB的信噪比情況下的功率傳感器的理想直流輸出信號，圖15顯示了沒有噪聲情況下功率傳感器的理想直流輸出信號，圖16顯示了在15dB的信噪比情況下的功率傳感器的理想直流輸出信號，圖17顯示了沒有噪聲情況下功率傳感器的理想直流輸出信號。
本發明特別適用於用在將大多數單信道通信作為目標的應用上的直接接收機。所提出的技術特別適合於PSK調製或一般相態調製的解調和下變頻，依據這些調製的信號振幅由於調製過程而變得恆定。在這種操作的情況下不需要本地振蕩器信號。下面將說明基於所提出的技術的下變頻方法，隨後說明其模擬。
所提出的採用六埠技術的接收機通常使用四個功率傳感器。依據本發明的中心思想，在沒有時分多路復用的情況下只使用兩個功率傳感器。不需要本地振蕩器信號。
參考圖1，下面將說明包括線性三埠電路7的下變頻接收機。由天線1接收數字調製射頻信號。可選地，可以提供包括第一級下變頻器3的方框2。天線信號和可選方框2的輸出信號分別通過帶通濾波器4，然後由低噪聲放大器5放大。LNA放大器5的增益由作為系統控制單元的一部分的控制單元15控制。將LNA 5的輸出信號輸入到線性三埠設備7的僅有的一個輸入端6。線性三埠設備7具有兩個輸出端8、9，在該輸出端將在提供給輸入端6的信號的基礎上產生的輸出信號提供給功率傳感器10、11。功率傳感器10、11的輸出信號被低通濾波12、13，然後提供給直流接口14。連接到直流接口14的另一邊的電路將在後面進行說明。
可以從圖1看出，下變頻器實質上包括被動靠近(near)三埠高頻電路7，電路7具有一個用於調製射頻信號的輸入端6和兩個連到兩個功率傳感器10、11的射頻輸出端8、9。
參看圖2和3，下面說明三埠接線設備7的內部結構的不同實施例。
依據圖2的實施例，由功率分配器16將提供給三埠接線器7的輸入端6的信號分成第一和第二分支。將第一分支(射頻信號1)直接提供給四埠接線設備20。
四埠接線設備的內部結構和功能在索尼國際(歐洲)股份有限公司的PCT/EP 98 083 29中已知。由於在這個申請中已經清楚地說明了四埠接線設備，所以在本說明書中省略了對四埠接線設備的詳細說明，將PCT/EP 98 083 29的相應附圖和說明書部分作為參考。
由功率分配器16產生的第二分支被可選地提供給開關17或直接提供給延遲線18。延遲線18提供一個對應於在輸入端6提供的數字調製射頻信號的一個或多個調製比特的持續時間的延遲。延遲線18的輸出信號被放大19，並作為射頻信號2提供給四埠接線設備20的第二輸入端。在四埠接線設備20的輸出端產生提供給功率傳感器10、11的輸出信號。
依據圖2的實施例，因此，線性三埠無源電路7包含用於將輸入射頻信號分成兩個分支的功率分配器16。將一個分支直接提供給四埠接線設備20，第二分支如圖2所示或如圖3所示地處理，這將在後面進行說明。可選地，第一分支的信號在提供給四埠接線設備20之前可以通過隔離單元49。
依據圖2的實施例，由功率分配器16產生的第二分支被延遲線18延遲一個(或幾個調製比特)的持續時間。對於射頻延遲線18有幾種可能的實施方式。在用於對延遲線損耗的可能校正以及用於隔離的放大器19的可選放大之後，將這個信號(射頻信號)提供給四埠接線設備20。應該注意，放大可以在延遲線18之前或之後進行。可以將放大器增益設置為1，在這種情況下放大器19僅僅用作隔離單元。
現在說明用於處理由功率分配器16產生的射頻信號的第二分支的第二實施例。在選擇通過開關17之後，將第二分支中的信號提供給分頻因子為N的分頻器21。將分頻器21的輸出信號通過濾波器22，然後通過倍頻因子最好等於分頻因子N的倍頻器23。將倍頻器23的輸出信號再次通過濾波器24、由放大器19放大，然後作為射頻信號2提供給四埠接線設備20的第二輸入端。還需要注意的是，放大器19的低噪聲放大可以在第二分支的任何位置進行。此外，應該注意的是，分頻因子和倍頻因子可以任意選擇，但最好是因子為2就足夠了。由於如圖3所示的第二分支中的射頻信號的這個處理，所以丟失了信號中包含的相位信息。
在採用類似(n)PSK的簡單調製技術並且一般條件不隨時間變化很大的情況下，可以特別省略可選開關。可選地，可以在功率分配器16和四埠接線設備20之間的第一分支中提供隔離單元49。
下面參考圖4，圖4顯示了採用S一矩陣方法的理想四埠接線設備20的數學描述。可以採用多個不同實施方式來實現圖4的S-矩陣所述的功能。圖5和圖6顯示了四埠接線設備的兩個可能的實施方式。注意，這裡仍然省略了四埠接線設備的詳細說明，因為已經在上述的PCT/EP/98/083 29申請中詳細描述了四埠接線設備。
如圖5所示，依據這個實施方式，將第一射頻信號1提供給第一功率分配器25，將第二射頻信號2提供給第二功率分配器26。功率分配器25和功率分配器26連接到混合電路28，混合電路28由終端30連接到地，此外還連接到功率傳感器1的接口。將分別由功率分配器25和功率分配器26產生的第二信號分支提供給第二混合電路29，其中，由第二功率分配器26產生的第二分支信號在提供給混合電路29之前首先由移相器27移相。第二混合電路29再次由終端電路31連接到地，並連接到功率傳感器2的接口。注意，90°和180°混合電路也可以採用，在PCT/EP/98/083 29申請中說明了電路功能。
圖6顯示了在由其他外部裝置獲得隔離功能的情況下四埠接線設備的又一個可能的實施方式。圖6所示實施方式的詳細說明也可以在申請PCT/EP/98/083 29中找到。
在下列方程式(1)至(23)中，描述了所提出的下變頻方法的總體數學描述。對於圖2和圖3的兩種情況，所運用的數學描述類似。數學表示是對於圖3的情況顯示的，具有相關的時延功能。
表1顯示了所用變量的圖標符號(legend)。
ν1＝ρV0ej(1)ν2＝V0(2)
等式S表示四埠接線器的理想S矩陣。S=00s13s1400s23s24s31s3200s41s4200=00s13s1400s23s24k31ej31k32ej3200k41ej41k42ej4200-----(4)]]> P3=1N1NP3---------(11)]]>P2=P3k3122+k422----------(12)]]>X3=k3122+k3222k31k32P3P3-k31222k31k32-k3222k31k32-------(13)]]>X4=k3122+k3222k41k42P4P3-k41222k41k42-k4222k41k42------(14)]]>Δθ3＝θ31-θ32Δθ4＝θ41-θ42(15)X3＝ρcos(Δθ3+)＝ρ(cosΔθ3cos-sinΔθ3sin)(16)X4＝ρ(cosΔθ4+)＝ρ(cosΔθ4cos-sinΔθ4sin)(17)I=X3sin4-X4sin3sin(4-3)-------(18)]]>Q=X3cos4-X4cos3sin(4-3)-------(19)]]>3k2,4k2,4-3k-----(20)]]>Y1=IP=X3sin4-X4sin3sin(4-3)--------(21)]]>Y2＝sgn(Q) (22)＝Y2arccos(Y1) (23)
表1.所用變量的圖標符號主要影響是在到達(圖2和圖3的)四埠接線器20之前的信號包含兩個不同的噪聲部分。這也意味著所提出的非相干系統與相干解決辦法相比具有更大的噪聲靈敏度，但具有潛在地更簡單的實現方式。簡單實現的優點隨工作頻率的增大而增長。
現在參看圖1，說明連接到直流接口14的電路的不同實施方式。如圖7所示，直流接口14可以通過兩個A/D變換裝置32、33連接到數字處理單元(DSP單元)34和解調單元35。DSP單元34負責處理輸入數位訊號，以便實現解調或者甚至實現一個全信號解調。注意，作為系統控制單元的一部分的控制單元15可以被設計為控制A/D變換器32、33以及數字處理單元34。
圖8至10顯示了具有來自功率傳感器10、11的在濾波器12、13中濾波之後的兩個直流輸入的其他實施方式。此外，依據圖8到10的實施方式，提供兩個連接到模擬處理和平均單元的直流輸出。可以可選地運用附加低通濾波。
在(n)PSK解調情況下的操作方法圖8、9和10涉及採用依據本發明的概念的(n)PSK解調。在所有附圖中，提出了用於模擬電路實現的三個不同的選擇。將全部信號信息放在已調製信號的相對相位中。依據這個事實，關於信號振幅的信息不需要包含該信息。這意味著對於所提出的非相關操作只要兩個功率傳感器就足以對信號解碼。
此外，採用依據本發明的方法，可以減少增益控制需求，這表明數字增益控制可以被省略，只要簡單的模擬粗增益控制就足夠了。以模擬方式將檢測到的在功率傳感器輸出端的直流電平進行平均，並提供到兩個模擬處理實體36、37(圖8和9)。在更多碼元上進行平均。定時信息來自於控制單元15。兩個功率傳感器10、11上的平均值確定了閾值，該閾值根據下列方程式用於模擬比較和硬判決。
考慮圖2至6的實施例，顯然，與相關相移一樣，四埠接線設備20的(從射頻信號輸入到相關功率傳感器的)傳遞函數也是已知的。這意味著可以在只有平均功率信息的情況下計算出nPSK的閾值。QPSK的閾值是非常直接的。還將關於閾值的信息提供給給出硬判決(n)PSK解調值的模擬電路38(圖8)。通過採用模擬電路38，可以執行具有對通道解碼實體有用的附加信息的硬判決解調。即，如果信號/噪聲比降低，則可能出現硬判決框38指示不止一個解調狀態的情況。這還可以被理解為附加「準軟比特(quasi soft bit)」信息的一些樣式。
在圖9中不採用單個「模擬電路方框」，而是提供了兩個給出「準軟比特」的2-4位A/D變換器40、41。術語「準」的意思是所獲得的比特在提供給解碼單元之前必須進一步進行支持軟比特的DSP處理。這意味著數字處理的這個部分可以由ASIC直接包含在解碼實體的輸入端。
在相位解調情況下操作的方法和裝置，其中信號振幅是恆定的在依附於圖2或圖3的結構的圖10描述了這個操作所需的設備，可以將其稱為相位解調器。在直流接口14，在(至少一個)功率傳感器，用於信號平均的模擬單元36、37連接到根據上述方程式定義的模擬電路38。模擬處理結果是標準化的I值和Q值的正負號函數，將其提供給兩個A/D變換器40、41，其中一個變換器是連接到正負號函數單元42的一位變換器。
在獲得了相位差的餘弦值和正負號值並數位化之後，可以執行進一步的數字處理43，來計算相位信息的實際值。
圖11a顯示了功率傳感器10、11的內部結構。功率傳感器的中央部分是檢波二極體、溫度功率傳感器和FET結構44。此外，可選匹配網絡45、可選偏置單元46和用於非線性性能的可選模擬補償硬體47與中央單元44相連。注意，可以在PCT/EP98/08329中找到對功率傳感器的功能和內部結構的詳細描述。
現在參看圖11d至17說明模擬結果。已經執行了這個模擬來確認所提出的工藝，特別確認在下列模擬條件下所提出的技術-功率傳感器是工作在線性區域並具有與組件中的分立電阻相同的容差(被認為匹配的電抗部分)的輸入阻抗的檢波二極體，-三埠接線器是考慮圖3的總體布局由如圖6所示的阻性元件實現的。延遲過程被認為是理想的，以及-電阻絕對值被認為具有0％和15％的容差。
圖11b顯示了分別由圖3和圖2的結構解調的差動(differential)和非差動QPSK狀態，其中信噪比為9dB。
I顯示了在理想四埠接線器和具有外部本地振蕩器信號的解調情況下的具有一個噪聲容限的QPSK信號，II顯示了與本發明相比在理想四埠結構情況下的具有一個噪聲容限的QPSK信號，其中，包括20％的絕對電阻容差並運用本地振蕩器，III顯示了如圖2和3所示依據本發明的理想四埠接線器的具有一個噪聲容限的QPSK信號，以及IV顯示了依據本發明的理想四埠結構的具有一個噪聲容限的QPSK信號，其中包括20％的電阻容差。
圖12顯示了分別由圖3和圖2的結構解調的差動和非差動8PSK狀態，其中信噪比為15dB。
I顯示了(與本發明相比)在理想四埠接線器和具有外部LO信號的解調情況下的具有一個噪聲容限的8PSK信號，II顯示了具有圖3的理想四埠結構的具有一個噪聲容限的8PSK信號，其中，包括20％的絕對電阻容差，III顯示了如圖2和3所示依據本發明的具有理想四埠接線器的具有一個噪聲容限的8PSK信號，以及IV顯示了依據本發明的理想四埠結構的具有一個噪聲容限的8PSK信號，其中包括20％的絕對電阻容差。
注意，依據本發明的情況III和IV分別顯示與情況I和II相比的低性能，但因為不再需要本地振蕩器，所以這不僅僅是由更簡單的設計所補償的。
圖13顯示了沒有噪聲並具有理想四埠電路的功率傳感器的理想直流輸出信號，其中，將輸出信號顯示為在圖2和圖3的四埠接線器的輸入埠的輸入信號的相差的函數。實線表示平均值，虛線表示相關狀態。假設圖6的移相器具有45°的相移值。
圖14顯示了信噪比為9dB並具有理想四埠電路的功率傳感器的理想直流輸出。將理想直流輸出信號顯示為在圖2和圖3的四埠接線器的輸入埠的輸入QPSK信號的相差的函數。實線表示平均值，虛線表示相關狀態。再次假設圖6的移相器具有45°的相移值。
圖15顯示了沒有噪聲並具有理想四埠電路的功率傳感器的理想直流輸出信號，理想直流輸出是在圖2和圖3的四埠接線器的輸入埠的輸入8PSK信號的相差的函數。實線表示平均值，虛線表示相關狀態。假設圖6的移相器具有45°的相移值。
圖16顯示了信噪比為15dB並具有理想四埠電路的功率傳感器的理想直流輸出信號。將理想直流輸出信號顯示為在圖2和圖3的四埠接線器的輸入埠的輸入8PSK信號的相差的函數。實線表示平均值，虛線表示相關狀態。再次假設移相器具有45°的相移。
圖17顯示了沒有噪聲並具有理想四埠電路的功率傳感器的理想直流輸出信號，其中，將輸出顯示為在圖2和圖3的四埠接線器的輸入埠的輸入8PSK信號的相差的函數。實線表示平均值，虛線表示相關狀態。假設圖6的移相器具有75°的相移值。注意，與圖15相比，閾值隨相移的變化而變化。如果將該設備設計為工作在頻率f-指數0，則它還可以工作在頻率f-指數1＝f-指數0×75/45＝f-指數0×1.66(注意，移相器通常線性依賴於所運用的頻率)。然而，從圖17可以看出，閾值更加接近，以便系統如果用於寬帶應用可以獲得更好的信噪比。
本發明提出了一種三埠技術，該三埠技術允許與已知的六埠接收機布局具有相同的功能，但顯著減少了射頻電路，只有兩個功率傳感器，而不需要本地振蕩器(非相關檢測)。在類似PSK的簡單調製過程的情況下，不需要射頻。所提出的技術解決了只有一個通道進行低範圍通信的情況。這對於採用較高微波和較低毫米波範圍以及提出一個通道的全頻率重複使用的應用是非常實用的。這對於類似nPSK的簡單調製方案特別方便。所提出的概念特別有利於低成本設備應用。所提出的解決辦法還特別有利於毫米波範圍內的典型應用。此外，特別有利於以類似QPSK的簡單調製方案進行的單通道通信。這對於60Ghz或24Ghz(ISM波帶)應用特別有吸引力。
權利要求
1.用於射頻信號的下變頻器，所述下變頻器包括一個三埠接線器(7)，其中，三埠接線器(7)具有一個用於射頻信號的輸入埠(6)和兩個輸出埠(8，9)，輸出埠(8，9)分別連接到功率傳感器(10，11)。
2.如權利要求1或2中的任何一個所述的下變頻器，其特徵在於，三埠接線器(7)包括-功率分配器(16)，將提供給輸入端(6)的信號分成兩個分支，-處理裝置(17，18，19；21，22，23，24)，用於處理其中一個分支，以及-四埠接線設備(20)，用於合併兩個分支並產生兩個輸出信號以提供給輸出端(8，9)。
3.如權利要求2所述的下變頻器，其特徵在於，處理裝置包括延遲單元(18)。
4.如權利要求2所述的下變頻器，其特徵在於，處理裝置包括-分頻器(21)，-至少一個濾波器(22，24)，以及-倍頻器(23)。
5.如權利要求2至4中的任何一個所述的下變頻器，其特徵在於，在由處理裝置(17，18，19；21，22，23，24)處理的信號分支中提供一個開關(17)。
6.如權利要求2至5中的任何一個所述的下變頻器，其特徵在於，在至少一個分支中提供一個隔離單元(49)。
7.解調器，其特徵在於，包括如權利要求7所述的下變頻器，其中，加到輸入埠(6)上的信號是一個數字調製RF信號，在對應於所提供信號的比特持續時間的一半的持續時間內控制開關(17)斷開。
8.如權利要求7所述的解調器，其特徵在於，低通濾波器(12，13)連接到功率傳感器(10，11)的輸出端。
9.如權利要求8所述的解調器，其特徵在於，一個A/D變換器(32，33)分別直接或間接連接到一個功率傳感器(10，11)。
10.如權利要求8所述的解調器，其特徵在於，至少一個平均單元(36，37)與低通濾波器(12，13)的輸出相連，至少一個平均單元(36，37)的輸出與低通濾波器(12，13)的輸出一起提供給至少一個模擬處理單元(38，39)。
11.如權利要求10所述的解調器，其特徵在於，至少一個模擬處理單元(38，39)的輸出提供給一個A/D變換器(41)。
12.移動通信設備，其特徵在於，包括如權利要求7至11中的任何一個所述的解調器。
13.一種通過一個三埠接線器(7)來下變頻RF信號的方法，所述方法包括下列步驟-將RF信號提供給三埠接線器(7)的一個輸入埠(6)，-在一個輸入射頻信號的基礎上產生兩個直流輸出信號，以及-將三埠接線器(7)的兩個輸出埠(8，9)的輸出信號分別提供給一個功率傳感器(10，11)。
14.如權利要求13所述的用於下變頻射頻信號的方法，其特徵在於，在一個輸入射頻信號的基礎上產生兩個直流輸出信號的步驟包括-將提供給輸入端(6)的信號分成(16)兩個分支，-處理(17，18，19；21，22，23，24)其中一個分支，以及-合併(20)兩個分支並產生兩個輸出信號以提供給輸出端(8，9)。
15.如權利要求14所述的用於下變頻射頻信號的方法，其特徵在於，處理(17，18，19；21，22，23，24)其中一個分支的步驟包括下列步驟-將相應分支的信號延遲(18)對應於輸入射頻信號的至少一個調製比特的持續時間的持續時間。
16.如權利要求14所述的用於下變頻射頻信號的方法，其特徵在於，處理(17，18，19；21，22，23，24)其中一個分支的步驟包括下列步驟-分頻(21)，-濾波(22，24)，以及-將所處理分支的信號倍頻(23)。
17.如權利要求14至16中的任何一個所述的用於下變頻射頻信號的方法，其特徵在於，開關(17)所處理(17，18，19；21，22，23，24)的信號分支。
18.如權利要求13至17中的任何一個所述的方法，其特徵在於，在至少一個分支中提供一個隔離功能(49)。
19.解調方法，其特徵在於，包括如權利要求17所述的下變頻方法，其中，加到輸入埠(6)上的信號是一個數字調製信號，在對應於所提供信號的比特持續時間的一半的持續時間內控制開關(17)斷開。
20.如權利要求19所述的解調方法，其特徵在於，對功率傳感器(10，11)的輸出進行低通濾波(12，13)。
21.如權利要求19或20中的任何一個所述的解調方法，其特徵在於下列步驟，根據功率傳感器(10，11)的輸出信號對至少一個信號進行A/D變換(32，33)。
22.如權利要求20所述的解調方法，其特徵在於，還包括下列步驟，平均(36，37)濾波步驟(12，13)的至少一個輸出的輸出，以及，模擬處理(36，37)平均步驟(36，37)的輸出及濾波步驟(12，13)的輸出。
23.如權利要求22所述的解調方法，其特徵在於，由模擬處理步驟(38，39)產生不止一個解調狀態，以便能獲得表明還未正確檢測到所述狀態的附加硬信息。
24.如權利要求22所述的解調方法，其特徵在於，-對模擬處理步驟(38，39)的輸出進行A/D變換，-對A/D變換後的信號進行數字處理，以及-將數字處理後的信號提供給一個解碼步驟。
25.如權利要求24所述的解調方法，其特徵在於，一個A/D變換步驟是一比特變換(40)。
全文摘要
一種用於RF信號的下變頻器包括一個三埠接線器(7),三埠接線器(7)具有一個用於已調製數字射頻信號的輸入埠(6)和兩個輸出埠(8,9)。輸出埠(8,9)分別連接到功率傳感器(10,11)。三埠接線器(7)包括將提供給輸入端(6)的信號分成兩個分支的功率分配器(16)、用於處理其中一個分支的處理裝置(17,18,19;21,22,23,24)、以及用於合併兩個分支並產生兩個輸出信號以提供給三埠接線器(7)的輸出端(8,9)的四埠接線設備(20)。處理裝置可以包括延遲單元(18)或可替換地包括分頻器(21)、多個濾波器(22,24)以及倍頻器(23)。
文檔編號H04L27/38GK1275833SQ0011792
公開日2000年12月6日 申請日期2000年5月29日 優先權日1999年5月27日
發明者V·布蘭科維克, D·克魯佩策維克, 雅美阿部, T·康沙克, T·德勒 申請人:索尼國際(歐洲)股份有限公司, 索尼公司