逆變器驅動裝置以及半導體模塊的製作方法

2023-10-24 13:58:37 2

本發明涉及一種設置於逆變器的輸出級而對控制輸出到負載的電流的半導體開關元件進行導通關斷驅動的逆變器驅動裝置、以及一體地具備所述逆變器驅動裝置和所述半導體開關元件的半導體模塊。

背景技術：

驅動單相電機或者三相電機等的逆變器10，在其輸出級具備控制輸出到負載的電流的半導體開關元件sw，並且具備對該半導體開關元件sw進行導通關斷驅動的逆變器驅動裝置1。圖3是表示驅動作為負載的三相電機m的逆變器10的概略構成的圖，作為半導體開關元件sw具備分別與u相、v相、w相圖騰柱式連接而被互補地導通驅動的上臂igbt(絕緣柵雙極型電晶體)2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w。另外，在上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w的各個發射極和集電極之間分別反並聯連接有回流二極體4u、4v、4w、5u、5v、5w。

也就是說，上臂igbt2u、2v、2w和下臂igbt3u、3v、3w之間的圖騰柱式連接是指，將上臂igbt2u、2v、2w的各個發射極分別連接在下臂igbt3u、3v、3w的各個集電極的電路結構。這些圖騰柱式連接的上臂igbt2u、2v、2w和下臂igbt3u、3v、3w之間的串聯電路分別形成半橋電路。

另外，逆變器驅動裝置1，具備：上臂驅動電路(hvic)6u、6v、6w，其分別對上臂igbt2u、2v、2w進行導通關斷驅動；下臂驅動電路(lvic)7，其分別對下臂igbt3u、3v、3w進行導通關斷驅動。上臂驅動電路6u、6v、6w以及下臂驅動電路7，通過輸入從例如由pwm控制用微計算機組成的控制裝置cont個別地提供的控制信號，具體地說是u相、v相以及w相的各個pwm信號，而分別以預定的相位差對上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w進行導通關斷驅動。

另外，在由圖騰柱式連接的上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w構成的半導體開關元件sw的供電電路，插裝有電流檢測電阻rs。電流檢測電阻rs，作為電流信息檢測與流動在逆變器10中的電流成比例的電壓，所檢測出的電流信息分別輸入到控制裝置cont以及下臂驅動電路7。

從該電流信息可以檢測出例如逆變器10的輸出布線中的絕緣不良和/或者錯誤布線引起的相間短路等故障。特別是，下臂驅動電路7具備過電流保護功能，其在檢測到過大電流時，即刻直接關斷下臂igbt3u、3v、3w，切斷流動到該下臂igbt3u、3v、3w的電流。另外，控制裝置cont具備過電流保護功能，其在檢測到過大電流時，輸出針對上臂驅動電路6u、6v、6w的控制電流信息，並由此分別關斷控制上臂igbt2u、2v、2w。

在這裡，對逆變器驅動裝置1中的上臂驅動電路6u、6v、6w以及下臂驅動電路7進行簡單的說明。圖4是僅抽取表示逆變器10中的單相、在這裡是u相的逆變器驅動裝置1的概略結構圖。另外，v相以及w相的逆變器驅動裝置1也具有同樣的結構。

上臂驅動電路6(6u、6v、6w)具備p-mos8a以及n-mos8b，其作為對上臂igbt2u(2v、2w)進行導通關斷驅動的輸出級電晶體，串聯而互補地被導通關斷驅動。也就是說，由p-mos8a和n-mos8b組成的輸出級電晶體，將圖騰柱式連接的上臂igbt2u(2v、2w)與下臂igbt3u(3v、3w)的連接點電壓，即所謂的中點電壓vs作為參考電位互補地進行導通關斷動作而對上臂igbt2u(2v、2w)進行導通關斷驅動。

另外，上臂驅動電路6(6u、6v、6w)，具備：輸入濾波器8c，其輸入來自控制裝置cont的控制信號(pwm信號)；電平移動電路8d，其將通過輸入濾波器8c輸入的控制信號(pwm信號)電平移動為輸出級電晶體的工作參考電位。並且，上臂驅動電路6(6u、6v、6w)構成為使用在電平移動電路8d中進行了電平移動的控制信號(pwm信號)對輸出級電晶體(p-mos8a、n-mos8b)進行導通關斷驅動。

另外，控制裝置cont，在從通過電流檢測電阻rs檢測出的電流信息(檢測電壓)中檢測到發生過電流時，停止輸出控制信號(pwm信號)。由此停止p-mos8a以及n-mos8b的驅動，上臂igbt2u(2v、2w)被強制地進行關斷控制。

與此相對，下臂驅動電路7的u相(v相、w相)具備p-mos9a以及n-mos9b，其作為對下臂igbt3u(3v、3w)進行導通關斷驅動的輸出級電晶體，串聯而互補地被導通關斷驅動。由p-mos9a以及n-mos9b組成的輸出級電晶體，將接地電位gnd作為參考電位互補地進行導通關斷動作而對下臂igbt3u(3v、3w)進行導通關斷驅動。

另外，下臂驅動電路7，具備：輸入濾波器9c，其取入從控制裝置cont提供的控制信號(pwm信號)；與門電路9d，其控制對於通過輸入濾波器9c取入的控制信號(pwm信號)的輸出級電晶體(p-mos9a、n-mos9b)的輸出。該與門電路9d，僅在鎖存電路9e的輸出為「h」時輸出控制信號(pwm信號)到輸出級電晶體(p-mos9a、n-mos9b)，發揮對p-mos9a以及n-mos9b互補地進行導通關斷驅動的作用。

在這裡，通過電流檢測電阻rs檢測出的電流信息(檢測電壓)被提供到比較器9f而與預定的參考電壓9g進行比較。在檢測電壓超過參考電壓9g時，比較器9f將此檢測為發生了過電流，並將鎖存電路9e的輸出設定為「l」。通過根據過電流的檢測將鎖存電路9e的輸出設定為「l」，與門電路9d被關閉，強制地禁止根據控制信號(pwm信號)驅動輸出級電晶體(p-mos9a、n-mos9b)。其結果，在檢測到過電流時，下臂igbt3u(3v、3w)被強制地進行關斷控制。

但是，在具備上述結構的逆變器驅動裝置1的逆變器10中，若例如產生輸出布線的相間短路而有過電流(短路電流)流動，則下臂驅動電路7會迅速檢測出該過電流的產生並對下臂igbt3u、3v、3w進行關斷控制。與此相對，因為控制裝置cont檢測出過電流(短路電流)的產生而停止控制信號(pwm信號)的輸出，所以無法否認由上臂驅動電路6u、6v、6w對上臂igbt2u、2v、2w進行的關斷控制會產生少許延遲。

在這裡，在上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w的強制關斷動作時，因為在上臂驅動電路6(6u、6v、6w)的內部布線中存在的電感成分，在上臂igbt2u、2v、2w中流動回流電流。此時流動的回流電流，因為在上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w即將被強制地進行關斷控制之前流動的電流是過電流(短路電流)，所以是通常逆變器工作時流動的回流電流的約10倍以上，比較大。

於是,強制關斷上臂igbt2u、2v、2w時的電流變化量「－dic/dt」在1000a/μs以上,與通常工作時的電流變化量「－dic/dt」相比較在10倍以上。其結果，由內部布線中存在的電感成分與電流變化量「－dic/dt」產生的反電動勢直接施加於上臂igbt2u、2v、2w。並且，如果反電動勢超過上臂igbt2u、2v、2w的集電極和發射極之間的擊穿電壓以及回流二極體4u、4v、4w的陰極和陽極之間的擊穿電壓，則上臂igbt2u、2v、2w可能被過電壓損壞。

為了解決這樣的問題，將上臂igbt2u、2v、2w的集電極和發射極之間的擊穿電壓以及回流二極體4u、4v、4w的陰極和陽極之間的擊穿電壓設為比因切斷時的電流變化量「－dic/dt」產生的反電動勢高。但是，因為上臂igbt2u、2v、2w的集電極和發射極之間的擊穿電壓和其導通損耗是折中(trade-off)關係，所以會產生在上臂驅動電路6(6u、6v、6w)正常工作時在上臂igbt2u、2v、2w中的損耗增大，逆變器10的工作效率降低等新的問題。

關於這一點，例如在專利文件1中公開如下：如在圖4用虛線所示，在上臂igbt2u、2v、2w的集電極和柵極之間串聯插裝有針對反電動勢的鉗位二極體(齊納二極體)zd和用於阻止電流逆流的二級管(反向阻止二極體)d，使用鉗位用二極體zd對施加於上臂igbt2u(2v、2w)的反電動勢進行電壓鉗位。

根據這樣的由鉗位用二極體zd和反向阻止二極體d構成的逆變器10，可以使施加於上臂igbt2u(2v、2w)的反電動勢的能量作為鉗位用二極體zd的擊穿電流ir從上臂igbt2u(2v、2w)的柵極側流入上臂驅動電路6(6u、6v、6w)。於是,利用通過鉗位用二極體zd流入上臂驅動電路6(6u、6v、6w)的擊穿電流ir，在上臂驅動電路6(6u、6v、6w)的等效內部阻抗的兩端產生電壓，該電壓施加於上臂igbt2u(2v、2w)的柵極。

因此，將從上臂igbt2u(2v、2w)一側觀察到的上臂驅動電路6(6u、6v、6w)的內部阻抗(等效的柵極電阻rg)設定為，例如施加於上臂igbt2u(2v、2w)的柵極的電壓超過該上臂igbt2u(2v、2w)的工作閾值，且通過上臂igbt2u(2v、2w)的飽和工作有集電極電流流動。於是，因為上臂igbt2u(2v、2w)在飽和工作狀態下進行導通工作，因此施加於上臂igbt2u(2v、2w)的反電動勢的能量通過該上臂igbt2u(2v、2w)而流動。

其結果，在上臂igbt2u(2v、2w)可以將反電動勢的能量作為熱能而消耗。因此，在鉗位用二極體zd可以對施加於上臂igbt2u(2v、2w)的反電動勢進行電壓抑制，還可以有效地防止上臂igbt2u(2v、2w)的過電壓破壞。

【專利文獻1】日本特開2009-253484號公報

但是，為了使上臂igbt2u(2v、2w)在飽和工作狀態下進行導通工作，作為其柵極電壓需要約6v的電壓。另外，上臂驅動電路6(6u、6v、6w)的內部阻抗(等效的柵極電阻rg)一般在10～50ω左右。因此，為了得到約6v的柵極電壓，需要使通過鉗位用二極體zd而流動的擊穿電流ir最大到600ma。於是，會產生為使鉗位用二極體zd的鉗位工作電阻變小，作為該鉗位用二極體zd需要確保與上臂igbt2u(2v、2w)同等程度的晶片面積，電路面積增加或者系統成本增大等問題。

另一方面，若假設可以嵌入到上臂驅動電路6(6u、6v、6w)的晶片內的晶片面積較小的鉗位用二極體zd，則在該鉗位用二極體zd中流動的擊穿電流ir會減小到例如100μa左右。因此，為了產生使上臂igbt2u(2v、2w)在飽和工作狀態下進行導通工作的約6v的柵極電壓，需要將上臂驅動電路6(6u、6v、6w)的內部阻抗(等效的柵極電阻rg)設定為例如60kω左右。

這樣，如果使上臂驅動電路6(6u、6v、6w)的內部阻抗變大，會使在逆變器10正常工作時在上臂igbt2u(2v、2w)中的開關損耗增大。並且，伴隨著上臂igbt2u(2v、2w)的導通工作的發熱量增大，在逆變器10的一般開關頻率10hz以上會使開關工作變得困難。

技術實現要素：

本發明鑑於上述問題而完成，其目的在於提供一種能夠抑制設置於逆變器輸出級的半導體開關元件在正常工作時的非預期的損耗，並且可靠地防止在異常狀態時因施加於所述半導體開關元件的反電動勢導致的該半導體開關元件的過電壓破壞的逆變器驅動裝置。

另外，同時，本發明的目的在於提供一種一體地具備上述設置於逆變器輸出級的半導體開關元件和對該半導體開關元件進行導通關斷驅動的逆變器驅動裝置的半導體模塊。

為了達到上述目的，本發明的逆變器驅動裝置具備：主驅動電路，其向設置於逆變器的輸出級而控制輸出到負載的電流的半導體開關元件施加驅動電壓來對該半導體開關元件進行導通關斷驅動，特別是具備：鉗位用二極體，其在所述主驅動電路的工作停止時，對施加於所述半導體開關元件的反電動勢進行電壓鉗位；分壓電阻，其對與在反電動勢的電壓鉗位時通過所述鉗位用二極體而流出的電流成比例的電壓進行電阻分壓而供於檢測；輔助驅動電路，其根據通過該分壓電阻得到的檢測電壓生成控制電壓，並將該控制電壓施加到所述半導體開關元件而使所述半導體開關元件導通。

也就是說，所述半導體開關元件例如是igbt，所述主驅動電路向所述igbt的柵極施加所述驅動電壓而對該igbt進行導通關斷驅動。另外，所述輔助驅動電路向所述igbt的柵極施加所述控制電壓而使該igbt在飽和工作區域導通。在這裡，所述鉗位用二極體由齊納二極體構成，該齊納二極體具有比所述igbt的集電極和發射極之間的擊穿電壓低的陰極和陽極之間的擊穿電壓。

具體地說，所述主驅動電路，在所述逆變器正常工作時，通過柵極電阻向所述igbt的柵極施加所述驅動電壓，所述輔助驅動電路，在所述逆變器處於異常狀態時，通過輸出電阻向所述igbt的柵極施加所述控制電壓。另外，所述輔助驅動電路相對於所述主驅動電路並聯地設置。

優選地，所述半導體開關元件例如是被圖騰柱式連接且交替地被進行導通驅動的上臂igbt以及下臂igbt，所述主驅動電路由對所述上臂igbt進行導通關斷驅動的上臂驅動電路以及對所述下臂igbt進行導通關斷驅動的下臂驅動電路構成。並且，所述輔助驅動電路針對上臂驅動電路而設置，並且發揮以下作用，在所述下臂igbt關斷後的狀態下，在所述上臂igbt關斷時，保護所述上臂igbt使其免受施加到該上臂igbt的反電動勢的影響。

另外，本發明的半導體模塊，一體地具備半導體開關元件以及逆變器驅動裝置，該半導體開關元件設置於逆變器的輸出級而控制輸出到負載的電流，該逆變器驅動裝置具有對該半導體開關元件進行導通關斷驅動的結構。或者，本發明的半導體模塊，以兩相併聯或者三相併聯的方式一體地設置有所述半導體開關元件以及逆變器驅動裝置，該逆變器驅動裝置具有對該半導體開關元件進行導通關斷驅動的結構。

也就是說，以兩相併聯或者三相併聯的方式設置的多個所述逆變器驅動裝置，以預定的相位差分別對並聯設置的多個所述半導體開關元件進行導通關斷驅動。

根據上述結構的逆變器驅動裝置以及半導體模塊，通過在逆變器處於異常狀態時強制地關斷所述半導體開關元件(例如igbt)，即使在該半導體開關元件中流動異常的回流電流，也可以通過所述輔助驅動電路使所述半導體開關元件(例如igbt)在飽和工作區域進行導通工作。並且，可以在所述半導體開關元件上有效地消耗因為所述異常的回流電流而施加於所述半導體開關元件的反電動勢的能量。其結果，可以可靠地防止由所述異常的回流電流引起的反電動勢導致的所述半導體開關元件的過電壓擊穿。

另外，在所述逆變器正常工作時，所述輔助驅動電路不會代替所述主驅動電路而驅動所述半導體開關元件，所以所述輔助驅動電路的存在也不會成為使所述半導體開關元件的損耗增大的主要原因。因此，可以取得抑制正常工作時在所述半導體開關元件上的損耗而維持逆變器的效率，並且例如在逆變器輸出的短路等異常狀態時可靠地防止所述半導體開關元件的過電壓破壞等在實際應用上的巨大效果。

附圖說明

圖1是表示本發明一實施方式的逆變器驅動裝置的主要部分結構的圖。

圖2是表示構建了用於驅動三相電機的逆變器的本發明一實施方式的半導體模塊的概略結構的圖。

圖3是表示用於驅動三相電機的逆變器的一例的結構圖。

圖4是表示現有的典型逆變器驅動裝置的概略結構的圖。

符號說明

1逆變器驅動裝置

2u、2v、2w上臂igbt

3u、3v、3w下臂igbt

4u、4v、4w、5u、5v、5w回流二極體

6u、6v、6w上臂驅動電路(hvic)

7下臂驅動電路(lvic)

8a、9apmos(輸出級電晶體)

8b、9bnmos(輸出級電晶體)

8c、9c輸入濾波器

8d電平移動電路

9d與門電路

9e鎖存電路

9f比較器

9g參考電壓

10逆變器

11主驅動電路

12輔助驅動電路

13a、13b反相放大器

20半導體模塊(ipm)

m三相電機(負載)

cont控制裝置

rs電流檢測電阻

zd鉗位用二極體

d二級管(反向阻止二極體)

ra、rb分壓電阻

具體實施方式

以下，參照附圖，對本發明一實施方式的逆變器驅動裝置，以用於驅動三相電機的逆變器中u相的逆變器驅動裝置為例進行說明。另外，對於與圖3以及圖4所示的現有裝置相同的部分使用相同的符號，並省略其說明。另外，用於驅動三相電機的逆變器中v相以及w相的各個逆變器驅動裝置也與在這裡說明的u相的逆變器驅動裝置相同地構成。

本發明一實施方式的逆變器驅動裝置1，如在圖1中表示其概略構成，具備主驅動電路11，其向設置於逆變器10的輸出級而控制輸出到負載的電流的半導體開關元件sw施加驅動電壓，從而對該半導體開關元件sw進行導通關斷驅動。

半導體開關元件sw，由圖騰柱式連接而互補地被進行導通驅動的上臂igbt2u(2v、2w)以及下臂igbt3u(3v、3w)構成。也就是說，在上臂igbt2u(2v、2w)以及下臂igbt3u(3v、3w)的各個發射極和集電極之間分別反並聯連接有回流二極體4u、4v、4w、5u、5v、5w。另外，主驅動電路11由對上臂igbt2u(2v、2w)進行導通關斷驅動的上臂驅動電路6u(6v、6w)與對下臂igbt3u(3v、3w)進行導通關斷驅動的下臂驅動電路7構成。另外，在圖1中，僅抽取表示具備u相、v相以及w相的各個驅動電路的下臂驅動電路7中的u相的驅動電路。

在這裡，本發明一實施方式的逆變器驅動裝置1的特徵在於，具備：鉗位用二極體zd，其在主驅動電路11停止工作時，對施加於所述半導體開關元件sw、特別是上臂igbt2u(2v、2w)的反電動勢進行電壓鉗位；分壓電阻ra、rb，其對與在通過該鉗位用二極體zd對反電動勢進行電壓鉗位時通過鉗位用二極體zd而流出的電流成比例的電壓進行電阻分壓而供於檢測。另外，與鉗位用二極體zd串聯連接有阻止電流逆流的反向阻止二極體d。

具體地說，鉗位用二極體zd被設置為將其陰極連接在上臂igbt2u(2v、2w)的集電極，在陽極連接反向阻止二極體d的陽極。並且，反向阻止二極體d的陰極通過串聯連接的分壓電阻ra、rb連接於規定上臂驅動電路6u(6v、6w)的參考電位的中點電壓vs的電源線。因此，在鉗位用二極體zd中對反電動勢進行了電壓鉗位的電流通過反向阻止二極體d而流入分壓電阻ra、rb，分壓電阻ra、rb對與該電流成比例的電壓進行分壓而供於檢測。

進而，逆變器驅動裝置1的特徵在於，具備輔助驅動電路12，其生成與通過分壓電阻ra、rb檢測的電壓相應的控制電壓，將該控制電壓代替上臂驅動電路6u(6v、6w)中的主驅動電路11而施加到上臂igbt2u(2v、2w)。該輔助驅動電路12發揮以下作用：例如，在因產生短路電流而下臂igbt3u(3v、3w)被強制地進行關斷控制，與此相伴，反電動勢施加於上臂igbt2u(2v、2w)時，使上臂igbt2u(2v、2w)在飽和工作區域導通。

即，上臂驅動電路6u(6v、6w)具備並聯的主驅動電路11和輔助驅動電路12，所述主驅動電路11，在正常工作時，對上臂igbt2u(2v、2w)進行導通關斷驅動；所述輔助驅動電路12，在異常狀態下，當反電動勢施加於上臂igbt2u(2v、2w)時，使上臂igbt2u(2v、2w)在飽和工作區域導通。

也就是說，輔助驅動電路12具備2級連接的反相放大器13a、13b。這些反相放大器13a、13b分別由例如串聯連接的p-mos和n-mos構成。第1級的反相放大器13a反相放大根據通過鉗位用二極體zd而流動至分壓電阻ra、rb的電流在分壓電阻rb的兩端之間產生的電壓。並且，第2級的反相放大器13b通過反相放大第1級的反相放大器13a的輸出電壓而生成用於使上臂igbt2u(2v、2w)在飽和工作區域導通的控制電壓。該控制電壓作為例如與施加在輔助驅動電路12的電源電壓vb大致相等的電壓而生成。

這樣，輔助驅動電路12輸出的控制電壓，通過上臂驅動電路6u(6v、6w)的內部阻抗、特別是主驅動電路11的等效內部阻抗(柵極電阻)rg以及輔助驅動電路12的輸出電阻r1分壓而施加到上臂igbt2u(2v、2w)的柵極。通過這樣施加的控制電壓，上臂igbt2u(2v、2w)在飽和工作區域導通，施加於上臂igbt2u(2v、2w)的反電動勢的能量通過該上臂igbt2u(2v、2w)而流動。其結果，因為反電動勢的能量在上臂igbt2u(2v、2w)中作為熱能被消耗，所以可以防止上臂igbt2u(2v、2w)的過電壓破壞。

另外，插裝於輸出電阻r1與主驅動電路11的輸出端之間的二級管發揮在正常工作時阻止輔助驅動電路12的輸出電壓(控制電壓)施加到主驅動電路11的輸出端的作用。通過該二級管，正常工作時主驅動電路11的驅動電壓不受輔助驅動電路12的輸出電壓的影響而施加到上臂igbt2u(2v、2w)。

這樣，如上所述，根據與主驅動電路11並聯地具備根據通過鉗位用二極體zd而流動的電流輸出控制電壓的輔助驅動電路12的上臂驅動電路6u(6v、6w)，可以在上臂igbt2u(2v、2w)的飽和工作區域通過導通工作使施加到上臂igbt2u(2v、2w)的反電動勢的能量作為熱能有效地消耗。因此，當發生異常狀態時，即使主驅動電路11停止工作，且與此相伴，反電動勢施加於上臂igbt2u(2v、2w)施加，也可以有效地防止由反電動勢的能量引起的上臂igbt2u(2v、2w)的過電壓破壞。

而且，根據上述結構，輔助驅動電路12的存在不會妨礙主驅動電路11的功能。因此，在正常工作時，通過從主驅動電路11輸出的驅動電壓，可以對上臂igbt2u(2v、2w)進行導通關斷驅動，所以上臂igbt2u(2v、2w)的開關損耗也不會增大。

進而，鉗位用二極體zd對施加到上臂igbt2u(2v、2w)的反電動勢的能量進行電壓鉗位，僅將電壓鉗位部分的能量作為擊穿電流ir使其流動至分壓電阻ra、rb。因此，可以減小通過鉗位用二極體zd流動的擊穿電流ir。因此，在保持鉗位用二極體zd的鉗位工作電阻較小的同時，可以減小鉗位用二極體zd的晶片面積。其結果，還可以將例如鉗位用二極體zd一體地組裝到上臂驅動電路6u(6v、6w)內。

另外，無需像以往一樣在主驅動電路11中生成在異常狀態下使上臂igbt2u(2v、2w)在飽和工作狀態下進行導通工作所需的柵極電壓，因此也無需增大主驅動電路11的內部阻抗(柵極電阻)rg。因此，也不會導致在逆變器10正常工作時上臂igbt2u(2v、2w)中的開關損耗的增大。因此，容易確保逆變器10中的一般開關頻率在10hz以上時的開關工作。

圖2表示由分別具備上述輔助驅動電路12的u相、v相以及w相的各個上臂驅動電路6u、6v、6w與下臂驅動電路7構成的用於驅動三相電機的逆變器10的概略構成。特別是，在該逆變器10中，構成為：在上臂igbt2u、2v、2w的各個集電極分別連接鉗位用二極體zd，分別通過這些鉗位用二極體zd向在上臂驅動電路6u(6v、6w)中組裝的圖1所示的分壓電阻ra、rb流動電流。

另外，u相、v相以及w相的各個上臂驅動電路6u、6v、6w以及下臂驅動電路7，與由圖騰柱式連接的上臂igbt2u、2v、2w和下臂igbt3u、3v、3w構成的半導體開關元件sw以及3個鉗位用二極體zd一起一體化而構建一個半導體模塊20。該半導體模塊20被稱為ipm(智能功率模塊)。這樣的半導體模塊20，鉗位用二極體zd的擊穿電流ir較小，並且鉗位工作電阻較小，所以僅搭載晶片面積較小的鉗位用二極體zd即可。因此，可以作為緊湊型半導體模塊20而實現。

如果使用這樣構成的半導體模塊20，則可以較容易實現例如驅動三相電機m的逆變器10。同時，在逆變器10的輸出布線中發生短路事故等異常狀態時，可以可靠地防止上臂igbt2u、2v、2w的過電壓破壞。因此，其在實際應用上的優點很大。

另外，本發明並不僅限於上述實施方式。雖然在這裡以驅動三相電機m的逆變器10為例進行了說明，但是，理所當然地，也可以作為具備單相或兩相的半導體開關元件sw以及其驅動電路的逆變器10來實現半導體模塊20。另外，理所當然地，也可以將鉗位用二極體zd分別組裝到上臂驅動電路6u、6v、6w內。進而，由鉗位用二極體zd產生的鉗位電壓和/或分壓電阻ra、rb的分壓比等，只要根據逆變器10的規格、特別是半導體開關元件sw的工作規格來規定即可。除此之外，本發明在不脫離其宗旨的範圍內，可以進行各種變形而實施。